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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen CDMA-Systeme ("CDMA = Code Division
Multiple Access"/Code-Vielfachzugriff)
und insbesondere ein Modulationsschema für Gewinnspreizung in einem
Direktsequenz-CDMA-System (DS-CDMA-System).
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Hintergrund
der Erfindung
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DS-CDMA-
oder CDMA-Kommunikationssysteme werden als zellulare Telefonsysteme
ausgeführt. Ein
CDMA-System umfasst einen Systemcontroller und zumindest eine Basisstation.
Jede Basisstation stellt einen Kommunikationsdienst für ein festes
geographisches Gebiet oder für
eine Zelle zur Verfügung.
Mobilstationen in einer Zelle kommunizieren mit der Basisstation
für diese
Zelle. Die Kommunikation mit einer Mobilstation wird innerhalb von
Basisstationen weiter gereicht ("handed
off"), wenn sich
die Mobilstation innerhalb der Zellen bewegt. Ein Beispiel eines
derartigen Systems ist ein System gemäß dem EIA/TIA-Zwischenstandard
95 Mobilstation-Basisstation-Kompatibilitätsstandard für zellulare
Dual-Mode-Breitbandspreizspektrumssysteme ("IS-95").
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In 1 ist
ein typischer DS-CDMA-Sender 100 gezeigt. Der Sender nimmt
Informationsbits an. Diese können
digitalisierte komprimierte Sprache oder digitale Daten sein, in
einem geeigneten Protokoll formatiert. Diese Bits werden in einem
Codierer und Interleaver 101 zur Fehlerkorrektur codiert
und einem Interleaving unterzogen. Der sich ergebene binäre Datenstrom
wird von binären
Daten (0,1) auf Symbole (–1,
+1) in dem Binär-zu-numerisch-Block 102 abgebildet.
Jedes Symbol des entstehenden Datenstroms wird mit einem Walsh-Code
der Länge
N durch den Multiplizierer 103 in einem Prozess multipliziert,
der als Walsh-Covering bezeichnet wird, wobei N normalerweise eine
ganzzahlige, mit 2 potenzierte Zahl darstellt. Die Dauer jedes Elements
des Walsh-Codes wird als Chip-Dauer bezeichnet und der Kehrwert
dieser Größe ist die
Chip-Rate. Da alle Walsh-Codes der Länge N zueinander orthogonal
sind, ermöglicht
dies dem Empfänger,
einzelne Verwendungen durch eine Korrelation mit einem empfangenen
Signal mit dem gegebenen Walsh-Code zu separieren. Die durch das
Walsh-Covering gebildete Sequenz wird dann mit einer komplexen Spreizsequenz
multipliziert. Dies wird durch das Durchführen zweier reeller Multiplikationen
erreicht, wobei bei der einen die Sequenz, bei der ein Walsh-Covering
durchgeführt
wurde, mit einer ersten pseudozufälligen Rauschsequenz PNi mittels
eines Multiplizierers 104 multipliziert wird, um den In-Phase-Kanal
zu bilden und wobei die andere mit einer zweiten Sequenz PNq in
dem Muliplizierer 105 multipliziert wird, um die Quadraturkomponente
des komplexen Basisbandsignals zu bilden. Es sei vermerkt, dass
die Spreizsequenz, die durch PNi und durch PNq gebildet wird, eine
quaternäre
Phasenumtastungskonstellation belegt ("QPSK = Quartenary Phase Shift Keyed") und demzufolge
als eine QPSK-Modulation oder eine QPSK-Spreizsequenz bezeichnet
wird. Im Allgemeinen wird als Spreizsequenz eine beliebige Sequenz
mit relativ gleichförmigem
Spektrum über
einem gewünschten
Bereich betrachtet, die mit einer zweiten Sequenz zum Zweck einer
gleichförmigen
Verteilung eines Signals über
die Ausdehnung des gewünschten
Bandes multipliziert wird. Für
Systeme wie etwa IS-95, in denen eine quaternäre Offset-Phasenumtastung für Teilnehmereinheit-Übertragungen
spezifiziert ist, wird die Quadraturkomponente des komplexen Basisbandsignals
um 1/2 mittels des Verzögerungselements 106 verzögert. Sowohl
die verzögerte
Quadratur- als auch die In-Phase-Komponente des Signals werden dann
durch identische spektralformende Filter 107 und 108 gefiltert,
um Emissionen außerhalb
des Bandes zu verhindern. Die gefilterte In-Phase-Komponente wird
dann mit cos(.omega.t) im Multiplizierer 112 multipliziert
und die gefilterte Quadraturkomponente wird mit sin(.omega.t) im
Multiplizierer 109 multipliziert und die sich ergebenden Signale
in dem Summierer 110 summiert, um das Basisbandsignal auf
die gewünschte
Trägerfrequenz
aufwärtszukonvertieren.
Der von dem Summierer erzeugte modulierte Träger wird dann von dem Leistungsverstärker 111 auf
den gewünschten
Leistungspegel verstärkt.
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Wenn
die In-Phase- und Quadratursignale in den Filtern 107 und 108 skaliert
werden, übertrifft
die Spitzenwertsignalhöhe
der Ausgabe der In-Phase- und/oder Quadratursignale die durchschnittliche
Ausgangssignalhöhe.
Das Verhältnis
der Spitzenwertsignalhöhe
der Filterausgabe zu dem mittleren Pegel wird als Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis bezeichnet.
Große
Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnisse
sind unterwünscht,
da der Leistungsverstärker 111 über den
gesamten Signalbereich linear sein muss, einschließlich des Spitzenwertes.
Demnach bestimmt der Spitzenwertsignalpegel sowohl die Größe als auch
die Spannungsanforderungen des Leistungsverstärkers. Große Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnisse
implizieren demnach einen höheren
Stromfluss, größere Abmessungen
und teurere Leistungsverstärker.
Diese Charakteristiken werden in preiswerten batteriebetriebenen
Teilnehmereinheiten sehr wichtig.
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Es
wurden Versuche unternommen, um das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis zu
reduzieren, um die Notwendigkeit zu beseitigen, die Leistungsfähigkeit
des Leistungsverstärkers
zu vergrößern. Dabei
wurde der Hauptfokus auf das Signalspreizschema gelegt, da bestimmte
Schematas gefunden wurden, um direkt das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis zu
reduzieren. Diese Sequenzen müssen
in einer Weise gewählt
werden, die nicht nur das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis reduzieren,
sondern auch eine Autokorrelation mit kurzer Dauer aufweisen, um
die interferenzmittelnden Eigenschaften der QPSK-Spreizung zu bewahren.
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Kashyap
et al, "The performance
of CDMA System using pi/4-shift QPSK and pi/2-shift BPSK with the nonlinearity
of HPA", IEEE International
Symposium on personal, Indoor and Mobile radio Communications. PIMRC.
Wireless: merging Onto the Information Superhighway, 15 Oktober
1996, Seiten 492-496, XP002137277, offenbart ein Modulationsverfahren
für einen
Sender eines Kommunikationssystems, wobei die Phase jades Chips
des zu übertragenden
Signals verglichen mit dem unmittelbar vorausgehenden Chip verschoben
wird.
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Demgemäß existiert
ein Bedarf nach einem Modulationsschema, das die Linearitätsanforderungen
in Einzelcodeszenarien minimiert.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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In
einem ersten Aspekt stellt die vorliegende Erfindung ein Modulationsverfahren
für einen
Sender eines Kommunikationssystems, wie in Anspruch 1 beansprucht,
zur Verfügung.
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In
einem weiteren Aspekt stellt die vorliegende Erfindung einen Sender
für ein
Kommunikationssystem, wie in Anspruch 4 beansprucht, zur Verfügung.
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Weitere
Aspekte sind in den abhängigen
Ansprüchen
beansprucht.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 ist
ein Überblick über einen
DS-CDMA-Sender.
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2 ist
eine typische Impulsantwort und Frequenzantwort der spektralformenden
Filter, die in einem DS-CDMA-System
eingesetzt werden.
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3 ist die Konstellation einer QPSK-Spreizsequenz.
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4 ist
eine Darstellung der Vektoraddition zweier Vektoren, jeder mit 4
möglichen
Werten.
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5 ist
ein Blockdiagramm eines .Pi./2-BPSK-Modulators.
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6 ist
die Darstellung der möglichen
Phasenverschiebungen der vorgeschlagenen Spreizsequenz.
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7 zeigt
die Vektoraddition der Chip-Komponenten in einem Filtersystem mit
der Dauer von zwei Chips gemäß der vorgeschlagenen
Erfindung.
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8 ist
ein Blockdiagramm der vorgeschlagenen Spreizsequenz.
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Detaillierte Beschreibung
einer bevorzugten Ausführungsform
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine Spreizsequenz für ein Kommunikationssystem
zur Verfügung, das
vorzugsweise ein DS-CDMA-System ist. Aufeinanderfolgende Chips von
in dem Kommunikationssystem übertragenen
Signalen werden hinsichtlich der Phase für eine Spreizspektrumsmodulation
verschoben. Die Phasenverschiebung beträgt plus oder minus (+/–) 90 Grad
plus oder minus einem Winkel Phi mit einem Wert zwischen 0 Grad
und 45 Grad.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist Phi eine Funktion der Spreizfunktion
und ist vorzugsweise Pi/6. Das Modulationsschema ist eine QPSK-Modulation und der
Winkel Phi wird, in einer zweiten Ausführungsform, zufällig gewählt. Die
Spreizsequenz ist vorzugsweise in einem Sender des Telekommunikationssystems
enthalten.
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Der
Spitzenwertsignalpegel eines DS-CDMA-Senders kann durch die Untersuchung
des Spitzenwertpegels der komplexen Ausgabefilter 107 und 108 in 1 bestimmt
werden, in dem die Ausgabe des In-Phase-Filters 107 den
Realteil bildet und die Ausgabe des Quadraturfilters 108 den
Imaginärteil
des komplexen Signales bildet. Unter dieser Annahme und der weiteren
Annahme, dass die Filter 107 und 108 identische
Impulsantworten aufweisen, ist dieses komplexe Ausgangssignal die
Faltung des komplexen Eingangssignals, auf eine dem Ausgangssignal ähnliche
Weise geformt, mit Ausnahme der Verwendung der Signale am Eingang
des Filters und der Filterimpulsantwort. Eine typische Impulsantwort
dieser Filter ist in 2 gezeigt. Während dies eine typische Impulsantwort
ist und von keinem bekannten System direkt verwendet wird, sind verschiedene
Eigenschaften der Impulsantwort 201 denen der meisten DS-CDMA-Systeme
gleich, die eine Minimierung der von dem übertragenen Signal belegten
Bandbreite anstreben. Zunächst
ist die überwiegende Mehrheit
der Energie des Filters in dem Intervall +/– Tc enthalten und als zweites
finden die ersten Nulldurchgänge
der Filter in Pulsantwort 201 nahe den Punkten +/– Tc statt.
Die zweite Bedingung ergibt sich daraus, dass die minimale Bandbreite,
die von einem CDMA-System belegt werden kann, durch die Chip-Rate
Rc gegeben ist. Eine typische Frequenzantwort 202 ist in 2 gezeigt.
Diese zwei Eigenschaften vorausgesetzt, kann man einen Einblick
in die Techniken gewinnen, welche den Spitzenwertsignalpegel der
komplexen Ausgangssignal beeinflussen, indem man annimmt, dass die
Impulsantwort der Filter 107 und 108 außerhalb
des Intervalls +/– Tc
null ist.
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Für das in 1 gezeigte
DS-CDMA-System sind die komplexen Eingangssignale über eine Chip-Dauer
Tc konstant. Darüber
hinaus kann dieses Signal die Werte sqrt(1/2)·(+/– 1 +/– j) annehmen,
wobei j die Quadratwurzel von –1
ist und der Term sqrt(1/2) enthalten ist, um die Signalstärke jedes Chips
zu normieren. Dies ist graphisch in der in 3 gezeigten
QPSK-Konstallation gezeigt. Demnach besteht unter der Annahme, dass
die Impulsantwort 201 außerhalb des Bereichs +/– Tc null
ist, das komplexe Ausgangssignal aus zwei Komponenten, eine aufgrund
des augenblicklichen Chip-Eingangs und eine aufgrund des vorausgehenden
Chip-Eingangs. Die Signalstärken
des komplexen Ausgangssignals werden maximiert, wenn diese zwei
komplexen Komponenten sich mit der gleichen Phase addieren. In diesem
Fall ist die Signalstärke
des Ergebnisses ein Zweifaches der Signalstärke aufgrund jeder einzelnen
Komponente. In diesem Fall weisen die Komponenten aufgrund jedes
der beiden Chips eine gleiche Signalstärke auf und besitzen entweder
den gleichen Phasenwinkel oder unterscheiden sich hinsichtlich der
Phase um 90, 180 oder 270 Grad. Es sei angenommen, dass der Filtergewinn
so ist, dass die Signalstärke
dieser Chipkomponenten normiert ist. Diese Vektoraddition der komplexwertigen
Komponenten ist in 4 (400) gezeigt. In 401 sind
die Komponenten gezeigt, wie sie sich in Phase addieren, was in
einer Signalstärke 2 resultiert,
in 402 und 403 befinden sich die Komponenten +/– 90 Grad
außer
Phase, was eine Signalstärke
von sqrt(2) ergibt und in 404 befinden sich die Komponenten
um 180 Grad außer
Phase, was eine Signalstärke
von null ergibt. Durch einfaches Abzählen dieser Fälle kann
gezeigt werden, dass die Signalstärke des komplexen Ausgangssignals entweder
0, sqrt(2) oder 2 beträgt.
Da der Term sqrt(2) für
zwei Phasendifferenzen auftritt und alle Phasendifferenzen gleich
wahrscheinlich sind, beträgt
der mittlere Leistungspegel in dem komplexen Ausgangssignal das Zweifache
des mittleren Leistungspegels jeder Chip-Komponente und der Spitzenwertleistungspegel
beträgt
die vierfache Leistung jeder Chip-Komponente. Demnach beträgt das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis 2
oder 3 dB.
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In
der vorausgehenden Situation tritt der Spitzenwertsignalpegel auf,
wenn zwei aufeinanderfolgende Chips den gleichen Wert besitzen.
Wenn diese Situation nicht erlaubt wird, kann das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis reduziert
werden. Ein Modulationsverfahren, das dieses bewerkstelligt, wird
als .Pi./2-phasenverschobene binäre
Phasenumtastung bezeichnet (.Pi./2-BPSK). Mit .Pi./2-BPSK wird die
Phase des nächsten Chips
dadurch bestimmt, dass die Phase des augenblicklichen Chips um +/– 90 Grad
verändert
wird, wobei die Phase, wie in 5 (500)
gezeigt, zufällig
gewählt
wird. Das .Pi./2-BPSK-System, wie in 5 gezeigt, erzeugt
die einem Walsh-Covering unterzogene Information identisch mit dem
System der 1. Die Spreizsequenz wird jetzt
durch das Multiplizieren von j mit einer PN-Sequenz erzeugt, die
durch ein pseudozufälliges Auswählen von
+/–1 im
Multiplizierer 502 erzeugt wird und durch das Multiplizieren
dieses Wertes mit dem augenblicklichen Wert der in Register 504 gespeicherten
Chip-Sequenz im Multiplizierer 503. Das Register 504 wird
mit der Chip-Rate getaktet. Dies erzeugt eine Sequenz, in der aufeinander
folgende Chips jeweils +/–90 Grad
zueinander außer
Phase sind.
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Bei
dem oben verwendeten einfachen Filter der Länge 2·Tc, erzeugt die .Pi./2-BPSK-Spreizsequenz komplexe
Chip-Ausgangskomponenten,
die immer +/– 90
Grad zueinander außer
Phase sind. Demnach weist das komplexe Ausgangssignal eine konstante
Amplitude auf, die sqrt(2) Mal größer ist als der Wert der jeweiligen
Chip-Komponente. Das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis ist demnach 1 oder 0
dB, eine Verbesserung um 3 dB gegenüber QPSK. Bei realeren Filtern
ist die Verbesserung nicht so groß, aber immer noch substantiell.
Für ein
Square-Root-Raised-Cosine-Filter mit einem Überschussbandbreitenfaktor
von 0,2 ist das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis kleiner
als 4,9 dB beziehungsweise 3,0 dB bei 99 % der Zeit für QPSK beziehungsweise
.Pi.2-BPSK.
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Während .Pi.2-BPSK
die markierte Verbesserung im Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis im
Vergleich zu QPSK zeigt, zeigt .Pi.2-BPSK eine Trägerphasenabhängigkeit
des Interferenzpegels. In einer Situation, in der ein dominanter
Interferierender existiert, ist diese Situation unerwünscht, da
sie zu langen Zeiträumen
führen
kann, in denen die Interferenz um mehr als 3 dB höher ist
als der Mittelwert. Bei einer Hochgeschwindigkeitsdatenübertragung,
bei der eine Teilnehmereinheit mit seht hohen Leistungspegeln senden
kann, ist es wahrscheinlich, dass oft ein dominanter Interferierender
existiert.
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Um
die Abhängigkeit
von Interferenzpegeln auf die relative Phase des gewünschten
und interferierenden Signales zu verstehen, betrachte man den Fall,
in dem zwei Signale, nämlich
ein gewünschtes
und ein interferierendes, kohärent
an der gleichen Basis mit gleicher Energie empfangen werden. Aufgrund
von Differenzen in der Pfadlänge
von den Sendern zu dem Empfänger
unterscheiden sich diese zwei hinsichtlich der Trägerphase
um einen Winkel .sigma.. Werden diese zwei Signale mit der gleichen
Phase oder einer gegenläufigen
Phase empfangen, ist .sigma. = 0 oder 180 Grad, die zwei Signale
besitzen dann die gleiche Energie nach ei ner kohärenten Detektion des gewünschten
Signals. Wenn sie mit .sigma. = +/–90 Grad empfangen werden,
verbleibt von dem Interferierenden nach der kohärenten Detektion des gewünschten
Signales nichts. Im Allgemeinen ist es gut bekannt, dass die kohärente Detektion
bewirkt, dass das Interferenzsignal mit cos(.sigma.) variiert.
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Man
füge in
obiger Diskussion nun eine Modulation der Trägerphase hinzu. Wenn sich das
gewünschte
und das interferierende Signal während
des Chip-Zeitraums N in Phase befinden, werden das gewünschte und
das interferierende Signal entweder in Phase oder gegenphasig während des
Chip-Zeitraums N
+ 1 sein, wenn eine .Pi.2-BPSK-Modulation eingesetzt wird. Dies
rührt daher,
dass sowohl das gewünschte
als auch das interferierende Signal die Phase um +/–90 Grad
geändert
haben, was bewirkt, dass sich die relative Phase der beiden um 0
oder 180 Grad ändert.
Wenn sich demnach die Interferenz an einem Maximum aufgrund einer Trägerphase
bei Chip N befindet, befindet sie sich während des Chips N + 1 an einem
Maximum. Mittels Induktion befindet sich der Interferenzpegel immer
an einem Maximum. Es sei vermerkt, dass in der Praxis diese Situation
aufgrund einer Bewegung der Mobileinheiten und eines Driftens der
Referenzoszillatoren nicht für
unbestimmte Zeit andauert. Diese Veränderungen jedoch sind langsam
und die Interferenz kann für
beträchtliche Zeiträume stark
bleiben.
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Bei
QPSK-Modulation, wenn die Trägerphasenausrichtung
bei Chip N existiert, unterscheidet sich die relative Phase des
gewünschten
und des interferierenden Signales um 0, 90, 180 oder 270 Grad bei
Chip N + 1. Die Interferenzenergie ist gleichermaßen wahrscheinlich
entweder 1 oder 0 und wird im Mittelwert 0,5 betragen. Demnach impliziert
die Phasen ausrichtung an einem gegebenen Chip, dass der Mittelwert
der Interferenz auf nachfolgenden Chips zu sehen ist. Da die relativen
Phasenwinkel des gewünschten
und interferierenden Signales eine Funktion der Pfadlänge sind
und demnach zufällig
sind, ist das bestmöglichste
Resultat, den Mittelwert der Interferenz ohne Berücksichtigung
der relativen Trägerphasenwinkel
zu sehen.
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Die
vorgeschlagenen Erfindung lehrt eine Spreizmodulation, welche die
Phasenübergänge des
komplexen Eingangssignals auf +/–(90 + .alpha..PHI.) Grad beschränkt, wobei
.alpha. ein Binärcode
(+/–1)
ist, der bei der Chip-Rate arbeitet und .PHI. ein fester Phasenterm
ist, der einen wert zwischen 0 und 45 Grad aufweist. Diese Übergänge sind
in 6 (600) gezeigt. Die Spreizmodulation
wird auf die Datenbits nach dem Walsh-Covering angewendet. Ein Verfahren,
um diese Modulation zu erzeugen, ist in 8 (800)
gezeigt.
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Die
vorgeschlagene Modulation zeigt eine gute, aber eine nicht perfekte
Phasenmittelung. Wenn das gewünschte
und das interferierende Signal auf dem Chip N Phasen ausgerichtet
sind, unterscheiden sich die Signale hinsichtlich der Phase bei
Chip N + 1 um 2.PHI., 180 oder 180-2.PHI. Grad. In den Grenzfällen von .PHI.
= 0 Grad, unterscheiden sich die Phasen nur leicht von 0 und 180
Grad und es findet nur eine geringe Dekorrelation statt. Wenn sich
.PHI. der anderen Grenze von 45 Grad nähert, nähern sich die Phasenveränderungen
0, +/–90
und 180 Grad, die jeweils gleich wahrscheinlich sind und es findet
eine Dekorrelation in einem Chip-Zeitraum statt. Zwischen diesen
Grenzfällen
findet eine Dekorrelation nicht sofort statt. Da jedoch die Effekte
der Fehlausrichtung der Trägerphase
kumulativ sind, de korreliert sich der Interferenzpegel. Die Rate
dieser Dekorrelation wächst
mit .PHI.. Es sei vermerkt, dass der Zeitraum, innerhalb dessen
Interferenzpegel auf einen Mittelwert zurückkehren, unter der Voraussetzung,
dass auf Chip N eine Phasenausrichtung stattfindet, eine Funktion
der bedingten Autokorrelation der Spreizsequenz ist. Wenn die Autokorrelation
unter der Voraussetzung, dass eine Phasenausrichtung auf dem Chip
N stattgefunden hat, kürzer
wird, verkürzt
sich die Zeit dafür,
dass die Interferenzpegel auch normal zurückkehren, in gleicher Weise.
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Die
vorgeschlagenen Modulation erniedrigt das Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis durch
das Garantieren, dass aufeinanderfolgende Chips sich nicht hinsichtlich
der Phase angleichen können.
Diese Modulation bietet keine orthogonalen Ausgangschipkomponenten
wie .Pi./2-BPSK, kann aber bei kleinem .PHI. beliebig nahe kommen.
Es sei angenommen, dass die zwei Chip-Komponenten 701 und 702 beide
eine Signalstärke
1 aufweisen. Das Maximum des sich Ergebenen besitzt eine Signalstärke von sqrt(2·(1
+ sin(.PHI.)))und das Maximum ergibt sich als sqrt((2·(1 – sin(.PHI.)))
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Die
mittlere Energie ist der Mittelwert des Quadrates der obigen zwei
Gleichungen beziehungsweise einfach 2. Der Spitzenwert-zu-Mittelwert
der Energie ist demnach 1 + sin(.PHI.) für den einfachen Filter mit
einer Dauer von zwei Chips. Die untenstehende Tabelle zeigt tatsächliche Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnisse
und Dekorrelationszeiträume
für einen
Square-Root-Raised-Cosine-Filter mit einem Überschussbandbreitenfaktor
von 0,2. Das angegebene Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis ist
der Wert, der zu 99% der Zeit nicht überschritten wird. Die angegebenen
Dekorrelationszeiträume
sind Chip-Zeiträume,
Tc. Dies definiert den minimalen geeigneten Spreizgewinn als eine
Sequenz, die sich in einer Zeit dekorreliert, die kürzer ist
als ein Bit. Eine Dekorrelation in einer Zeit, die kürzer ist
als ein Bit, ist wichtig, da Sequenzen, die sich nicht in weniger als
einem Bit dekorrelieren, signifikante Variationen hinsichtlich der
Interferenzpegel von einem Bit zum nächsten aufweisen können, was
wiederum in einer höheren
Bitfehlerrate resultiert, als sie bei mittleren Interferenzpegeln
beobachtet werden würde,
die über
alle Bits beobachtet werden.
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Zusammengefasst
ist die vorgeschlagene Spreizsequenz für einen DS-CDMA-Funksender.
Die Phasen aufeinanderfolgender Chips des übertragenen Signales werden
um plus oder minus 90 Grad plus oder minus einem Winkel zwischen
0 Grad und 45 Grad verschoben. Die Spreizung wird durch das Multiplizieren einer
Sequenz modulierter Informationsbits mit der Spreizsequenz ausgeführt. Der
Winkel der Verschiebung der Spreizsequenz kann als Antwort auf Bitpaare
der pseudozufälligen
Zahlgeneratoren gewählt
werden, wie in 8 gezeigt. Dieser Winkel Φ kann auf
einem beliebigen Wert eingestellt werden. Φ kann jedoch als Funktion des
Spreizgewinns variiert werden, um es zu ermöglichen, das minimale Spitzenwert-zu-Mittelwert-Verhältnis zu
erreichen, während
gleichzeitig die bedingte Kreuzkorrelation von zeitverschobenen
Versionen dieser Spreizsequenz verglichen mit einer Bitzeit kurz
gehalten werden. Es sei auch vermerkt, dass ein Wert von Φ von 30
Grad einen speziellen Fall darstellt, in welchem die Konstellation
lediglich 6 mögliche
Punkte enthält, wovon
4 zu einem beliebigen Zeitpunkt verwendet werden.
