DE69835996T2

DE69835996T2 - Breitbandiger Gegentakthalbleiterverstärker

Info

Publication number: DE69835996T2
Application number: DE69835996T
Authority: DE
Inventors: Yuji Minato-ku Kakuta; Yoshiaki Minato-ku Fukasawa; Yuichi Minato-ku Taguchi
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 1997-11-27
Filing date: 1998-11-26
Publication date: 2007-06-06
Anticipated expiration: 2018-11-27
Also published as: EP0920125B1; CN1219802A; EP0920125A2; US6011438A; KR19990045610A; KR100286918B1; EP0920125A3; DE69835996D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung:
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Halbleiterschaltung und insbesondere einen breitbandigen Gegentaktverstärker, der zum Verstärken von Signalen in beispielsweise CATV-(Kabelfernseh-)Systemen verwendet wird.
Beschreibung des zugehörigen Standes der Technik:
Solche Gebiete wie CATV (Kabelfernsehen) erfordern breitbandige Verstärker, die Signale über eine weite Frequenzbandbreite verstärken. Breitbandverstärker für CATV-Systeme sind allgemein als HICs (integrierte Hybridschaltungen) konfiguriert.
Der Gegentakttyp ist eine Schaltungskonfiguration eines Breitbandverstärkers. Der in dem offengelegten japanischen Patent Nr. 52407/91 ( JP, 03052407, A ) beschriebene breitbandige Hybrid-Gegentaktverstärker ist ein Beispiel eines breitbandigen HIC-Verstärkers für ein CATV-System. 1 ist ein Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration des in JP 03052407, A beschriebenen breitbandigen Gegentaktverstärkers zeigt.
Dieser Breitbandverstärker ist mit zwei Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 aufgebaut, die in einer wechselseitigen Gegentaktbeziehung arbeiten. Die zwei Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 sind beides in Reihe geschaltete Verstärkungsschaltungen, sind wechselseitig verbunden und haben im Wesentlichen dieselben internen Schaltungskonfigurationen. Die erste Verstärkungsschaltungseinheit 140 ist aus Widerständen R141 bis R145, Kondensatoren C141 und C142 und Transistoren TR141 und TR142 aufgebaut; und die zweite Verstärkungsschaltungseinheit 150 ist aus Widerständen R151 bis R155, Kondensatoren C151 und C152 und Transistoren Tr151 und Tr152 aufgebaut. Ein Kondensator C164 ist ein RF-(Funkfrequenz-)Vorspannungskondensator und ein Widerstand R164 und ein Kondensator 163 sind optional. Ein Widerstand R161 und ein Kondensator 162, die zwischen den Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 vorgesehen sind, empfangen den Effekt einer imaginären Erdung und dienen als Einrichtung zum unabhängigen Steuern der AC-(Wechselstrom-)Emitterimpedanz der Transistoren Tr141 und Tr151.
In einer Schaltung, die gemäß der vorangehenden Beschreibung konfiguriert ist, werden Eingangssignale zu jeder der Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 in einem Gegentaktmode durch einen RF-Eingangstransformator T161 zugeführt und werden die durch die Verstärkunasschaltungseinheiten 140 und 150 verstärkten Signale mittels eines RF-Transformators T162 extrahiert.
Die DC-(Gleichstrom-)Energieversorgung (V_cc) wird mittels der Widerstände R162 und R163 und des RF-Ausgangstransformators T162 zu jeder der Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 zugeführt. Ein Ausgangs-Nebenschlusskondensator C165 ist optional, unterstützt aber ein Steuern einer Hochfrequenzverstärkung und einer Ausgangsimpedanz der Schaltung.
Aufgrund ihrer exzellenten Hochfrequenzeigenschaften werden typischerweise Bipolartransistoren für die Transistoren Tr141, Tr142, Tr151 und Tr152 verwendet, die die Verstärkungseinrichtung sind, aber andere Typen von Komponenten für RF-Verstärkungen, ICs oder Unteranordnungen können verwendet werden.
Schließlich sind optionale Kondensatoren (nicht gezeigt) zwischen einer Erdungsstelle und den Basisanschlüssen der Transistoren Tr141 und Tr151 vorgesehen, um beim Anpassen einer Eingangsimpedanz zu helfen.
Obwohl ein breitbandiger CATV-HIC-Verstärker mit einer Gegentaktschaltung allgemein Anlass dafür gibt, eine Verzerrung zweiter Ordnung (CSO) zusammenzusetzen, enthält die oben beschriebene Halbleiterschaltung des Standes der Technik keine Schaltung zum Kompensieren von CSO, und eine CSO-Verschlechterung wird lediglich durch die Ausgeglichenheit der Elemente und die elektrischen Eigenschaften von jeder der Gegentaktschaltungen unterdrückt.
Obwohl solche Verfahren wie ein Einstellen der Wicklungen des Transformators oder ein Einstellen des Gleichgewichts zwischen jeder Anschlussstelle des Transformators als Verfahren zum Kompensieren von CSO in der in 1 gezeigten Schaltung angesehen werden können, sind diese Verfahren nicht zugänglich für eine Automatisierung und bringen eine zusätzliche Zeit und Schwierigkeit mit sich, was in höheren Kosten resultiert. Zusätzlich werden die Schaltungskonstanten des Widerstands R162 und des Kondensators C163 zusammen mit dem Widerstand R163 und dem Kondensator C164 allein durch Vorspannungsbedingungen bestimmt und werden nicht als Hochfrequenz-Abschlussbedingungen ausgewählt. Die Widerstandswerte der Widerstände variieren daher gemäß den Vorspannungskonstanten der Transformatoren in einem weiten Bereich. Ein Widerstandswert so hoch wie beispielsweise 100 Ω oder darüber resultiert in einer hohen Impedanz hoher Frequenz, während ein Widerstandswert so niedrig wie beispielsweise 10 Ω oder darunter in einem kurzgeschlossenen Zustand hoher Frequenz resultiert, und zwar aufgrund der Kondensatoren C163 und C164. Die Möglichkeiten bzw. Abhängigkeiten zum Einstellen einer Vorspannung resultieren allgemein in Widerstandswerten von einigen hundert Ohm oder darüber in HIC für CATV, was in einem Zustand einer Totalreflexion in dem Bereich hoher Frequenz resultiert.
Wenn die Gegentaktschaltung beispielsweise aufgrund einer Variation zwischen Elementen aus einem Gleichgewicht gelangt, verliert nur eine imaginäre Erdungsstelle (die Stelle A in der Figur) ihren geerdeten Zustand, und eine winzige Oszillation hoher Frequenz bezüglich eines Potentials wird bei der imaginären Erdungsstelle erzeugt. Diese Oszillation wird dann eine Oszillationsquelle, und ein Strom hoher Frequenz fließt, aber deshalb, weil die mit der imaginären Erdungsstelle gekoppelte Schaltung als Vorspannungsschaltung wirkt, wird die erzeugte Oszillation total reflektiert, und eine fortschreitende Welle und eine reflektierte Welle werden erzeugt. Eine stehende Welle wird durch diese fortschreitende Welle und diese reflektierte Welle erzeugt, und diese stehende Welle verursacht eine erhöhte Oszillation des Potentials des angeschlossenen Gates. Diese Potentialschwankung wird verstärkt, was eine weitere Verschlechterung des Gleichgewichts der Gegentaktbeschaltung verursacht.
Im US-Patent 3,895,306 ist ein Gegentaktverstärker mit Verzerrungsprodukten einer außergewöhnlich niedrigen Ordnung offenbart. Der Verstärker weist eine Gegentaktstufe mit einer Rückkoppelschleife auf, die irgendeine Komponente eines gemeinsamen Modes im Ausgangssignal zum Eingang rückkoppelt, d.h. irgendwelche Komponenten in der Ausgabe der zwei Hälften der Gegentaktstufe, die gleichphasig sind. Die Rückkopplung ist diesbezüglich degenerierend, dass sie gleichphasig zu beiden Hälften der Gegentaktstufe zugeführt wird, um die Ausgangsspannung des gemeinsamen Modes zu reduzieren.
In WO 97105695 ist eine Verstärkerschaltung für einen Kabelzugriffsfernseh-Leitungsverstärker offenbart. Der Verstärker enthält einen ersten Kaskadenverstärker und einen zweiten Kaskadenverstärker, die in einer Gegentaktanordnung gekoppelt sind. Die zwei Kaskadenverstärker liefern eine aktive Rückkopplung zur automatischen/manuellen Verstärkungssteuerung, so dass der Verstärker eine vorteilhafte Eigenschaft diesbezüglich hat, dass er gut für Entwicklungen geeignet ist, bei welchen die Verstärkung eines Verstärkers variabel sein muss.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung wurde angesichts der Probleme des oben beschriebenen Standes der Technik erreicht und hat die Aufgabe, eine Halbleiterschaltung zur Verfügung zu stellen, die die Verschlechterung einer zusammengesetzten Verzerrung zweiter Ordnung in einer Gegentaktschaltung kompensieren kann.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung wird durch eine Halbleiterschaltung erreicht, wie sie im Anspruch 1 definiert ist.
Bei der vorliegenden Erfindung existiert eine imaginäre Erdungsstelle bei den Verbindungsknoten zwischen der ersten Verstärkungsschaltung und der zweiten Verstärkungsschaltung, bei welchem das Potential vom Standpunkt eines Wechselstroms aus 0 V ist, und ist eine Abschlussschaltung zwischen der imaginären Erdungsstelle und einer tatsächlichen Erdungsstelle vorgesehen, die eine Schwankung bezüglich eines Potentials absorbiert, das bei der imaginären Erdungsstelle erzeugt wird. Eine Schwankung bezüglich eines Potentials wird somit durch die Abschlussschaltung absorbiert, wenn eine Schwankung bezüglich eines Potentials bei der imaginären Erdungsstelle auftritt. Demgemäß wird eine Schwankung bezüglich eines Potentials nicht reflektiert und wird selbst in dem Fall keine stehende Welle erzeugt, in welchem eine Schwankung bezüglich eines Potentials bei der imaginären Erdungsstelle auftritt. Somit kann ein Gleichgewicht zwischen der ersten Verstärkungsschaltung und der zweiten Verstärkungsschaltung beibehalten werden und kann die Verschlechterung von CSO verhindert werden.
Die obige und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung offensichtlich werden, die auf den beigefügten Zeichnungen basiert, welche Beispiele bevorzugter Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung darstellen.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Schaltungsdiagramm, das ein Beispiel des Aufbaus eines breitbandigen HIC-Verstärkers für ein CATV-System des Standes der Technik zeigt, der eine Gegentaktschaltung verwendet;
2 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen breitbandigen Verstärker gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt; und
3 ist ein Schaltungsdiagramm, das einen breitbandigen Verstärker gemäß dem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung zeigt.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
Die breitbandige Gegentaktverstärkerschaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das in 2 gezeigt ist, ist mit zwei Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 aufgebaut, die in einer wechselseitigen Gegentaktbeziehung arbeiten. Jede Verstärkungsschaltungseinheit 140 und 150 ist eine Kaskadenverstärkungsschaltung, wobei die zwei Schaltungen miteinander verbunden sind und die interne Schaltungskonfiguration jeweils im Wesentlichen dieselbe ist.
Die erste Verstärkungsschaltungseinheit 140 enthält einen Transistor Tr141, der als Emitter-Erdungsschaltung arbeitet, und einen Transistor Tr142, der als Gate-Erdungsschaltung arbeitet. Der Kollektor des Transistors Tr141 ist mit dem Emitter des Transistors Tr142 verbunden. Ein Widerstand R141 ist zwischen der Basis des Transistors Tr141 und einer Erdungsstelle eingefügt und ein Widerstand R142 ist zwischen dem Emitter des Transistors Tr141 und einer Erdungsstelle eingefügt. Ein Ende eines Widerstands R143 ist mit der Basis des Transistors Tr141 verbunden. Zusätzlich sind ein Widerstand R144 und ein Kondensator C141, die in Reihe geschaltet sind, zwischen dem Kollektor des Transistors Tr142 und der Basis des Transistors Tr141 vorgesehen und ist ein Kondensator C142 parallel zu dem Widerstand R141 vorgesehen. Ein Ende eines Widerstands R145 ist mit der Basis des Transistors Tr142 verbunden.
Gleich der ersten Verstärkungsschaltungseinheit 140 ist die zweite Verstärkungsschaltungseinheit 150 aus Widerständen R151 bis R155, Kondensatoren C151 und C152 und Transistoren Tr151 und Tr152 aufgebaut.
Ein RF-Eingangstransformator T161 ist vorgesehen, um Eingangssignale zwischen den zwei Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 aufzuteilen, und ein Kondensator C161 ist zwischen dem Eingangssignalanschluss und einer Erdungsstelle vorgesehen. Jeder der zwei Ausgänge des RF-Eingangstransformators T161 ist mit einer jeweiligen Basis der Transisitoren Tr141 und Tr151 verbunden. Ein Widerstand R161 und ein Kondensator C162, die parallel geschaltet sind, sind zwischen dem Emitter des Transistors Tr141 und dem Emitter des Transistors Tr151 vorgesehen. Der Widerstand R161 und der Kondensator C162 empfangen den Effekt der imaginären Erdung und dienen als Einrichtung zum unabhängigen Steuern der AC-(Wechselstrom-)Emitterimpedanz der Transistoren Tr141 und Tr151.
Das andere Ende des Widerstands R143 und das andere Ende des Widerstands R153 sind miteinander an den ersten Knoten angeschlossen und das andere Ende des Widerstands R145 und das andere Ende des Widerstands R155 sind zusammen an den zweiten Knoten (Stelle A) angeschlossen. Der erste Knoten und der zweite Knoten sind mittels des Widerstands R162 verbunden. Der zweite Knoten, d.h. die Stelle A, ist die imaginäre Erdungsstelle. Ein Widerstand R164 und ein Kondensator C163, die in Reihe geschaltet sind, sind zwischen dieser Stelle A und einer Erdungsstelle vorgesehen.
Um durch die Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 verstärkten Signale anhand eines RF-Ausgangstransformators T162 zu extrahieren, ist jeder der Anschlussteile der Eingangswicklung des RF-Ausgangstransformators T162 an einen jeweiligen Kollektor des Transistors Tr142 und des Transistors Tr152 angeschlossen. Ein Ausgangs-Nebenschlusskondensator C165 ist zwischen einer Erdungsstelle und einem Ende der Ausgangswicklung des RF-Ausgangstransformators T162 vorgesehen.
Eine Energieversorgungsspannung V_cc wird sowohl zum zentralen Abgriff der Eingangswicklung des RF-Ausgangstransformators T162 als auch zu einer Stelle A mittels Widerständen R163 und R165, die in Reihe geschaltet sind, zugeführt. Ein Kondensator C164 ist zwischen dem Eingangsanschluss der Energieversorgungsspannung und einer Erdungsstelle vorgesehen. Ein Widerstand R166 und ein Kondensator C166, die parallel geschaltet sind, sind zwischen einer Erdungsstelle und der mittleren Stelle des Widerstands R163 und des Widerstands R164 vorgesehen. Der Widerstand R163 und der Kondensator C164 bilden eine Vorspannungsschaltung und der Widerstand R164 und der Kondensator C163 bilden auch eine Vorspannungsschaltung.
Der Widerstandswert des Widerstands R165, der mit der imaginären Erdungsstelle A verbunden ist, ist auf innerhalb eines Bereichs von 10 bis 100 Ω eingestellt. Dieser Widerstand R165 und dieser Kondensator C166 bilden eine Abschlussschaltung für die imaginäre Erdungsstelle A.
Als Nächstes wird eine Erklärung in Bezug auf den Betrieb der gemäß der vorangehenden Beschreibung konfigurierten Halbleiterschaltung präsentiert.
Ein von außen eingegebenes Signal wird zuerst beim Transformator T161 in zwei Signale aufgeteilt, wobei die Phasendifferenz zwischen den zwei aufgeteilten Signalen 180° ist. Diese zwei aufgeteilten Signale werden jeweils bei den Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 verstärkt, wonach sie beim Transformator T162 kombiniert und vom Ausgangsanschluss ausgegeben werden.
Wenn ein Gleichgewicht zwischen den Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 beibehalten wird, können Signale in der oben beschriebenen Folge von Operationen durch die folgenden Gleichungen dargestellt werden. Hier sind Koeffizienten bis zur zweiten Ordnung gezeigt. Zusätzlich ist die Basis des Transistors Tr141 eine Stelle C, ist die Basis des Transistors Tr152 eine Stelle D, ist der Kollektor des Transistors Tr142 eine Stelle E und ist der Kollektor des Transistors Tr152 eine Stelle F.
Wenn die einfallende Welle Xcosωt ist, dann sind die Signale an der Stelle C und der Stelle D folgende: Stelle C: (X/2)cosωt, Stelle D: (X/2)cos(ωt – π).
Wenn das Verstärkungsverhältnis bei den Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 Y ist, sind die Signale an den Ausgängen der Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 die Folgenden: Stelle E: (XY/2)cosωt + Zcos2ωt, Stelle F: (XY/2)cos(ωt – π) + Zcos2(ωt – π).
Hier stellen die zweiten Ausdrücke in den Gleichungen für die Signale der Stelle E und der Stelle F eine Verzerrung zweiter Ordnung dar, welche die hauptsächliche Erzeugungsquelle von CSO ist.
Das Signal der Stelle E und das Signal der Stelle F werden als nächstes beim Transformator T162 kombiniert, und deshalb, weil die Phase des Signals der Stelle F um 180° vertauscht ist und es dann kombiniert wird, gilt dann Folgendes: E + F = (XY/2)cosωt + Zcos2ωt – (XY/2)cos(ωt – π) – Zcos2(ωt – π) = XY cosωt
Demgemäß wird dann, wenn ein Gleichgewicht zwischen den Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 beibehalten wird, d.h. dann, wenn die elektrischen Eigenschaften der zwei Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150, die die Gegentaktschaltung bilden, äquivalent sind, die Wellenform und die Amplitude von Hochfrequenzsignalen, die durch die Verstärkungsschaltungseinheiten fließen, dieselben sind und die Phase um 180° verschoben ist, nur die Grundwelle ausgegeben und wird eine Verzerrung zweiter Ordnung, die die Quelle von CSO ist, gelöscht und nicht ausgegeben. Zu dieser Zeit wird die Spannung der Stelle A vom Standpunkt eines AC-Signals aus 0 V und kann als geerdeter Zustand gesehen werden. Es kann auch gesagt werden, dass die Stelle A eine imaginäre Erdungsstelle ist. Anders ausgedrückt arbeiten die Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 dann auf ideale Weise, wenn die Stelle A als Erdungsstelle gesehen wird, und die Komponente einer Verzerrung geradzahliger Ordnung (insbesondere einer Verzerrung zweiter Ordnung) gelöscht wird.
In Wirklichkeit wird jedoch das Gleichgewicht zwischen den Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 aufgrund solcher Faktoren wie einer Variation zwi schen Elementen verloren. Wenn die Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 aus dem Gleichgewicht gelangen, kann die Stelle A nicht als AC-Erdung angesehen werden und wird bei der Stelle A ein AC-Signal erzeugt. Dieses AC-Signal gibt Anlass zu einer Oszillation bezüglich des Gate-Potentials jedes Transistors, und diese Oszillation wird verstärkt, um in einer schlechteren Verzerrung geradzahliger Ordnung zu resultieren, die im Ausgangssignal nicht gelöscht wird.
Durch Konfigurieren einer Abschlussschaltung unter Verwendung des Widerstands R165 und des Kondensators C166 in der oben beschriebenen Halbleiterschaltung wird das durch eine Oszillation bezüglich eines Potentials bei der Stelle A erzeugte AC-Signal durch den Widerstand R165 absorbiert. Eine durch eine Reflexion dieses AC-Signals hervorgebrachte stehende Welle wird daher nicht erzeugt und eine Verschlechterung des Gleichgewichtszustands, verursacht durch die stehende Welle, sowie eine Verschlechterung durch CSO treten nicht auf.
Zusätzlich kann dann, wenn eine Oszillation bezüglich eines Potentials bei der Stelle A nicht auftritt, die Stelle A, die bei der neutralen Stelle der Gegentaktschaltung ist, vom Standpunkt eines Wechselstroms aus als zwangsweise geerdet gesehen werden. Ein Gleichgewicht zwischen den Verstärkungsschaltungseinheiten 140 und 150 wird somit zwangsweise beibehalten, die innewohnenden Ungleichgewichtsfaktoren, die in der Schaltung enthalten sind, werden korrigiert, um dadurch weiterhin eine Verschlechterung einer Verzerrung geradzahliger Ordnung (hauptsächlich CSO) zu verhindern. Somit wird eine Verbesserung bezüglich der Schaltungseigenschaften erreicht.
Bei der Halbleiterschaltung gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, das in 3 gezeigt ist, wird ein zu einem Eingangsanschluss 1 eingegebenes Signal in zwei Signale aufgeteilt, werden die zwei aufgeteilten Signale jeweils bei Verstärkungsschaltungen 12 und 13 verstärkt und werden die bei den Verstärkungsschaltungen 12 und 13 verstärkten Signale kombiniert und ausgegeben. Eine Gegentakt-Verstärkungsschaltung ist durch die Verstärkungsschaltungen 12 und 13 ausgebildet.
Ein Transformator T1, der anhand von Kondensatoren C34 und C35 geerdet ist, ist als Teiler vorgesehen, der das mittels des Eingangsanschlusses 1 eingegebene Signal in zwei Signale von sich unterscheidender Phase aufteilt. Zusätzlich ist ein anhand eines Kondensators C37 geerdeter Transformator T2 als Kombinierer vorgesehen, der die durch die Verstärkungsschaltungen 12 und 13 verstärkten zwei Signale in ein Signal kombiniert.
Die Verstärkungsschaltung 12 enthält FETs (Feldeffekttransistoren) Q11 bis Q13, die in mehreren Stufen verbunden sind. In der Verstärkungsschaltung 12 sind ein Thermistor Rt11 und ein Widerstand R13, die parallel geschaltet sind, als der Gate-Widerstandswert des FET Q11 vorgesehen, der der FET der zweiten Stufe ist, und ist eine Spule L13 zwischen diesem Gate-Widerstandswert und dem Gate des FET Q11 eingefügt. Ein Widerstand R11, ein Kondensator C11 und ein Thermistor Rt12 sind zwischen dem Gate und dem Drain des FET Q12 in Reihe geschaltet, der die erste Stufe der Verstärkungsschaltung 12 ist. Der Drain des FET Q12 ist mit einer Stelle vorgeschriebenen Potentials mittels eines Widerstands R12 und eines Kondensators C12, die in Reihe geschaltet sind, verbunden, und ist darüber hinaus mit dem Gate-Widerstandswert (d.h. dem Thermistor Rt11 und dem Widerstand R13) des FET Q11 anhand eines Kondensators C13 verbunden, und mit dem Source des FET Q11 anhand einer Spule L11 und eines Widerstands R17, die in Reihe geschaltet sind. Die Verbindungsstelle zwischen der Spule L11 und dem Widerstand R17 ist mit einer Stelle vorgeschriebenen Potentials anhand eines Kondensators C15 verbunden.
Ein Widerstand R14, ein Kondensator C14 und ein Thermistor Rt13 sind in Reihe geschaltet zwischen dem Drain des FET Q12 und dem Drain des FET Q13 vorgesehen. Ein Widerstand R16 ist an dem Gate des FET Q13 angeschlossen. Ein Widerstand R15, eine Spule L12 und ein Kondensator C16 sind zusammen parallel geschaltet und zwischen dem Drain des FET Q13 und dem Ausgangsanschluss der Verstärkungsschaltung 12 vorgesehen. Der Source des FET Q13 ist mit dem Drain des FET Q11 verbunden.
Die Verstärkungsschaltung 13 ist genauso wie die Verstärkungsschaltung 12 konfiguriert und ist mit FETs Q21 bis 23 versehen, die in mehreren Stufen verbunden sind, Widerständen R21 bis R27, Thermistoren Rt21 bis Rt23, Kondensatoren C21 bis C26 und Spulen L21 bis L24, die jeweils den Widerständen R11 bis R17, den Thermistoren Rt11 bis Rt13, den Kondensatoren C11 bis C16 und den Spulen L11 bis L14 der Verstärkungsschaltung 12 entsprechen. FET Q21 bis Q23 entsprechen jeweils FET Q11 bis 13 der Verstärkungsschaltung 12.
Das Gate des FET Q13 der Verstärkungsschaltung 12 ist mit dem Gate des FET Q23 der Verstärkungsschaltung 13 anhand von Widerständen R16 und R26 verbunden.
Auf der Eingangsseite des Transformators T1 sind ein Kondensator C33 und eine Spule L31 in Reihe geschaltet zwischen dem Transformator T1 und dem Eingangsanschluss 1 vorgesehen und eine Verbindungsstelle zwischen dem Kondensator C33 und der Spule L31 ist mit der Stelle vorgeschriebenen Potentials anhand von dem Kondensator C31 und dem Widerstand R31, die in Reihe geschaltet sind, verbunden. Die Verbindungsstelle zwischen dem Kondensator C33 und der Spule L31 ist mittels des Kondensators C32 mit der Stelle vorgeschriebenen Potentials verbunden. Auf der Ausgangsseite des Transformators T2 sind eine Spule L32 und ein Kondensator C39 in Reihe geschaltet zwischen dem Transformator T2 und dem Ausgangsanschluss 2 vorgesehen und ist die Verbindungsstelle zwischen der Spule L32 und dem Kondensator C39 mittels eines Kondensators C38 mit einer Stelle vorgeschriebenen Potentials verbunden.
Der Source des FET Q11 der Verstärkungsschaltung 12 ist mit dem Source des FET Q21 der Verstärkungsschaltung 13 mittels eines Widerstands R41 verbunden und der Gate des FET Q11 ist mit dem Gate des FET Q21 mittels Widerstände R39 und R40, die in Reihe geschaltet sind, gekoppelt. Widerstände R33 und R34 sind in Reihe geschaltet zwischen dem Transformator T1 und der mittleren Stelle der Widerstände R39 und R40 eingefügt. Eine Energieversorgungsspannung V_dd wird zu der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R33 und dem Widerstand R34 zugeführt. Die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R33 und dem Transformator T1 ist mit einer Stelle vorgeschriebenen Potentials mittels eines Widerstands R32 und Thermistoren Rt31 und Rt32, die in Reihe geschaltet vorgesehen sind, verbunden, und die mittlere Stelle der Widerstände R39 und R40 ist mit einer Stelle vorgeschriebenen Potentials mittels eines Widerstands R35 verbunden.
Der Source des FET Q12 ist mit einer Stelle vorgeschriebenen Potentials mittels eines Widerstands R36 verbunden, der Source des FET Q22 ist mit einer Stelle vorgeschriebenen Potentials mittels eines Widerstands R38 verbunden und die Sourceanschlüsse dieser FETs Q12 und Q22 sind über einem Widerstand R37 miteinander verbunden. Der Widerstand R16, der der Gate-Widerstand des FET Q13 ist, und der Widerstand R26, der der Gate-Widerstand des FET Q23 ist, sind bei einer Stelle A miteinander verbunden, und die Widerstände R42 und R43 sind zwischen der Stelle A und dem Transformator T2 in Reihe geschaltet vorgesehen. Der Widerstand R44 und der Kondensator C40 sind parallel geschaltet zwischen einer Stelle vorgeschriebenen Potentials und der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R42 und dem Widerstand R43 vorgesehen. Die Energieversorgungsspannung V_dd wird zu der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R42 und dem Transformator T2 zugeführt, und ein Kondensator C36 ist zwischen dieser Verbindungsstelle und einer Stelle vorgeschriebenen Potentials vorgesehen.
In diesem Fall sind die Thermistoren Rt11, Rt21 und Rt31 thermoempfindliche Widerstandselemente, bei welchen sich ein Widerstandswwert mit einer negativen Temperaturkennlinie gemäß der Umgebungstemperatur ändert, und sind die Thermistoren Rt12, Rt13, Rt22, Rt23 und Rt32 thermoempfindliche Widerstandselemente, bei welchen sich ein Widerstandswert mit einer positiven Temperaturkennlinie gemäß der Umgebungstemperatur ändert.
Bei dieser Halbleiterschaltung ist ein Widerstand R43 mit einem Widerstandswert von 10 ~ 100 Ω zwischen der Stelle A und dem Widerstand R42 vorgesehen, ist ein Kondensator C40 zwischen einer Stelle vorgeschriebenen Potentials und der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand R42 und dem Widerstand R43 vorgesehen, wobei die Schaltungskonstanten dieser Elemente auf die Abschlussbedingungen eingestellt sind. Daher ist das Potential der Stelle A vom Standpunkt eines AC-Signals aus 0 V und dient die Stelle A als imaginäre Erdungsstelle, die als geerdeter Zustand gesehen werden kann. Da die Lokalisierung der Stelle A bei der neutralen Stelle der Gegentaktschaltung ist, die aus den Verstärkungsschaltungen 12 und 13 aufgebaut ist, wird der ideale Betrieb der Verstärkungsschaltungen 12 und 13 erreicht und wird die Komponente einer Verzerrung einer geradzahligen Ordnung (hauptsächlich einer Verzerrung zweiter Ordnung) in der Ausgabe der Gegentaktschaltung gelöscht.
Im Fall einer Schwankung bezüglich eines Potentials bei der Stelle A in dieser Konfiguration wird die Schwankung bezüglich eines Potentials durch den Widerstand R43 absorbiert und wird die durch eine solche Schwankung bezüglich eines Potentials erzeugte stehende Welle nicht erzeugt. Eine Verschlechterung, wie beispielsweise eine Verzerrung geradzahliger Ordnung (hauptsächlich eine CSO-Verzerrung), die in der stehenden Welle entsteht, kann daher verhindert werden.
Die Abwesenheit einer Oszillation bezüglich eines Potentials bei der Stelle A ist äquivalent einer erzwungenen Erdung der Stelle A vom Standpunkt eines AC-Signals aus. Dies hat dien Effekt eines zwangsweisen Beibehaltens des Gleichgewichts zwischen den Verstärkungsschaltungen 12 und 13, eines Korrigierens der innewohnenden Ungleichgewichtsfaktoren, die in der Schaltung enthalten sind, und daher eines weiteren Verhinderns der Verschlechterung einer Verzerrung geradzahliger Ordnung (hauptsächlich CSO).
Der Thermistor Rt31 mit einer negativen Temperaturkennlinie und der Thermistor Rt32 mit einer positiven Temperaturkennlinie werden als der Widerstandswert kombiniert, der die Gate-Potentiale der FETs Q11 und Q12 in einer Halbleiterschaltung steuert, die gemäß der vorangehenden Beschreibung konfiguriert ist, und der Strom, der durch die Schaltung fließt, ist daher bei einer vorbestimmten Referenztemperatur ein Minimum, wobei der Strom, der durch die Schaltung fließt, sich erhöht, wenn die Temperatur über die Referenztemperatur ansteigt oder unter diese abfällt. In diesem Fall ist der durch die Schaltung fließende Strom der Drainstrom der FETs Q11 und Q12.
Als Ergebnis wird die Verzerrung geringer, wenn die Temperatur über die Referenztemperatur ansteigt oder unter diese abfällt, wodurch eine Verzerrung dann kompensiert wird, wenn sich die Umgebungstemperatur ändert.
Bei dieser Halbleiterschaltung sind darüber hinaus die Thermistoren Rt11 und Rt12 mit einer negativen Temperaturkennlinie jeweils als der Gatewiderstand der FETs Q11 und Q21 vorgesehen. Als Ergebnis wird eine Schwankung bezüglich der Verstärkungskennlinien/Umgebungstemperatur-Beziehung der durch den Resonanzkreis, der aus der Spule L12 und dem Kondensator C16 innerhalb der Verstärkungsschaltung 12 gebildet ist, erzeugten Verstärkungsneigung durch eine Schwankung bezüglich des Q-Faktors (des Gütefaktors) in Bezug auf die Umgebungstemperatur in der Schaltung gelöscht, die aus dem Kondensator C13, dem Thermistor Rt11 und der Spule L13 aufgebaut ist. Die Neigungskennlinie der Verstärkungsneigung, die von der Verstärkungsschaltung 12 ausgegeben wird, ist daher selbst in einem Fall von Änderungen bezüglich der Umgebungstemperatur einheitlich. Gleichermaßen ist auch die Neigungskennlinie der Verstärkungsneigung, die von der Verstärkungsschaltung 13 ausgegeben wird, trotz Änderungen bezüglich der Umgebungstemperatur einheitlich.
Hier sind die Spule L12 und der Kondensator C16 so wie die Spule L23 und der Kondensator C26, die Resonanzkreise bilden, die die Verstärkungsneigung erzeugen, jeweils außerhalb der Rückkoppelschleifen vorgesehen. Änderungen bezüglich einer Impedanz werden somit nur auf der Ausgangsseite erzeugt und eine Impedanz kann auf einfache Weise korrigiert werden.
Während bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung unter Verwendung spezifischer Ausdrücke beschrieben worden sind, dient eine solche Beschreibung nur zu illustrativen Zwecken und es ist zu verstehen, dass Änderungen und Variationen durchgeführt werden können, ohne vom Schutzumfang der Erfindung abzuweichen.

Claims

Halbleiterschaltung, die folgendes aufweist: – einen Teiler (T161), der ein mittels eines Eingangsanschlusses eingegebenes Signal in zwei Signale unterschiedlicher Phase teilt; – eine erste und eine zweite Verstärkungsschaltung (140, 150), die jeweils die durch den Teiler geteilten Signale verstärken; – einen Kombinator (T162), der zwei durch die erste und die zweite Verstärkungsschaltung verstärkte Signale kombiniert und ein Ergebnissignal ausgibt; – eine imaginäre Erdungsstelle (A), die ein Knoten zwischen der ersten Verstärkungsschaltung und der zweiten Verstärkungsschaltung ist und für die ein Potential, wie es durch ein Wechselstromsignal gesehen wird, 0 V sein soll; – eine Abschlussschaltung, die zwischen der imaginären Erdungsstelle und einer Erdung vorgesehen ist und eine Schwankung bezüglich eines bei der imaginären Erdungsstelle erzeugten Potentials absorbiert; und – einen Energieversorgungsanschluss (Vcc), dadurch gekennzeichnet, dass der Energieversorgungsanschluss (Vcc) zu dem Kombinator (T162) vorgesehen ist und mit der imaginären Erdungsstelle (A) mittels eines ersten Widerstands (R163) und eines zweiten Widerstands (R165) in Reihe geschaltet ist; und dass – die Abschlussschaltung aus dem zweiten Widerstand (R165) und einem Kondensator (C166), der zwischen dem Mittelpunkt des ersten und des zweiten Widerstands und der Erdung vorgesehen ist, besteht.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 1, wobei die Halbleiterschaltung eine Gegentaktverstärkungsschaltung ist und der Teiler veranlasst, dass das mittels des Eingangsanschlusses eingegebene Signal zu zwei Signalen mit einer wechselseitigen Phasendifferenz von 180° wird, und die zwei Signale jeweils zur ersten Verstärkungsschaltung und zur zweiten Verstärkungsschaltung verteilt.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei ein Widerstandswert des zweiten Widerstands größer als oder gleich 10 Ω und kleiner als oder gleich 100 Ω ist.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, wobei jede der Verstärkungsschaltungen folgendes aufweist: einen ersten Transistor (Tr141, Tr151), der als Emitter-Erdungs-Schaltung arbeitet; und einen zweiten Transistor (Tr142, Tr152), der als Basis-Erdungs-Schaltung arbeitet und eine Ausgabe des ersten Transistors verstärkt, wobei eine Basis des zweiten Transistors mittels eines Basis-Widerstandswerts mit der imaginären Erdungsstelle verbunden ist.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, wobei jede der Verstärkungsschaltungen folgendes aufweist: einen ersten FET (Feldeffekttransistor) (Q11, Q21), der als Source-Erdungs-Schaltung arbeitet; und einen zweiten FET (Q13, Q23), der als Gate-Erdungs-Schaltung arbeitet und eine Ausgabe des ersten FET verstärkt, wobei ein Gateanschluss des zweiten FET mittels eines Gatewiderstands mit der imaginären Erdungsstelle verbunden ist.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 2, wobei jede der Verstärkungsschaltungen mit einer Rückkoppelschleife, einer Vielzahl von Widerstandselementen und in mehreren Stufen verbundenen FETs (Feldeffekttransistoren) versehen ist.
Halbleiterschaltung nach Anspruch 6, wobei ein Gateanschluss wenigstens eines FET der in mehreren Stufen verbundenen FETs mittels eines Gatewiderstands mit der imaginären Erdungsstelle verbunden ist.