DE10136213A1

DE10136213A1 - Verfahren zur Neutralisation parasitärer Phasenmodulation in amplitudenmodulierten Verstärkern

Info

Publication number: DE10136213A1
Application number: DE2001136213
Authority: DE
Inventors: Roland Jenkins
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 2001-07-25
Filing date: 2001-07-25
Publication date: 2003-02-06

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Neutralisation parasitärer Phasenmodulation in amplitudenmodulierten Verstärkern, eine Sende und/oder Empfangseinheit und ein Kommunikationssystem. DOLLAR A Um ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Neutralisation parasitärer Phasenmodulation in amplitudenmodulierten verstärkern insbesondere als Teil eines Polar-Loop Konzeps in einem Sender zu schaffen, wird vorgeschlagen, daß eine Ausgangsspannung U¶D¶ eines Versorgungsspannungsmodulators M als Maß für einen zu erwartenden Phasenfehler DELTAphi in einem Ausgangssignal U¶OUT¶ einer Senderendstufe PA bewertet wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Neutralisation parasitärer Phasenmodulation in amplitudenmodulierten Verstärkern, insbesondere in Transistorverstärkern. Ferner betrifft die vorliegende Erfindung eine Sende- und/oder Empfangseinheit und ein Kommunikationssystem.
Zur Erhöhung der Übertragungsrate werden insbesondere bei Mobilfunkverbindungen Modulationsverfahren genutzt, die sowohl die Amplitude als auch die Phasenlage des zu übertragenden Signals beeinflussen. Beispiele hierfür sind neuere Varianten des Global standard for mobile communication GSM, wie z. B. Enhanced data rate for GSM evolution bzw. EDGE mit einem Dynamikbereich der Amplitude von ca. 17 dB.
An einen Sender einer solchen Mobilfunkverbindung werden hohe Anforderungen an die Linearität gestellt, um Fehler bei der Übertragung zu verhindern. Zur Linearisierung dieser Senderendstufe wird nach dem Stand der Technik z. B. das sogenannte Polar-Loop Konzept genutzt. Bei diesem Verfahren wird die Amplitudenmodulation getrennt von der Phasenmodulation auf das Sendesignal aufgebracht, wobei hierzu zwei getrennte Regelkreise vorgesehen sind. In einem Polar-Loop Sender kann das Verfahren z. B. durch Modulation der Versorgungsspannung eines im C-, D- oder E-Betrieb stark nichtlinear arbeitenden Leistungsverstärkers umgesetzt werden. Nach dem Polar- Loop Konzept können hinsichtlich ihres Wirkungsgrades optimierte Senderendstufen eingesetzt werden, die neben der Einhaltung einer erforderlichen Linearität auch den Stromverbrauch senken. Da insbesondere in einer Mobilfunkverbindung mindestens ein Teilnehmer-Endgerät als Mobiltelefon mit Transistorverstärkern ausgebildet ist werden hierdurch die Kosten für eine wiederaufladbare Batterie eines Mobiltelefons deutlich gesenkt und/oder eine maximale Betriebszeit eines geladenen Batteriesatzes erhöht.
In den vorstehend beispielhaft genannten Funkübertragungssystemen ist in der Modulation des Sendesignals eine Amplitudenmodulation enthalten. Die Modulation kann z. B. durch eine Variation der Drainspannung bei Feldeffekttransistoren bzw. der Collectorspannung bei Bipolar-Transistoren und die Anodenspannung bei Röhren der Senderendstufe realisiert werden. Dabei kommt es aufgrund der von der Drain-Source Spannung U_DS bzw. U_D oder der Collector-Emitter-Spannung U_CE abhängigen Phase der komplexen Übertragungsfunktion S₂₁ zu einer parasitären Phasenmodulation. Besteht die in dem Funkübertragungssystem verwendete Modulation aus einer Kombinati- ':n aus Amplituden- und Phasenmodulation, wie dies z. B. in Mobilfunksystemen der G2,5 und G3 der Fall ist, so wird der Anteil der Phasenmodulation durch einen zusätzlichen parasitären Phasenmodulationsanteil Aφ(A(t)) verfälscht. Diese Verfälschung hat z. B. eine erhöhten Fehlervektor und/oder einen erhöhten Bandbreitebedarf zur Folge.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Neutralisation parasitärer Phasenmodulation in amplitudenmodulierten Verstärkern insbesondere als Teil eines Polar-Loop Konzepts in einem Sender vorzuschlagen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und eine Sende- und/oder Empfangseinheit mit den Merkmalen des Anspruchs 9 gelöst. Ferner ist ein Kommunikationssystem mit den Merkmalen von Anspruch 14 eine Lösung dieser Aufgabe. Die Unteransprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren zeichnet sich demnach dadurch aus, daß eine Ausgangsspannung des Versorgungsspannungsmodulators als Maß für einen zu erwartenden Phasenfehler des Verstärkers der Senderendstufe bewertet wird. Auf die Ausgangsspannung des Versorgungsspannungsmodulators kann als Signal innerhalb einer nach diesem Verfahren arbeitenden Schaltung leicht direkt zugegriffen werden, so daß keine zusätzlichen Meßpunkte und/oder Meßvorrichtungen vorzusehen sind. Damit ist es in vorteilhafter Weise möglich, die Ausgangsspannung des Versorgungsspannungsmodulators als Indikator für einen Phasenfehler des Verstärkers zu nutzen und sie für eine Korrektur heranzuziehen.
In einer wesentlichen Weiterbildung der Erfindung wird mit einer aktuellen Ausgangsspannung des Versorgungsspannungsmodulators ein Korrekturwert ermittelt, durch den die fehlerhafte Änderung der Phasenübertragung der Senderendstufe im wesentlichen kompensiert wird. Dieser Korrekturwert wird in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung einer Kennlinie entnommen. Vorzugsweise wird eine derartige Kennlinie auch unter Berücksichtigung von Toleranzwerten in einem Speicher digital abgelegt. Über Zugänge mit AD- und DA-Wandlern können die erforderlichen Korrekturwerte in bekannter Weise schnell ausgelesen werden. Mithin wird das Phasenverhalten auf der Grundlage eines einmal für eine Senderendstufe oder eine ganze Baureihe von Senderendstufen aufgenommenen Kennlinienfeldes durch eine Kompensationsschaltung nachgestellt.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung verläuft die Phase der komplexen Schaltungsparameters S₂₁ des Senderendstufe in Abhängigkeit der Spannung U_DS bzw. U_CE als steigende Funktion. So läßt sich die parasitäre Phasenmodulation neutralisieren, indem die Phase des Parameters S₂₁ in Abhängigkeit der Gate-Source-Spannung U_GS oder des Basisstroms I_B als fallende Funktion ausgebildet ist. Diese fallende Funktion wird dann in geeigneter Weise mit U_DS bzw. U_CE, dem Ausgangssignal des Versorgungsspannungsmodulators, verknüpft. In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind der parasitäre Einfluß der signaltragenden Versorgungsspannung des Senderendstufe und eine Wirkung einer Änderung des Arbeitspunktes im Rhythmus des Nutzsignals gegenläufig. So wird ein Korrekturwert für ein bestimmtes Band fest über einen einfachen Spannungsteiler eingestellt. Eine dementsprechende Schaltung und Meßergebnisse werden anhand eines konkreten Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die Zeichnung noch dargestellt.
Ein erfindungsgemäßes Verfahren kann unter sehr geringem zusätzlichen Schaltungsaufwand in einer Sende- und/oder Empfangseinheit integriert werden. Vorteilhafterweise sind ein zusätzlicher Platzbedarf und Eigen-Energiebedarf einer erweiterten Schaltung sehr gering. Auch das Erstellen oder Aufnehmen der vorstehend genannten Kennlinien ist mit relativ wenig Aufwand verbunden, so daß sich ein erfindungsgemäßes Verfahren besonders vorteilhaft in einem Kommunikationssystem einsetzen läßt, das mindestens eine Übertragungsstrecke nach einem Mobilfunkstandard umfaßt. Insbesondere ist eine Sende- und/oder Empfangseinheit als Teil eines derartigen Kommunikationssystems als Mobiltelefon ausgebildet. Aufgrund der vorstehend genannten Vorteile ist ein erfindungsgemäßes Verfahren jedoch auch in jeder anderen Sende- und/oder Empfangseinheit vorteilhaft einsetzbar oder nachrüstbar. Die kompakte Bauform macht auch eine hohe Integration bei Multi-Band- Systemen für Mobiltelefone möglich.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels erläutert.
Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines bekannten Senderverstärkers nach dem Polar-Loop Prinzip;
Fig. 2 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild zur Realisierung einer Amplitudenmodulation mit Senderverstärker als Bestandteil der Schaltung von Fig. 1;
Fig. 3 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Ausführungsform mit einer Kompensationsschaltung;
Fig. 4 stellt Meßdaten eines realen Verstärkers als Gewinn und Phasenlage für eine Eingangsleistung und
Fig. 5 die Daten für eine andere Eingangsleistung als Kurven graphisch dar;
Fig. 6 stellt ein gemessenes Spektrum ohne und
Fig. 7 das gemessene Spektrum des selben Verstärkers unter Einwirkung eines erfindungsgemäßen Kompensationsnetzes dar, und schließlich zeigt;
Fig. 8 den in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gewählten Aufbau analog der Darstellung von Fig. 3.
In einem Polar-Loop Verstärker werden Phasenlage und Amplitude eines fehlerfreien Eingangssignals U_Soll eines Polar-Loop Senders PLS in einem Phasenkomparator φ und einem Amplitudenkomparator A mit einem definierten Teil eines Ausgangssignals U_out verglichen und gegebenenfalls nachgeregelt. Dazu befinden sich Phasenkomparator p und einem Amplitudenkomparator A in getrennten Regelkreisen, die über einen Feedback-Zweig F miteinander verbunden sind. Der definierte Teil des Ausgangssignals U_out wird als Probe über den Feedback-Zweig F mit einem Anpassungs- oder Dämpfungsfaktor a versehen auf den Eingang des Polar Loop-Senders PLS rückgekoppelt. Dabei stellt das Ausgangssignal U_out das an eine Antenne ANT gelieferte Signal des Polar Loop-Senders PLS dar. Ein Richtkoppler RK trennt zwischen dem Ausgang einer Senderendstufe PA und der Antenne ANT eine vorlaufende Welle des Ausgangssignals U_out.
In der Darstellung von Fig. 2 ist nur ein in Fig. 1 mit gestrichelter Linie umschlossener Ausschnitt des Polar Loop- Senders PLS mit den anliegenden Signalen vergrößert dargestellt. Ein Versorgungsspannungsmodulator M liegt an einer Versorgungsspannung U_DD, die durch das Signal U_in als Eingangssignal als in der Amplitude gemäß der Vorgabegröße A(t) veränderliches Ausgangssignal U_D(A(t)) in die Senderendstufe PA eingespeist wird. Mit U_D(A(t)) wird ein Eingangssignal U_in als cosinus-förmige Schwingung mit einem zeitveränderlichen Phasenterm φ(t) und einer Information in der Amplitude A(t) verstärkt. So ergibt sich als Ausgangssignal dieser Schaltung eine über der Zeit t cosinus-förmige Schwingung mit einer zeitveränderlicher Amplitude A(t), einem zeitveränderlichen Phasenterm φ(t) und einer von der Größe des Eingangssignals U_in abhängigen zusätzlichen Phasenverschiebung Δφ(A(t)). Diese zusätzliche Phasenverschiebung Δφ(A(t)) macht sich als Phasenfehler bzw. als parasitäre Phasenmodulation in dem Ausgangssignal durch Informationsfehler negativ bemerkbar.
Ziel einer erfindungsgemäßen Ausführungsform nach Fig. 3 ist es, eine parasitäre Phasenmodulation Δφ(A(t)) mit den resultierenden Fehlern in einem zu übertragenden Signal so gering wie möglich zu halten, um die erforderliche Linearität des Ausgangssignals U_out unter Einhaltung eines vorgegebenen Modulationsspektrums, einer bestimmten Bit-Fehlerrate etc. sicherzustellen. Hierdurch wird der in Fig. 1 dargestellte eigentliche Phasenregelkreis ganz wesentlich entlastet. Nachfolgend wird eine Bewertung der Ausgangsspannung U_D(A(t)) des Versorgungsspannungsmodulators M als Maß für eine parasitäre Phasenmodulation Δφ der Senderendstufe PA vorgenommen. Von dieser Bewertung ausgehend wird die Erzeugung eines Korrekturwertes k betrieben, mit dem der Phasenfehler Δφ minimiert werden kann. Vorteilhafterweise wird dazu von einer Schaltung gemäß Fig. 1 ausgegangen, die in einer in der Abbildung von Fig. 3 dargestellten Weise durch geringe Schaltungszusätze nur geringfügig erweitert wird.
In der Darstellung von Fig. 3 wird das Signal U_D(A(t)) zur weitgehenden Eliminierung des zu erwartenden Phasenfehlers Δφ(A(t)) genutzt, indem eine Korrekturgröße k in Abhängigkeit der Größe des Signals U_D(A(t)) aus einer Schaltung K ermittelt und zusammen mit der cosinus-förmigen Schwingung U_in als Eingangssignal in die Senderendstufe PA eingespeist wird. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel ist k als Faktor ausgebildet, mit dem das Signals U_D(A(t)) in seiner Größe zur Minimierung des Phasenfehlers Δφ(A(t)) geeignet angepaßt wird. Erfindungsgemäß wird die Korrektur über die Bias-Spannung Ubias mit dem Signal U_GS zu einer Änderung des Arbeitspunktes der Senderendstufe PA eingeführt. Es hat sich dazu herausgestellt, daß eine Änderung der Arbeitspunkteinstellung im Takt des Signals U_D(A(t)) eine dem parasitären Phaseneffekt gegenläufige Wirkung zeigt. Damit wird bei einem Polar-Loop Sender PLS gemäß Abbildung von Fig. 3 einen im wesentlichen ungestörten Phasenverlauf unter Einhaltung eines vorgeschriebenen Standards garantiert.
An einem realen Bauteil zur Durchführung einer Amplitudenmodulation in einem EDGE-Sender, der nach dem Polar-Loop Prinzip arbeitet, sind Meßdaten aufgenommen worden. Es wurde dazu ein in dem nachfolgend diskutierten Ausführungsbeispiel ein MOS Transistorverstärker verwendet. Der komplexe Parameter S₂₁ wurde nach betrag und Phase als Funktion der U_DS gemessen mit Werten der sogenannten Bias-Spannung U_bias und je zwei verschiedenen Eingangsleistungen P_in als Parameter. Der Anschluß der Bias-Spannung U_bias bedient letztlich über Spannungsteiler die Gates der in dem Bauteil enthaltenen Transistoren der Senderendstufe PA zur Einstellung des Arbeitspunktes. Wie die graphischen Darstellungen der Meßwerte in den Fig. 4 und 5 zeigen steigt die Phase der Größe S₂₁ monoton mit der Spannung U_DS, der Abszisse. Hingegen sinkt die Phase von S₂₁ mit zunehmender Spannung U_Bias ab. Die Eingangsleistung P_in ist in der Abbildung von Fig. 4 höher als in der von Fig. 5 gewählt worden, was sich hinsichtlich des Phasenverlaufes nicht zu deutlich auswirkt.
Bild 6 zeigt das Modulationsspektrum des EDGE-Senders bei konstanter Bias-Spannung U_Bias. Das Spektrum ist unsymmetrisch, was deutlich auf eine Entstehung einer unerwünschten Phasenmodulation hindeutet. Die Einhaltung eines vorgesehenen Modulationsspektrums bzw. adjacent channel power rejection ACPR von einer Mittenfrequenz ab bei +400 kHz beträgt demnach ca. 56 dBc, wie zwischen den durch zwei Pfeile gekennzeichneten Positionen gemessen.
Bild 7 zeigt das Modulationsspektrum desselben EDGE-Senders mit der Modifikation, daß der sogenannte Bias-Eingang zur Einstellung des Korrekturfaktors k über einen einfachen ohmschen Spannungsteiler mit der Drainspannung U_D(A(t)) verbunden ist. Das Spektrum ist unter Verwendung dieser einfachen Korrekturschaltung K weitgehend symmetrisch, wodurch nun der Anteil einer unerwünschten Phasenmodulation am Ausgangssignal sehr stark gemindert worden ist. Zudem beträgt die Dämpfung zu einem Nachbarkanal ACPR bei -400 kHz und +400 kHz von der Mittenfrequenz her nun gleichermaßen einen verbesserten Wert von ca. 61 dBc, wiederum zwischen den Pfeilen an den Positionen gemäß Fig. 4 gemessen.
Die Darstellung von Fig. 8 zeigt den in dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gewählten Aufbau analog zu der Abbildung von Fig. 3. In dieser Ausführungsform umfaßt die Korrekturschaltung K zur Einstellung des Korrekturfaktors k nur einen einfachen ohmschen Spannungsteiler, dessen freier Endpunkt auf einem fest einstellbaren Potential V liegt. Zur Anwendung in verschiedenen Bändern können mehrere derartige Korrekturzchaltungen K mit jeweiligen Potentialen V vorgesehen werden, die nach Bedarf oder Auswahl eines Bandes zugeschaltet werden.
Die Vorteile der beschriebenen Ausführungsform liegen z. B. bei Dual Band Mobilfunk insbesondere darin, daß statische oder nicht flüchtige Speicher der Korrekturgrößen k insbesondere in Form fester Spannungsteiler eingesetzt werden können, die mit einem Wert für jedes der wählbaren Bänder belegt sind. Ein Betrieb in zwei und mehr Bändern bedingt also nur einen in geringem Maße größere Schaltung K, aber keine sonstige Veränderung der Schaltung an sich. So bleibt also in jedem Einsatzfall einer erfindungsgemäßen Vorrichtung der Vorteil einer kompakten Bauweise erhalten. Es kann aber auch die gesamte Schaltung des Polar-Loop Senders PLS als hochintegrierter Schaltkreis ausgeführt werden. In sehr kompakter Bauform wird also eine erfindungsgemäße Vorrichtung für einen Einsatz in mehreren Frequenzbändern geeignet ausgebildet eingesetzt, insbesondere für Mobiltelefone mit Auslegung für Multi-Band-Systeme.

Claims

1. Verfahren zur Neutralisation parasitärer Phasenmodulation in einem amplitudenmodulierten Verstärker, insbesondere in einem Transistorverstärker, dadurch gekennzeichnet, daß eine Ausgangsspannung (U_D) eines Versorgungsspannungsmodulators (M) als Maß für einen zu erwartenden Phasenfehler (Δφ) einer Senderendstufe (PA) bewertet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß mit einer aktuellen Ausgangsspannung (U_D) des Versorgungsspannungsmodulators (M) ein Korrekturwert (k) zur Kompensation einer parasitären Phasenmodulation (Δφ(A(t))) ermittelt wird.

3. Verfahren nach einem der beiden vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Korrekturwerte (k) und/oder ein Kennlinienfeld in einer Korrekturschaltung (K) abgelegt werden, insbesondere unter Berücksichtigung von Toleranzwerten.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturwerte (k) über Zugänge mit AD- und DA- Wandlern ausgelesen und/oder generiert werden.

5. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, daß Korrekturwerte (k) und/oder ein Kennlinienfeld in einer Korrekturschaltung (K) eines jeweils vorgegebenen Mobilfunkstandards abgelegt und/oder erzeugt werden.

6. Verfahren nach einem der beiden vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Korrekturwert (k) über einen Spannungsteiler eingestellt wird.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß aus der Ausgangsspannung (U_D) des Versorgungsspannungsmodulators (M) und einem Korrekturwert (k) ein Korrektursignal (U_GS) aufbereitet wird.

3. Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, daß das Korrektursignal (U_GS) durch Zugabe zu der Bias- Spannung den Arbeitspunkt mindestens eines Transistors oder einer Röhre der Senderendstufe (PA) verändert.

9. Sende- und/oder Empfangseinheit, insbesondere zur Umsetzung eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Korrekturschaltung (K) zum Auswerten einer aktuellen Ausgangsspannung (U_D) eines Versorgungsspannungsmodulators (M) eines Amplitudenregelkreises vorgesehen ist und zur Ausgabe von Korrekturwerten (k) und/oder einer Korrekturspannung (U_GS) zur Änderung eines Arbeitspunkts mindestens eines Transistors oder einer Röhre der Senderendstufe (PA) ausgebildet ist.

10. Sende- und/oder Empfangseinheit nach dem vorhergehenden Anspruch, dadurch gekennzeichnet, daß eine Korrekturschaltung (K) als Spannungsteiler ausgeführt ist.

11. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der beiden vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung (K) für einen Einsatz in mehreren Frequenzbändern geeignet ausgebildet ist.

12. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Korrekturschaltung (K) in Form einer hochintegrierten Baugruppe und/oder als integrierter Schaltkreis insbesondere mit der Senderendstufe (PA) ausgeführt ist.

13. Sende- und/oder Empfangseinheit nach einem der vorhergehenden Ansprüche 8 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Sende- und/oder Empfangseinheit als Mobilfunkgerät oder Mobiltelefon ausgebildet ist.

14. Kommunikationssystem zur Übertragung von Daten und/oder Information über mindestens eine Funkschnittstelle, dadurch gekennzeichnet,
daß das Kommunikationssystem mindestens eine Sende- und/oder Empfangseinheit umfaßt, die nach einem der vorhergehenden Ansprüche 9 bis 13 und/oder
zur Umsetzung eines Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 8 ausgebildet ist.