EP0466717B1 - Präzisions-referenzspannungsquelle - Google Patents

Präzisions-referenzspannungsquelle Download PDF

Info

Publication number
EP0466717B1
EP0466717B1 EP90904754A EP90904754A EP0466717B1 EP 0466717 B1 EP0466717 B1 EP 0466717B1 EP 90904754 A EP90904754 A EP 90904754A EP 90904754 A EP90904754 A EP 90904754A EP 0466717 B1 EP0466717 B1 EP 0466717B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
resistor
reference voltage
voltage source
component
source according
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP90904754A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0466717A1 (de
Inventor
Gerhard Conzelmann
Karl Nagel
Gerhard Fiedler
Andreas Junger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP0466717A1 publication Critical patent/EP0466717A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0466717B1 publication Critical patent/EP0466717B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is DC
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is DC using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Definitions

  • the invention relates to a precision reference voltage source according to the preamble of independent claim 1.
  • US Pat. No. 4,490,670 also discloses a monolithically integrated reference voltage source which operates on the bandgap principle and in which the temperature dependence of the reference voltage is linearized.
  • a monolithically integrated reference voltage source which operates on the bandgap principle and in which the temperature dependence of the reference voltage is linearized.
  • three current paths, each with an associated reference transistor, are required for linearization, and a resistor that is also required for linearization lies outside of these current paths parallel to the emitter-collector path of one of the three reference transistors.
  • a reference voltage source according to the preamble of the main claim is also known.
  • this requires a further reference transistor and two further resistors which cooperate with the further reference transistor.
  • the precision reference voltage source according to the invention with the characterizing features of independent claim 1 has the advantage that the piezo sensitivity is reduced. Further advantages result from the dependent claims 2 to 15.
  • the temperature coefficient of the bandgap voltage of silicon contains higher-order terms (Tsividis, YP: "Accurate Analysis of Temperature Effects in I C - V BE Characteristics with Application to Bandgap Reference Sources", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC- 15, No. 6, Dec. 1980).
  • the following zones are available for the monolithically integrated circuit: substrate (P ⁇ ), insulation diffusion (PP+), epitaxy (N ⁇ ), buried layer diffusion (N+), deep collector diffusion (N+) , Base diffusion (P), emitter diffusion (N+), metallization and possibly other zones such as doped polysilicon or Cr / Ni resistors (for "fused links"); other zones may also be present depending on the process, such as an upper and a lower insulation diffusion or a base connection diffusion.
  • FIG. 1 shows the basic circuit of a band gap reference according to Brokaw, supplemented by a starter circuit.
  • FIGS. 2 to 4 show the temperature responses of the reference voltages of an exemplary circuit for resistors with three different temperature coefficients in the temperature range from -40 ° C ⁇ Tj ⁇ + 160 ° C.
  • Figures 5 and 6 represent modifications of the circuit of Figure 1
  • Figure 7 shows the temperature response of the reference voltage generated.
  • FIG. 8 the circuit and in FIG. 9 the layout of cross-coupled lateral transistors to reduce their piezo sensitivity are shown, likewise in FIGS. 10 and 11 the arrangement in the layout for the critical NPN reference transistors.
  • the two reference transistors 23, 24 operate on the current mirror with the two lateral PNP transistors 25, 26, the common base of which lies on the collector 24 via the PNP emitter follower 27.
  • the PNP emitter follower 6 is coupled out from the collector of the transistor 23, the emitter of which is connected to the base of the NPN emitter follower 7.
  • the emitter of transistor 7 is not connected directly at point 17, but via resistor 8 at point 17.
  • the reference voltage to be tapped at terminal 18 is thus higher in accordance with the transformation ratio of resistors 8, 9.
  • the transistors 25, 26, 27, 6, 7 form an operational amplifier which is dynamically stabilized by means of the capacitor 10.
  • the transistor 4 with resistor 5, which also works as a current mirror, delivers a sufficiently small “starting current” into the circuit.
  • the positive pole of the operating voltage is connected to terminal 16, the negative to terminal 15.
  • the temperature curve of the reference voltage of an example in the circuit according to FIG. 1 is shown in FIG. 2.
  • the band gap voltage is shown as a function of the temperature between -40 ° C. and + 160 ° C. for an embodiment in which the horizontal tangent is in the middle of the Temperature range is set and the resistors 21 and 22, as usual with simple references, are shown by means of the base diffusion.
  • the reference voltage has a fairly parabolic temperature profile, which is known to depend on the manufacturing process, that is to say on doping and doping profiles, and can therefore also contain higher-order terms in other embodiments.
  • the storage at the two corner temperatures is slightly more than - 5 mV, corresponding to an average temperature coefficient of - 4%.
  • the temperature response can already be significantly improved by using emitter diffusion instead of basic diffusion for resistors 21, 22, as can be seen in FIG. If, in our example, the resistors 21 and 22 are also given the temperature coefficient "0" in a purely theoretical manner, the calculation shown in FIG. 4 still shows a deviation of approx. -2.3 mV with higher-order components.
  • Figure 5 shows a modification of the circuit for an execution of the resistors with a zone of the process, which contains a larger square term ⁇ 21. Since ⁇ 22 must always be smaller than ⁇ 21, in this case the resistor 22 is split into at least two partial resistors 32, 42 and a zone with a smaller ⁇ is to be used for the compensation resistor 42. A sufficiently good compensation for this example results if the difference between the coefficients of the quadratic terms ⁇ 21 and ⁇ 22 is 0.74 ⁇ 10 ⁇ 6. If the resistors 21, 32 are implemented by means of the base diffusion and the resistor 42 by means of the emitter diffusion, the temperature profile according to FIG. 7 is 3 435 ⁇ for the resistor 21, 393 ⁇ for the resistor 32 and 60 ⁇ for the resistor 42.
  • the resistors should be formed with zones that have the smallest possible piezo effect, such as emitter diffusion or other heavily n-doped zones.
  • the temperature coefficient of the square resistance contains practically no higher order terms.
  • the solution to this is shown in FIG. 6. So that the resistor 21 with a higher square portion than the resistor 22, it is split into the partial resistors 31 and 41 and the compensation resistor 41 by means of a zone with a larger square term.
  • the difference ⁇ 21 - ⁇ 22 should now be 0.49 ⁇ 10 ⁇ 6.
  • the resistor 31 receives the value 3 135 ⁇ and the resistor 22 the value 453 ⁇ , the correction in base diffusion 41 receives the value 300 ⁇ .
  • the course of the temperature response also corresponds to that of FIG. 7.
  • the difference between the resulting quadratic terms in the case of compensation in resistor 22 by means of resistor 42 is in the range 0.3 ⁇ 10 ⁇ 6 ⁇ ⁇ 21 - ⁇ 22 ⁇ 1.2 ⁇ 10 ⁇ 6. If, however, is compensated in the resistor 21 by means of the resistor 41, the range is to be set at 0.2 ⁇ 10 ⁇ 6 ⁇ ⁇ 21 ⁇ 0.8 ⁇ 10 ⁇ 6.
  • ⁇ 21 and ⁇ 22 can be calculated from the known terms of the zones used for the resistors.
  • ⁇ 21 ( ⁇ 31.R31 + ⁇ 41.R41).
  • R31 + R41 (R31 + R41) ⁇ 1
  • R32 + R42 (R32 + R42) ⁇ 1.
  • Resistors with differing temperature coefficients can also be represented by modulating the width of the resistors in the design due to the different amount of lateral underdiffusion in the overall resistance, especially since only minor differences can be generated in the quadratic term or a third order term has to be generated . Observations according to third-order terms appear to occur with particularly narrow resistances. Due to the general dependence of the temperature coefficients on the manufacturing process, no specific information can be given.
  • the specified compensations can only be adhered to to a certain extent if the actual value of the maximum of the band gap tension is also at the temperature on which the calculation is based. It is therefore advantageous to adjust to this maximum.
  • the resistors 21 and 22 are represented by more than one zone. This means that different process variations, i.e. resistance variations, are to be expected, which lead to a variation in the division ratio. In the case of a precision reference voltage source, the division ratio is to be adjusted to its setpoint by changing the compensation resistor 41 or 42.
  • the precision reference voltage source requires only a chip area of approximately 0.3 mm 2, despite resistors 31 and 22 including a four-stage matching network, which are shown by means of the relatively low-resistance emitter diffusion, measures for reducing the piezo sensitivity are advantageous.
  • the collectors of the two PNP lateral transistors 25 and 26 are therefore split into two identical sub-collectors in accordance with the circuit according to FIG. 8 and cross-connected to one another.
  • a further transistor 11 is inserted between the transistors 25 and 26 to derive any base currents in order to achieve higher operating temperatures.
  • FIG. 9 A possible layout for this is shown in FIG. 9.
  • the NPN reference transistors 23 and 24 are also arranged symmetrically to one another, specifically for an emitter ratio of 1: 2 and 1: 4 according to FIG. 10 and for an emitter ratio of 1: 4 and 1: 8 according to Figure 11. Only four sub-transistors 24 are shown in the latter.
  • the approximately piezocompensated ratio 1: 8 can easily be established by filling up the free spaces with another four partial transistors. Wiring is not a problem even with eight sub-transistors 24 arranged around transistor 23, since the eight sub-transistors can be accommodated in a single collector trough.
  • Precision reference voltage sources can hardly be produced specifically with the previous methods even with complex technologies and are therefore usually expensive selection types from a larger production lot. In contrast, according to the proposals of the invention, they can be produced specifically using standard technologies. Their area requirement is hardly larger than that of ordinary reference voltage sources.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Semiconductor Integrated Circuits (AREA)

Abstract

Es wird eine für einen weiten Temperaturbereich geeignete monolithisch integrierte Präzisions-Referenzspannungsquelle nach dem Bandgap-Prinzip vorgeschlagen, bei der der parabelförmige Verlauf des Temperaturgangs der Referenzspannung unter Verzicht auf zusätzliche aktive Komponenten wie Transistoren oder Dioden durch in der monolithischen Integration zur Verfügung stehende Prozess-Mittel linearisiert ist. Die Präzisions-Referenzspannungsquelle enthält zwei Widerstände (21, 22), die durch die n-dotierte Emitterdiffusionszone dargestellt sind.

Description

    Stand der Technik
  • Die Erfindung betrifft eine Präzisions-Referenzspannungsquelle nach der Gattung des unabhängigen Anspruchs 1.
  • Die Anforderungen an die Kenndaten monolithisch integrierter Schaltungen für das Kraftfahrzeug werden laufend höher. Wegen des großen Temperaturbereichs von -40°C C ≦ Tj ≦ + 150° C und darüber sind Referenzspannungsquellen mit extrem kleinem bzw. definiert vorgebbarem Temperaturkoeffizienten (TK) und geringer Piezo-Empfindlichkeit besonders wichtig.
  • Aus dem Aufsatz von G. C. M. Meijer, P. C. Schmale und K. van Zalinge "A New Curvature-Corrected Bandgap Reference" in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-17, Nr. 6, Dez. 1982 ist bereits eine Präzisions-Referenzspannungsquelle bekannt, die 47 Komponenten auf einer Chipfläche von 4 mm² enthält und einen IC-Herstellungsprozeß mit Nickel-Chrom-Widerstands-Technologie erfordert. Ihr Temperaturkoeffizient wird mit 50 ppm in einem Temperaturbereich von 25° C ≦ Tj ≦ 85° C angegeben.
  • Aus dem Aufsatz von A. P. Brokaw "A Simple Three-Terminal IC Bandgap-Reference" in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-9, Nr, Dez. 1974 ist des weiteren bereits eine nach dem Bandgap-Prinzip arbeitende monolisthisch integrierte Referenzspannungsquelle bekannt, die 29 Komponenten auf einer Chipfläche von 1,47 mm² enthält und ebenfalls mit Nickel-Chrom-Widerstands-Technologie hergestellt wird. Ihr Temperaturkoeffizient wird mit 5 bis 60 ppm für einen Temperaturbereich von -55°C ≦ Tj ≦ 125°C angegeben.
  • Aus der US-PS 4 490 670 ist ferner eine nach dem Bandgap-Prinzip arbeitende, monolithisch integrierte Referenzspannungsquelle bekannt, bei der die Temperaturabhängigkeit der Referenzspannung linearisiert ist. Bei dieser bekannten Schaltungsanordnung sind zur Linearisierung drei Strompfade mit jeweils einem zugeordneten Referenztransistor notwendig, und ein darüber hinaus für die Linearisierung benötigter Widerstand liegt außerhalb dieser Strompfade parallel zur Emitter-Kollektor-Strecke eines der drei Referenztransistoren.
  • Aus der GB-OS 2 199 677 ist ferner eine Referenzspannungsquelle nach der Gattung des Hauptanspruchs bekannt. Diese benötigt zur Linearisierung außer dem ersten und dem zweiten Referenztransistor und dem ersten und dem zweiten Widerstand einen weiteren Referenztransistor und zwei mit dem weiteren Referenztransistor zusammenarbeitende weitere Widerstände.
  • Aus der US-PS 4 250 445 ist des weiteren eine Referenzspannungsquelle nach der Gattung des Hauptanspruchs bekannt, bei der die beiden Widerstände als Nickel-Chrom-Schichtwiderstände ausgebildet sind und demzufolge den Temperaturkoeffizienten "Null" bzw. einen sehr kleinen Temperaturkoeffizienten haben. Bei dieser bekannten Referenzspannungsquelle ist der quadratische Term der Referenzspannung bereits mit einem Widerstand kompensierbar, dessen Temperaturkoeffizient linear mit der Temperatur zusammenhängt. Diese Referenzspannungsquelle hat aber den Nachteil, daß für die Herstellung der Nickel-Chrom-Schichtwiderstände zusätzliche Verfahrensschritte, nämlich das Aufbringen der Nickel-Chrom-Widerstandsschicht samt zugehörigem Fotolackprozeß, erforderlich sind, was einen erheblichen Kostenmehraufwand bedeutet.
    • Vorteile der Erfindung
  • Die erfindungsgemäße Präzisions-Referenzspannungsquelle mit den kennzeichnenden Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 1 hat demgegenüber den Vorteil, daß bei ihr die Piezo-Empfindlichkeit gesenkt ist. Weitere Vorteile ergeben sich aus den abhäungigen Ansprüchen 2 bis 15.
  • Der Temperaturkoeffizient der Bandgap-Spannung von Silizium enthält Terme höherer Ordnung (Tsividis, Y. P.: "Accurate Analysis of Temperature Effects in IC - VBE Characteristics with Application to Bandgap Reference Sources", IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. SC-15, Nr. 6, Dez. 1980).
  • Für die monolithisch integrierte Schaltung stehen folgende Zonen zur Verfügung: Substrat (P⁻), Isolierungs-Diffusion (P-P⁺), Epitaxie (N⁻), buried-layer-Diffusion (N⁺), deep-collector-Diffusion (N⁺), Basis-Diffusion (P), Emitter-Diffusion (N⁺), Metallisierung und evtl. weitere Zonen wie dotiertes Polysilizium bzw. Cr/Ni-Widerstände (für "fused-links"); auch weitere Zonen können prozeßbedingt vorhanden sein, wie etwa eine obere und eine untere Isolierungs-Diffusion oder eine Basisanschluß-Diffusion.
  • Betrachtet man die Temperaturkoeffizienten der spezifischen bzw. flächenhaften Widerstände R(ΔT) = R To [1 + α(ΔT) + β (ΔT)² +γ(ΔT)³]
    Figure imgb0001
    dieser Zonen, so finden sich welche mit (nahezu) linearem Temperturkoeffizienten wie die N⁺-dotierten bzw. metallischen Zonen und solche mit einem mehr oder weniger hohen Anteil an Termen höherer Ordnung wie die P-dotierten. Ebenso finden sich Zonen mit mehr oder weniger hoher Piezo-Empfindlichkeit.
    • Zeichnung
  • Die Erfindung sei anhand der Figuren 1 bis 11 erläutert. Figur 1 zeigt die Grundschaltung einer Bandgap-Referenz nach Brokaw, ergänzt durch eine Anwerfschaltung. In den Figuren 2 bis 4 sind die Temperaturgänge der Referenzspannungen einer beispielhaften Schaltung für Widerstände mit drei verschiedenen Temperaturkoeffizienten im Temperaturbereich von - 40 °C ≦ Tj ≦ + 160 °C wiedergegeben. Die Figuren 5 und 6 stellen Modifikationen der Schaltung nach Figur 1 dar, Figur 7 den damit erzeugten Temperaturgang der Referenzspannung. In Figur 8 ist die Schaltung und in Figur 9 das Layout überkreuzgekoppelter Lateraltransistoren zur Verminderung ihrer Piezoempfindlichkeit aufgezeigt, ebenso in Figur 10 und 11 die Anordnung im Layout für die kritischen NPN-Referenz-Transistoren.
    • Beschreibung der Ausführungsbeispiele
  • Die Bandgap-Referenz nach Figur 1 besteht aus den beiden Referenz-Transistoren 23 und 24, wobei der Transistor 24 in der Regel durch Parallelschalten von K gleichen Transistoren 23 mit 2 ≦ K ≦ 16 hergestellt ist. Wegen der formalen Abhängigkeit von In K ist K = 4 bereits ausreichend und K über 8 kaum gebräuchlich. Zusammen mit dem Widerstand 22 erzeugt die Anordnung am Widerstand 21 eine temperaturproportionale Spannung, die den negativen Temperaturgang der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 23 bei richtiger Auslegung bereits recht gut kompensiert. Die Potentialdifferenz 17/15 stellt die Summenspannung dar. Sie entspricht recht genau dem Potential des Bandabstands (von Silizium).
  • Die beiden Referenz-Transistoren 23, 24 arbeiten auf den Stromspiegel mit den beiden lateralen PNP-Transistoren 25, 26, deren gemeinsame Basis über den PNP-Emitterfolger 27 am Kollektor 24 liegt. Entsprechend wird mit dem PNP-Emitterfolger 6 vom Kollektor des Transistors 23 ausgekoppelt, dessen Emitter mit der Basis des NPN-Emitterfolgers 7 verbunden ist. Um auch größere Spannungen als die Bandgap-Spannung zu erhalten, ist der Emitter des Transistors 7 nicht direkt am Punkt 17, sondern über den Widerstand 8 am Punkt 17 angeschlossen. Die an der Klemme 18 abzunehmende Referenzspannung ist somit entsprechend dem Transformationsverhältnis der Widerstände 8, 9 höher. Die Transistoren 25, 26, 27, 6, 7 bilden einen Operationsverstärker, der mittels des Kondensators 10 dynamisch stabilisiert ist. Der ebenfalls als Stromspiegel arbeitende Transistor 4 mit Widerstand 5 liefert einen hinreichend kleinen "Anlaufstrom" in die Schaltung. Der positive Pol der Betriebsspannung ist mit der Klemme 16, der negative mit der Klemme 15 verbunden.
  • Den Temperaturverlauf der Referenzspannung eines Beispiels in der Schaltung nach Figur 1 zeigt Figur 2. Dort ist die Bandgap-Spannung als Funktion der Temperatur zwischen - 40 °C und + 160 °C für eine Ausführung wiedergegeben, bei der die horizontale Tangente in die Mitte des Temperaturbereichs gelegt ist und die Widerstände 21 und 22, wie bei einfachen Referenzen üblich, mittels der Basis-Diffusion dargestellt sind. Wie daraus hervorgeht, weist die Referenzspannung einen ziemlich parabelförmigen Temperaturverlauf auf, der bekanntlich vom Herstellungsprozeß, also von Dotierungen und Dotierungsprofilen abhängig ist und somit bei anderen Ausführungen auch noch Terme höherer Ordnung enthalten kann. An den beiden Ecktemperaturen beträgt die Ablage etwas mehr als - 5 mV, entsprechend einem mittleren Temperaturkoeffizienten von - 4 %.
  • In diesem Beispiel läßt sich der Temperaturgang bereits dadurch deutlich verbessern, daß für die Widerstände 21, 22 die Emitterdiffusion anstelle der Basisdiffusion herangezogen wird, wie die Figur 3 erkennen läßt. Werden ferner in unserem Beispiel - rein theoretisch - die Widerstände 21 und 22 mit dem Temperaturkoeffizienten "0" versehen, so zeigt die in Figur 4 wiedergegebene Rechnung immer noch eine Abweichung von ca. - 2,3 mV mit Anteilen höherer Ordnung.
  • Dieser stets in etwa parabelförmige Verlauf läßt sich nun dadurch kompensieren, daß in Figur 1 dem Widerstand 21 ein Temperaturkoeffizient mit größeren Anteilen an Termen höherer Ordnung gegeben wird als dem Widerstand 22.
  • Figur 5 zeigt eine Modifikation der Schaltung für eine Ausführung der Widerstände mit einer Zone des Prozesses, die einen größeren quadratischen Term β₂₁ enthält. Da nun β₂₂ stets kleiner sein muß als β₂₁, ist in diesem Fall der Widerstand 22 in mindestens zwei Teil-Widerstände 32, 42 aufzuspalten und für den Kompensations-Widerstand 42 eine Zone mit kleinerem β zu verwenden. Eine hinreichend gute Kompensation für dieses Beispiel ergibt sich, wenn die Differenz der Koeffizienten der quadratischen Terme β₂₁ und β₂₂ bei 0,74 · 10⁻⁶ liegt. Führt man die Widerstände 21, 32 mittels der Basisdiffusion und den Widerstand 42 mittels der Emitterdiffusion aus, so ergibt sich der Temperaturverlauf nach Figur 7 mit 3 435 Ω für den Widerstand 21, 393Ω für den Widerstand 32 und 60Ω für den Widerstand 42.
  • Wie bereits erwähnt, sollten die Widerstände mit Zonen gebildet werden, die einen möglichst geringen Piezoeffekt aufweisen, wie etwa der Emitterdiffusion oder anderer stärker n-dotierter Zonen. In diesem Fall enthält der Temperaturkoeffizient des Quadratwiderstands praktisch keine Terme höherer Ordnung. Die Lösung hierzu ist in Figur 6 wiedergegeben. Damit sich der Widerstand 21 mit einem höheren quadratischen Anteil als der Widerstand 22 darstellen läßt, ist er in die Teil-Widerstände 31 und 41 aufzuspalten und der Kompensations-Widerstand 41 mittels einer Zone mit größerem quadratischem Term auszuführen. Die Differenz β₂₁ - β₂₂ sollte jetzt 0,49 · 10⁻⁶ betragen. Enthält die Emitterdiffusions-Zone keine Terme höhere Ordnung und weist die für den Kompensations-Widerstand 41 benutzte Basisdiffusion wieder den gleichen quadratischen Term auf wie im vorigen Beispiel, so erhält der Widerstand 31 den Wert 3 135Ω und der Widerstand 22 den Wert 453Ω , die Korrektur in Basisdiffusion 41 erhält den Wert 300Ω. Der Verlauf des Temperaturgangs entspricht ebenfalls dem von Figur 7.
  • Werden zur Kompensation des quadratischen Terms der Referenzspannung prozeßbedingte Streuungen berücksichtigt, so liegt die Differenz der resultierenden quadratischen Terme bei einer Kompensation im Widerstand 22 mittels des Widerstands 42 im Bereich 0,3 · 10⁻⁶ ≦ β₂₁ - β₂₂≦ 1,2 · 10⁻⁶. Wird dagegen im Widerstand 21 mittels des Widerstands 41 kompensiert, so ist der Bereich mit 0,2 · 10⁻⁶≦ β₂₁ ≦ 0,8 · 10⁻⁶ anzusetzen.
  • Die resultierenden Terme β₂₁ und β₂₂ lassen sich aus den bekannten Termen der für die Widerstände verwendeten Zonen berechnen. Für eine Kompensation im Bereich des Widerstands 21 ist allgemein β₂₁ = (β₃₁.R₃₁ + β₄₁.R₄₁).(R₃₁ + R₄₁)⁻¹
    Figure imgb0002
    bzw. für eine Kompensation im Bereich des Widerstands 22 β₂₂ = (β₃₂.R₃₂ + β₄₂.R₄₂).(R₃₂ + R₄₂)⁻¹.
    Figure imgb0003
  • Treten, wie aus der Literatur ersichtlich, beim Temperaturgang der Referenzspannung auch Terme höherer Ordnung auf, so ist es vorteilhaft, auch diese zu berücksichtigen.
  • Widerstände mit differierenden Temperaturkoeffizienten lassen sich wegen des unterschiedlich großen Anteils der seitlichen Unterdiffusion am Gesamt-Widerstand auch durch eine Modulation der Breite der Widerstände im Design darstellen, zumal ja nur geringfügige Differenzen im quadratischen Term zu erzeugen sind bzw. ein Term dritter Ordnung zu erzeugen ist. Beobachtungen nach scheinen Terme dritter Ordnung bei besonders schmalen Widerständen aufzutreten. Wegen der generellen Abhängigkeit der Temperaturkoeffizienten vom Herstellungsprozeß können hierzu keine konkreten Angaben gemacht werden.
  • Die angegebenen Kompensationen sind einigermaßen exakt nur einzuhalten, sofern der Istwert des Maximums der Bandgapspannung auch bei der der Rechnung zugrundegelegten Temperatur liegt. Es ist deshalb vorteilhaft, auf dieses Maximum hin abzugleichen.
  • Bei den vorgeschlagenen Lösungen sind die Widerstände 21 und 22 durch mehr als eine Zone dargestellt. Dies bedeutet, daß auch mit unterschiedlichen Prozeß-Streuungen, also Widerstands-Streuungen zu rechnen ist, die zu einer Streuung des Teilerverhältnisses führen. Bei einer Präzisions-Referenzspannungsquelle ist das Teilerverhältnis auf seinen Sollwert abzugleichen durch Verändern des Kompensations-Widerstands 41 oder 42. Methoden zum Abgleich von Widerstands-Netzwerken beim Waferproben sind in A. B. Grebene: "Bipolar and MOS Analog Integrated Circuit Design" by John Wiley & Sons, 1984, Seiten 155 bis 159 beschrieben und nicht Gegenstand der Erfindung.
  • Obwohl die Präzisions-Referenzspannungsquelle trotz mittels der relativ niederohmigen Emitterdiffusion dargestellten Widerständen 31 und 22 einschließlich eines vierstufigen Abgleich-Netzwerks nur eine Chipfläche von ca. 0,3 mm² benötigt, sind Maßnahmen zur Verringerung der Piezoempfindlichkeit vorteilhaft. Die Kollektoren der beiden PNP-Lateraltransistoren 25 und 26 sind deshalb entsprechend der Schaltung nach Figur 8 in jeweils zwei gleiche Teilkollektoren aufgespalten und kreuzweise miteinander verbunden. Zwischen den Transistoren 25 und 26 ist zum Ableiten eventueller Basisströme ein weiterer Transistor 11 eingefügt, um so höhere Betriebstemperaturen zu erreichen.
  • Ein mögliches Layout hierzu zeigt Figur 9. Auch die NPN-Referenz-Transistoren 23 und 24 sind symmetrisch zueinander angeordnet, und zwar für ein Emitterverhältnis 1:2 und 1:4 nach Figur 10 und für ein Emitterverhältnis 1:4 und 1:8 nach Figur 11. In letzterer sind nur vier Teiltransistoren 24 eingezeichnet. Durch Auffüllen der freien Plätze mit weiteren vier Teiltransistoren läßt sich leicht das in etwa piezokompensierte Verhältnis 1:8 herstellen. Die Verdrahtung ist auch bei acht um den Transistor 23 angeordneten Teiltransistoren 24 kein Problem, da sich die acht Teiltransistoren in einer einzigen Kollektorwanne unterbringen lassen.
  • Präzisions-Referenzspannungsquellen sind mit den bisherigen Methoden selbst mit aufwendigen Technologien kaum gezielt herzustellen und deshalb in der Regel teure Selektionstypen aus einem größeren Fertigungslos. Demgegenüber lassen sie sich nach den Vorschlägen der Erfindung gezielt mit Standard-Technologien herstellen. Ihr Flächenbedarf ist kaum größer als der gewöhnlicher Referenzspannungsquellen.

Claims (15)

  1. Monolithisch integrierte Präzisions-Referenzspannungsquelle nach dem Bandgap-Prinzip mit einem ersten NPN-Referenztransistor (23) und einem zweiten NPN-Referenztransistor (24), die zueinander parallelgeschaltet sind, um einen Strom in zwei Strompfade zu teilen, und von denen jeder eine Emitterelektrode, eine Kollektorelektrode und eine Basiselektrode hat, wobei die Basiselektroden der beiden Referenztransistoren (23, 24) miteinander und mit einer Ausgangsklemme (18) verbunden sind, an der die Referenzspannung abgenommen wird, und wobei ferner eine Reihenschaltung aus einem ersten Widerstand (21) und einem zweiten Widerstand (22) von einem Versorgungspotential (15) zur Emitterelektrode des zweiten NPN-Referenztransistors (24) führt und die Emitterelektrode des ersten NPN-Referenztransistors (23) an den Knotenpunkt zwischen dem ersten (21) und dem zweiten (22) Widerstand angeschlossen ist, und mit einem ersten PNP-Stromspiegeltransistor (25) und einem zweiten PNP-Stromspiegeltransistor (26) zur Einprägung der Ströme in die Strompfade der beiden NPN-Referenztransistoren (23, 24), dadurch gekennzeichnet, daß zur Verminderung der Einwirkung des Piezoeffekts auf die beiden genannten, als Lateraltransistoren ausgebildeten PNP-Stromspiegeltransistoren (25, 26) deren Kollektoren in ihrem Umfang halbiert und die Hälften jeweils über Kreuz miteinander verbunden sind (Figur 8, Figure 9).
  2. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verminderung der Einwirkung des Piezoeffekts auf die mit unterschiedlicher Stromdichte betriebenen NPN-Referenztransistoren (23, 24) die mindestens zwei gleichen Teiltransistoren des zweiten Referenztransistors (24) bezüglich des Piezoeffekts symmetrisch zum ersten Referenztransistor (23) angeordnet sind.
  3. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kompensation des in den beiden Referenztransistoren (23, 24) verbleibenden Temperaturkoeffizienten höherer Ordnung die beiden Widerstände (21, 22) mindestens teilweise durch Zonen mit unterschiedlichem Temperaturkoeffizienten gebildet sind und daß der quadratische Term des Temperaturkoeffizienten des ersten Widerstands (21) größer ist als der quadratische Term des Temperaturkoeffizienten des zweiten Widerstands (22).
  4. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Herstellung des ersten Widerstands (21) mittels einer Zone mit größerem quadratischen Term des Temperaturkoeffizienten der zweite Widerstand (22) aufgespalten ist in die Reihenschaltung aus einem ersten Teilwiderstand (32) und einem zweiten Teilwiderstand (42), wobei der erste Teilwiderstand (32) mittels der gleichen Zone wie der erste Widerstand (21) und der als Kompensations-Widerstand dienende zweite Teilwiderstand (42) mittels einer Zone mit kleinerem quadratischem Term ausgeführt ist (Figur 5).
  5. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz der quadratischen Terme der Temperaturkoeffizienten β₂₁ des ersten Widerstands (21) und β₂₂ des durch die Summe der Teilwiderstände (32, 42) erzeugten resultierenden zweiten Widerstands (22) im Bereich liegt von 0,3 x 10⁻⁶ ≦ β₂₁ - β₂₂≦ 1,2 x 10⁻⁶.
  6. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (21) und der erste Teilwiderstand (32) hergestellt sind mittels der Basisdiffusionszone und der als Kompensations-Widerstand dienende zweite Teilwiderstand (42) mittels der Emitterdiffusionszone (Figur 5).
  7. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Herstellung des zweiten Widerstands (22) mittels einer Zone mit kleinerem quadratischem Term der erste Widerstand (21) aufgespalten ist in die Reihenschaltung aus einem dritten Teilwiderstand (31) und einem vierten Teilwiderstand (41), wobei der dritte Teilwiderstand (31) mittels der gleichen Zone wie der zweite Widerstand (22) und der als Kompensations-Widerstand dienende vierte Teilwiderstand (41) mittels einer Zone mit größerem quadratischem Term ausgeführt ist (Figur 6).
  8. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz der quadratischen Terme der Temperaturkoeffizienten β₂₁ des durch die Summe der Teilwiderstände (31, 41) erzeugten resultierenden ersten Widerstand (21) und β₂₂ des zweiten Widerstands (22) im Bereich liegt von 0,2 x 10⁻⁶ ≦ β₂₁ - β₂₂ ≦ 0,8 x 10⁻⁶.
  9. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Widerstand (22) und der dritte Teilwiderstand (31) hergestellt sind mittels der Emitterdiffusionszone und der als Kompensations-Widerstand dienende vierte Teilwiderstand (41) mittels der Basisdiffusionszone (Figur 6).
  10. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach einem der Ansprüche 3 bis 9, gekennzeichnet durch einen Abgleich des durch unvermeidbare Fertigungsstreuungen vom Sollwert abweichenden Istwerts der Referenzspannung auf den Sollwert.
  11. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch einen Abgleich durch Verändern mindestens eines der beiden als Kompensations-Widerstände dienenden Teilwiderstände (41 bzw. 42).
  12. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Referenztransistor (24) aus vier bzw. acht gleichen Teiltransistoren besteht (Figur 10, Figur 11).
  13. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach einem der Ansprüche 3 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß auch der Term dritter Ordnung für die Korrektur des in den beiden mit unterschiedlicher Stromdichte betriebenen Referenztransistoren (23, 24) verbleibenden Temperaturkoeffizienten höherer Ordnung mit berücksichtigt ist.
  14. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Temperaturkoeffizient mindestens eines Teilwiderstands der Widerstandskombinationen (21 und 22; 31, 41 und 22; bzw. 21, 32 und 42) veränderbar ist durch Verändern seiner Breite im Design.
  15. Präzisions-Referenzspannungsquelle nach einem der Ansprüche 3 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß ein vom Temperaturkoeffizienten "O" abweichender definierter Temperaturkoeffizient der Referenzspannung eingestellt ist durch Verändern des Teilerverhältnisses der Widerstände [21, 22; 21, (32 + 42); oder 22, (31 + 41)] bezogen auf den Wert des Teilerverhältnisses zum Erreichen des Temperaturkoeffizienten "O".
EP90904754A 1989-04-01 1990-03-21 Präzisions-referenzspannungsquelle Expired - Lifetime EP0466717B1 (de)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE3910511 1989-04-01
DE3910511 1989-04-01
DE4005756A DE4005756A1 (de) 1989-04-01 1990-02-23 Praezisions-referenzspannungsquelle
DE4005756 1990-02-23

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP0466717A1 EP0466717A1 (de) 1992-01-22
EP0466717B1 true EP0466717B1 (de) 1993-08-11

Family

ID=25879416

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP90904754A Expired - Lifetime EP0466717B1 (de) 1989-04-01 1990-03-21 Präzisions-referenzspannungsquelle

Country Status (6)

Country Link
US (1) US5258702A (de)
EP (1) EP0466717B1 (de)
JP (1) JP2818289B2 (de)
DE (2) DE4005756A1 (de)
ES (1) ES2042287T3 (de)
WO (1) WO1990012353A1 (de)

Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR930001577A (ko) * 1991-06-19 1993-01-16 김광호 기준전압 발생회로
DE4344447B4 (de) * 1993-12-24 2009-04-02 Atmel Germany Gmbh Konstantstromquelle
US5448158A (en) * 1993-12-30 1995-09-05 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. PTAT current source
US5701097A (en) * 1995-08-15 1997-12-23 Harris Corporation Statistically based current generator circuit
US5783973A (en) 1997-02-24 1998-07-21 The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. Temperature insensitive silicon oscillator and precision voltage reference formed therefrom
US6150871A (en) * 1999-05-21 2000-11-21 Micrel Incorporated Low power voltage reference with improved line regulation
IT1313386B1 (it) * 1999-06-09 2002-07-23 St Microelectronics Srl Metodo per ottenere un riferimento di tensione e di corrente costanteal variare della temperatura con un unico stadio band-gap.
JP2005122277A (ja) * 2003-10-14 2005-05-12 Denso Corp バンドギャップ定電圧回路
DE102004062357A1 (de) * 2004-12-14 2006-07-06 Atmel Germany Gmbh Versorgungsschaltung zur Erzeugung eines Referenzstroms mit vorgebbarer Temperaturabhängigkeit
US20060170487A1 (en) * 2005-01-31 2006-08-03 International Business Machines Corporation A voltage reference circuit for ultra-thin oxide technology and low voltage applications
US20130300395A1 (en) * 2012-05-11 2013-11-14 Gregory A. Maher Accessory detection over temperature
RU2580458C1 (ru) * 2015-02-25 2016-04-10 Федеральное Государственное Бюджетное Образовательное Учреждение Высшего Профессионального Образования "Донской Государственный Технический Университет" (Дгту) Источник опорного напряжения

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4250445A (en) * 1979-01-17 1981-02-10 Analog Devices, Incorporated Band-gap voltage reference with curvature correction

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4242693A (en) * 1978-12-26 1980-12-30 Fairchild Camera & Instrument Corporation Compensation of VBE non-linearities over temperature by using high base sheet resistivity devices
US4362984A (en) * 1981-03-16 1982-12-07 Texas Instruments Incorporated Circuit to correct non-linear terms in bandgap voltage references
US4443753A (en) * 1981-08-24 1984-04-17 Advanced Micro Devices, Inc. Second order temperature compensated band cap voltage reference
US4490670A (en) * 1982-10-25 1984-12-25 Advanced Micro Devices, Inc. Voltage generator
GB8630980D0 (en) * 1986-12-29 1987-02-04 Motorola Inc Bandgap reference circuit
US4808908A (en) * 1988-02-16 1989-02-28 Analog Devices, Inc. Curvature correction of bipolar bandgap references
US4939442A (en) * 1989-03-30 1990-07-03 Texas Instruments Incorporated Bandgap voltage reference and method with further temperature correction
US5053640A (en) * 1989-10-25 1991-10-01 Silicon General, Inc. Bandgap voltage reference circuit

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4250445A (en) * 1979-01-17 1981-02-10 Analog Devices, Incorporated Band-gap voltage reference with curvature correction

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Handbook of Semiconductor Electronics, Lloyd P. Hunter.McGraw Hill Book Company, New York, U.S.A. Third Edition,1970 *

Also Published As

Publication number Publication date
DE59002341D1 (de) 1993-09-16
JPH04504320A (ja) 1992-07-30
EP0466717A1 (de) 1992-01-22
JP2818289B2 (ja) 1998-10-30
WO1990012353A1 (de) 1990-10-18
DE4005756A1 (de) 1990-10-04
US5258702A (en) 1993-11-02
ES2042287T3 (es) 1993-12-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69024619T2 (de) Bandgapreferenzspannungsschaltung
DE2154904C3 (de) Temperaturkompensierte Bezugsgleichspannungsquelle
DE69323239T2 (de) Referenz Spannungsgenerator
DE2951835C2 (de)
DE2537564C2 (de) Verfahren zur Herstellung einer integrierten Schaltung sowie Verwendung dieses Verfahrens
DE68926201T2 (de) Operationsverstärkerschaltung
EP0483537B1 (de) Stromquellenschaltung
EP0466717B1 (de) Präzisions-referenzspannungsquelle
DE69736827T2 (de) Spannungsreferenz mit sperrschicht-feldeffekt und herstellungsverfahren
DE2854901A1 (de) Konstantspannungsgenerator zum erzeugen einer konstantspannung mit vorgegebenem temperaturkoeffizienten
EP0508327A2 (de) CMOS-Bandabstands-Referenzschaltung
DE2309154B2 (de) Stromverstaerker
DE2541352A1 (de) Oszillator in c-mos-technologie
EP0000863B1 (de) Temperaturkompensierter integrierter Halbleiterwiderstand
DE2935346A1 (de) Integrierte bezugsspannungsquelle in mos-transistortechnik
DE3127839A1 (de) Temperaturkompensierte bezugsspannungsquelle
DE68919764T2 (de) Völlig differentielle Referenzspannungsquelle.
DE3447002C2 (de)
DE3047685A1 (de) Temperaturstabile spannungsquelle
DE2250625A1 (de) Stromregler
DE2520890A1 (de) Transistorverstaerker der darlington- bauart mit interner vorspannung
DE69005649T2 (de) Spannungsgeneratorschaltung.
DE3002894C2 (de) Monolithisch integrierte Halbleiterschaltung mit Transistoren
DE2541887C3 (de) Monolithisch integrierte Halbleiterschaltung mit einer I2 L- Konfiguration
DE4129334A1 (de) Praezisions-mos-widerstand

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 19910905

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): DE ES FR GB IT

RAP3 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: ROBERT BOSCH GMBH

17Q First examination report despatched

Effective date: 19920615

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): DE ES FR GB IT

GBT Gb: translation of ep patent filed (gb section 77(6)(a)/1977)

Effective date: 19930816

REF Corresponds to:

Ref document number: 59002341

Country of ref document: DE

Date of ref document: 19930916

ET Fr: translation filed
ITF It: translation for a ep patent filed
REG Reference to a national code

Ref country code: ES

Ref legal event code: FG2A

Ref document number: 2042287

Country of ref document: ES

Kind code of ref document: T3

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

26N No opposition filed
REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: IF02

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20030227

Year of fee payment: 14

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20030319

Year of fee payment: 14

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20040321

GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee

Effective date: 20040321

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20041130

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: ST

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES;WARNING: LAPSES OF ITALIAN PATENTS WITH EFFECTIVE DATE BEFORE 2007 MAY HAVE OCCURRED AT ANY TIME BEFORE 2007. THE CORRECT EFFECTIVE DATE MAY BE DIFFERENT FROM THE ONE RECORDED.

Effective date: 20050321

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: ES

Payment date: 20050413

Year of fee payment: 16

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: ES

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20060322

REG Reference to a national code

Ref country code: ES

Ref legal event code: FD2A

Effective date: 20060322

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20090526

Year of fee payment: 20

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF EXPIRATION OF PROTECTION

Effective date: 20100321