DE970328C - Reflexionsfreie Verbindung fuer Hochfrequenz-UEbertragungsleitungen - Google Patents

Description

AUSGEGEBEN AM 11. SEPTEMBER 1958

Zur Vermeidung störender Wellenreflexionen bei der Übertragung hochfrequenter Wellen längs einer Übertragungsleitung ist es erwünscht, den Wellenwiderstand der Leitung möglichst konstant zu halten und ihn in möglichst genaue Übereinstimmung mit den im allgemeinen festgelegten bzw. genormten Widerständen der anzuschaltenden Geräte zu bringen. In solchen Fällen jedoch, wo ein einheitlicher Wellenwiderstand nicht von vornherein erzielt werden kann, müssen besondere Maßnahmen und Mittel vorgesehen werden, die die unterschiedlichen Wellenwiderstände einander anpassen, d. h. den einen Wellenwiderstand in den anderen transformieren, um auf diese Weise eine reflexionsfreie Verbindung herzustellen. Als zu diesem Zweck geeignete Transformationsglieder sind z. B.

■—Leitungen bekannt, die zwischen die zu verbinden-4

den und bezüglich ihrer Wellenwiderstände einander anzupassenden Teile eingeschaltet werden und deren Wellenwiderstand gleich der Wurzel aus dem Produkt der anzupassenden Wellenwiderstände ist. Außerdem

ist es bekannt, statt einer —Leitung als Transforma-

tionsglied eine —Leitung zu verwenden, deren Ausgestaltung derart ist, daß ihr Wellenwiderstand all-

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mählich vom Wert des einen der anzupassenden Wellenwiderstände auf den Wert des anderen übergeht.
Fernerhin ist zur Transformation eines komplexen

Widerstandes in einen reellen Widerstand eine — -Lei-

tung bekannt, deren Wellenwiderstand gleich dem absoluten Betrag des zu transformierenden komplexen Widerstandes ist. Der durch die Transformation erzielte reelle Widerstand ist durch die Größe des Wirk- und Blindanteils des komplexen Widerstandes festgelegt.

Die Erfindung, die eine refiexionsfreie Verbindung von Teilen einer Hochfrequenz-Übertragungsleitung

miteinander oder mit die Hochfrequenz-Übertragungsleitung abschließenden Geräten, z. B. Endverschlüssen oder Steckern, betrifft, beschäftigt sich mit dem Fall, daß die zur reflexionsfreien Verbindung anzupassenden Wellenwiderstände nur um kleine Beträge voneinander

ao abweichen. Ein solcher Fall tritt in der Praxis häufig auf. So ergeben sich z. B. auf Grund der Toleranzen, die bei der Fertigung bzw. bei der Vorausberechnung von Hochfrequenzkabeln einhaltbar sind, geringe Abweichungen des Wellenwiderstandes vom Sollwert, so daß bei der Verbindung von Einzelteilen oder bei der Verbindung eines Kabels mit Endverschlüssen, Stekkern od. dgl. im allgemeinen kleine Anpassungsfehler auftreten. Wenn auch diese Abweichungen sehr klein sind, so rufen sie doch störende Wellenreflexionen hervor.

Die reflexionsfreie Verbindung gemäß der Erfindung besteht darin, daß von der Stoßstelle in einem Abstand von einem Achtel der Wellenlänge für eine vorgegebene Abgleichfrequenz f₀ Transformationsglieder mit der Eigenschaft eines Blindwiderstandes angeordnet sind, die im Zusammenwirken mit der entsprechenden —-Leitung die unterschiedlichen Wellenwiderstände einander anpassen.

An Hand der Fig. 1 bis 3 wird im einzelnen dargelegt, wie die Transformationsglieder gewählt werden können, um die erwünschte reflexionsfreie Verbindung zu erzielen. Um unnötige Wiederholungen zu vermeiden, wird vorweggeschickt, daß von den beiden zu verbindenden Leitungsteilen der eine den Wellenwiderstand Z und der andere den Wellenwiderstand Z₀ besitze, wobei die voraussetzungsgemäß kleine Differenz AZ —-Z—Z₀ ohne wesentliche Einschränkung der allgemeinen Gültigkeit stets größer als Null angenommen ist.

Die Fig. 1 zeigt rein schematisch den Verlauf des Wellenwiderstandes zweier Leitungsteile mit den unterschiedlichen Wellenwiderständen Z und Z₀ in der

Umgebung der Stoßstelle.

An der um — von der

Stoßstelle auf der Z₀-Leitung entfernten Stelle ist als Transformationsglied eine Induktivität von der Größe AL angedeutet, die in Reihe mit dem Wellenwiderstand Z₀ geschaltet sein soll. In der Fig. 1 a ist hierzu das Ersatzschaltbild angegeben. Die gesamte Leitung ist nach dieser Figur für die Abgleichfrequenz f₀ mit dem Ausgangswiderstand Z₀ + * 2 π f₀ A L abgeschlossen, wobei die Größe der Induktivität Δ L noch geeignet gewählt werden muß, damit für die vorgegebene Abgleichfrequenz f ₀ eine vollständige Anpassung der Wellenwiderstände erzielt wird.

In der Fig. 1 b ist hierzu eine komplexe Widerstandsebene dargestellt, auf deren reeller Koordinatenachse die beiden Wellenwiderstände Z und Z₀ eingetragen sind. Der Blindanteil 2nf₀AL des Ausgangswider-Standes ist in der Figur durch den mit 2 π f ₀ A L bezeichneten Vektor charakterisiert, der an den Punkt Z₀ angeheftet ist und in die positive Richtung der imaginären Achse weist. Wird die Pfeilspitze des Vektors mit dem Nullpunkt der komplexen Widerstandsebene durch einen Vektor verbunden, so stellt dieser Verbindungsvektor den Ausgangswiderstand Z₀ + i 2 π f₀ A L am Ausgang der Leitung der Fig. 1 a in Größe und Phase dar. Dieser Verbindungsvektor ist ebenso wie in den entsprechenden folgenden Figuren nicht eingetragen, um die Übersichtlichkeit nicht zu erschweren.

Zur Erleichterung der weiteren Darstellung sei noch die Definition eingefügt, daß der in den Ersatzschaltbildern am Ausgang der Leitung eingezeichnete Widerstand im folgenden als Ausgangswiderstand, während der an einer beliebigen Stelle auf der Leitung herrschende Widerstand in bezug auf den in den Ersatzschaltbildern links von dieser Stelle liegenden Leitungsteil als Abschlußwiderstand für diesen Leitungsteil bezeichnet wird.

Beim Fortschreiten längs der Z₀-Leitung gemäß der Fig. ι a vom Ausgang der Leitung auf die Stoßstelle zu, dreht sich im'Vektordiagramm der Fig. ib der mit ζ π f0 AL bezeichnete Vektor im Uhrzeigersinn und überstreicht mit seiner Pfeilspitze den in der Figur gestrichelt dargestellten Kreisbogen. Wird die Pfeilspitze dieses Vektors mit dem Nullpunkt der Widerstandsebene durch einen Vektor verbunden, was in der Figur nicht dargestellt ist, so gibt dieser Verbindungsvektor bei einer bestimmten Richtung des Vektors 2 π f₀ A L den Abschlußwiderstand nach Größe und Phase an einer entsprechenden Stelle auf der Z₀-Leitung wieder/ Beim Erreichen der Stoßstelle, d. h. der Verbindungsstelle der Z-Leitung mit der Z₀-Leitung hat sich der Vektor für die Abgleichfrequenz f₀ in erster Näherung für kleine zlZ-Werte

um den Winkel — gedreht und fällt somit in die

Richtung der reellen Achse der Widerstandsebene, so daß der Abschlußwiderstand an der Stoßstelle reell ist. Wird nun die. Induktivität A L so gewählt, daß die Länge des Vektors 2nf₀AL gleich der Differenz AZ der Wellenwiderstände Z und Z₀ wird, wie es in der Fig. ib bereits zum Ausdruck gebracht ist, so ist an der Stoßstelle der Abschlußwiderstand gleich dem Wellenwiderstand der Z-Leitung, was besagt, daß die Z-Leitung mit ihrem eigenen Wellenwiderstand und damit reflexionsfrei abgeschlossen ist.

Die reflexionsfreie Verbindung ist aber exakt nur iao für die Abgleichfrequenz f₀ gültig. Weicht nämlich die Frequenz um A f von der Abgleichfrequenz f₀ ab, wobei in den folgenden vektormäßigen Darstellungen die Abweichung stets größer als Null angenommen ist, so vergrößert sich der frequenzabhängige Blindanteil ias des Transformationsgliedes und gleichzeitig der Dreh-

winkel des Vektors beim Durchlaufen der für die Abgleichfrequenz maßgebenden —-Leitung um den

In dem Vektordiagramm der Fig. ic ist dieser Sachverhalt näher zum Ausdruck gebracht. Der um den Faktor (i -)—~-\ vergrößerte Blindwiderstand der als Transformationsglied wirkenden Induktivität AL ist als Vektor mit der Bezeichnung

2nf₀AL (ι -\—— I dargestellt. Nach Durchlaufen der für die Abgleichfrequenz ^₀ maßgebenden — -Strecke der Z₀-Leitung gemäß der Fig. ia hat

sich dieser Vektor um den Winkel

gegenüber seiner Ausgangslage gedreht und bildet somit in dieser Endlage mit der reellen Achse der

Widerstandsebene den Winkel von —~ · —. Dem-

/o 2

nach wird an der Stoßstelle der Abschlußwiderstand nicht mehr exakt gleich Z, sondern er weicht von diesem Betrag um den im allgemeinen komplexen Wert öZ ab. Aus dem dargestellten Vektordiagramm läßt sich der Betrag der Z-Abweichung leicht bestimmen, und zwar beträgt derselbe

OZ =

Anstatt auf der Seite der Stoßstelle mit dem kleineren Wellenwiderstand an der um — entfernt

gelegenen Transformationsstelle als Transformationsglied eine Induktivität anzuordnen, kann auf der Seite der Stoßstelle mit dem größeren Wellenwiderstand an

der ebenfalls um — entfernt gelegenen Stelle eine

Kapazität als Transformationsglied angeordnet werden, um einen reflexionsfreien Abschluß der Z-Leitung zu erzielen. Für λ ist hier selbstverständlich die Wellenlänge auf der Z-Leitnng zu setzen. Hierfür ist in der Fig. 2 schematisch ein Beispiel dargestellt. Das zugehörige Ersatzschaltbild zeigt die Fig. 2 a. Nach

dieser Figur soll die in einer Entfernung von — von

der Stoßstelle mit dem Ausgangswiderstand Z₀ angeordnete Kapazität Δ C parallel zum Abschlußwiderstand an der Transformationsstelle angeordnet sein. Die Fig. 2 b stellt wiederum eine komplexe Widerstandsebene dar, auf deren reeller Koordinatenachse die beiden Wellenwiderstände Z und Z₀ eingetragen sind, die durch einen mit ZlZ bezeichneten VekWr verbunden sind. Soll nun wiederum, wie früher, die Änderung des Abschlußwiderstandes, ausgehend vom Ausgangswiderstand Z₀, betrachtet werden, die sich beim Fortbewegen vom Ausgang der Leitung zur Transformationsstelle, der Fig. 2 b ergibt, so genügt es, wenn hierzu nur im wesentlichen die Änderung des mit Δ Ζ bezeichneten Vektors betrachtet wird. Wird nämlich analog zu dem vorherigen Beispiel die Pfeilspitze des Vektors Δ Z mit dem Nullpunkt der Widerstandsebene verbunden, so gibt dieser Verbindungsvektor die Größe und Phase des Ausgangswiderstandes

wieder. Beim Fortschreiten auf der — - Strecke der

Z-Leitung dreht sich der Vektor Δ Z im Uhrzeigersinn. An der Transformationsstelle, d. h. also in einem Abstand von — von dem Ausgangswiderstand, hat er sich gegenüber seiner Ausgangslage für die Abgleichfrequenz f₀ um den Winkel —-gedreht, so daß der

Abschlußwiderstand ohne Berücksichtigung der Parallelkapazität an der Transformationsstelle Z + i ΔΖ

cos

(ι)

beträgt. Um an dieser Stelle nun einen reflexionsfreien Abschluß der gesamten Z-Leitung erzielen zu können, muß an dieser Transformationsstelle ein Transformationsglied zugefügt werden, welches den e₅ Blindanteil des Abschlußwiderstandes kompensiert. Die Kompensation wird durch die Parallelkapazität A C bewirkt, wenn Δ C noch geeignet bestimmt wird. Die Größe der Kapazität Δ C läßt sich aus der Bedingungsgleichung für den erwünschten Ausgangswiderstand der Z-Leitung

iAZ

AZ

bestimmen, wobei, wie allgemein vorausgesetzt ist, Δ Z sehr klein ist. In der Fig. 2b ist die Kompensationswirkung der Parallelkapazität Δ C durch den gestrichelt eingezeichneten und mit 2 π f Z²A C {—Δ Z) bezeichneten Kompensationsvektor veranschaulicht.

Für den Fall, daß die Frequenz um Δ f größer ist als die Abgleichfrequenz, gilt das in der Fig. 2c dargestellte Vektordiagramm der komplexen Widerstandsebene. Die Abweichung des Ausgangswiderstandes der Z-Leitung von dem Wellenwiderstand Z ist ebenso wie in der Fig. ic mit bZ bezeichnet. Der Betrag dieser Abweichung läßt sich, wie bei dem Vektordiagramm der Fig. ic, nach der Formel (1) bestimmen.

In der Fig. 4 ist der durch die Formel (1) ausgedrückte AnpassungsTchler in Abhängigkeit von der Abweichung von der Abgleichfrequenz graphisch dargestellt, und zwar durch die gestrichelte Kurve. Danach würde z. B. bei einer zugelassenen Restabweichung von 0,2 Δ Z ein Frequenzband im Verhältnis I₁Ii: 0,89 durch jede der beiden bisher behandelten Transformationsanordnungen beherrscht.

Um aber auch ein weit größeres Frequenzband bei einer zulässigen Restabweichung beherrschen zu können, ist es vorteilhaft, die bis hierher im einzelnen beschriebenen Transformationsänordnungen 'miteinander zu kombinieren, d. h. auf beiden Seiten der

Verbindungsstelle der mit den unterschiedlichen Wellenwiderständen behafteten Leitungen im —- Ab-

stand von ihr die Transformationsglieder anzu-5 ordnen, wobei entsprechend den bisherigen Ausführungen auf der Seite der Verbindungsstelle mit dem größeren Wellenwiderstand als Transformationsglied eine Parallelkapazität und auf der anderen Seite als Transformationsglied eine Reiheninduktivität dient.

ίο Für λ ist jeweils die für die Abgleichfrequenz maßgebende Wellenlänge auf der jeweiligen Z- oder Z₀-Leitung zu setzen.

Die Fig. 3 zeigt schematisch eine solche Anordnung und die Fig. 3a das zugehörige Ersatzschaltbild.

Zur Vektordarstellung des Abschlußwiderstandes an

einer Stelle der aus den beiden —-Leitungen zusammengeschlossenen Leitungen mit dem Ausgangswiderstand Z₀ -\- i 2 π f₀ Δ L kann im ■ wesentlichen

ao auf die Vektordarstellungen der Fig. ib und 2b zurückgegriffen werden. In leicht verständlicher Weise sind die einzelnen Darstellungen der Fig. ib und 2b in dem Vektordiagramm der -Fig. 3b zusammengefaßt. Beim Entfernen von dem Ausgang der genannten

as Leitung mit dem Ausgangswiderstand Z₀ + ίζπγ_ϋΔΣ ändert sich der Abschlußwiderstand derart, daß der Vektor 2nf₀AL sich im Uhrzeigersinn dreht, um

schließlich nach Durchlaufen der —-Strecke auf der

Z₀-Leitung mit der reellen Achse der komplexen Widerstandsebene zusammenzufallen. Dies entspricht vollkommen der Darstellung gemäß der Fig. ib. Diese Lage des Vektors 2 π f, ₀ Δ L kennzeichnet nun den Abschlußwiderstand der Z-Leitung, der nun nicht mehr, wie in der Fig. 2b, Z₀ beträgt, sondern um den Wert 2 π f, ₀ Δ L größer ist. Von hier aus kann nunmehr die Darstellung der Fig. 2 b sinngemäß übernommen werden. Zur Kompensation des Blindanteils des Ausgangswiderstandes der Z-Leitung an der um die

Strecke — von der Stoßstelle entfernt gelegenen

Stelle dient wiederum eine Parallelkapazität Δ C, deren'Anteil am gesamten Ausgangswiderstand in der Fig. 3b durch den gestrichelten Kompensationsvektor von der angegebenen Länge 2 π f₀ Z² Δ C dargestellt ist. Aus der Figur kann unmittelbar abgelesen werden, daß nur dann eine vollständige Anpassung der beiden Wellenwiderstände Z und Z₀ für eine Abgleichfrequenz f ₀ möglich ist, wenn die Induktivität Δ L und die Kapazität Δ C der Gleichung

ΐ₀Ζ* AC = ΔΖ

genügen. Aus Symmetriegründen werden zweckmäßig die Induktivität und damit auch notwendigerweise die Kapazität so gewählt, daß ihr Blindwiderstand jeweils zu Hälfte oder angenähert zur Hälfte den Sprung Δ Ζ der Wellenwiderstände ausgleicht.

Für diesen Fall sei an Hand der Fig. 3 c die bei einer um Δ f von der Abgleichfrequenz f₀ abweichenden Frequenz auftretende Fehlanpassung diskutiert. Zum Vergleich ist in diese Figur noch die vektormäßige Darstellung der exakten Anpassung bei der Abgleichfrequenz f₀ eingetragen, wobei die sich auf diese Darstellung beziehenden Kurven und Größen dünn gezeichnet sind.

Es sei fernerhin, wie bisher, angenommen, daß die von der Abgleichfrequenz f₀ abweichende Frequenz f größer ist als dieselbe. Dies bedeutet in der vektormäßigen Darstellung, daß sich die Beträge der Blindwiderstände und ebenso die Drehwinkel der Vektoren beim Durchlaufen der für die Abgleichfrequenz f₀

maßgebenden -5- -Leitungen um den Faktor (1 -\—J- J ° \ h /

vergrößern.

Wenn also nach der Voraussetzung jeder der beiden Blindwiderstände bei exakter Anpassung den Sprung der Wellenwiderstände zur Hälfte ausgleicht und demnach in diesem Fall die Größe besitzt, so besitzt

jeder der Blindwiderstände nunmehr bei dieser um Δ f von der Abgleichfrequenz f₀ abweichenden

Frequenz den Betrag (1 + -~-\. DerAusgangswider-

²V hl

stand am Ausgang der in der Fig. 3 a dargestellten

Leitung hat demzufolge den Wert Z₀ + i- · 11 + -4~ I ·

²V hl

In der Fig. 3 c ist hiervon nur der den Blindanteil charakterisierende Vektor dargestellt und entsprechend

_T .. .,AZf. Af\

seiner Lange mit 11 -|—-f- I

² \ /0 /

bezeichnet.

Beim Fortschreiten längs der Z₀-Leitung auf die Verbindungsstelle mit der Z-Leitung zu dreht sich dieser Vektor um den Punkt Z₀, um schließlich beim Erreichen der Verbindungsstelle nach Überstreichen der reellen Achse mit derselben einen Winkel von

— · ~ zu bilden. Wird nunmehr bei dieser Lage ² /0

des Vektors seine Pfeilspitze (Punkt A) mit dem Punkt Z auf der reellen Achse durch einen Vektor verbunden, so dreht sich der auf diese Weise erhaltene Vektor beim weiteren Fortschreiten auf der Z-Leitung im angegebenen Sinne, um schließlich nach dem Durchlaufen einer für die Abgleichfrequenz f₀ be-

stimmten — -Strecke eine Lage einzunehmen, die mit

seiner Ausgangslage einen Winkel von — · 11 -j—— I

²V hl

einschließt. An dieser Stelle (Punkt B) tritt nun die kompensierende Wirkung der Parallelkapazität in Erscheinung.

Der durch diese Parallelkapazität hervorgerufene Blindwiderstand hat sich ebenso wie der der Induktivität in bezug auf die für die Abgleichfrequenz f₀

ΔΖ

hfl

ΔΖ

maßgebende Größe um den Faktor

vergrößert. Der diesen Blindwiderstand der Parallelkapazität charakterisierende Vektor ist in der Fig. 3 c

ebenfalls entsprechend seiner Länge mit

bezeichnet und so dargestellt, daß seine Pfeilspitze in den Punkt Z der reellen Achse fällt. Wird nun das freie Ende des letztgenannten Vektors durch einen in der Fig. mit δZ bezeichneten Vektor mit dem Punkt/? iss verbunden, so stellt dieser Vektor ein Maß für die

hf)

Fehlanpassung bei einer um Δ f von der Abgleichfrequenz f₀ abweichenden Frequenz dar.

Aus diesem Vektordiagramm kann nun ein Verfahren abgeleitet werden, welches auf eine andere einfächere Weise die Bestimmung der Lage und Richtung des Vektors δΖ erlaubt. Wird nämlich das in der Fig. 3 c stark ausgezeichnete Dreieck in dem Winkel — · (ι + -^-) entgegengesetzt dem Uhrzeigersinn um ² V /o /

ίο den Punkt Z geschwenkt, so erhält man das in der Fig. 3d in den wesentlichen Einzelheiten wiedergegebene Vektordiagramm. Demnach werden bei vorgegebenem Sprung AZ der Wellenwiderstände Z und Z₀ an den beiden Enden des diesen Sprung charakterisierenden Vektors AZ die die beiden Blindwiderstände charakterisierenden Vektoren von der

_T .. AZi₁ Af
Lange—^ ₊-^-

einem Winkel von -f-

2 /0

zur reellen Achse entsprechend der Figur angeheftet. Der die Verbindung ihrer freien Enden herstellende Vektor δΖ' gibt bereits ein Maß für die absolute Größe der Fehlanpassung wieder. Dieser Vektor

braucht dann nur noch um den Winkel — 11 -\—~ I

² \ Jo J in Richtung des Uhrzeigersinnes gedreht zu werden, wenn die Phase der Fehlanpassung bestimmt werden soll. Diese vollständige vektormäßige Wiedergabe, der Fehlanpassung ist in der Fig. 3d durch den Vektor δ Ζ charakterisiert, der in Größe und Richtung dem Vektor δΖ der Fig. 3 c entspricht. Aus dem Vektordiagramm läßt sich nunmehr leicht der absolute Betrag der Fehlanpassung δΖ ermitteln, und zwar ergibt sich hierfür

Diese Gleichung ist in der Fig. 4 als vollausge- ; zogener Kurvenzug graphisch dargestellt. Aus diesem j Kurvenverlauf läßt sich leicht entnehmen, daß bei einer Transformationsanordnung, wie sie die Fig. 3 schematisch darstellt, ein größerer Frequenzbereich bei einer zugelassenen Restabweichung beherrscht wird al: bei den Transformationsanordnungen gemäß den Fi^. 1 und 2. So wird beispielsweise bei einer zugelassenen Restabweichung von 0,2 AZ ein Frequenzband im Verhältnis 1,69 : 0,83 beherrscht. Dieses Verhältnis ist nahezu doppelt so groß wie das entsprechende Verhältnis bei den Transformationsanordnungen gemäß den Fig. 1 und 2. Das bedeutet, daß

diese Transformationsanordnung zur Übertragung eines breitbandigen, gegenüber den Anordnungen nach Fig. ι und 2 etwa vier mal so großen Frequenzbereiches in besonders vorteilhafter Weise geeignet ist.

Aus dem in der Fig. 4 kurvenmäßig in Abhängigkeit von der Abweichung Af von der Abgleichfrequenz f₀ dargestellten Anpassungsfehler δ Ζ läßt sich fernerhin die geeignete Abgleichfrequenz für die jeweiligen Transformationsanordnungen bestimmen. Auf Grund des zur Abgleichfrequenz symmetrischen Verlaufes der gestrichelten Kurve bei den Transformationsanordnungen der Fig. 1 und 2 ist es zweckmäßig, als Abgleichfrequenz die mittlere Betriebsfrequenz zu wählen. Dagegen ergibt sich bei den Transformationsanordnungen gemäß der Fig. 3 die günstigste Lage aus dem Kurvenverlauf.

Wenn auch die bisher angestellten Betrachtungen nur unter der Voraussetzung, daß AZ und Δ f größer als Null sind, Gültigkeit besitzen, so läßt sich doch aus diesen Betrachtungen leicht die entsprechende Betrachtung für den Fall ableiten, daß entweder eine dieser Größen oder beide zugleich kleiner als Null sind. Einerseits braucht hierzu nur die Kapazi'ät und die Induktivität vertauscht zu werden und andererseits in der vektormäßigen Darstellung die Größe der Blindwiderstände und der Drehwinkel um den Faktor

11 H—j- j verkleinert zu werden, wobei A f nunmehr als negativ anzusehen ist.

An Stelle der bisher behandelten punktförmigen Zusatzkapazitäten bzw. Zusatzinduktivitäten können auch kurze Stücke er liedrigten bzw. erhöhten Wellenwiderstandes treten. Ist die Z-Abweichung dieser Stücke dZ und haben sie das Phasenmaß b, so müssen sie hierbei der Bedingung AZ = dZ ■ 2b genügen. Für diese Transformation sind daher bei koaxialen Übertragungsleitungen Durchmesseränderungen von Innen- und Außenleiter über ein Phasenmaß von etwa 0,1 oder auch Isolierstoff scheiben oder -ringe von kurzer elektrischer Länge geeignet. go

Die Fig. 5 und 6 zeigen hierfür Ausführungsbeispiele. In den Fig. bedeuten 1 und 2 den Außen- und Innenleiter der einen Koaxialleitung und dementsprechend 1' und 2' den Außen- und Innenleiter der anderen Leitung, deren Z-Werte einander anzupassen sind. Die Unterschiedlichkeit der Wellenwiderstände wird entsprechend den Figuren beispielsweise dadurch zum Ausdruck gebracht, daß die Außenleiter 1 und 1' verschiedenartige Durchmesser besitzen, von denen derjenige de£ Außenleiters 1 größer sein soll als der des Außenleiters 1', so daß das Leitungsstück mit dem Außenleiter 1 und dem Innenleiter 2 im Verhältnis zu dem anderen Leitungsteil einen höheren Wellenwiderstand besitzt. Um eine Anpassung der Wellenwiderstände zu erzielen, ist bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 5 gemäß der Erfindung in der Entfernung

von -5- von der Stoßstelle der Innenleiter 2 mit einer

ringförmigen Erweiterung 3 und der Innenleiter 2' mit einer ringförmigen Vertiefung 4 versehen. Diese Transformationsanordnung kann als ein Analogon zu der Transformationsanordnung der Fig. 3 mit punktförmiger Kapazität und Induktivität angesehen werden, indem nämlich der ringförmigen Erweiterung 3 hauptsächlich eine kapazitive Wirkung und der ringförmigen Vertiefung 4 hauptsächlich eine induktive Wirkung zugesprochen werden kann.

In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 6 ist zum Unterschied gegenüber dem der Fig. 5 lediglich ein Transformationsglied auf der Leitung mit dem iao höheren Z-Wert vorgesehen, und zwar in Form einer ringförmigen Scheibe 5 höherer Dielektrizitätskonstante, so daß eine Zusatzkapazität entsteht. Dieses Transformationsglied, das wieder in einem Abstand

von — von der Stoßstelle angeordnet wird, stellt

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wiederum ein Analogon zu der punktförmigen Kapazität der Fig. 2 dar.

Die Erfindung ist nicht notwendig auf die in den Figuren gezeigten Anordnungen beschränkt. Diese können vielmehr je nach den vorliegenden Bedingungen in zweckmäßiger Weise abgeändert werden. Auch brauchen die Ausführungsbeispiele der Fig. 5 und 6 nicht notwendig als die Verbindung zweier Koaxialübertragungsleitungen mit entsprechender Anpassung ihrer Wellenwiderstände angesehen zu werden. Sie stellen vielmehr zugleich auch für Endverschlüsse oder Stecker geeignete Anordnungen dar.

Claims (10)

1. PATENTANSPRÜCHE:

   I. Reflexionsfreie Verbindung von Teilen wenig unterschiedlichen Wellenwiderstandes einer Hochfrequenz-Übertragungsleitung miteinander oder mit die Hochfrequenz-Ubertragungsleitung abschließenden Geräten, z. B. Endverschlüssen oder Steckern, dadurch gekennzeichnet, daß von der Stoßstelle in einem Abstand von etwa einem Achtel der Wellenlänge für eine vorgegebene Abgleichfrequenz f₀ Transformationsglieder mit der Eigenschaft eines möglichst reinen Blindwiderstandes angeordnet sind, die im Zusammenwirken mit der

   —-Leitung
   8

   die unterschiedlichen Wellenwider-

   stände einander anpassen.
2. 2. Verbindung nach Anspruch i, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Seite der Stoßstelle mit größerem Wellenwiderstand eine Parallelkapazität

   von der ungefähren Größe AC ^= -j-^ an-

   geordnet ist (AZ- Differenzbetrag des Wellenwiderstandes).
3. 3. Verbindung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Seite der Stoßstelle mit kleinerem Wellenwiderstand eine Reiheninduktivität von der ungefähren Größe AL = j- an-

   2 π j_a

   geordnet ist (A Z = Differenzbetrag des Wellenwiderstandes) .
4. 4. Verbindung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Seite der Stoßstelle mit größerem Wellenwiderstand eine Parallelkapazität A C und auf der anderen Seite eine Reiheninduktivität AL angeordnet sind, wobei AL und AC ungefähr so gewählt sind, daß sie der Gleichung

   27cf₀AL + >znf₀Z*AC = AZ

   genügen.
5. 5. Verbindung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß 2nf₀AL ungefähr gleich

   2 TEf₀ZM C gleich ungefähr ist.
6. 6. Verbindung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die vorgegebene Frequenz f₀ ungefähr gleich der mittleren Betriebsfrequenz ist.
7. 7. Verbindung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Abgleichfrequenz f₀ so gewählt ist, daß die erreichte Anpassung im gesamten Übertragungsbereich ein Optimum darstellt..
8. 8. Verbindung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Seite der Stoßstelle mit dem größeren Wellenwiderstand an der Transformationsstelle ein kurzes Stück erniedrigten und/oder auf der anderen Seite an der Transformationsstelle ein kurzes Stück erhöhten Wellenwiderstandes eingeschaltet ist.
9. 9. Verbindung nach Anspruch 8 bei einer koaxialen Übertragungsleitung, dadurch gekennzeichnet, daß an den Transformationsstellen sich die Durchmesser von Innen- und/oder Außenleiter auf ein kurzes Stück ändern.
10. 10. Verbindung nach Anspruch 8 bei einer koaxialen Übertragungsleitung, dadurch gekennzeichnet, daß zur stückweisen Erniedrigung des Wellenwiderstandes an den entsprechenden Transformationsstellen Isolierstoffscheiben oder -ringe vorgesehen sind.

    In Betracht gezogene Druckschriften:

    Britische Patentschrift Nr. 580810;

    H. H. Meinke, »Kurven, Formeln und Daten aus der Dezimeterwellentechnik«, München, 1949, S. DX 15 und 16 sowie DXIV 9 und 10;

    »ΈΎΖ«, 1943, S. 377.

    Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

    © 609 530/343 6.56 (80* «1,1/7 9.5&)