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Schaltungsanordnung zur Stromversorgung eines induktiven Verbrauchers
Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Stromversorgung eines
induktiven Verbrauchers, der in Abhängigkeit von einem Ansteuersignal auf einem
Signaleingang aus einer Versorgungsspannung gespeist ist.
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Induktive Verbraucher mit Gleichstromspeisung, insbesondere elektromechanische
Elemente wie Relais, Schütze, Magnetventile und Magnetkupplungen, sollen bei einer
Betätigung möglichst rasch ansprechen. Hierzu werden aie beim Einschalten zunächst
mit einer Erregerspannung gespeist, die wesentlich höher ist als die für den Dauerbetrieb
thermisch zulässige Spannung.
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Hierdurch wird ein rascherer Aufbau des magnetischen Flusses und damit
auch der mechanisch wirksamen Kräfte erreicht. Nach erfolgter Betätigung wird die
Erregerspannung auf einen im Dauerbetrieb zulässigen Wert reduziert.
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Dies kann bei einem elektromechanischen Element beispielsweise durch
einen mit der Induktivität in Reihe geschalteten ohmschen Widerstand erreicht werden.
Pieser beeinträchtigt in der ersten Phase des Einschaltvorganges den Aufbau des
magnetischen Flusses noch nicht und ermöglicht zunächst die volle Auferregungsgeschwindigkeit.
Im Bereich der relativ großen Erregung jedoch, die zur Einleitung der mechanischen
Bewegung über den vollen Arbeitsluftspalt hinweg erforderlich ist, wirkt der Reihenwiderstand
bereits begrenzend, so daß die angestrebte raschere mechanische Betätigung nicht
immer verwirklicht wird.
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Bereits vor dem Beginn der mechanischen Bewegung gehen grobe Spannungszeitflächen
am Reihenwiderstand verloren und stehen nicht für den magnetischen Feldaufbau zur
Verfügung.
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Eine weitere bekannte Lösung besteht darin, daß ein ohmscher Reihenwiderstand
durch einen Hilfskontakt des elektromechanischen Elementes in den Stromkreis geschaltet
wird, sobald dieses durchgeschaltet hat. Diese sogenannte "Sparschaltung" ist im
empfindlich gegen Schwankungen der Versorgungsspannung und gegen eine Dejustierung
des Hilfskontaktes.
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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine kontaktlos arbeitende
elektronische Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art zu schaffen, die eine
Stoß erregung auch bei rasch aufeinanderfolgenden Schaltzyklen ermöglicht.
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Dies wird erfindungsgemäß durch eine Schaltungsanordnung mit der Kombination
der folgenden Merkmale erreicht: a) der induktive Verbraucher liegt zwischen den
beiden Potentialen der Versorgungsspannung in Reihe mit der Emitter-Kollektor-Strecke
eines Beistungstransistors, der von einem komplementären Treibertransistor angesteuert
ist, dessen Basis mit dem Signaleingang verbunden ist, b) der Emitter des Treibertransistors
ist über einen Kondensator mit einem Potential der Versorgungsspannung und über
eine Diode mit dem Mittelpunkt zwischen dem Leistungstransistor und dem induktiven
Verbraucher verbunden, c) eine Zenerdiode ist zwischen den Signaleingang und ein
Potential der Versorgungsspannung geschaltet.
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AusfUhrungsbaspieleder Erfindung und ihre in den Unteransprüchen näher
gekennzeiciineten Ausgestaltungen sind in den Zeichnungen dargestellt und werden
im folgenden näher beschrauben. Es zeigen: Fig. 1 das Schaltbild einer erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnung, Fig. 2 einige charakteristische Signalverläufe in der Schaltung
der Fig. 1, Fig. 3 - 6 die Schaltbilder weiterer Ausführungsbeispiele der Erfindung,
Fig. 2 einige. charakteristische Signalverläufe in der Schaltung der Fig. 6.
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Die Schaltung nach Fig. 1 wird unter Hinweis auf die charakteristischen
Signalverläufe in Fig. 2 erläutert: Ein induktiver Verbraucher 1 ist mit seinem
einen Anschluß an eine erste Schiene 4 der Versorgungsspannung angeschlossen und
liegt mit seinem anderen Anschluß am Kollektor eines pnp-Leistungstransistors T2,
-dessen Emitter an der zweiten Schiene 3 der Versorgungsspannung liegt. Anstelle
eines Leistungstransistors kann auch eine Darlingtonstufe verwendet wrden.
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Die Basis des Leistungstransistors T2 ist über einen Widerstand R2
ebenfalls an die zweite Schiene 3 gelegt und wird über einen weiteren Widerstand
R1 vom Kollektor eines npn-Treibertransistors T1 angesteuert. Der Treibertransistor
Ti ist von einem zum Leistungstransistor 92 komplementären Typ, Die Basis-Emitter-Strecke
des Treibertransistors 1 ist durch eine Schutzdode D2 geschützt. Der Emitter des
Treibertransistors 1 ist über die Schutzdiode D2 mit einem Kondensator C und einer
weiteren Diode D3 verbunden. Die Diode D3 ist in Durchlaßrichtung
der
Basis-Emitter-Strecke des Treibertransistors 1 geschaltet und mit ihrem anderen
Anschluß mit dem Kollektor des Leistungstransistors T2 verbunden. Der Kondensator
C ist mit seinem anderen Anschluß an die erste Schiene 4 der Versorgungsspannung
gelegt. Die Basis des Treibertransistors 1 und damit der Signaleingang ist über
eine Zenerdiode Z1 mit der ersten Schiene 4 der Versorgungsspannung verbunden. Die
Zenerdiode Z1 ist so gepolt, daß sie bei einer Ansteuerung der Basis des Treibertransistors
T1 mit einem Potential zwischen den beiden Schien 3, 4 der Versorgungsspannung die
höchste an der Basis des Treibertransistors T1 auftretende Spannung gegen die erste
Schiene 4 der Versorgungsspannung vermittels ihres Zenerdurchbruches begrenzt. Die
Ansteuerung kann über eine beliebige Widerstandskombination oder mit einem eingeprägten
Strom erfolgen Führt der Ansteuerbefehl U2 (Fig. 2) am Signaleingang 2 ein Potential
nahe dem Potential der ersten Schiene 4 der Versorgungsspanung, so sind die beiden
Transistoren T1 und T2 und der Verbraucher 1 stromlos. Wird das Basispotential des
Treibertransistors Ti durch den Ansteuerbefehl U2 gegenüber dem Potential der ersten
Schiene 4 der Versorgungsspannung angehoben, so beginnt der Treibertransistor T1
zu leiten und steuert den Leistungstransistor T2 an. Der Verbraucher 1 wird an die
volle Versorgungsspannung zwischen den beiden Schienen 3 und 4 gelegt. Der durch
den Innenwiderstand der Ansteuerung und durch die Steuerspannung gegebene Basisstrom
des Treibertransistors Ti und der im wesentlichen durch die Versorgungsspannung
und den Widerstand R1 bestimmte Basis strom des Leistungstransistors T2 laden den
Kondensator Cl auf eine Spannung Ub (Fig. 2) am Punkt b auf. Durch den Anstieg der
Spannung Ub am Kondensator o wird der Emitter des Treibertransistors Ti angehoben.
Dabei sinken die Basisströme des Treibertransistors T1 und auch des Leistungstransistors
T2 langsam ab und das Basispotential Ua
(Fig. 2) am Punkt a des
Treibertransistors Ti steigt um den etwa konstanten Durchlaßspannungsabfall seiner
Basis-Emitter-Strecke um das Emitterpotential verschoben mit. Die Verbraucherspannung
Uc (Fig. 2) am punkt c hat noch immer den Wert der vollen Versorgungsspannung. Nach
einer gewissen Zeit, die durch die Basisströme der beiden Transistoren, den Kondensator
C und die Zenerspannung der Zenerdiode Z1 gegeben ist, ist die Basisspannung Ua
des Treibertransistors Ti soweit angestiegen, daß sie durch den Zenerdurchbruch
der Zenerdiode Z1 begrenzt wird.
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Da das Emitterpotential des Treibertransistors Tl mit den Steuerströmen
noch weiter angehoben wird, beginnt der Treibertransistor T1 zu sperren und sperrt
zunehmend auch den ieistungstransistor T2. Der Verbraucher 1 hält den Verbraufherstrom
il (Fig. 2) durch seine Induktivität etwa konstant. Durch den Verbraucherstrom i
sinkt bei zunehmender Emitter-Kollektor-Spannung am Leistungstransistor T2 die Verbraucherspannung
Uc (Fig. 2) ab. Schließlich sperrt der Leistungstransistor T2 soweit, daß die Verbraucherspannung
kleiner wird als die am Kondensator C bereits erreichte Ladespannung Ub. Damit beginnt
die Überlaufdiode D3 zu leiten und die Transistorkombination T1, T2 hält den Verbraucher
1 auf einer Spannung, die sich aus dem durch den Zenerdurchbruch der Zenerdiode
C1 gegebenen Basispotential des Treibertransistors T1 und den Durchlaßspannungen
der Basis-Emitter-Strecke von T1, der eventuellen Schutzdiode D2 und der Überlaufdiode
D3 ergibt. Sinkt die Verbraucherspannung Uc darüber hinaus, so wird der Emitter
des Treibertransistors Tl herabgezogen und die beiden Transistoren öffnen wieder
etwas. Steigt die Verbraucherspannung Uc darüber hinaus, so wird der Emitter von
T1 angehoben und die beiden Transistoren sperren wieder etwas.
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Der induktive Verbraunher 1 wird somit nach dem Ansteuern des Treibertransistors
T1 für eine vorbestimmte Zeit an die volle Versorgungsspannung gelegt und rasch
erregt.Damit wird das gewünschte
beschleunigte Rinsehaltverhalten
erreicht. Nach Ablauf der vorbestimmten Zeit wird die Spannung c am Verbraucher
1 auf einen thermisch dauernd zulässigen Wert reduziert, der z.B.
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bei einem Relais zwischen dem Dauernennstrom und dem Haltestrom liegen
kann. Die Höhe der dauernd am Verbraucher 1 anliegenden Spannung T; Uc kann durch
geeignete Wahl der Durchbruchspannung der Zenerdiode Z1 leicht eingestellt werden.
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Wird die Basis des Treibertransistors T1 über die Ansteuerung U2 am
Signaleingang 2 wieder mit einem Potential nahe dem Potential der ersten Schiene
4 der Versorgungsspannung angesteuert, so sperrt der Treibertransistor T1, dessen
Emitter sich noch auf den geladenen Kondensator C abstützt. Ebenso sperrt der vom
Treibertransistor T1 nicht mehr angesteuerte Leistungstransistor T2. Der im Augenblick
der Absteuerung im induktiven Verbraucher 1 fließende Strom il klingt in Porm einer
gedämpften Schwingung über den Kondensator C, die Überlaufdiode D3 und die Induktivität
und den Innenwiderstand des Verbrauchers ab. Da der Kondensator C nur für den relativ
geringen Steuerstrom des Leistungstransistors T2 bemessen ist, während der Verbraucherstrom
i um den Faktor der Stromverstärkung des Leistngstransistors T2 größer ist, wird
der Kondensator C sehr rasch entladen und der Emitter des Treibertransistors T1
abgesenkt. Sobald der Emitter soweit abgesenkt ist, daß das auf der Ansteuerung
der Basis des Treibertransistors T1 anstehende Potential um die Schwellenspannung
der Basis-Emitter-Strecke von Tl unterschritten wird, beginnt der Treibertransistor
T1 wieder zu leiten und steuert den Leistungstransistor T2 an. Der Verbraucher bezieht
seinen Strom nun zum größten Teil über den Leistungstransistor T2, zu einem kleinen,
der Steuerung der Schaltungsanordnung dienenden Teil über den Treibertransistor
T1. Dabei steuert das Basispotential des Treibertransistors Ti auch die Spannung
Uc am Verbraucher 1 wie bei der Betriebsphase, in der der thermisch zulässige
Dauerstrom
fließt. Ist beispielsweise die Basis des Treibertransistors Tl relativ niederohmig
gegen die erste Schiene 4 der Versorgungsspannung abgeschlossen, so beginnt T1 zu
leitcn, wenn der Kondensator o durch den im induktiven Verbraucher 1 abklingenden
Strom bis auf eine negative Spannung entladen und umgeladen wurde, die 4m wesentlichen
der Durchlaßspannung der Basis-Emitter-Strecke des Treibertransistors 1 und der
Durchlaßspannung der Schutzdiode D2 entspricht. Die Spannung Uc am Verbraucher 1
ist dann um die Durchlaß spannung der überlaufs diode D3 weiter negativ. Die Summe
dieserSpannungen sowie der innere ohmsche Spannungsabfall wirken abmagnetisierend
auf den Verbraucher. Der induktive Verbraucher 1 entlädt den Kondensator C nach
dem Absteuern außerordentlich rasch. Da die Kapazität des Kondensators für eine
neuerliche Stoß erregung zeitbestimmend ist, werden sehr rasch aufeinanderfolgende
Schaltzyklen ermöglicht.
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Die Verlustleistung in der Abmagnetisierungsphase am Leistungstransistor
T2 ergibt sich aus dem Produkt aus dem augenblicklichen Verbraucherstrom i multipliziert
mit der Summe aus der Versorgungsspannung und der negativen Spannung Uc am Verbraucher
1. Wenn diese geringe zusätzliche Verlustleistung am Leistungstransistor während
der Abmagnetisierung des Verbrauchers unerwünscht ist oder wenn mit einer Abschaltung
der Versorgungsspannung am Beistungstfansistor - beispielsweise durch eine Sicherung
- gerechnet werden muß, so kann nach einer Ausgestaltung der Erfindung eine Freilaufdiode
D1 vorgesehen sein, die zum Verbraucher 1 parallelgeschaltet und so gepolt ist,
daß sie die normale Betriebsspannung des Verbrauchers sperrt. Diese Freilaufdiode
D1 ändert die Funktion der Schaltung nicht. Während der Abmagnetisierung des Verbrauchers
entlädt der Verbraucherstrom den Kondensator C solange, bis seine Spannung unter
Null sinkt. Dann beginnt die Freilaufdiode D1 zu leiten. t-r Kondensator bleibt
somit in der Nähe
des Nullpotentials liegen. Der Treibertransistor
Tl und in der Folge auch der Leistungstransistor T2 bleiben gesperrt, weil für ihre
Ansteuerung die Schwellenspannungen der Diode D2 und die Schwellenspannung der Basis-Emitter-Diode
des Treibertransistors I1 überwunden werden müßten.
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Wenn die Freilaufdiode Dl nicht vorgesehen ist, liegt unmittelbar
nach Ende der Ansteuerung des Treibertransistors T1 am Kondensator C eine Ladespannung
Uc, die der Durchbruchspannung der Zenerdiode Z1 abzüglich der Schwellenspannung
der Basis-Emitter-Strecke des Treibertransistors Tl entspricht. Die Basis des Treibertransistors
Tl liegt dann aber auf einem Potential in der Nähe des Potentials der ersten Schiene
4 der Versorgungsspannung. Sofern dabei die Differenz spannung die zulässige Sperrspannung
der Basis-Emitter-Strecke des Treibertransistors T1 überschreitet, ist eine Preilaufdiode
D1 vorteilhaft. Dies ist insbesondere dann der Fall, wenn die Zenerdurchbruchspannung
der Zenerdiode Z1 mit Rücksicht auf die gewünschte Haltespannung des Verbrauchers
hoch gewählt ist.
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Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung arbeitet völlig gleichartig,
wenn sie mit inverser Betriebsspannung und jeweils komplementären Transistortypen
betrieben wird. Fig. 3 zeigt eine Schaltung, bei der ein npn-Leistungstransistor
22' zwischen die negative Schiene der Versorgungsspannung und den induktiven Verbraucher
geschaltet ist. Die Ansteuerung dieser Schaltung erfolgt mit Strom aus negativer
Quelle auf die Basis des pnp-Treibertransistors Tal'.
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Bei einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung stellt sich nach dem
zum Ansprechen des elektromagnetischen Elements führenden Erregungsstoß rasch eine
Dauererregung ein, die durch geeignete Dimensionierung der Schaltung knapp über
dem Haltestrom liegen kann. !s kann von Interesse sein, die Entmagnetisierungszeit
nach
dem Ende der Ansteuerung zu verkürzen.
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Auch bei besonders kurzen Ansteuerbefehlen kann es wichtig sein, die
Erregung rasch aus der Stoßerregung herabzumagnetisieren. Damit kann nach dem raschen
Ansprechen ein ebenso rasches Abfallen eines elektromechanischen Elements erreicht
werden.
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Nach der in Fig. 4 dargestellten Ausgestaltung der Erfindung wird
dies dadurch erreicht, daß der dem Treibertransistor Tl abgewandte Anschluß des
Kondensators C und der dem Signaleingang abgewandte Anschluß der Zenerdiode Z1 über
eine weitere Zenerdiode Z2 mit einem Potential 4 der Versorgungsspannung verbunden
ist. Die weitere Zenerdiode Z2 ist so gepolt, daß sie in Durchlaßrichtung betrieben
wird, wenn die Zenerdiode Z1 durch einen Ansteuerbefehl an dem Signaleingängen 2,
5 in den Zenerdurchbruch getrieben wurde.
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Bei einem Ansteuerbefehl am Signaleingang 2, 5 werden der Ladestrom
des Kondensators C, der Zeneratrom der Zenerdiode Zl und die inneren Querströme
von der Ansteuerung über die in Durchlaßrichtung geschaltete Zenerdiode Z2 gegen
die erste Schiene 4 der Versorgungsspannung abgeführt. Nach dem Ende des Ans steuert
befehls bietet die Ansteuerung der Basis des Treibertransistors Tl ihr Bezugspotential
an, das demvPotential des Belages des Kondensators C entspricht, der dem Emitter
des Treibertransistors T1 abgewandt ist. Der Emitter des Treibertransistors Tl stützt
sich daher noch auf dem geladenen Kondensator C ab.
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Die Transistoren Tl und in der Folge T2 sperren. Der induktive Verbraucher
1 findet einen Preilaufkreis vor, in dem als Gegenspannungen die Durchbruchspannung
der Zenerdiode Z2 und die Schwellenspannung der Überlaufdiode D3 sowie der eigene
ohmsche Spannungsabfall'und bei dem als treibende Spannungen die Ladespannung des
Kondensators C und die eigene induktive Spannung auftreten. Durch den im Augenblick
der Absteuerung
im induktiven Verbraucher 1 fließenden Strom wird
der Kondensator C sehr rasch entladen und umgeladen, bis bei einer kleinen inversen
Spannung am Kondensator C die Zenerdiode Z1 und die Basis-Emitter-Strecke des Treibertransistors
T1 zu leiten beginnen. Diese beiden Schwellenspannungen zusammen mit der Schwellenspannung
der Überlaufdiode D3 und der Durchbruchspannung der Zenerdiode Z2 definieren jetzt
die Klemmenspannung am Verbraucher 1. Gleichzeitig haben aber die Transistoren Tal,
T2 zu leiten begonnen und führen den wesentlichen Teil des noch fließenden Verbraucherstromes.
Ein kleiner Teil des Verbraucherstromes fließt zur Steuerung den beschriebenen Weg
über den Treibertransistor T1. Damit ist im Kreis bis zum völligen Abklingen des
Stromes jeweils zusätzlich eine Gegenspannung entsprechend der Durchbruchspannung
der Zenerdiode Z2 wirksam. Damit bei einem eventuellen Ausfall der Stromversorgung
keine Überlastung dieser Strecke auftritt, kann nach einer weiteren Ausgestaltung
der Erfindung eine Fr eilaufdiode D4 vorgesehen sein, welche die Versorgungsspannung
überbrückt und in Sperrichtung der Versorgungsspannung geschaltet ist.
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Die Durchbruchspannung der Zenerdiode Z2 kann so gewählt werden, daß
während der Abmagnetisierung die Sperrspannung der Transistoren durch die Summe
aus der Durchbruchspannung der Zenerdiode Z2 und der Versorgungsspannung ausgenützt
Wird. Damit wird eine rasche Abmagnetisierung erreicht.
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Nach einer in Fig. 5 dargestellten weiteren Ausführungsform der Erfindung
kann eine rasche Abmagnetisierung dadurch erreicht werden, daß die Basis des Treibertransistors
Tl über die Emitter-Kollektor-Strecke eines weiteren, zum Treibertransistor komplementären
Transistor T3 mit dem am Signaleingang 2 liegenden Anschluß der Zenerdiode Zl verbunden
ist, dessen Basis über einen Vorwiderstand R3 mit einem Potential 4
der
Versorgungsspannung verbunden ist. Der Kollektor des zum npn-Treibertransistors
Tl komplementären pnp-Transistors T3 ist mit der Basis von T1 und sein Emitter mit
dem am Signaleingang 2 liegenden Anschluß der Zenerdiode Z1 verbunden. Zur Begrenzung
der Abmagnetisierungsspannung am Verbraucher 1 sind zwei Lösungen möglich, die durch
alternatives Einfügen der Schaltbrücken 6 oder 7 realisierbar sind. Mit der Schaltbrücke
7 wird dem Verbraucher 1 eine Freilaufdiode D5 in Reihe mit einer Zenerdiode Z3
parallelgeschaltet. Die Zenerdiode Z3 ist in Durchbruchrichtung in den Freilaufkreis
eingeschaltet. Mit der Schaltbrücke 6 wird dem Leistungstransistor T2 eine Zenerdiode
Z4 parallelgeschaltet.
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Bei einem Ansteuerbefehl am Signaleingang 2 wird der Emitter des Transistors
T3 gegenüber der ersten Schiene 4 der Versorgungsspannung und damit gegenüber einer
Basis angehoben.
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Der Transistor T3 öffnet und steuert den Treibertransistor 21 an.
Am Ende des Ansteuerbefehls sperrt der Transistor T3. Durch den Verbraucherstrom
wird. der Kondensator a sehr rasch entladen und umgeladen, bis entweder die Zenerdiode
Z4 oder die Zenerdiode Z3 des Freilaufkreises über die Diode D5 aufgrund der stark
invers gewordenen Klemmenspannung des Verbrauchers in den Durchbruch getrieben wird.
Unter dieser Gegenspannung klingt der Verbraucherstrom sehr schnell ab. Anschließend
führt die Kollektor-Basis-Diode des Transistors T3 über den Basis-{vorwiderstand
R3 den Kollektor-Basis-weststrom des Treibertransistors T1 ab. Durch den Transistor
23 wird während der Abmagnetlsierungsphase verhindert, daß der Treibertransistor
Tl i mit seiner an der ersten Versorgungsspannungsschiene 4 orientierten Basis leitend
wird, wenn der induktive Verbraucher 1 eine inverse Klemmenspannung entwickelt.
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Eine weitere Ausgestaltung der Erfindung ist in Fig. 6 dargestellt
und wird unter Bezugnahme auf die Signalverläufe in Fig. 7 beschrieben. Diese AuSfuhrungsform
ist dadurch gekennzeichnet,
daß die Emitter-Kollektor-Strecke des
Dransistors T3 durch eine parallelgeschaltete Zenerdiode Z5 zur Begrenzung seiner
Emitter-Kollektor-Spannung überbrückt ist. Hierdurch ist eine Begrenhung der Abmagnetisierungsspannung
am induktiven Verbraucher ohne die in Fig. 5 dargestellten Zenerdioden Z3 und Z4
möglich, die als Leistungs-Zenerdioden ausgebildet sind.
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In der Schaltung der Fig. 6 sperrt am Ende des Ansteuerbefehls U2
(Fig. 7) der Transistor T3. Durch den noch fließenden Verbraucherstrom i1 (Fig.
7) wird der Kondensator C mit der Ladespannung U e am Punkt e sehr rasch entladen
und umgeladen, bis der Emitter des Treibertransistors Tl durch die stark invers
gewordene Klemmenspannung Uf (Fig. 7) des Verbrauchers 1 am Punkt f soweit herabgezogen
ist, daß die Basisspannung U d von Tl über die Durchbruchs spannung der Zenerdiode
Z5 hinweg wieder Strom aus der Ansteuerung zu ziehen beginnt. Die Klemmenspannung
Uf am Verbraucher 1 ist damit auf eine inverse Spannung zum Bezugspotential der
Ansteuerung abzüglich der Zenerdurchbruchspannung der Zenerdiode Z5 abzüglich der
Basis-Emitter-Spannung des Treibertransistors T1 abzüglich der Schwellenspannung
der Diode D3 gesetzt. Gleichzeitig beginnen jedoch die Transistoren T1 und T2 zu
leiten und führen den wesentlichen Teil des noch fließenden Verbraucherstromes.
Ein kleiner Teil des Verbraucherstromes fließt zur Steuerung über den Treibertransistor
T1. Damit ist jedoch bis zum völligen Abklingen des Stromes jeweils zusätzlich die
Durchbruchsspannung der Zenerdiode Z5 wirksam, die aber nur für eine Steuerleistung
ausgelegt ist. Damit bei einem eventuellen Ausfall der Stromversorgung keine Überlastung
dieser Strecke auftritt, kann zusätzlich eine Preilaufdiode D4 vorgesehen sein,
die die Versorgungsspannung überbrückt und in Sperrrichtung zur Versorgungsspannung
geschaltet ist.
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Die Durghspannung der Zenerdiode Z5 kann so gewählt werden, daß während
der Abmagnetisierungsphase die Sperrspannung der Transistoren 1 und T2 durch die
Summe aus der Durchbruchspannung der Zenerdiode Z5 und der Versorgungsspannung ausgenützt
wird.
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9 Patentansprüche 7 Figuren