EP0978221A1 - Schaltungsanordnung zum dimmbaren betrieb einer leuchtstofflampe - Google Patents

Schaltungsanordnung zum dimmbaren betrieb einer leuchtstofflampe

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EP0978221A1
EP0978221A1 EP98924143A EP98924143A EP0978221A1 EP 0978221 A1 EP0978221 A1 EP 0978221A1 EP 98924143 A EP98924143 A EP 98924143A EP 98924143 A EP98924143 A EP 98924143A EP 0978221 A1 EP0978221 A1 EP 0978221A1
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EP
European Patent Office
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frequency
arrangement according
circuit arrangement
circuit
switches
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EP98924143A
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English (en)
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Berthold Birk
Günter Hahlganss
Walter Kares
Ulrich Roskoni
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Siemens AG
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Mannesmann VDO AG
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    • H05B41/392—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor
    • H05B41/3921—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations
    • H05B41/3927—Controlling the intensity of light continuously using semiconductor devices, e.g. thyristor with possibility of light intensity variations by pulse width modulation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/04—Dimming circuit for fluorescent lamps

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for dimmable operation of a fluorescent lamp, in particular for use in motor vehicles as instrument lighting.
  • Corresponding circuit arrangements are known from the prior art, in which the fluorescent lamp is operated at an operating frequency. By switching the operating frequency on and off with a device and thus the lamp with a dimming frequency that is above the visual frequency of the human eye, it is achieved that the human eye has the impression that the fluorescent lamp is of different brightness, depending on the pulse width Dimming frequency.
  • the object of the invention is therefore to provide a simply constructed circuit arrangement for dimming a fluorescent lamp.
  • This object is achieved in that the device which switches the operating frequency on and off with the dimming frequency, at the same time the supply voltage can be switched on and off with a switching frequency, and the lamp current can thereby be set, the switching frequency being greater than the operating frequency.
  • a particularly simple push-pull converter is realized by an oscillating circuit consisting of a capacitance and an inductor, which is connected to a first pole of the supply voltage.
  • the resonant circuit can also be connected alternately via two switches directly or via a third switch to the second pole of the supply voltage. The two switches are each connected to the capacitance and / or inductance connections.
  • the fluorescent lamp can either be arranged parallel to the inductance and / or capacitance or can be supplied with the operating frequency via a transformer, the primary winding of the transformer advantageously forming the inductance of the resonant circuit.
  • the circuit arrangement according to claim 6 specifies a particularly effective regulation of the lamp current, which is nevertheless simple and constructed with few components.
  • the positive feedback device in the form of a coil which is applied to the same coil body as the inductor, can be produced easily and simultaneously with the inductor.
  • a circuit arrangement in which the operating frequency of the fluorescent lamp approximately corresponds to the resonance frequency of the resonant circuit gives an almost sinusoidal operating frequency with few harmonics. This reduces interference that can emanate from the circuit and thus increases the electromagnetic compatibility of the circuit.
  • the current contained in the resonant circuit can be short-circuited and the fluorescent lamp can thus be prevented from shining.
  • the current through the circuit can be additionally stabilized and kept sinusoidal.
  • FIG. 1 a first circuit with a push-pull converter
  • FIG. 2 individual courses of state variables of the circuit from FIG
  • FIG. 3 a second circuit with a push-pull converter
  • FIG. 4 individual profiles of state variables of the circuit from FIG
  • FIG. 5 a third circuit with a push-pull converter
  • FIG. 6 individual profiles of the state variables of the circuit from FIG
  • the push-pull converter from FIG. 1 has an oscillating circuit consisting of the capacitor C and the coil L, which is connected directly to the positive supply voltage and can be connected alternately to the ground potential via the series inductor Lv and the transistor S3 via the transistors S1, S2.
  • the following description assumes that the transistor S3 is turned on, that is to say that the transistors S1, S2 are connected to the second pole of the supply voltage.
  • the voltage is also coupled through the coil L1, which is wound on the same coil former as the coil L, and the alternating voltage that occurs alternately blocks the transistors S1, S2 with the oscillation frequency of the resonant circuit.
  • the operating point of the two transistors S1, S2 is set via the resistor R.
  • the resonant circuit transmits its energy via the transformer, which is formed from the coils L, L1 and L2, to the lamp circuit which, in addition to the coil L2, also has the fluorescent lamp KL, the impedance Z and a shunt SH.
  • the voltage is tapped between the fluorescent lamp KL and the shunt SH and fed to the rectifier G.
  • the rectified voltage U1 is present at the minus input of the comparator K.
  • There is a sawtooth at the positive input of the comparator Voltage U2 with the frequency f3 1: T3, the course of which is shown in FIG. 2b.
  • the square wave voltage U3 of the frequency f3 at the output of the comparator K1 is changed in its pulse width W3.
  • the pulse width W3 becomes shorter, and correspondingly longer with a smaller current.
  • the current setpoint can be set by the level of the delta voltage in Figure 2b.
  • the output voltage U3 of the comparator K1 is fed to an input of the AND gate A, while the dimming frequency f2 with the voltage curve U4 is applied to the second input of the AND gate A (FIG. 2a).
  • the dimming frequency f2 is rectangular and its pulse width W2 can also be changed.
  • the pulse width W2 of the dimming frequency f2 determines the duty cycle of the push-pull converter and thus of the fluorescent lamp KL, as will be described in more detail later.
  • the pulse width W2 of the dimming frequency f2 is e.g. either automatically depending on the ambient brightness or manually depending on the desired brightness of the fluorescent lamp KL.
  • the voltage U5 is present at the output of the AND gate A.
  • the pulse width W2 of the dimming frequency f2 it has switching pulses of pulse width W3 with the switching frequency f3.
  • the transistor S3 is turned on with the pulse width W3 during the switching pulses.
  • the transistor S3 With the first pulse with the pulse width W3 during a pulse width W2 of the dimming frequency f2, the transistor S3 is switched through.
  • this Time IB can flow from the supply voltage source + ÜB into the resonant circuit.
  • the resonant circuit begins to oscillate at its resonance frequency.
  • transistor S3 blocks, the resonant circuit continues to oscillate and the current stored in the resonant circuit flows through the series reactor Lv and the diode D connected as a freewheeling diode back into the resonant circuit, but decreases accordingly.
  • transistor S3 switches through again: current can flow again from the supply voltage source + ÜB into the resonance circuit and the current IB increases during the switch-on time.
  • the current fluctuates during the pulse width W2 of the dimming frequency f2 around its mean value IM (FIG. 2 f).
  • the current IB is increased or decreased accordingly and the lamp current IL via the transformer.
  • the transistor S3 is blocked during the pause time P of the frequency f2.
  • the resonant circuit swings out due to its loading by the lamp KL and its own losses, the currents IB and IL become 0 again and the fluorescent lamp goes out.
  • the dimming frequency f2 is above the human visual frequency, the fluorescent lamp appears differently bright to the human eye depending on the pulse width W2.
  • the fluorescent lamp KL can also be arranged in the primary circuit, for example parallel to the capacitor C. be net, so that the secondary coil L2 can be dispensed with. Furthermore, the voltage for the rectifier G can also be tapped via a shunt in the primary circuit.
  • the circuit from FIG. 3 also has an oscillating circuit consisting of the capacitor C and the coil L, which is connected to the positive supply voltage and can be connected alternately to the ground potential via the transistors S4, S5.
  • the control device SE is connected via a control line SL1, SL2 to the base of the transistors S4, S5.
  • the transistors S4, S5 are alternately driven with the pulse sequences with the switching frequency f3 during the pulse width W2 of the dimming frequency f2 (FIG. 4a), the duration T5 of the individual contiguous pulses for a transistor S4, S5 being half the oscillation period T1 of the resonant circuit is ( Figure 4b, c).
  • the resonant circuit oscillates almost sinusoidally, so that only minor disturbing harmonics occur. It is therefore also advantageous if the oscillation period T of the resonance frequency is an even multiple of the oscillation period T3 of the switching frequency f3.
  • the oscillation period T1 of the oscillating circuit corresponds to four times the oscillation period T3 of the individual pulses.
  • the average current IM in the primary circuit and thus also the lamp current IL in the secondary circuit is set by the pulse width W3 of the individual pulses. If both transistors S4, S5 are turned on at the end of the dimming pulse at time t5 (FIG. 2b, c), the current in the resonant circuit is short-circuited, so that it quickly drops to a zero point and thus switches off the fluorescent lamp KL without uncontrolled afterglow.
  • the dimming frequency f2 is only present internally in the control device SE. Their pulse width W2 determines the duty cycle of the resonant circuit and thus the duty cycle of the fluorescent lamp KL.
  • the circuit shown in Figure 3 corresponds to a controller.
  • individual pulse width values W2 of the dimming frequency f2 for various desired brightnesses and / or operating temperatures can be stored in the memory devices, which are directly present in the memory device SE or which the control device SE can access.
  • FIG. 5 shows a fluorescent lamp L, which is connected to a high-voltage capacitor Z with the secondary circuit L2 of a transformer.
  • the transformer in its primary circuit L is energized by two push-pull MOSFET transistors S6 and S7, which are controlled by a control device SL, the primary circuit L of the transformer being connected to the operating voltage U B at the same time.
  • Each gate G of the transistors S6, S7 is connected to the control device SL.
  • the drain D of each transistor S6, S7 leads to the primary winding L of the transformer, the sources S of the MOSFET transistors S6, S7 leading together to a shunt resistor R1 which is connected to ground.
  • the control device SL processes a voltage drop across the shunt resistor R1 as an input signal.
  • the voltage drop is fed to the inverting input of a comparator K, at the non-inverting input of which there is a reference voltage U REF with a constant value.
  • the output of the comparator K is connected to
  • the two MOSFET transistors S6, S7 are driven one after the other each with a pulse 1. This triggers the resonant circuit, consisting of the secondary coil L2, the high-voltage capacitor Z and the fluorescent lamp KL.
  • the resonant circuit decays according to an e-function (see signal 4, point 2).
  • the gas in the cold cathode fluorescent lamp KL can ionize and organize itself during this time.
  • the transistors S6, S7 are continuously driven alternately (signal 1 and 2, point 4). From this point on, the cold cathode fluorescent lamp KL emits light immediately (as can be seen from signal 4 in point 3).
  • the control device SL drives the MOSFET transistors S6, S7 in pulse form (FIG. 6a, signals 1 and 2).
  • the through the MOSFET Transistors S6, S7 current flowing is measured as a voltage drop across the shunt resistor R1 and evaluated by the comparator K2, which emits a low or high signal depending on whether the measured voltage exceeds the reference value or not.
  • the output signal of the comparator K2 is logically linked to the signal 1 in the control device SL. This leads to the fact that the MOSFET transistors S6, S7 are turned on or off during the control by the control logic in time with the output signal of the comparator K.
  • the two MOSFET transistors S6, S7 are activated simultaneously, as can be seen from FIG. 6b, signal 1 and 2 at time 5.
  • the energy is suddenly withdrawn from the resonant circuit L2, Z, KL and the light emission from the cold cathode fluorescent lamp stops immediately.
  • This device has the advantage that the flicker-free operation of the fluorescent lamp L is only achieved by the special control of the MOSFET transistors S6, S7. Comprehensive control circuits, as is usually the case, can be dispensed with.

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Abstract

Bei einer Schaltungsanordnung zum dimmbaren Betrieb einer Leuchtstofflampe mit der Betriebsfrequenz (f1) mit einer Vorrichtung zum Ein- und Ausschalten der Betriebsfrequenz (f1) mit einer Dimmfrequenz (f2), wobei die Pulsweite (W2) der Dimmfrequenz (f2) veränderbar ist, und wobei f2 < f1 ist, ist vorgesehen, dass durch die Vorrichtung gleichzeitig der Leuchtstofflampenstrom einstellbar ist durch Ein- und Ausschalten der Versorgungsspannung mit einer Schaltfrequenz (f3) mit veränderbarer Pulsweite (W3), wobei f3 > f1.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zum dimmbaren Betrieb einer Leuchtstofflampe
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum dimmbaren Betrieb einer Leuchtstofflampe, insbesondere zum Einsatz in Kraftfahrzeugen als Instrumentenbeleuchtung. Aus dem Stand der Technik sind entsprechende Schaltungsanordnungen bekannt, bei denen die Leuchtstofflampe mit einer Betriebsfrequenz betrieben wird. Durch das Ein- und Ausschalten der Betriebsfrequenz mit einer Vorrichtung und damit der Lampe mit einer Dimmfrequenz, die oberhalb der Sehfrequenz des menschlichen Auges liegt, wird erreicht, dass für das menschliche Auge der Eindruck entsteht, die Leuchtstofflampe sei verschieden hell, je nach Pulsweite der Dimmfrequenz. Um den Lampenstrom durch die Leuchtstofflampe einzustellen, ist es erforderlich, entweder einen zusätzlichen Regler vorzusehen, oder einen aufwendig stabilisierten Schwingkreis zu verwenden. Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine einfach aufgebaute Schaltungsanordnung zum Dimmen einer Leuchtstofflampe anzugeben.
Diese Aufgabe wird dadurch gelöst, dass durch die Vorrichtung, die die Betriebsfrequenz mit der Dimmfrequenz ein- und ausschaltet, gleichzeitig die Versorgungsspannung mit einer Schaltfrequenz ein- und ausschaltbar ist und dadurch der Lampenstrom einstellbar ist, wobei die Schaltfrequenz größer als die Betriebsfrequenz ist.
Durch die Ausgestaltung der Schaltung mit einem Gegentaktwandler zum Erzeugen der Betriebsfrequenz wird eine einfach aufgebaute funktioneile Realisierung von Oszillator und Regler erreicht. Ein besonders einfach aufgebauter Gegentaktwandler wird durch einen Schwingkreis bestehend aus einer Kapazität und einer Induktivität realisiert, der mit einem ersten Pol der Versorgungsspannung verbunden ist. Der Schwingkreis ist weiterhin abwechselnd über zwei Schalter direkt oder über einen dritten Schalter mit dem zweiten Pol der Versorgungsspannung verbindbar. Die zwei Schalter sind dabei mit je einem Anschluß an die Anschlüsse der Kapazität und/oder der Induktivität angeschlossen. Die Leuchtstofflampe kann bei dieser Schaltung entweder parallel zur Induktivität und/oder Kapazität angeordnet sein oder über einen Transformator mit der Betriebsfrequenz versorgt werden, wobei die Primärwicklung des Transformators vorteilhafterweise die Induktivität des Schwingkreises bildet.
Die Verwendung von elektronischen Schaltern wie z. B. Transistoren oder Feldeffekttransistoren stellt eine preisgünstige Lösung für die Schalter dar.
Mit einer Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 wird eine Schaltungsanordnung mit wenigen Bauteilen realisiert.
Die Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 gibt eine besonders wirksame Regelung des Lampenstromes an, die dennoch einfach und mit wenigen Bauteilen aufgebaut ist.
Die Mitkopplungseinrichtung in Form einer Spule, die auf denselben Spulenkörper wie die Induktivität aufgebracht ist, läßt sich einfach und gleichzeitig mit der Induktivität herstellen.
Dadurch, dass der Lampenstromsollwert in Abhängigkeit der Temperatur der Leuchtstofflampe oder der Umgebung vorgegeben wird, wird eine Mindesthelligkeit auch bei tiefen Temperaturen erreicht. Besonders einfach aufgebaute erfindungsgemäße Schaltungsanordnungen sind in den Ansprüchen 9 und 12 angegeben. Insbesondere bei Verwendung eines Mikroprozessors für die Steuerungseinrichtung, der eventuell sogar schon für andere Aufgaben, zum Beispiel in einem Kombiinstrument eines Kraftfahrzeuges vorhanden ist und die erfindungsgemäße Helligkeitssteuerung für die Instrumentenbeleuchtung verwendet wird, ist die Schaltung mit geringem Bauteileaufwand zu realisieren. Natürlich kann die Schaltung auch mit einem separaten Mikroprozessor oder mittels Schaltgattern realisiert sein.
Durch eine Schaltungsanordnung, bei der die Betriebsfrequenz der Leuchtstofflampe in etwa der Resonanzfrequenz des Schwingkreises entspricht, erhält man eine nahezu sinusförmige Betriebsfrequenz mit wenig Oberschwingungen. Dies vermindert Störungen, die von der Schaltung ausgehen können und erhöht so die elektromagnetische Verträglichkeit der Schaltung.
Durch gleichzeitiges Ein- und darauffolgendes Ausschalten der beiden Schalter vor oder bei Beginn der Impulsfolgepause kann der im Schwingkreis enthaltene Strom kurzgeschlossen und so ein Nachleuchten der Leuchtstofflampe sicher verhindert werden. Durch das Einfügen einer Vorschaltdrossel zwischen einen Pol der Versorgungsspannung und den Schwingkreis kann der Strom durch die Schaltung zusätzlich stabilisiert und sinusförmig gehalten werden.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Figuren für drei mögliche Ausgestaltungen näher beschrieben. Es zeigen:
Figur 1 : eine erste Schaltung mit einem Gegentaktwandler, Figur 2: einzelne Verläufe von Zustandsgrößen der Schaltung aus Figur
1 , Figur 3: eine zweite Schaltung mit einem Gegentaktwandler, Figur 4: einzelne Verläufe von Zustandsgrößen der Schaltung aus Figur
3, Figur 5: eine dritte Schaltung mit einem Gegentaktwandler, Figur 6: einzelne Verläufe der Zustandsgrößen der Schaltung aus Figur
5.
Der Gegentaktwandler aus Figur 1 weist einen Schwingkreis bestehend aus dem Kondensator C und der Spule L auf, der direkt mit der positiven Versorgungsspannung verbunden ist und über die Transistoren S1 , S2 abwechselnd mit dem Masse Potential über die Vorschaltdrossel Lv und den Transistor S3 verbindbar ist. Die folgende Beschreibung geht davon aus, daß der Transistor S3 durchgeschaltet ist, das heißt, daß die Transistoren S1 , S2 mit dem zweiten Pol der Versorgungsspannung verbunden sind. Durch die Spule L1 , die auf demselben Spulenkörper wie die Spule L gewickelt ist, wird die Spannung mitgekoppelt und die auftretende Wechselspannung sperrt abwechselnd die Transistoren S1 , S2 mit der Schwingfrequenz des Resonanzkreises. Über den Widerstand R wird der Arbeitspunkt der beiden Transistoren S1 , S2 eingestellt. Der Schwingkreis schwingt mit seiner Resonanzfrequenz ω = 1 : VZ C , wobei L die Induktivität der Spule und C die Kapazität des Kondensators C darstellt. Der Schwingkreis überträgt seine Energie über den Trafo, der aus den Spulen L, L1 und L2 gebildet wird, auf den Lampenstromkreis, der außer der Spule L2 noch die Leuchtstofflampe KL, die Impedanz Z und einen Shunt SH aufweist. Zwischen der Leuchtstofflampe KL und dem Shunt SH wird die Spannung abgegriffen und dem Gleichrichter G zugeführt. Die gleichgerichtete Spannung U1 liegt am Minuseingang des Komparators K an. An dem positiven Eingang des Komparators liegt eine sägezahnförmige Spannung U2 mit der Frequenz f3 = 1 :T3 an, deren Verlauf in Figur 2b dargestellt ist. Je nach dem Lampenstrom IL und der sich dadurch über den Shunt SH einstellenden Spannung wird die am Ausgang des Komparators K1 anliegende Rechteckspannung U3 der Frequenz f3 in ihrer Pulsweite W3 verändert.
Je höher der Lampenstrom ist, um so kürzer wird die Pulsweite W3 der Rechteckspannung. In Figur 2 c ist die Ein- und Ausschaltdauer der dargestellten Impulse gleich.
Wird der Lampenstrom IL größer, wird die Pulsweite W3 kürzer, bei kleinerem Strom entsprechend länger. Die Stromsollwertvorgabe kann durch die Höhe der Dreieckspannung in Figur 2b eingestellt werden. Die Ausgangsspannung U3 des Komparators K1 wird auf einen Eingang des UND-Gliedes A geführt, während auf den zweiten Eingang des UND- Gliedes A die Dimmfrequenz f2 mit dem Spannungsverlauf U4 gelegt wird (Figur 2a). Die Dimmfrequenz f2 ist rechteckförmig und in ihrer Pulsweite W2 ebenfalls veränderbar. Die Pulsweite W2 der Dimmfrequenz f2 bestimmt die Einschaltdauer des Gegentaktwandlers und damit der Leuchtstofflampe KL, wie später noch genauer beschrieben werden wird. Die Pulsweite W2 der Dimmfrequenz f2 ist z.B. entweder automatisch in Abhängigkeit der Umgebungshelligkeit oder manuell je nach gewünschter Helligkeit der Leuchtstofflampe KL einstellbar.
Am Ausgang des UND-Gliedes A steht die Spannung U5 an: Sie weist während der Pulsweite W2 der Dimmfrequenz f2 Schaltimpulse der Puls- weite W3 mit der Schaltfrequenz f3 auf. Somit wird der Transistor S3 während der Schaltimpulse mit der Pulsweite W3 durchgesteuert. Mit dem ersten Impuls mit der Pulsweite W3 während einer Pulsweite W2 der Dimmfrequenz f2 wird der Transistor S3 durchgeschaltet. Während dieser Zeit kann der Strom IB aus der Versorgungsspannungsquelle + ÜB in den Schwingkreis fließen. Der Schwingkreis beginnt mit seiner Resonanzfrequenz zu schwingen. Wenn nach dem ersten Impuls der Pulsweite W3 zum Zeitpunkt t2 der Transistor S3 sperrt, schwingt der Schwingkreis weiter und der im Schwingkreis gespeicherte Strom fließt durch die Vor- schaltdrossel Lv und die als Freilaufdiode geschaltete Diode D in den Schwingkreis zurück, nimmt aber entsprechend ab.
Mit dem nächsten Schaltimpuls der Pulsweite W3 zum Zeitpunkt t3 schaltet der Transistor S3 wieder durch: Es kann erneut Strom aus der Versorgungsspannungsquelle + ÜB in den Resonanzkreis fließen und der Strom IB nimmt während der Einschaltdauer zu.
Der Strom schwankt so während der Pulsweite W2 der Dimmfrequenz f2 um seinen Mittelwert IM (Figur 2 f). Mit sich vergrößernder bzw. verkleinernder Impulsweite W3 wird entsprechend der Strom IB vergrößert bzw. verkleinert und über den Trafo entsprechend der Lampenstrom IL. Wenn die Pulsweite W2 der Dimmfrequenz f2 beendet ist und der letzte Impuls der Impulsfolge der Frequenz f3 zum Zeitpunkt t4 am Transistor S3 angelegen hat, wird der Transistor S3 während der Pausenzeit P der Frequenz f2 gesperrt. Der Schwingkreis schwingt aufgrund seiner Belastung durch die Lampe KL und eigener Verluste aus, die Ströme IB und IL werden wieder zu 0 und die Leuchtstofflampe verlischt. Mit Beginn des nächsten Impulses der Dimmfrequenz f2 beginnt sie wieder zu leuchten wie zuvor beschrieben. Da die Dimmfrequenz f2 oberhalb der menschlichen Sehfrequenz liegt, erscheint dem menschlichen Auge die Leuchtstofflampe je nach Pulsweite W2 verschieden hell.
Die Leuchtstofflampe KL kann bei genügend großer Versorgungsspannung auch im Primärstromkreis z.B. parallel zum Kondensator C angeord- net werden, so daß auf die Sekundärspule L2 verzichtet werden kann. Weiterhin kann auch über einen Shunt im Primärstromkreis die Spannung für den Gleichrichter G abgegriffen werden.
Die Schaltung aus Figur 3 weist ebenfalls einen Schwingkreis bestehend aus dem Kondensator C und der Spule L auf, der mit der positiven Versorgungsspannung verbunden ist und über die Transistoren S4, S5 abwechselnd mit dem Masse Potential verbindbar ist. Die Steuereinrichtung SE ist über jeweils eine Steuerleitung SL1 , SL2 mit der Basis der Transistoren S4, S5 verbunden.
Über die Steuerleitungen SL1 , SL2 werden die Transistoren S4, S5 während der Pulsweite W2 der Dimmfrequenz f2 (Figur 4a) mit den Pulsfolgen mit der Schaltfrequenz f3 abwechselnd angesteuert, wobei die Dauer T5 der einzelnen aneinander hängenden Impulse für einen Transistor S4, S5 die Hälfte der Schwingungsdauer T1 des Schwingkreises beträgt (Figur 4b, c). So erhält der Schwingkreis die Frequenz fl = 1 :T1 aufgeprägt (Figur 4d).
Sofern die Frequenz fl gleich der Resonanzfrequenz des Schwingkreises ist, schwingt der Schwingkreis nahezu sinusförmig, so daß nur geringe störende Oberwellen auftreten. Deshalb ist es ebenso vorteilhaft, wenn die Schwingungsdauer T der Resonanzfrequenz ein gradzahliges Vielfaches der Schwingungsdauer T3 der Schaltfrequenz f3 ist.
In Figur 4 entspricht die Schwingungsdauer T1 des Schwingkreises der vierfachen Schwingungsdauer T3 der einzelnen Impulse. Durch die Pulsweite W3 der einzelnen Impulse wird der mittlere Strom IM im Primärkreis und damit auch der Lampenstrom IL im Sekundärkreis eingestellt. Sofern man am Ende des Dimmimpulses zum Zeitpunkt t5 beide Transistoren S4, S5 gleichzeitig durchsteuert (Figur 2b, c), wird der im Schwingkreis vorhandene Strom kurzgeschlossen, so daß er rasch auf einen Nullpunkt sinkt und so die Leuchtstofflampe KL ohne unkontrolliertes Nachleuchten ausschaltet.
Die Dimmfrequenz f2 ist nur in der Steuereinrichtung SE intern vorhanden. Ihre Pulsweite W2 bestimmt die Einschaltdauer des Schwingkreises und damit die Einschaltdauer der Leuchtstofflampe KL. Die in Figur 3 dargestellte Schaltung entspricht einer Steuerung. Hierzu können einzelne Pulsweitenwerte W2 der Dimmfrequenz f2 für verschiedene gewünschte Helligkeiten und/oder Betriebstemperaturen in die Speichereinrichtungen abgelegt sein, die in der Speichereinrichtung SE direkt vorhanden sind oder auf die die Steuereinrichtung SE zugreifen kann.
Auch ist es möglich, eine Regelung dadurch aufzubauen, daß z.B. die Ströme IB oder IL gemessen werden und der Lampenstrom entsprechend ausgeregelt wird.
Figur 5 zeigt eine Leuchtstofflampe L, die einen Hochspannungskondensator Z mit dem Sekundärkreis L2 eines Transformators verbunden ist. Der Transformator wird in seinem Primärkreis L von zwei im Gegentakt schaltenden MOSFET-Transistoren S6 und S7 bestromt, welche von einer Steuereinrichtung SL angesteuert werden, wobei der Primärkreis L des Transformators gleichzeitig mit der Betriebsspannung UB verbunden ist. Dabei ist jedes Gate G der Transistoren S6, S7 mit der Steuerungseinrichtung SL verbunden. Der Drain D jedes Transistors S6, S7 führt an die Primärwicklung L des Transformators, wobei die Sources S der MOSFET- Transistoren S6, S7 gemeinsam an einen Shuntwiderstand R1 führen, der an Masse liegt. Die Steuerungseinrichtung SL verarbeitet als Eingangssignal einen Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand R1. Der Spannungsabfall wird dem invertierenden Eingang eines Komparators K zugeführt, an dessen nichtinvertierendem Eingang eine Referenzspannung UREF mit konstantem Wert anliegt. Der Ausgang des Komparators K ist mit der Steuerungseinrichtung SL verbunden.
Die Funktion der Ansteuerung der Kaltkathodenleuchtstofflampe KL wird im folgenden unter Bezugnahme auf Figur 6a und b erläutert. Dabei sind über der Zeit aufgetragen
Signal 1 Ansteuersignal am MOSFET-Transistor S6
Signal 2 Ansteuersignal am MOSFET-Transistor S7
Signal 3 Strom durch die Kaltkathodenleuchtstofflampe KL
Signal 4 Spannung über der Kaltkathodenleuchtstofflampe KL
Die beiden MOSFET-Transistoren S6, S7 werden nacheinander jeweils mit einem Impuls 1 einmalig angesteuert. Dadurch wird der Schwingkreis, bestehend aus der Sekundärspule L2, dem Hochspannungskondensator Z und der Leuchtstofflampe KL angestoßen. Der Schwingkreis klingt nach einer e-Funktion ab (vergl. Signal 4, Punkt 2). Das Gas in der Kaltkathodenleuchtstofflampe KL kann sich in dieser Zeit ionisieren und organisieren. Nach einer bestimmten Zeit nach dem erstmaligen Anstoßen des Schwingkreises, z. B. nach 80 μsec, werden die Transistoren S6, S7 kontinuierlich wechselseitig angesteuert (Signal 1 und 2, Punkt 4). Die Kaltkathodenleuchtstofflampe KL gibt ab diesem Zeitpunkt sofort Licht ab (wie Signal 4 in Punkt 3 zu entnehmen ist).
Die Steuereinrichtung SL steuert die MOSFET-Transistoren S6, S7 im- pulsförmig an (Figur 6a, Signal 1 und 2). Der durch die MOSFET- Transistoren S6, S7 fließende Strom wird als Spannungsabfall über dem Shuntwiderstand R1 gemessen und durch den Komparator K2 ausgewertet, der je nachdem, ob die gemessene Spannung den Referenzwert überschreitet oder nicht, ein Low- oder High-Signal abgibt. Das Ausgangssignal des Komparators K2 wird in der Steuereinrichtung SL logisch mit dem Signal 1 verknüpft. Dies führt dazu, daß die MOSFET- Transistoren S6, S7 während der Ansteuerung durch die Steuerlogik im Takt des Ausgangssignals des Komparators K durchgesteuert oder gesperrt werden.
Nach der gewünschten Anzahl von AnSteuerimpulsen werden die beiden MOSFET-Transistoren S6, S7 gleichzeitig angesteuert, wie aus Figur 6b, Signal 1 und 2 zum Zeitpunkt 5 hervorgeht. Dem Schwingkreis L2, Z, KL wird dadurch schlagartig die Energie entzogen und die Lichtabgabe der Kaltkathodenleuchtstofflampe bricht sofort ab.
Diese Vorrichtung hat den Vorteil, daß der flackerfreie Betrieb der Leuchtstofflampe L nur durch die spezielle Ansteuerung der MOSFET- Transistoren S6, S7 erreicht wird. Auf umfangreiche Steuerschaltungen, wie sonst üblich, kann verzichtet werden.

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum dimmbaren Betrieb einer Leuchtstofflampe mit einer bestimmten Betriebsfrequenz (fl), mit einer Vorrichtung zum Ein- und Ausschalten der Betriebsfrequenz (fl) mit einer Dimmfrequenz (f2), wobei die Pulsweite (W2) der Dimmfrequenz (f2) veränderbar ist, und wobei die Dimmfrequenz (f2) kleiner als die Betriebsfrequenz (fl) ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Leuchtstofflampenstrom durch Ein- und Ausschalten der Versorgungsspannung mit einer Schaltfrequenz (f3) mit veränderbarer Pulsweite (W3) einstellbar ist, wobei die Schaltfrequenz (f3) größer ist als die Betriebsfrequenz (fl).
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Gegentaktwandler zum Erzeugen der Betriebsfrequenz (fl) aufweist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Gegentaktwandler einen Schwingkreis mit einer Kapazität und einer Induktivität (L) aufweist, dass der Schwingkreis mit einem ersten Pol der Versorgungsspannung verbunden ist, dass der Schwingkreis abwechselnd über einen ersten und zweiten Schalter (S1 , S2, S4, S5), die jeweils an einem Anschluß der Induktivität (L) und/oder der Kapazität (C) angeschlossen sind, mit dem zweiten Pol der Versorgungsspannung direkt oder über einen dritten Schalter (S3) verbindbar ist, dass der erste und zweite Schalter (S1 , S2, S4, S5) mit jeweils einem Leistungsanschluß an jeweils einen Anschluß der Induktivität (L) und/oder der Kapazität (C) angeschlossen sind, dass die Leuchtstofflampe (KL) parallel zur Induktivität (L) und/oder Kapazität (C) angeordnet ist oder über einen Transformator mit der Betriebsfrequenz (fl) versorgbar ist, wobei eine Primärwicklung des Transformators vorteilhafterweise die Induktivität (L) des Schwingkreises bildet.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (S1 , S2, S3, S4, S5) elektronische Schalter sind.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und zweite Schalter (S1 , S2) mit seinem jeweiligen Leistungsanschluß über den dritten Schalter (S3) mit dem zweiten Pol der Versorgungsspannung verbindbar ist, dass der dritte Schalter (S3) über ein Stromventil (D) mit dem ersten
Pol der Versorgungsspannung verbunden ist, dass das Stromventil (D) als Freilaufdiode dient wenn der dritte
Schalter nicht leitend ist, dass die Steueranschlüsse des ersten und zweiten Schalters (S1 ,
S2) mit einer Mitkopplungseinrichtung verbunden sind, dass der dritte Schalter mit Impulsfolgen betätigbar ist, bei der die einzelnen Impulse eine Schaltperiode (T3 = 1 : f3) aufweisen und während der Dauer der Impulsweiten (W2) der Dimmfrequenz (f2) freigegeben werden.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass an dem Steueranschluss des dritten Schalters der Ausgang eines UND-Gliedes (U) angeschlossen ist, an dessen einem Eingang die Dimmfrequenz (f2) anliegt und an dessen anderen Eingang der Ausgang eines Komparators (K) anliegt, an dessen positivem Eingang ein säge- oder dreieckförmiges Signal mit der Schaltfrequenz (f3) und an dessen negativem Eingang ein Signal anliegt, das dem tatsächlichen oder angenommenen Lampenstrom (IL) oder dem Primärstrom (IB) entspricht.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Mitkopplungseinrichtung aus einer Spule (L1) besteht, die auf denselben Spulenkörper wie die Induktivität (L) gewik- kelt ist und deren jeweiligen Anschlüsse mit den Steueranschlüssen des ersten bzw. zweiten Schalters (S1 , S2) verbunden sind.
8. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Lampenstrom-Sollwert (IL) in Abhängigkeit der Temperatur der Leuchtstofflampe oder der Umgebung vorgegeben wird.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und zweite Schalter (S4, S5) mit jeweils einem Leistungsanschluß mit dem zweiten Pol der Versorgungsspannung verbunden ist, dass der erste und zweite Schalter (S4, S5) mit seinem jeweiligen Steueranschluß mit einer Steuerungseinrichtung (SE) verbunden ist, dass die Steuerungseinrichtung (SE) die Schalter (S4, S5) mit Impulsfolgen, deren einzelne Impulse die Schaltperiodendauer (T3) aufweisen, abwechselnd ansteuert, wobei die Dauer (T5) der einzelnen aneinanderhängenden Impulse für einen Schalter (S4, S5) die Hälfte der Schwingungsdauer (T1) des Schwingkreises beträgt.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltfrequenz (f3) ein geradzahlig Vielfaches der Betriebsfrequenz (fl) ist.
11. Schaitungsanordnung nach Anspruch 9 oder 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Betriebsfrequenz (fl) in etwa der Resonanzfrequenz des Schwingkreises entspricht.
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass zwei Leistungsschalter (S6, S7) im Primärkreis eines Transformators angeordnet sind, und im Gegentakt von einer Steuerungseinrichtung (SL) ansteuerbar sind, dass zwischen den Schaltern (S6, S7) und Masse ein Shuntwiderstand (R1) angeordnet ist, dessen Spannungsabfall zur Stromregelung verwendet wird.
13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsabfall über einen Komparator (K2) an die Steuerungseinrichtung (SL) geführt wird, wobei der Spannungsabfall an einen ersten Eingang des Komparators (K2) anliegt, an dessen zweiten Eingang eine Referenzspannung geführt ist.
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 12 oder 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Schalter (S6, S7) MOSFET-Transistoren sind, deren Drain (D) dem Primärkreis (L) des Transformators und deren Gate (G) mit der Steuerlogik (SL) verbunden ist, wobei die Sources (S) beider Transistoren (S6, S7) sowohl mit dem Shuntwiderstand (K2) als auch mit dem Komparator (K2) verbunden sind.
15. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuereinrichtung (SE, SL) beide Schalter (S4, S5, S6, S7) vor oder bei Beginn der Impulsfolgepause gleichzeitig ein- und danach wieder ausschaltet.
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