EP1405405A2 - Verfahren zur regelung der verstärkung eines hochfrequenten signals - Google Patents

Verfahren zur regelung der verstärkung eines hochfrequenten signals

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EP1405405A2
EP1405405A2 EP02752974A EP02752974A EP1405405A2 EP 1405405 A2 EP1405405 A2 EP 1405405A2 EP 02752974 A EP02752974 A EP 02752974A EP 02752974 A EP02752974 A EP 02752974A EP 1405405 A2 EP1405405 A2 EP 1405405A2
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EP
European Patent Office
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receiving unit
correction
transmitting
amplitude
signal
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP02752974A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Roland Jenkins
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Thales DIS AIS Deutschland GmbH
Original Assignee
Siemens AG
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Filing date
Publication date
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Priority claimed from DE2001136213 external-priority patent/DE10136213A1/de
Application filed by Siemens AG filed Critical Siemens AG
Publication of EP1405405A2 publication Critical patent/EP1405405A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/20—Automatic control
    • H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
    • H03G3/3036—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers
    • H03G3/3042—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices in high-frequency amplifiers or in frequency-changers in modulators, frequency-changers, transmitters or power amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
    • H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
    • H03G3/004—Control by varying the supply voltage

Definitions

  • the present invention relates to a method for regulating the amplification of a high-frequency signal, a transmitting and / or receiving unit and a communication system.
  • modulation methods are used, in particular in the case of mobile radio connections, which influence both the amplitude or an envelope curve and the phase position of the signal to be transmitted.
  • GSM global standard for mobile communication
  • EDGE Enhanced data rate for GSM evolution or EDGE
  • CDMA code division multiple access
  • Amplitude modulation is applied to the transmission signal separately from the phase modulation, two separate control loops being provided for this purpose.
  • the method can e.g. B. by modulating the supply voltage of a strongly non-linear in C, D or E operation
  • Power amplifiers are implemented. According to the Polar Loop concept, optimized transmitter amplifiers can be used in addition to compliance a required linearity also reduce power consumption. Since in particular in a mobile radio connection at least one subscriber terminal is designed as a mobile phone, the costs for a rechargeable battery of a mobile phone are significantly reduced and / or a maximum operating time of a charged battery pack is increased.
  • the control slope of the transmitter amplifier changes. This also changes the control loop bandwidth of the amplitude control loop. This leads to an undesirable distortion of the output voltage, which is particularly evident in a deterioration of the modulation spectrum up to the violation of the spectrum mask prescribed by a standard.
  • a known solution to this problem is to isolate the transmitter amplifier from the antenna by using circulators or isolators.
  • circulators are relatively narrow-band components, so that several circulators must be interconnected to cover a larger bandwidth.
  • these components are very expensive and also take up a very large amount of space, which makes the polar loop concept, which is actually very advantageous, more economical, particularly in so-called multiband devices, due to the use of several circulators
  • an amplitude modulation is contained in the modulation of the transmission signal.
  • the modulation can e.g. B. by varying the drain voltage in field effect transistors or the collector voltage in bipolar transistors and the anode voltage in tubes of the transmitter amplifier.
  • a parasitic phase occurs due to the phase of the complex transfer function S 2 ⁇ which is dependent on the drain-source voltage U D s or U D or the collector-emitter voltage U CE
  • Phase modulation If the modulation used in the radio transmission system consists of a combination of amplitude and phase modulation, e.g. is the case in mobile radio systems of G2, 5 and G3, the proportion of phase modulation is falsified by an additional parasitic phase modulation component ⁇ (A (t)). This falsification has z. B. an increased error vector and / or an increased bandwidth requirement.
  • Mobile phone connections can therefore be due to parasitic phase modulation as well as due to the changes in the accuracy of an antenna or the like. Effects on the respective control loops occur.
  • the present invention is therefore based on the object of proposing a method and a device for improved use of a polar loop concept in a transmitter, in particular for a mobile radio connection.
  • the basic idea of the present invention is to output an output voltage
  • Combination can be combined into a component. The same also applies to the communication systems according to claims 16 or 30.
  • a method according to the invention is therefore characterized in that an output voltage of the battery voltage modulator is evaluated as a measure of the change in the control loop bandwidth of the amplitude control loop in a polar loop transmitter in the event of a faulty termination at the output of the transmitter amplifier.
  • This signal is advantageously already present in known circuits, so that no additional measuring points and / or measuring devices have to be provided. So that's it advantageously possible, the output voltage of the battery voltage modulator
  • the battery voltage modulator As an indicator of a change in the control loop bandwidth of the amplitude control loop and to use it for a correction.
  • Battery voltage modulator determines a correction value by which the change in the control slope of the transmitter amplifier and thus the control loop bandwidth is compensated.
  • a control signal of the battery voltage modulator is changed by this correction value, in particular by driving a controlled intermediate amplifier.
  • the control loop bandwidth is therefore, in particular indirectly, adjusted on the basis of a characteristic field recorded once for a transmitter amplifier or a whole series of transmitter amplifiers by a new control loop.
  • a method according to the invention can be integrated in a transmitting and / or receiving unit with very little additional circuitry.
  • an additional space requirement and self-energy requirement of an extended circuit are very small. Even creating or
  • a method according to the invention can be used particularly advantageously in a communication system which has at least one Transmission line includes according to a mobile radio standard.
  • a transmitting and / or receiving unit is designed as part of such a communication system as a mobile phone. Because of the advantages mentioned above, however, a method according to the invention can also advantageously be used or retrofitted in any other transmitting and / or receiving unit.
  • An inventive method according to claim 17 is characterized in that an output voltage of
  • Battery voltage modulator is evaluated as a measure of an expected phase error of the amplifier of the transmitter amplifier. On the output voltage of the
  • the battery voltage modulator can easily be accessed directly as a signal within a circuit operating according to this method, so that no additional measuring points and / or measuring devices have to be provided. It is thus advantageously possible to use the output voltage of the battery voltage modulator as an indicator of a phase error of the amplifier and to use it for
  • a correction value is determined with a current output voltage of the battery voltage modulator, by means of which the incorrect change in the phase transmission of the transmitter amplifier is essentially compensated for.
  • this correction value is taken from a characteristic curve. Such a characteristic is preferably also taken into account
  • Tolerance values are stored digitally in a memory.
  • the required correction values can be quickly read out in a known manner via accesses with AD and DA converters.
  • the phase behavior is therefore adjusted on the basis of a characteristic field recorded once for a transmitter amplifier or for a whole series of transmitter amplifiers by means of a compensation circuit.
  • the phase of the complex circuit parameter S 2 ⁇ of the transmitter amplifier depends on the voltage U DS or U CE as an increasing function.
  • the parasitic phase modulation can thus be neutralized by the phase of the parameter S 2 ⁇ being designed as a falling function as a function of the gate-source voltage U G s or the base current I B. This falling function is then suitably with U DS or U CE , the output signal of
  • Correction value for a specific band is set using a simple voltage divider.
  • a corresponding circuit and measurement results are shown using a specific embodiment with reference to the drawing.
  • a method according to the invention can be integrated in a transmitting and / or receiving unit with very little additional circuitry.
  • an additional space requirement and self-energy requirement of an extended circuit are very small.
  • the creation or recording of the above-mentioned characteristic curves is also associated with relatively little effort, so that a method according to the invention can be used particularly advantageously in a communication system which comprises at least one transmission link according to a mobile radio standard.
  • a transmitting and / or receiving unit is designed as part of such a communication system as a mobile phone. Because of the advantages mentioned above, however, a method according to the invention can also be used in any other transmission and / or
  • Receiver unit can be used advantageously or retrofitted.
  • the compact design also enables high integration in multi-band systems for mobile phones.
  • Fig. 1 shows a simplified block diagram for
  • FIG. 2 shows a simplified block diagram of an embodiment according to the invention.
  • Fig. 3 shows a simplified block diagram for
  • FIG. 1; Fig. 4 shows a simplified block diagram of an embodiment according to the invention with a
  • FIG. 5 graphically shows measurement data of a real amplifier as gain and phase position for an input power and FIG. 6 shows the data for another input power as curves;
  • FIG. 7 shows a measured spectrum without and FIG. 8 the measured spectrum of the same amplifier
  • Figure 2 relates to
  • FIGS. 3 to 9 relate to an exemplary embodiment of the invention, in which a parasitic
  • Phase modulation should be neutralized.
  • a polar loop control phase position and amplitude are an error-free input signal U so ⁇ a polar loop transmitter PLS in a phase comparator ⁇ and an amplitude comparator A in separate control circuits with a defined part of an output signal U out compared and, if appropriate, adjusted.
  • the defined part of the output signal U out is fed back as a sample via a feedback branch F with an adaptation or damping factor a to the input of the polar loop transmitter PLS.
  • the output signal U out represents the signal of the polar loop transmitter PLS delivered to an antenna ANT.
  • a directional coupler RK separates between the output of the
  • Transmitter amplifier PA and the antenna ANT a leading wave of the output signal U out and a returning wave, which is generated by reflection of the antenna ANT, which is generally not matched to the wave resistance of the feed line.
  • the signal U out thus only represents the leading wave.
  • the output signal of the phase comparator ⁇ regulates the phase position of U out by means of a voltage-controlled oscillator VCO to the setpoint specified by U so ⁇ .
  • the amplitude comparator A influences the control signal U am via a battery voltage modulator M.
  • Usoii is.
  • the slope of the transmitter amplifier PA depends on a respective load of a termination. This changes a misclosure by changing the impedance of the
  • Antenna ANT also the steepness of the transmitter amplifier PA. Such changes in impedance are quickly realized
  • Amplitude control loop is kept substantially constant, so a change in the slope of the transmitter amplifier PA affects directly on the
  • the aim of an embodiment according to the invention according to FIG. 2 is to keep the control loop bandwidth of the amplitude control loop in the polar loop transmitter PLS constant even when the impedance of the antennas ANT changes and the resulting faulty termination, so as to maintain the required linearity of the
  • a faulty termination of the transmitter amplifier PA due to changes in the impedance of an antenna ANT wants to produce a change in the output signal U out .
  • the signal U c is generated at the output of the battery voltage modulator M and is followed up via the amplitude control loop until a deviation of U out from a predetermined value is corrected.
  • U D can thus serve as an indicator of load changes.
  • the output voltage U c of the battery voltage modulator M is subsequently assessed as a measure of the change in the control loop bandwidth of the amplitude control loop in the polar loop transmitter PLS in the event of a faulty termination at the output of the transmitter amplifier PA.
  • a correction value U k ⁇ rr is generated, with which the original control loop bandwidth can be restored.
  • a circuit according to FIG. 1 is advantageously assumed, which is only slightly expanded in a manner shown in the illustration in FIG. 2 by small circuit additions.
  • the current output voltage U D of the battery voltage modulator M is read out by a system control SC newly added in the circuit of FIG. 2. Since U ao n and a damping a of the feedback branch F of the system control are known, the current control steepness S of the transmitter amplifier PA can
  • U r U r can be determined.
  • the output voltage U D of the battery voltage modulator M is converted from the battery voltage U DD by means of an analog-digital converter ADC for processing.
  • a correction value Ukorr can be found by comparing a digitized value with a steepness S of the transmitter amplifier PA once determined at a standard conclusion.
  • the correction value U k0 r r is either directly or, as shown in the present exemplary embodiment, by means of a digital / analog converter DAC in one adjustable amplifier VGA specified.
  • Loop bandwidth is restored.
  • a characteristic that is essentially constant over the predetermined bandwidth is guaranteed while observing the standards.
  • System control SC can then be retrofitted in a particularly simple manner in each polar loop transmitter PLS.
  • the entire circuit of the PLS polar loop transmitter can also be designed as a highly integrated circuit, with further hybrid components such as isolators advantageously being dispensed with even in the case of even higher multi-band systems for mobile telephones.
  • a device according to the invention is therefore designed to be suitable for use in several frequency bands.
  • Phase modulation is only one in Fig. 1 with Dashed line enclosed section of the polar loop transmitter PLS with the applied signals shown enlarged.
  • a battery voltage modulator M is connected to a supply voltage U DD , which is fed into the transmitter amplifier PA by the signal Ui n as an input signal as an output signal U D (A (t)) which changes in amplitude according to the specification A (t).
  • U D (A (t)) an input signal Ui is n as a cosine-shaped wave having a time-varying phase term ⁇ (t) and amplifies an information in the amplitude A (t). So it turns out to be
  • Output signal of this circuit an over time t cosine-shaped oscillation with a time-varying amplitude A (t), a time-varying phase term ⁇ (t) and an additional phase shift ⁇ (A (t)) dependent on the size of the input signal U ⁇ n .
  • Phase shift ⁇ (A (t)) has a negative effect as a phase error or as parasitic phase modulation in the output signal due to information errors.
  • the signal U D (A (t)) is used to largely eliminate the expected phase error ⁇ (A (t)) by a correction variable k as a function of the size of the signal U D (A (t (t )) determined from a circuit K and fed together with the cosine-shaped oscillation Ui n as an input signal into the transmitter amplifier PA.
  • k is designed as a factor with which the size of the signal U D (A (t)) is suitably adapted to minimize the phase error ⁇ (A (t)).
  • the correction via the bias voltage U b ias is introduced with the signal U GS to change the operating point of the transmitter amplifier PA. It has been found that a change in the operating point setting in time with the signal U D (A (t)) has an opposite effect to the parasitic phase effect. In this way, an essentially undisturbed phase curve is guaranteed in compliance with a prescribed standard in a polar loop transmitter PLS as shown in FIG. 4.
  • Figure 7 shows the modulation spectrum of the EDGE transmitter with constant bias voltage U B i as .
  • the spectrum is asymmetrical, which clearly indicates the occurrence of an undesirable phase modulation. Compliance with a planned modulation spectrum or adjacent channel power rejection ACPR from a center frequency at + 400 kHz is therefore approx. 56dBc, as measured between the positions marked by two arrows.
  • Figure 8 shows the modulation spectrum of the same EDGE transmitter with the modification that the so-called blow input for setting the correction factor k is connected to the drain voltage U D (A (t)) via a simple ohmic voltage divider.
  • the spectrum is largely symmetrical using this simple correction circuit K, as a result of which the proportion of undesired phase modulation in the output signal has now been greatly reduced.
  • the attenuation to an adjacent channel ACPR at -400 kHz and + 400 kHz from the center frequency is now likewise an improved value of approximately 61 dBc, again measured between the arrows at the positions according to FIG. 4.
  • FIG. 9 shows the structure chosen in the present exemplary embodiment analogous to the illustration of FIG. 4.
  • the correction circuit K for setting the correction factor k comprises only a simple ohmic voltage divider, the free end point of which is at a fixedly adjustable potential V. lies.
  • V fixedly adjustable potential
  • a plurality of such correction circuits K with respective potentials V can be provided, which are switched on as required or when a band is selected.
  • the advantages of the described embodiment are, for. B. in the case of dual band mobile radio, in particular in that static or non-volatile memories of the correction variables k can be used in particular in the form of fixed voltage dividers which are assigned a value for each of the selectable bands.
  • a device according to the invention is designed to be suitable for use in several frequency bands, in particular for mobile telephones designed for multi-band systems.

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Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung der Verstärkung eines hochfrequenten Signals, eine Sende- und/oder Empfangseinheit und ein Kommunikationssystem. Um ein Verfahren und eine Vorrichtung zur verbesserten Nutzung eines Polar-Loop-Konzepts in einem Sender insbesondere für eine Mobilfunkverbindung zu schaffen wird bei einem Verfahren zur Regelung der Verstärkung eines hochfrequenten Signals, bei dem Phasenlage und Amplitude eines fehlerfreien Eingangssignals (Usoll)voneinander getrennt mit einem definierten Teil eines Ausgangssignals (Uout) verglichen und nachgeregelt werden, eine Ausgangsspannung (Uc) eines Batteriespannungsmodulators (M) als Maß für einen Fehler an einem Ausgang eines Senderverstärkers (PA) bewertet und zur Veranlassung einer Korrektur herangezogen wird.

Description

Beschreibung
Verfahren zur Regelung der Verstärkung eines hochfrequenten Signals
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Regelung der Verstärkung eines hochfrequenten Signals, eine Sende- und/oder Empfangseinheit und ein KommunikationsSystem.
Zur Erhöhung der Übertragungsrate werden insbesondere bei Mobilfunkverbindungen Modulationsverfahren genutzt, die sowohl die Amplitude oder eine Hüllkurve als auch die Phasenlage des zu übertragenden Signals beeinflussen. Beispiele hierfür sind neuere Varianten des global Standard for mobile communication GSM, wie z. B. Enhanced data rate for GSM evolution bzw. EDGE, und Code Multiplex bzw. Code division multiple access CDMA.
An einen Sender einer solchen Mobilfunkverbindung werden hohe Anforderungen an die Linearität gestellt, um Fehler bei der
Übertragung zu verhindern. Einen signifikanten Anteil an der Nichtlinearität eines solchen Senders hat der
Senderverstärker. Zur Linearisierung dieses Senderverstärkers wird nach dem Stand der Technik z. B. das sogenannte Polar- Loop-Konzept genutzt. Bei diesem Verfahren wird die
Amplitudenmodulation getrennt von der Phasenmodulation auf das Sendesignal aufgebracht, wobei hierzu zwei getrennte Regelkreise vorgesehen sind. In einem Polar-Loop Sender kann das Verfahren z. B. durch Modulation der VersorgungsSpannung eines im C-, D- oder E- Betrieb stark nichtlinear arbeitenden
Leistungsverstärkers umgesetzt werden. Nach dem Polar Loop- Konzept können hinsichtlich ihres Wirkungsgrades optimierte Senderverstärker eingesetzt werden, die neben der Einhaltung einer erforderlichen Linearität auch den Stromverbrauch senken. Da insbesondere in einer Mobilfunkverbindung mindestens ein Teilnehmer-Endgerät als Mobiltelefon ausgebildet ist werden hierdurch die Kosten für eine wiederaufladbare Batterie eines Mobiltelefons deutlich gesenkt und/oder eine maximale Betriebszeit eines geladenen Batteriesatzes erhöht.
Bei Fehlabschluss des Senderverstärkers durch Impedanzänderungen einer Antenne, wie sie bei großen Antennen z. B. durch Windlast und bei Mobiltelefonen z. B. durch Änderung des Abstandes von Kopf zu Antenne hervorgerufen wird, ändert sich die Steuersteilheit des Senderverstärkers. Damit wird auch die Regelkreisbandbreite des Amplitudenregelkreises geändert. Dies führt zu einer unerwünschten Verzerrung der AusgangsSpannung, was besonders in einer Verschlechterung des Modulationsspektrums bis hin zur Verletzung der durch einen Standard fest vorgeschriebenen Spektrumsmaske deutlich wird.
Eine bekannte Lösung dieses Problems besteht in der Isolation des Senderverstärkers von der Antenne durch Einsatz von Zirkulatoren bzw. Isolatoren. Zirkulatoren sind jedoch relativ schmalbandige Bauteile, so dass für die Abdeckung einer größeren Bandbreite mehrere Zirkulatoren zusammengeschaltet werden müssen. Ferner sind diese Bauteile sehr teuer und weisen zudem einen recht großen Platzbedarf auf, wodurch insbesondere in sogenannten Multibandgeräten aufgrund des Einsatzes mehrerer Zirkulatoren das eigentlich sehr vorteilhafte Polar-Loop-Konzept aus wirtschaftlicher
Sicht nicht akzeptabel ist. In den vorstehend beispielhaft genannten Funkübertragungssystemen ist in der Modulation des Sendesignals eine Amplitudenmodulation enthalten. Die Modulation kann z. B. durch eine Variation der Drainspannung bei Feldeffekttransistoren bzw. der Kollektorspannung bei Bipolar-Transistoren und die Anodenspannung bei Röhren des Senderverstärkers realisiert werden. Dabei kommt es aufgrund der von der Drain-Source Spannung UDs bzw. UD oder der Collector-Emitter-Spannung UCE abhängigen Phase der komplexen Übertragungsfunktion S2χ zu einer parasitären
Phasenmodulation. Besteht die in dem Funkübertragungssystem verwendete Modulation aus einer Kombination aus Amplituden- und Phasenmodulation, wie dies z.B. in Mobilfunksystemen der G2 , 5 und G3 der Fall ist, so wird der Anteil der Phasenmodulation durch einen zusätzlichen parasitären Phasenmodulationsanteil Δφ(A(t)) verfälscht. Diese Verfälschung hat z. B. einen erhöhten Fehlervektor und/oder einen erhöhten Bandbreitebedarf zur Folge .
Bei dem Betrieb des Senderverstärkers für eine
Mobilfunkverbindung können somit sowohl aufgrund parasitärer Phasenmodulation als auch wegen Im edanzanderungen einer Antenne o.a. Auswirkungen auf jeweils betroffene Regelkreise auftreten.
Der vorliegenden Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur verbesserten Nutzung eines Polar-Loop-Konzepts in einem Sender insbesondere für eine Mobilfunkverbindung vorzuschlagen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und eine Sende- und/oder Ξmpfangseinheit mit den Merkmalen des Anspruchs 9 oder des Anspruchs 25 gelöst. Ferner ist ein KommunikationsSystem mit den Merkmalen von Anspruch 6 oder Anspruch 30 eine Lösung dieser Aufgabe. Die Unter nsprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Der grundlegende Gedanke der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine AusgangsSpannung eines
Batteriespannungsmodulators als Maß für einen Fehler an einem Ausgang eines Sendeverstärkers zu bewerten und die AusgangsSpannung zur Veranlassung eines Korrekturwertes heranzuziehen. Besondere Ausführungsformen dieses Verfahrens betreffen die Kompensation eines Fehlers aufgrund einer
Änderung der Regelkreisbandbreite des Amplituden-Regelkreises (Unteranspruch 2) und die Kompensation eines Fehlers aufgrund einer parasitären Phasenmodulation (Unteranspruch 17) . Selbstverständlich können die jeweiligen Maßnahmen, die zur Kompensation einer parasitären Phasenmodulation bzw. einer
Änderung der Regelkreisbandbreite des Amplituden-Regelkreises jeweils miteinander kombiniert werden. Insofern können insbesondere funktionsähnliche Bauelemente der Sende- und/oder Empfangseinheit nach Anspruch 4 und der Sende- und/oder Empfangseinheit nach Anspruch 25 bei einer
Kombination zu einem Bauelement zusammengefasst werden. Gleiches gilt auch für die Kommunikationssysteme nach den Ansprüchen 16 oder 30.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren nach Anspruch 2 zeichnet sich demnach dadurch aus, dass eine AusgangsSpannung des Batteriespannungsmodulators als Maß für die Änderung der Regelkreisbandbreite des Amplituden-Regelkreises in einem Polar-Loop-Sender bei Fehlabschluss an dem Ausgang des Senderverstärkers bewertet wird. Dieses Signal ist vorteilhafterweise in bekannten Schaltungen bereits vorhanden, so dass keine zusätzlichen Messpunkte und/oder Messvorrichtungen vorzusehen sind. Damit ist es in vorteilhafter Weise möglich, die AusgangsSpannung des
Batteriespannungsmodulators als Indikator für eine Änderung der Regelkreisbandbreite des Amplituden-Regelkreises zu nutzen und sie für eine Korrektur heranzuziehen.
In einer wesentlichen Weiterbildung der Erfindung wird mit einem Eingangssignal und einer aktuellen AusgangsSpannung des
Batteriespannungsmodulators ein Korrekturwert ermittelt, durch den die Änderung der Steuersteilheit des Senderverstärkers und damit die Regelkreisbandbreite kompensiert wird. Um diesen Korrekturwert wird in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ein Steuersignal des Batteriespannungsmodulators verändert, insbesondere durch Ansteuerung eines gesteuerten Zwischenverstärkers . Mithin wird die Regelkreisbandbreite insbesondere indirekt auf der Grundlage eines einmal für einen Senderverstärker oder eine ganze Baureihe von Senderverstärker aufgenommenen Kennlinienfeldes durch einen neuen Regelkreis nachgestellt .
Vorzugsweise wird ein derartiges Kennlinienfeld auch unter
Berücksichtigung von Toleranzwerten in einem Speicher abgelegt. Über Zugänge mit AD- und DA-Wandlern können die erforderlichen Korrekturwerte in bekannter Weise schnell ausgelesen werden.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren kann unter sehr geringem zusätzlichen Schaltungsaufwand in einer Sende- und/oder Empfangseinheit integriert werden. Vorteilhafterweise sind ein zusätzlicher Platzbedarf und Eigen-Energiebedarf einer erweiterten Schaltung sehr gering. Auch das Erstellen oder
Aufnehmen eines vorstehend genannten Kennlinienfeldes ist mit relativ wenig Aufwand verbunden, so dass sich ein erfindungsgemäßes Verfahren besonders vorteilhaft in einem Kommunikationssystem einsetzen lässt, das mindestens eine Übertragungsstrecke nach einem Mobilfunkstandard umfasst. Insbesondere ist eine Sende- und/oder Empfangseinheit als Teil eines derartigen Kommunikationssystems als Mobiltelefon ausgebildet. Aufgrund der vorstehend genannten Vorteile ist ein erfindungsgemäßes Verfahren jedoch auch in jeder anderen Sende- und/oder Empfangseinheit vorteilhaft einsetzbar oder nachrüstbar .
Ein erfindungsgemäßes Verfahren nach Anspruch 17 zeichnet sich demnach dadurch aus, dass eine Ausgangsspannung des
Batteriespannungsmodulators als Maß für einen zu erwartenden Phasenfehler des Verstärkers des Senderverstärkers bewertet wird. Auf die AusgangsSpannung des
Batteriespannungsmodulators kann als Signal innerhalb einer nach diesem Verfahren arbeitenden Schaltung leicht direkt zugegriffen werden, so dass keine zusätzlichen Messpunkte und/oder Messvorrichtungen vorzusehen sind. Damit ist es in vorteilhafter Weise möglich, die Ausgangsspannung des Batteriespannungsmodulators als Indikator für einen Phasenfehler des Verstärkers zu nutzen und sie für eine
Korrektur heranzuziehen.
In einer wesentlichen Weiterbildung der Erfindung wird mit einer aktuellen AusgangsSpannung des Batteriespannungsmodulators ein Korrekturwert ermittelt, durch den die fehlerhafte Änderung der Phasenübertragung des Senderverstärkers im wesentlichen kompensiert wird. Dieser Korrekturwert wird in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung einer Kennlinie entnommen. Vorzugsweise wird eine derartige Kennlinie auch unter Berücksichtigung von
Toleranzwerten in einem Speicher digital abgelegt . Über Zugänge mit AD- und DA-Wandlern können die erforderlichen Korrekturwerte in bekannter Weise schnell ausgelesen werden. Mithin wird das Phasenverhalten auf der Grundlage eines einmal für einen Senderverstärkers oder eine ganze Baureihe von Senderverstärker aufgenommenen Kennlinienfeldes durch eine Kompensationsschaltung nachgestellt. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verläuft die Phase des komplexen Schaltungsparameters S2ι des Senderverstärkers in Abhängigkeit der Spannung UDS bzw. UCE als steigende Funktion. So lässt sich die parasitäre Phasenmodulation neutralisieren, indem die Phase des Parameters S2ι in Abhängigkeit der Gate-Source-Spannung UGs oder des Basis-Stroms IB als fallende Funktion ausgebildet ist. Diese fallende Funktion wird dann in geeigneter Weise mit UDS bzw. UCE, dem Ausgangssignal des
Batteriespannungsmodulators, verknüpft. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind der parasitäre Einfluss der signaltragenden VersorgungsSpannung des Senderverstärkers und eine Wirkung einer Änderung des Arbeitspunktes im Rhythmus des Nutzsignals gegenläufig. So wird ein
Korrekturwert für ein bestimmtes Band fest über einen einfachen Spannungsteiler eingestellt . Eine dementsprechende Schaltung und Messergebnisse werden anhand eines konkreten Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die Zeichnung noch dargestellt.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren kann unter sehr geringem zusätzlichen Schaltungsaufwand in einer Sende- und/oder Empfangseinheit integriert werden. Vorteilhafterweise sind ein zusätzlicher Platzbedarf und Eigen-Energiebedarf einer erweiterten Schaltung sehr gering. Auch das Erstellen oder Aufnehmen der vorstehend genannten Kennlinien ist mit relativ wenig Aufwand verbunden, so dass sich ein erfindungsgemäßes Verfahren besonders vorteilhaft in einem Kommunikationssystem einsetzen lässt, das mindestens eine Übertragungsstrecke nach einem Mobilfunkstandard umfasst. Insbesondere ist eine Sende- und/oder Empfangseinheit als Teil eines derartigen Kommunikationssystems als Mobiltelefon ausgebildet. Aufgrund der vorstehend genannten Vorteile ist ein erfindungsgemäßes Verfahren jedoch auch in jeder anderen Sende- und/oder
Empfangseinheit vorteilhaft einsetzbar oder nachrüstbar. Die kompakte Bauform macht auch eine hohe Integration bei MultiBand-Systemen für Mobiltelefone möglich.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele erläutert.
Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild zur
Realisierung einer bekannten Polar-Loop Regelung mit Batteriespannungsmodulator, und
Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführungsform.
Fig. 3 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild zur
Realisierung einer Amplitudenmodulation mit Senderverstärker als Bestandteil der Schaltung von
Fig. 1; Fig. 4 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführungsform mit einer
Kompensationsschaltung; Fig. 5 stellt Messdaten eines realen Verstärkers als Gewinn und Phasenlage für eine Eingangsleistung und Fig. 6 die Daten für eine andere Eingangsleistung als Kurven graphisch dar; Fig. 7 stellt ein gemessenes Spektrum ohne und Fig. 8 das gemessene Spektrum des selben Verstärkers unter
Einwirkung eines erfindungsgemäßen Kompensationsnetzes dar, und schließlich zeigt
Fig. 9 den in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gewählten
Aufbau analog der Darstellung von Fig. 4.
Im einzelnen bezieht sich die Figur 2 auf ein
Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem ein Fehler an dem
Ausgang eines Senderverstärkers von einer Änderung der
Regelkreisbandbreite eines Amplituden-Regelkreises herrührt, während sich die Figuren 3 bis 9 auf ein Ausführungsbeispiel der Erfindung beziehen, bei der eine parasitäre
Phasenmodulation neutralisiert werden soll.
In einer Polar-Loop-Regelung werden Phasenlage und Amplitude eines fehlerfreien Eingangssignals Usoιι eines Polar Loop- Senders PLS in einem Phasenkomparator φ und einem Amplitudenkomparator A in getrennten Regelkreisen mit einem definierten Teil eines AusgangsSignals Uout verglichen und gegebenenfalls nachgeregelt. Der definierte Teil des Ausgangssignals Uout wird als Probe über einen Feedback-Zweig F mit einem Anpassungs- oder Dämpfungsfaktor a versehen auf den Eingang des Polar Loop-Senders PLS rückgekoppelt. Dabei stellt das AusgangsSignal Uout das an eine Antenne ANT gelieferte Signal des Polar-Loop-Senders PLS dar. Ein Richtkoppler RK trennt zwischen dem Ausgang des
Senderverstärkers PA und der Antenne ANT eine vorlaufende Welle des AusgangsSignals Uout und eine rücklaufende Welle, die durch Reflexion der in der Regel nicht an den Wellenwiderstand der Zuführungsleitung angepassten Antenne ANT erzeugt wird. Somit stellt das Signal Uout nur die vorlaufende Welle dar.
Das Ausgangssignal des Phasenkomparators φ regelt die Phasenlage von Uout mittels eines spannungsgesteuerten Oszillators VCO auf den durch Usoιι vorgegeben Sollwert. Der Amplitudenkomparator A beeinflusst durch das Steuersignal Uam über einen Batteriespannungsmodulator M die
VersorgungsSpannung UD eines Senderverstärkers PA und damit die Hüllkurve der AusgangsSpannung derart, das die Amplitude von Uout ebenfalls ein fehlerfreies Abbild der Amplitude von
Usoii ist. Die Steilheit des Senderverstärkers PA ist jedoch von einer jeweiligen Last eines Abschlusses abhängig. Damit verändert ein Fehlabschluss durch eine Änderung der Impedanz der
Antenne ANT auch die Steilheit des Senderverstärkers PA. Derartige Änderungen der Impedanz werden schnell durch
Veränderungen der Umgebung und/oder der Geometrie der Antenne
ANT hervorgerufen. Sie treten dementsprechend häufig auf.
Wenn auch das Ausgangssignal Uout durch den
Amplitudenregelkreis im wesentlichen konstant gehalten wird, so wirkt sich eine Änderung der Steilheit des Senderverstärkers PA jedoch direkt auf die
Regelkreisbandbreite des Amplitudenregelkreises und damit auf das Modulationsspektrum mit der Folge von unzulässigen Verzerrungen aus .
Ziel einer erfindungsgemäßen Ausführungsform nach Fig. 2 ist es, die Regelkreisbandbreite des Amplitudenregelkreises in dem Polar-Loop Sender PLS auch bei Änderung der Impedanz der Antennen ANT und dadurch hervorgerufenem Fehlabschluss konstant zu halten, um so die erforderliche Linearität des
Ausgangssignals Uout unter Einhaltung eines vorgegebenen Modulationsspektrums, einer bestimmten Bit- Fehlerrate etc. sicherzustellen. Dabei wird aber auf den Einsatz teurer und großer Zirkulatoren verzichtet .
Ein Fehlabschluss des Senderverstärkers PA durch Impedanzänderungen einer Antenne ANT will eine Änderung des AusgangsSignals Uout erzeugen. Über den Rückkopplungszweig F wird am Ausgang des Batteriespannungsmodulators M das Signal Uc erzeugt, das über die Amplitudenregelschleife so lange nachgeführt wird, bis eine Abweichung von Uout von einem vorgegebenen Wert ausgeregelt ist. UD kann damit als Indikator für Last-Änderungen dienen. Nachfolgend wird eine Bewertung der AusgangsSpannung Uc des Batteriespannungsmodulators M als Maß für die Änderung der Regelkreisbandbreite des Amplituden-Regelkreises in dem Polar-Loop-Sender PLS bei Fehlabschluss an dem Ausgang des Senderverstärkers PA vorgenommen. Von dieser Bewertung ausgehend wird die Erzeugung eines Korrekturwertes Ukθrr betrieben, mit dem die ursprüngliche Regelkreisbandbreite wieder hergestellt werden kann. Vorteilhafterweise wird dazu von einer Schaltung gemäß Fig. 1 ausgegangen, die in einer in der Abbildung von Fig. 2 dargestellten Weise durch geringe Schaltungszusätze nur geringfügig erweitert wird.
Zur Bewertung und nachfolgenden Korrektur wird die aktuelle AusgangsSpannung UD des Batteriespannungsmodulators M von einer in der Schaltung von Fig. 2 neu zugefügten Systemsteuerung SC ausgelesen. Da Uaon und eine Dämpfung a des Feedbackzweiges F der Systemsteuerung bekannt sind, kann so die aktuelle Steuersteilheit S des Senderverstärkers PA
_ Umt _ (Usoll - a) S =
Ur Ur ermittelt werden.
Die AusgangsSpannung UD des Batteriespannungsmodulators M wird aus der Batteriespannung UDD mittels eines Analog- Digital Wandlers ADC zur Verarbeitung umgesetzt. Durch Vergleich eines digitalisierten Wertes mit einer einmal ermittelten Steilheit S des Senderverstärkers PA an einem Normabschluss lässt sich in der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung durch ein Lookup-Table LUT ein Korrekturwert Ukorr finden. Der Korrekturwert Uk0rr wird entweder direkt oder, wie im vorliegenden Ausführungsbeispiel dargestellt, mittels eines Digital Analog Wandlers DAC in einem einstellbaren Verstärker VGA vorgegeben. Dabei bewirkt der
Korrekturwert Ukθrr/ dass die Regelkreisbandbreite des
Amplitudenregelkreises korrigiert bzw. die ursprüngliche
Regelkreisbandbreite wiederhergestellt wird. Damit wird bei einem Polar-Loop-Sender PLS gemäß Abbildung von Fig. 2 eine über die vorgegebene Bandbreite im wesentlichen gleichbleibende Charakteristik unter Einhaltung der Standards garantiert .
Die Vorteile der beschriebenen Ausführungsform liegen z. B. bei Dual Band Mobilfunk insbesondere darin, dass statische oder nicht flüchtige Speicher eingesetzt werden können, die mit Werten für jedes wählbare Band frei zu belegen sind. Ein Betrieb in zwei und mehr Bändern bedingt also nur einen in geringem Maße größeren Speicher LUT, aber keine sonstige
Veränderung der Schaltung an sich. So bleibt also in jedem Einsatzfall einer erfindungsgemäßen Vorrichtung der Vorteil einer Kompakten Bauweise erhalten. Folglich kann die Erweiterung mit der Systemsteuerung SC selber als hochintegrierte Schaltung dargestellt werden. Eine
Systemsteuerung SC ist dann in besonders einfacher Weise in jedem Polar-Loop-Sender PLS nachrüstbar . Es kann aber auch die gesamte Schaltung des Polar Loop-Senders PLS als hochintegrierter Schaltkreis ausgeführt werden, wobei auch bei noch höheren Multi-Band- Systemen für Mobiltelefone auf weitere hybride Komponenten wie Isolatoren vorteilhafterweise verzichtet werden kann. In sehr kompakter Bauform wird also eine erfindungsgemäße Vorrichtung für einen Einsatz in mehreren Frequenzbändern geeignet ausgebildet eingesetzt.
In der Darstellung von Fig. 3, die sich auf die
Ausführungsform der Erfindung zum Neutralisieren parasitärer
Phasenmodulation bezieht, ist nur ein in Fig. 1 mit gestrichelter Linie umschlossener Ausschnitt des Polar Loop- Senders PLS mit den anliegenden Signalen vergrößert dargestellt. Ein Batteriespannungsmodulator M liegt an einer VersorgungsSpannung UDD, die durch das Signal Uin als Eingangssignal als in der Amplitude gemäß der Vorgabegröße A(t) veränderliches Ausgangssignal UD(A(t)) in den Senderverstärker PA eingespeist wird. Mit UD(A(t)) wird ein Eingangssignal Uin als Cosinus-förmige Schwingung mit einem zeitveränderlichen Phasenterm φ(t) und einer Information in der Amplitude A(t) verstärkt. So ergibt sich als
Ausgangssignal dieser Schaltung eine über der Zeit t cosinus- för ige Schwingung mit einer zeitveränderlicher Amplitude A(t), einem zeitveränderlichen Phasenterm φ(t) und einer von der Größe des Eingangssignals Uιn abhängigen zusätzlichen Phasenverschiebung Δφ(A(t)) . Diese zusätzliche
Phasenverschiebung Δφ(A(t)) macht sich als Phasenfehler bzw. als parasitäre Phasenmodulation in dem Ausgangssignal durch Informationsfehler negativ bemerkbar.
Ziel einer erfindungsgemäßen Ausführungsform nach Fig. 3 ist es, eine parasitäre Phasenmodulation Δφ(A(t)) mit den resultierenden Fehlern in einem zu übertragenden Signal so gering wie möglich zu halten, um die erforderliche Linearität des AusgangsSignals Uout unter Einhaltung eines vorgegebenen Modulationsspektrums, einer bestimmten Bit-Fehlerrate etc. sicherzustellen. Hierdurch wird der in Fig. 1 dargestellte eigentliche Phasenregelkreis ganz wesentlich entlastet. Nachfolgend wird eine Bewertung der AusgangsSpannung UD(A(t)) des Batteriespannungsmodulators M als Maß für eine parasitäre Phasenmodulation Δφ des Senderverstärkers PA vorgenommen. Von dieser Bewertung ausgehend wird die Erzeugung eines Korrekturwertes k betrieben, mit dem der Phasenfehler Δφ minimiert werden kann. Vorteilhafterweise wird dazu von einer Schaltung gemäß Fig. 1 ausgegangen, die in einer in der Abbildung von Fig. 4 dargestellten Weise durch geringe Schaltungszusätze nur geringfügig erweitert wird. In der Darstellung von Fig. 4 wird das Signal UD(A(t)) zur weitgehenden Eliminierung des zu erwartenden Phasenfehlers Δφ(A(t)) genutzt, indem eine Korrekturgröße k in Abhängigkeit der Größe des Signals UD(A(t)) aus einer Schaltung K ermittelt und zusammen mit der cosinus-förmigen Schwingung Uin als Eingangssignal in den Senderverstärker PA eingespeist wird. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist k als Faktor ausgebildet, mit dem das Signal UD(A(t)) in seiner Größe zur Minimierung des Phasenfehlers Δφ(A(t)) geeignet angepasst wird. Erfindungsgemäß wird die Korrektur über die Bias-Spannung Ubias mit dem Signal UGS zu einer Änderung des Arbeitspunktes des Senderverstärkers PA eingeführt. Es hat sich dazu herausgestellt, dass eine Änderung der Arbeitspunkteinstellung im Takt des Signals UD(A(t)) eine dem parasitären Phaseneffekt gegenläufige Wirkung zeigt. Damit wird bei einem Polar-Loop Sender PLS gemäß Abbildung von Fig. 4 einen im wesentlichen ungestörten Phasenverlauf unter Einhaltung eines vorgeschriebenen Standards garantiert.
An einem realen Bauteil zur Durchführung einer
Amplitudenmodulation in einem EDGE-Sender, der nach dem Polar-Loop Prinzip arbeitet, sind Messdaten aufgenommen worden. Es wurde dazu ein in dem nachfolgend diskutierten Ausführungsbeispiel ein MOS Transistorverstärker verwendet. Der komplexe Parameter S2ι wurde nach Betrag und Phase als Funktion der UDS gemessen mit Werten der sogenannten Bias- Spannung Ubias und je zwei verschiedenen Eingangsleistungen Pin als Parameter. Der Anschluss der Bias-Spannung Ubias bedient letztlich über Spannungsteiler die Gates der in dem Bauteil enthaltenen Transistoren des Senderverstärkers PA zur
Einstellung des Arbeitspunktes. Wie die graphischen Darstellungen der Messwerte in den Figuren 5 und 6 zeigen steigt die Phase der Größe S2ι monoton mit der Spannung UDS, der Abszisse. Hingegen sinkt die Phase von S2ι mit zunehmender Spannung UBis ab. Die Eingangsleistung Pin ist in der Abbildung von Fig. 5 höher als in der von Fig. 6 gewählt worden, was sich hinsichtlich des Phasenverlau es nicht zu deutlich auswirkt.
Bild 7 zeigt das Modulationsspektrum des EDGE-Senders bei konstanter Bias-Spannung UBias . Das Spektrum ist unsymmetrisch, was deutlich auf eine Entstehung einer unerwünschten Phasenmodulation hindeutet. Die Einhaltung eines vorgesehenen Modulationsspektrums bzw. adjacent Channel power rejection ACPR von einer Mittenfrequenz ab bei +400kHz beträgt demnach ca. 56dBc, wie zwischen den durch zwei Pfeile gekennzeichneten Positionen gemessen.
Bild 8 zeigt das Modulationsspektrum desselben EDGE-Senders mit der Modifikation, dass der sogenannte Blas-Eingang zur Einstellung des Korrekturfaktors k über einen einfachen ohmschen Spannungsteiler mit der Drainspannung UD(A(t)) verbunden ist. Das Spektrum ist unter Verwendung dieser einfachen Korrekturschaltung K weitgehend symmetrisch, wodurch nun der Anteil einer unerwünschten Phasenmodulation am Ausgangssignal sehr stark gemindert worden ist. Zudem beträgt die Dämpfung zu einem Nachbarkanal ACPR bei -400kHz und +400kHz von der Mittenfrequenz her nun gleichermaßen einen verbesserten Wert von ca. 61dBc, wiederum zwischen den Pfeilen an den Positionen gemäß Fig. 4 gemessen.
Die Darstellung von Fig. 9 zeigt den in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gewählten Aufbau analog zu der Abbildung von Fig. 4. In dieser Ausführungsform umfasst die Korrekturschaltung K zur Einstellung des Korrekturfaktors k nur einen einfachen ohmschen Spannungsteiler, dessen freier Endpunkt auf einem fest einstellbaren Potential V liegt. Zur Anwendung in verschiedenen Bändern können mehrere derartige Korrekturschaltungen K mit jeweiligen Potentialen V vorgesehen werden, die nach Bedarf oder Auswahl eines Bandes zugeschaltet werden. Die Vorteile der beschriebenen Ausführungsform liegen z. B. bei Dual Band Mobilfunk insbesondere darin, dass statische oder nicht flüchtige Speicher der Korrekturgrδßen k insbesondere in Form fester Spannungsteiler eingesetzt werden können, die mit einem Wert für jedes der wählbaren Bänder belegt sind. Ein Betrieb in zwei und mehr Bändern bedingt also nur einen in geringem Maße größere Schaltung K, aber keine sonstige Veränderung der Schaltung an sich. So bleibt also in jedem Einsatzfall einer erfindungsgemäßen Vorrichtung der Vorteil einer kompakten Bauweise erhalten. Es kann aber auch die gesamte Schaltung des Polar-Loop Senders PLS als hochintegrierter Schaltkreis ausgeführt werden. In sehr kompakter Bauform wird also eine erfindungsgemäße Vorrichtung für einen Einsatz in mehreren Frequenzbändern geeignet ausgebildet eingesetzt, insbesondere für Mobiltelefone mit Auslegung für Multi-Band-Systeme .

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Regelung der Verstärkung eines hochfrequenten Signals, bei dem Phasenlage und Amplitude eines fehlerfreien Eingangssignals (Usoιι) voneinander getrennt mit einem definierten Teil eines AusgangsSignals (U0ut) verglichen und nachgeregelt werden, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass eine Ausgangsspannung (Uc) eines Batteriespannungsmodulators (M) als Maß für einen Fehler an einem Ausgang eines Senderverstärkers (PA) bewertet und zur Veranlassung einer Korrektur herangezogen wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass es sich bei dem Fehler an dem Ausgang des Senderverstärkers (PA) um eine Änderung der Regelkreisbandbreite des Amplituden-Regelkreises bei Fehlabschluss und/oder Änderung der Impedanz einer Antenne (ANT) handelt.
3. Verfahren nach Anspruch 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass mit einem Eingangssignal (Usoιι) und einer aktuellen AusgangsSpannung (UD) des Batteriespannungsmodulators (M) ein
Korrekturwert (Ukorr) zur Kompensation der
Regelkreisbandbreitenänderung des Amplitudenregelkreises ermittelt wird.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass ein Steuersignal (Uam) eines Batteriespannungsmodulators (M) durch einen Korrekturwert (Ukθrr) verändert wird.
5. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Steuersignal (Uam) des Amplitudenmodulators (M) durch Ansteuerung eines gesteuerten Zwischenverstärkers (VGA) verändert wird.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass Korrekturwerte (Ukorr) und/oder ein Kennlinienfeld in einem Speicher (LUT) abgelegt werden, insbesondere unter Berücksichtigung von Toleranzwerten.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Korrekturwerte (Ukorr) über Zugänge mit AD- und DA- Wandlern (DAC, ADC) ausgelesen und/oder generiert werden.
8. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass Korrekturwerte (Ukorr) und/oder ein Kennlinienfeld in einem Speicher (LUT) eines jeweils vorgegebenen
Mobil funkstandards in einer Systemsteuerung (SC) abgelegt und/oder erzeugt werden.
9. Sende- und/oder Empfangseinheit, insbesondere zur
Umsetzung eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei ein Phasenkomparator (φ) und ein Amplitudenkomparator (A) zum getrennten Vergleichen einer Phasenlage und einer Amplitude eines fehlerfreien Eingangs Signals (Usoιι) mit einem definierten Teil eines Ausgangssignals (U0ut) und zum gegebenenfalls notwendigen Nachregeln vorgesehen sind, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass eine Systemsteuerung (SC) zum Auswerten einer aktuellen
AusgangsSpannung (UD) eines Batteriespannungsmodulators (M) eines Amplitudenregelkreises vorgesehen ist und die Systemsteuerung (SC) zur Ausgabe von Korrekturwerten (Uk0rr) zur Kompensation einer Regelkreisbandbreitenänderung des Amplitudenregelkreises ausgebildet ist.
10. Sende- und/oder Empfangseinheit nach dem vorhergehenden Anspruch, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass in dem Amplitudenregelkreis ein gesteuerter Zwischenverstärker (VGA) einem Batteriespannungsmodulator (M) vorgeschaltet ist, der zur Einstellung von Korrekturwerten (Uk0rr) zur Kompensation einer Änderung der Regelkreisbandbreite über ein Steuersignal (Uam) mit der Systemsteuerung (SC) verbunden ist.
11. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der beiden vorhergehenden Ansprüche , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Systemsteuerung (SC) eine Vorrichtung' umfasst , in der Korrekturwerte (Uk0rr) und/oder ein Kennlinienfeld abgelegt sind, insbesondere in einem Mittel, das in Form eines nicht flüchtigen Speichers (LUT) ausgebildet ist.
12. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche 8 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Systemsteuerung (SC) eine Vorrichtung zum Auslesen und/oder Umsetzen von Korrekturwerten (Ukorr) umfasst, wobei diese Vorrichtung insbesondere als AD- und/oder DA-Wandler (DAC, ADC) ausgebildet ist.
13. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche 8 bis 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Systemsteuerung (SC) in Form einer hochintegrierten Baugruppe und/oder als integrierter Schaltkreis ausgeführt ist .
14. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche 9 bis 13, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Sende- und/oder Empfangseinheit mit der Systemsteuerung (SC) für einen Einsatz in mehreren Frequenzbändern geeignet ausgebildet ist .
15. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche 9 bis 14, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Sende- und/oder Empfangseinheit als Mobilfunkgerät oder Mobiltelefon ausgebildet ist.
16. Kommunikationssystem zur Übertragung von Daten und/oder
Information über mindestens eine Funkschnittstelle, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Kommunikationssystem mindestens eine Sende- und/oder Empfangseinheit umfasst, die nach einem der vorhergehenden
Ansprüche 9 bis 15 und/oder zur Umsetzung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis
8 ausgebildet ist.
17. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass es sich bei dem Fehler um einen zu erwartenden Phasenfehler (Δφ) aufgrund parasitärer Phasenmodulation handelt .
18. Verfahren nach Anspruch 17, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass mit einer aktuellen Ausgangsspannung (UD) des
Batteriespannungsmodulators (M) ein Korrekturwert (k) zur
Kompensation einer parasitären Phasenmodulation (Δφ(A(t))) ermittelt wird.
19. Verfahren nach einem der beiden vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass Korrekturwerte (k) und/oder ein Kennlinienfeld in einer Korrekturschaltung (K) abgelegt werden, insbesondere unter Berücksichtigung von Toleranzwerten.
20. Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 19, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Korrekturwerte (k) über Zugänge mit AD- und DA- Wandlern ausgelesen und/oder generiert werden.
21. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass Korrekturwerte (k) und/oder ein Kennlinienfeld in einer Korrekturschaltung (K) eines jeweils vorgegebenen
Mobilfunkstandards abgelegt und/oder erzeugt werden.
22. Verfahren nach einem der beiden vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass ein Korrekturwert (k) über einen Spannungsteiler eingestellt wird.
23. Verfahren nach einem der Ansprüche 17 bis 22, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass aus der AusgangsSpannung (UD) des
Batteriespannungsmodulators (M) und einem Korrekturwert (k) ein Korrektursignal (UGs) aufbereitet wird.
24. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Korrektursignal (UGs) durch Zugabe zu der Bias- Spannung den Arbeitspunkt mindestens eines Transistors oder einer Röhre des Senderverstärkers (PA) verändert.
25. Sende- und/oder Empfangseinheit, insbesondere zur Umsetzung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 17 - 24, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass eine Korrekturschaltung (K) zum Auswerten einer aktuellen AusgangsSpannung (UD) eines
Batteriespannungsmodulators (M) eines Amplitudenregelkreises vorgesehen ist und zur Ausgabe von Korrekturwerten (k) und/oder einer Korrekturspannung (UGS) zur Änderung eines
Arbeitspunkts mindestens eines Transistors oder einer Röhre des Sender-Verstärkers (PA) ausgebildet ist.
26. Sende- und/oder Empfangseinheit nach dem vorhergehenden
Anspruch, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Korrekturschaltung (K) als Spannungsteiler ausgeführt ist .
27. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der beiden vorhergehenden Ansprüche , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Korrekturschaltung (K) für einen Einsatz in mehreren Frequenzbändern geeignet ausgebildet ist.
28. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche 25 bis 27, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Korrekturschaltung (K) in Form einer hochintegrierten Baugruppe und/oder als integrierter Schaltkreis insbesondere mit dem Senderverstärker (PA) ausgeführt ist.
29. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche 25 bis 28, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass die Sende- und/oder Empfangseinheit als Mobilfunkgerät oder Mobiltelefon ausgebildet ist.
30. KommunikationsSystem zur Übertragung von Daten und/oder Information über mindestens eine Funkschnittstelle, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass das Kommunikationssystem mindestens eine Sende- und/oder Empfangseinheit umfasst, die nach einem der vorhergehenden Ansprüche 25 bis 29 und/oder zur Umsetzung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 17 bis 24 ausgebildet ist.
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