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Hintergrund der Erfindung
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Diese
Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung wie Kontaktgeber bzw.
Kontaktiervorrichtungen zum Schalten von elektrischem Strom; und
insbesondere auf eine Steuerschaltung zum Anlegen von Elektrizität an eine
Spule in einer Vorrichtung zum Öffnen
und Schließen
eines Satzes von Schaltkontakten.
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Dieses
Anlegen von Elektrizität
an Motoren und andere große
Lasten wird oft durch eine Art Relais, der als Kontaktgeber bzw.
Kontaktiervorrichtung bekannt ist, gesteuert. Dieser Kontaktgeber
hat einen oder mehrere Sätze
elektrischer Schaltkontakte, die typischerweise durch Federn in
einen offenen Zustand vorgespannt sind. Wenn eine Solenoidspule des
Kontaktgebers erregt wird, wird ein elektromagnetisches Feld erzeugt,
welches die Schaltkontakte zum Schließen zwingt. Somit versetzt
der Kontaktgeber einen verhältnismäßig niedrigen
Strom und an die Spule angelegte Spannung in die Lage, einen wesentlich
höheren
Strom und/oder Spannung an die Last zu schalten.
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Bei
manchen Kontaktgebertypen ist ein höherer Strom erforderlich, um
anfänglich
die Kontakte zu schließen
als danach erforderlich ist, um die Kontakte in geschlossenem Zustand
zu halten. Als Folge ist es bei manchen Anwendungen, wie zum Beispiel bei
batteriebetriebenen Ausrüstungen,
wünschenswert,
den Spulenstrom zu reduzieren, nachdem sich die Kontakte schließen, um
die Leistung zu bewahren. Eine Technik zur Steuerung des Stromes
ist das impulsbreiten Modulieren, der an die Kontaktgeberspule angelegten
Elektrizität
und die Dauer der Impulse zu variieren, um die Größenordnung
des an die Spule angelegten Stromes zu ändern.
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Mit
der Impulsbreiten-Modulation kann die in der Spule gespeicherte
Energie verwendet werden, um einen „Flyback"-(Rücklauf-)-Strom
während
der Ausperiode eines jeden Impulszyklusses zu erzeugen, um das elektromagnetische
Feld, das die Kontakte geschlossen hält, aufrecht zu halten. Damit
wird ein Feedback-Pfad (Rückkopplungsweg)
mit niedriger Impedanz um die Spule herum für diesen Rücklaufstrom erstellt. Jedoch
hat dieser Niedrigimpedanz-Rücklaufweg
den Nachteil, den Zerfall des elektromagnetischen Felds zu verlangsamen,
wenn die Kontakte offen sind. Dies verlangsamt die körperliche
Trennung der Kontakte und erhöht
die Bogenbedingungen zwischen den sich trennenden Kontakten.
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Zusätzlich können externe
Vorrichtungen, wie z.B. Übergangs-Unterdrücker, die,
die an die Spulenabschlüsse
von konventionellen Kontaktgeber angeschlossen sind, die Geschwindigkeit
gegenteilig beeinflussen, mit der die Kontakte sich öffnen, um
die Last abzuschalten.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Ein
allgemeines Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Steuerschaltung
für eine
elektromagnetisch betriebene Stromschaltvorrichtung vorzusehen,
deren Schaltung einen schnellen Zerfall bzw. ein schnelles Ausschwingen
des Spulenmagnetfeldes während
der Lastabschaltung vorsieht.
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Ein
weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine Impulsbreiten-Modulations-Steuerschaltung
für die
Spule der Schaltvorrichtung vorzusehen, die einen verhältnismäßig niedrigen
Leistungsschwundweg quer durch die Spule liefert, während die
Steuerschaltung mit Strom versorgt wird und einen hohen Schwundweg,
wenn die Last abgeschaltet werden soll.
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Ein
weiteres Ziel ist es, eine Steuerschaltung vorzusehen, die die Einflüsse auf
den Spulenbetrieb durch Anschluss externer Geräte an die Spulenabschlüsse minimiert.
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Diese
und andere Ziele werden durch eine Steuerschaltung für eine elektrische
Schaltvorrichtung befriedigt, die einen Satz Kontakte hat, die durch eine
elektromagnetische Spule betrieben werden. Die Steuerschaltung beinhaltet
erste und zweite Eingangsanschlüsse,
um ein Steuersignal zum Betrieb der elektrischen Schaltvorrichtung
zu empfangen. Ein erster Transistor hat einen Leitungspfad, der
in Serie mit der elektromagnetischen Spule zwischen den ersten und
zweiten Steueranschlüssen
geschaltet ist. Ein Controller legt eine Reihe von elektrischen Impulsen
an einen Steueranschluss des ersten Transistors an, um den Transistor
in einen leitenden Zustand zu schalten und um Stromimpulse an die
Spule anzulegen. Die Serie der Impulse hat einen ersten Arbeitszyklus
während
einer vorbestimmten Zeitdauer nach Anlegen des Steuersignals an
die ersten und zweiten Eingangsanschlüsse, und danach hat die Impulsserie
einen zweiten Arbeitszyklus, der darin resultiert, dass ein geringerer
Strom durch die elektromagnetische Spule fließt als er während der vorbestimmten Zeitdauer
geflossen ist.
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Eine
Flyback-Schaltung (Rücklaufschaltung) hat
eine erste Diode und einen zweiten Transistor, der in Serie geschaltet
ist, um einen leitenden Pfad parallel zu der elektromagnetischen
Spule für
den Strom, der in der elektromagnetischen Spule erzeugt wird, vorzusehen,
wenn der erste Transistor nichtleitend ist. Dieser zweite Transistor
wird vorgespannt in einen ersten leitenden Zustand durch das Steuersignal.
Nach Entfernen des Steuersignals von den ersten und zweiten Eingangsanschlüssen, wird
der zweite Transistor vorgespannt in einen zweiten leitenden Zustand
durch Strom, der in der elektromagnetischen Spule erzeugt wird,
wobei der zweite leitende Zustand weniger leitend ist, als der erste
leitende Zustand. Somit agiert der erste leitende Zustand, um das
elektromagnetische Feld, welches von der Spule zwischen dem Auftreten
der elektrischen Impulse erzeugt wird, aufrechtzuerhalten. Der zweite leitende
Zustand erzeugt einen Spannungsabfall in dem Pfad für den Strom,
der in der elektromagnetischen Spule erzeugt wurde, wenn er gewünscht wird, um
die Schaltvorrichtung zu deaktivieren. Dieser Vorgang verbraucht
erhebliche Leistung, um schnell das magnetische Feld, welches in
der Spule gespeichert ist, zu verringern, was in einem schnellen Öffnen der Schaltkontakte
resultiert.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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1 ist
eine teilweise Ausschnittsansicht eines elektrischen Kontaktgebers,
mit welchem die vorliegende Erfindung verwendet werden kann; und
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2 ist
ein schematisches Schaltdiagramm eines Ausführungsbeispiels einer Steuerschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Ausführliche Beschreibung der Erfindung
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Unter
Bezugnahme auf 1, wobei ein elektromagnetischer
Einpol-Kontaktgeber 10 ein Kunststoffgehäuse 12 mit
ersten und zweiten Leistungsanschlüssen 14 und 16 hat.
Der erste Leistungsanschluss 14 ist an einen ersten festen
(stationären)
Kontakt 15 angeschlossen, der an dem Gehäuse befestigt
ist und der zweite Leistungsanschluss 16 ist an einen zweiten
festen (stationären) Kontakt 17 angeschlossen.
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Ein
elektromagnetischer Solenoid (Elektromagnet) 18 sitzt in
den Aussparungen in den inneren Oberflächen des Gehäuses 12.
Der Solenoid 18 hat eine ringförmige Spule 20 mit
einem Spulenkern 21 und einer Anker 22, die sich
in der Mittelöffnung 24 der
Spule befindet. Der Anker 22 beinhaltet eine Spindel 26,
die frei durch den Spulenkern 21 läuft und verbunden ist mit einem
beweglichen Kontaktarm 28.
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Wenn
die Spule
20 mit elektrischem Strom erregt wird, bewegt
sich der Anker
22 nach oben in die Richtung, wie in
1 gezeigt,
wobei dieser Vorgang den beweglichen Kontaktarm
28 gegen
die zwei festen Kontakte
15 und
17 zwingt, um
so einen elektrischen Pfad zwischen den ersten und zweiten Leistungsanschlüssen zu
vervollständigen.
Wenn der Strom von der Spule
20 entfernt wird, zwingt eine
Feder
29 den beweglichen Kontaktarm
28 weg von
den zwei festen (stationären)
Kontakten
15 und
17, wodurch der elektrische Pfad
geöffnet
wird. Ein Kontaktgeber dieser Art wird in
U.S. Patent 5 004 874 beschrieben.
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Im
Kontaktgebergehäuse 12 befindet
sich eine elektrische Schaltung 30, die in 2 gezeigt wird,
welche die Anwendung von Elektrizität an die Spule 20 steuert.
Der Anwender aktiviert und deaktiviert diesen Kontaktgeber 10 durch
Anlegen und Entfernen von Gleichstromspannung an die Spulensteueranschlüssen 38 und 39.
Wenn aktiviert, gibt die Steuerschaltung 30 eine Serie
von Gleichstromimpulsen an die Spule ab, um die Kontakte der Schaltvorrichtung 10 zu
schließen.
Die Menge an Strom, die an die Spule 20 angelegt werden
muss, um den Kontaktarm 28 gegen die stationären Kontakte 15 und 17 zu
drücken
ist größer als
die Größenordnung des
Stroms, der danach benötigt
wird, um den elektrischen Pfad durch die Kontakte aufrecht zu erhalten.
Als Folge gibt die Steuerschaltung 30 Impulse mit relativ
hohen Arbeitszyklen ab, damit ausreichend Strom durch die Spule 20 läuft, um
die Kontakte zu schließen.
Nach einer vordefinierten Zeitdauer, die lange genug ist, um sichere
Kontaktschließung
sicherzustellen, reduziert der Steuerstromkreis den Arbeitszyklus
und somit geht der Spulenstrom auf ein niedrigeres Niveau, welches
gerade ausreichend ist, um den beweglichen Kontaktarm 28 gegen
die stationären
Kontakte 15 und 17 zu halten.
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Die
Steuerschaltung 30 enthält
einen Leistungsversorgungsabschnitt 31, einen Ausgangstreiber-Abschnitt 32,
eine Impulsbreiten-Modulations-(PWM)-Strom-Controller 33, einen
Zeitgeber 34 und eine Flyback(Rücklauf)/Zerfalls(Ausschwing)-Schaltung 36.
Die Stromversorgung 31 sieht eine stabile, geregelte Spannung
an den Zeitgeber 34 und einen PWM-Strom-Controller 33 über einen
breiten Bereich an Eingangsspannungen (z.B. 10 VDC bis 50 VDC) vor.
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Der
positive Steueranschluss 38 ist an den Stromversorgungsknoten
bzw. Leistungsversorgungseingangsknoten 40 durch eine Diode
D1, Knoten 35 und einen Strombegrenzer-Widerstand R1 gekoppelt.
Die Zener-Diode D2 erstreckt sich zwischen dem Eingangsknoten 40 und
Erde, um einen Überspannungsschutz
der Stromversorgung vorzusehen. Widerstand R2 und die Zener-Diode D3 sind in
Serie geschaltet und zwar zwischen dem Eingangsknoten 40 und
Erde. Die Zener-Didoe D3 ist das primäre Spannungsreferenz-Element,
welches an seiner Kathode eine nominale 8.4 Volt Spannung zu Erde
erzeugt, die an die Basis des NPN Darlington-Transistors Q1 geliefert
wird. Kondensator C1 koppelt die Basis des Transistors Q1 an Erde
durch einen Rauschfilter und auch um den Spannungsratenanstieg an
der Basis während
Strom anläuft,
zu verlangsamen. Dies reduziert die sofortige Wende auf den Antriebsstrom
in die Kondensatoren C2 und C3, wodurch die Last auf diese Kondensatoren
sowie auf Transistor Q1 reduziert wird. Der Darlington-Transistor
Q1 hat einen Kollektor, der an den Eingangsknoten 42 der
Stromversorgung angeschlossen ist und einen Emitter, der an einen
ersten Ausgangsknoten 42 der Stromversorgung gekoppelt
ist. Transistor Q1 agiert als ein Emitter-Folger-Stromverstärker, um eine geregelte Ausgangsspannung
von nominal 7.2 VDC über
einen Bereich von Stromlasten und über einen breiten Eingangsspannungsbereich
vorzusehen.
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Der
erste Ausgangsknoten 42 der Leistungsversorgung 31 ist
angeschlossen durch eine Entkopplungsdiode D4 an einen zweiten Ausgangsknoten 44 der
Stromversorgung 31. Der zweite Ausgangsknoten 44 ist
an Erde durch Kondensatoren C2 und C3, die parallel geschaltet sind,
gekoppelt. Die Entkopplungs- bzw. Abkopplungsdiode D4 liefert die geregelte
Spannung an die Spannungskomparatoren in dem Zeitgeber 34 und
den PWM-Strom-Controller 33. Kondensator Q2 agiert als
ein Filterelement, um die Spannung während kurzer Eingangsstromunterbrechungen
und negativer Stromstösse
aufrecht zu halten. Ein wesentlich kleinerer Kondensator C3 ist parallel
mit dem Kondensator C2 geschaltet, um eine wirksamere Hochfrequenz-Rauschunterdrückung vorzusehen.
Während
des Abschaltens des Kontaktgebers 10, verhindert die Diode
D4 dass Rückwärtsstrom
aus dem Kondensator C2 an den ersten Ausgangsknoten 42 zurückfließt und in
andere Schaltbereiche, die schnell auf null verlangsamt werden müssen. Solch
eine Stromschleife könnte
den Betrieb der Rücklauf/Zerfalls-Schaltung 36 gegenteilig
beeinflussen.
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Der
Zeitgeber 34 steuert die Dauer der Zeit, die die Steuerschaltung 30 an
den Hochniveau-Einzieh-Strom an die Spule 20 liefert, um
den Kontaktgeber 10 zunächst
zu aktivieren. Ein Zeitgeber-Eingangsknoten 52 ist direkt
an den zweiten Ausgangsknoten 44 der Stromversorgung 31 angeschlossen. Die
Diode D6 und der Widerstand R8 sind zwischen dem Zeitsteuereingangsknoten 52 und
einem Zwischenknoten 54, der mit dem Kondensator C5 mit Erde
ge koppelt ist, parallel geschaltet. Der Zwischenknoten 54 ist
durch Widerstand R9 mit dem invertierenden Eingang eines ersten
Spannungkomparators 56 verbunden. Der nicht-invertierende
Eingang des ersten Spannungskomparators 56 ist mit dem
Zwischenknoten eines Spannungsteilers verbunden, der gebildet wird
durch die Widerstände
R10 und R11, und zwar in Serie geschaltet zwischen dem Zeitsteuereingangsknoten 52 und
der Erde, um eine Bezugsspannungsquelle zu bilden.
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Der
Ausgang des ersten Spannungskomparators oder Spannungsvergleichers 56 ist
mit dem Einganganschluss 58 des PWM-StromControllers 33 verbunden.
Die Eingangsklemme oder Eingangsanschluss 58 ist durch
einen Hochzieh- bzw. Pull-up-Widerstand R12 mit dem zweiten Ausgang 44 von
der Leistungsversorgung 31 verbunden. Da die Komparator-Ausgangsstufe
eine der offenen Kollektorbauart ist, wird der Widerstand R12 eine
Stromquelle in die Kathode der Diode D7, wenn der Kollektor ausgeschaltet
ist. Die Blockierdiode D7 koppelt den Eingangsanschluss 58 an
den nicht invertierenden Eingang eines zweiten Spannungskomparators 60.
Dieser nicht invertierende Eingang ist auch durch einen Vorspannwiderstand
R13 mit dem zweiten Ausgang 44 der Leistungsversorgung
und mit Erde durch Widerstand R14 verbunden, wodurch eine Referenzspannungsquelle
gebildet wird. Der Widerstand R17 ist zwischen den Ausgang des zweiten Spannungskomparators 60 und
den nicht invertierenden Eingang geschaltet, um Hysterise für die Komparator-EIN-AUS-Schwelle vorzusehen.
Der invertierende Eingang des zweiten Spannungskomparators 60 ist
durch den Widerstand R15 mit dem zweiten Ende 61 der Kontaktvorrichtungsspule 20 verbunden,
wobei dieses Ende mit Erde durch einen, einen niedrigen Widerstand
besitzenden Stromabfühlwiderstand
R16, verbunden ist. Der invertierende Eingang des zweiten Spannungskomparators 60 ist ebenfalls
mit Erde über
Kondensator C6 gekoppelt. Der Ausgang des zweiten Spannungskomparators 60 ist
mit der Basis eines NPN-Transistors
Q3 in dem Ausgangstreiber 32 verbunden.
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Die
Basis des Transistors Q3 ist mit dem Zwischenknoten 50 eines
weiteren Spannungsteilers verbunden, und zwar gebildet durch die
Widerstände R6 und
R7, die in Serie zwischen den zweiten Ausgangsknoten 44 der
Leistungsversorgung und Erde geschaltet sind. Der Ausgangstreiber 32 besitzt
einen zweiten Darlington-Transistor C2, je einen des PNP-Typs mit
einem Emitter, verbunden mit dem Eingangsknoten 35 und
einen Kollektor verbunden mit einem ersten Ende 47 der
Kontaktgebervorrichtungsspule 20. Eine Zener-Diode D5 ist quer
zur Emitter-Kollektor-Grenzschicht des Darlington-Transistors Q2 geschaltet,
um einen Überspannungs-
und Überstromschutz
vorzusehen und ein Kondensator C4 koppelt den Emitter mit Erde zum
Zwecke der Rauschunterdrückung.
Ein Spannungsteiler, gebildet durch Widerstände R3 und R4 ist mit einem
Ende mit dem Eingangsknoten 35 verbunden und ein Zwischenknoten 48 ist
mit der Basis des Transistors Q2 verbunden. Das andere Ende des
R3/R4-Spannungsteilers ist mit Erde verbunden, und zwar durch die
Serienschaltung von dem Kollektor-Emitter-Pfad des Transistors Q3
und den Widerstand R5. Es gilt also Folgendes: Wenn der Transistor
Q3 sich in einem EIN-Zustand befindet, arbeitet er in einem Strombegrenzungsmodus.
Wenn sein Emitter-Strom einen Pegel erreicht, wo die Spannungsabfälle am Widerstand
R5 den Pegel erreichen, der durch der am Basisanschluss durch Widerstandsteiler
R6 und R7 (minus den Vbe-Abfall) aufgebaut ist, so begrenzt sich
die Basisvorspannung selbst und der Kollektor zu Emitter Spannungsabfall
stellt sich ein, um den Strom auf diesen Pegel zu halten. Dieser
Effekt ist erwünscht,
da der durch den Widerstand R4 gezogene Strom zum Betreiben der
Basis des Transistors Q2 konstant ist, und zwar unabhängig von
der Eingangsspannung bzw. Versorgungsspannung am Eingang 38.
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Die
Rücklauf-
bzw. Zerfallsschaltung 36 besitzt einen Eingangsknoten 62,
verbunden mit dem ersten Ausgangsknoten 42 der Leistungsversorgung 31.
Der Eingangsknoten 62 ist durch den Emitter-Kollektor-Leitungspfad
des PNP-Transistors
Q4, Diode D8 und Widerstand R18 mit einem Zwischenknoten 64 verbunden.
Ein Spannungsteiler, gebildet durch Widerstände R19 und R20 ist zwischen
dem Eingangsknoten 62 und Erde geschaltet, wobei ein Zwischenknoten 66 mit
der Basis des Transistors Q4 in Verbindung steht. Der Zwischenknoten 64 der
Rücklauf-
bzw. Zerfallsschaltung 36 ist an die Basis des Darlington-Transistors
Q5 angeschlossen, wobei sein Emitter an das erste Ende der Kontaktgebervorrichtungsspule 20 angeschlossen
ist und zwar gekoppelt durch Widerstand R21 an ihre Basis. Der Kollektor
des Transistors Q5 ist durch eine umgekehrte vorgespannte
Diode D10 mit Erde und mit deren Basis durch Zener-Diode D9 verbunden.
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Wenn
die Steuerschaltung 30 durch Anlegen von Spannung an die
Steueranschlüsse 38 und 39 eingeschaltet
mit Leistung versorgt wird, so wird die Spannung am Kondensator
C5 in der Zeitsteuerschaltung bzw. Zeitgeber 34, die sich
anfangs auf dem Pegel Null befindet, und zwar gekoppelt durch R9
in den invertierenden Eingang des ersten Spannungskomparators 56.
Dies hat zur Folge, dass der Ausgang des ersten Spannungskomparators 56 offen
ist, wodurch gestattet wird, dass der Widerstand R12 den Knoten 58 auf
die geregelte Versorgungsspannung zieht. Unter diesen Bedingungen
wird die niedrigere Seite von R12 am Knoten 58 durch die
Diode D7 in den R13/R14 Spannungsteiler des zweiten Spannungskomparators 60 im
PWM-Strom-Controller 33 gesteuert.
Diese spannt den Referenzeingang des Komparators 60 auf
einen hohen Pegel vor. Wenn sich die Komparatoren 60 in
einem hohen Ausgangszustand befinden, so hat der Widerstand 17 die Tendenz,
den Referenzpegel leicht nach oben zu ziehen und der hohe Ausgangszustand
schaltet auch die Transistoren Q3 und Q2 ein. Diese Transistoren verbleiben
leitend, bis die Spannung an dem Stromabfühlwiderstand R16 die Bezugsspannung übersteigt,
die an den nicht invertierenden Eingang des zweiten Spannungskomparators 60 angelegt
ist, wobei zu dieser Zeit die Ausgangsgröße des Komparators nach unten
geht. Diese Aktion zieht ein Ende von R17 nach unten, was den Bezugs-
oder Referenzpegel an dem nicht invertierenden Eingang des Komparators 60 reduziert.
Diese positive Rückkopplung
am Komparator stellt das positive und schnelle Schalten des Komparators
sicher. Wenn die Ausgangsgröße des Komparators 60 tief
liegt, so werden die Transistoren Q3 und Q2 ausgeschaltet. Die Transistoren
Q3 und Q2 werden wieder eingeschaltet, sobald die Spannung am Stromabfühlwiderstand
R16 unter die Referenzspannung zum zweiten Spannungskomparator 60 abfällt. Der
Widerstand R17 ist derart ausgewählt,
um eine kleine Größe an Spannungs hysterese vorzusehen,
um den Schwellenbezug am Komparatoreingang zu kippen. Dieses Differenzial
oder diese Differenz sieht eine kleine Differenz in den Stromabfühlpegeln
vor, wo der Komparator ein- und auskippt oder schaltet. Die Pegelunterschiede
in Verbindung mit dem L/R-Verhältnis
von Spule und Zeitkonstante des Widerstands R15 und des Kondensators C6
bestimmen die tatsächliche
Betriebsfrequenz des PWM-Oszillationsverhalten und die Größe der Welligkeit
(ripple) des geregelten Stroms. Da die durch Zeitsteuervorrichtung 34 erzeugte
Bezugs- oder Referenzspannung am nicht invertierenden Eingang für den zweiten
Spannungskomparator 60 während dieser anfänglichen
Phase des Schaltungsbetriebs relativ hoch liegt, so ist die Breite
der Stromimpulse angelegt an die Spule 22 relativ lang,
was einen großen anfänglichen
Spulenstrom ergibt.
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Mit
der Zeit lädt
sich der Kondensator C5 durch den Widerstand R8 auf. Wenn die Kondensatorspannung
den Pegel am nicht invertierenden Eingang des ersten Spannungskomparators 56 erreicht, kippt
der Ausgang diese letztgenannte Vorrichtung auf tief, was den Strom
von R12 auf Erde ableitet, wobei der Einfluss des Widerstands R12
auf den R13/R14 Spannungsteiler negiert wird. Diese Aktion oder
Wirkung entfernt den Kontaktschließvorspannungspegel am nicht
invertierenden Eingang des zweiten Spannungskomparators 60,
was bewirkt, dass der an die Spule 20 angelegte Strom sich
auf einen niedrigeren Pegel reduziert, und zwar nunmehr nur bestimmt
durch den R13/R14 Spannungsteiler, wobei dieser Pegel erforderlich
ist, um die Kontakte 15, 17 und 18 geschlossen
zu halten. Speziell wird nunmehr eine tiefere Referenzspannung an
den nicht invertierenden Eingang des zweiten Spannungskomparators
angelegt, was die Stromimpulse verkürzt, die an die Spule 20 angelegt
sind, und zwar durch die Schaltwirkung der Transistoren Q3 und Q2.
Diese ständige
Zustandsbedingung wird aufrechterhalten bis die Steuerschaltung 30 abgeschaltet
wird, und zwar durch Entfernen der positiven Spannung von der positiven
Steuerklemme oder dem positiven Steueranschluss 38.
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Während des
Abschaltens der Steuerschaltung 30, sinkt die Spannung
an den Hauptleistungsversorgungskondensatoren C2 und C3 schnell
infolge der Schaltungsladung ab. Um sicher zu stellen, dass sich
der Zeitsteuerkondensator C5 schnell entlädt, ist die Umkehr-Diode D6
am Widerstand R8 vorgesehen und wird vorwärts vorgespannt, wenn die Versorgungsspannung
unter den Ladungspegel von C5 abfällt. Auf diese Weise „setzt
sich die Schaltung selbst schnell zurück", und zwar während des Abschaltens, was
die ordnungsgemäße Einschaltzeitsteuerung
gestattet, um wieder aufzutreten, wenn Leistung kurz nach dem Abschalten
wieder angelegt wird. Eine solche Situation würde dann auftreten, wenn ein
Motor durch die Kontaktvorrichtung 10 gesteuert wird, und
zwar schnell ein- und ausgeschaltet wird.
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Der
Strom durch die Spulenschaltung 30 wird durch schnelles
Schalten (Pulsen) des Ausgangstransistors Q2 ein- und ausgeregelt,
und zwar durch Veränderung
des Verhältnisses
der Ein- zu Auszeit, wodurch der Spulenstrom pulsbreiten-moduliert
(PMW = Pulse Switch Modulation) wird. Der Spulenstrom wird präzise abgefühlt und
gesteuert, und zwar sowohl während
der Kontakteinzieh- und Schließphasen,
wobei das Verhältnis
kontinuierlich eingestellt wird, um Änderungen bei der Versorgungsspannung
und Spulenwiderstandsveränderungen
zu kompensieren.
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Ein
glatter Spulenstromfluss wird während der
kurzen PWM (Pulsbreiten Modulation) "Aus"-Intervalle
zwischen Stromimpulsen erreicht, und zwar durch Vorsehen einer Rücklauf-Schleife
oder -Regelung (Rückkopplungsregelung),
um die Spule 20 herum, und zwar durch Diode D10. Während normalen Betriebs
wird die Diode D10 in einer, eine geringe Impedanz aufweisenden
Schleife, um die Spule herum gehalten, und zwar dadurch, dass der
Transistor Q5 durch die Leistungsversorgung 31 voll leitend
vorgespannt wird. Dies wird dadurch erreicht, dass man eine geregelte
Spannung von dem Leistungsversorgungsknoten 42 eingibt,
und zwar durch Transistor Q4, Diode D8 und Widerstand R18 in die
Basis des Transistors Q5. Während
des PWM-Aus-Intervalis zwischen
den Impulsen, kehrt sich die Spulenpolarität um, in dem Versuch, den Strom
in der gleichen Richtung, in der er während des Ein-Intervalls floss zu
halten, und zwar gemäß dem Lenz'schen Gesetz. Auf
diese Weise werden die Diode D10 und der Transistor Q5 in Vorwärtsrichtung
vorgespannt und Flyback- bzw. Rücklauf-Strom
wird um die Spule 20 geleitet.
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Wenn
die Steuerschaltung 30 ausgeschaltet wird, so ist es jedoch
wichtig, dass die Flyback-Schleife die gespeicherte Energie schnell
verteilt, so dass die Kontaktgebervorrichtungsöffnungsbewegung nicht gedämpft oder
verlangsamt wird. Wenn Spannung von der positiven Steuerklemme oder
dem positiven Steueranschluss 38 entfernt wird, wird die
Basisvorspannung im Transistor Q5 vom Transistor Q4, Diode D8 und
Widerstand R18 entfernt, was die Tendenz besitzt, den Transistor
Q5 auszuschalten und die Flyback-Schleife zu öffnen. Die durch die Spule
erzeugte. Rückwärts- oder
Umkehrpolarität
spannt nunmehr die Basis des Transistors Q5 durch die Zener-Diode
D9 vor, was den Zwang ausübt
das die Kollektor-zu-Emitter-Spannung des Transistors auf diesem
Pegel festgelegt bzw. festgeklemmt wird. Dieser Spannungsabfall
in Verbindung mit dem Rücklauf-Strom
erzeugt signifikant Leistung, wobei in Folge dessen das Spulenfeld verteilt
wird, was gestattet, dass die Kontaktgebervorrichtung schnell öffnet. Die
Flyback-Schaltung 36 sieht daher eine duale Funktion vor:
eine, eine niedrige Impedanz besitzende Rücklauf- bzw. Rückkopplungs-Schleife
während
normalen PWM-Betrieb und eine Leistungsverteilung während des
Ausschaltens.
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Während dieses
Ausschaltintervalls stellt der Transistor Q4 sicher, dass keine
Leckpfade existieren, um in unbeabsichtigter Weise eine Vorwärtsvorspannung
in der Basis des Transistors Q5 vorzusehen. Da die Spulenpolarität während dieser
Zeit umgekehrt ist, wird der Emitter des Transistors Q5 zwangsweise
negativ bezüglich
Erde, und irgendein Pfad von Erde zu dem positiven Steueranschluss 38 könnte eine
Vorwärtsvorspannung
durch Transistoren Q1 und Q4, Widerstand R18 und Diode D8 der Basis
des Transistors Q5 vorsehen und diese einhalten und die Klemmspannungsvorspannung
von Diode D9 übersteuern.
Während
dieser Situation würde jedoch
die Basis des Transistors Q4 in Ausrichtung vorgespannt, die Elektroschaltung
würde geöffnet und
sicherstellen, dass die Schleife zur Basis des Transistors Q5 offen
ist. Die Diode D4 verhindert auch, dass die Leistungsversorgungskondensatoren C2
und C3 sich durch Transistor Q4 in die Basis des Transistors Q5
während
des Abschaltens entladen, da die Vorspannung von diesen Komponenten
ansonsten den Transistor Q4 im Ein-Zustand halten könnte.
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Ein
wichtiger Vorteil der vorliegenden Rücklauf- bzw. Zerfalls-Schaltung 36 besteht
darin, dass die Spule 20 mit einer gesteuerten Rücklauf-Zerfalls-Schleife (bzw. einer
Flyback-Abfallregelung) ausgestattet ist. Üblicherweise ist eine Kontaktgebervorrichtungsspule
direkt mit den Steueranschlüssen 38 und 39 verbunden,
wodurch die Steuerleistung zur Erregung der Spule ein- und ausgeschaltet
wird. Wenn die Steuerleitung ausgeschaltet wird, so wird die Spulenenergie
typischerweise schnell in der Bogenbildung des Schalters verteilt.
Wenn irgendeine andere Last ebenfalls an diesem Eingang liegt, d.h. parallel
zur Spule, so kann die Spulenenergie während des Abschaltens langsamer
verteilt werden in der Form eines Flyback-Stromes durch diese andere Last.
Eine übliche,
aber unerwünschte
Praxis, beim Einbau von Kontaktgebervorrichtungen in Anwendungsfällen besteht
darin, eine Diode an die Spulenanschlüsse zu legen, um so irgendwelche
Rückwärtsspannungsübergänge zu unterdrücken, die
die Spule auf die Steuerleitung zurückverteilen könnte. Der
verlängerte
Zerfall kann die mechanische Bewegung dämpfen, die Kontaktrennung verlangsamen, die
Bogendauer erhöhen,
was erhöhte
Kontaktschädigung
zur Folge hätte
und eine Verlängerung
der Zeit vom maximalen Bogenspannungsaufbau bis zur Stromunterbrechung.
Bei höheren
Gleichspannungspegeln wird dieses besonders nachteilig sein. Bei dieser
Schaltung wird die Spulen-Flyback-Energie in einer internen gesteuerten
Schleife (eine interne Regelung) verteilt, daher nicht direkt zurück durch
Eingangsklemmen gespeist, wo solche externen Belastungen sie beeinflussen
könnten.
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Die
vorliegende Schaltung isoliert oder trennt ferner die Übergangsspulenspannungen
gegenüber einem
Anlegen an die Steuerleitungen des Benutzers verbunden mit den Anschlüssen 38 und 39,
wodurch die Notwendigkeit für
Unterdrückungsvorrichtungen, die
bereits diskutiert wurde, eliminiert wird.