DE69736473T2

DE69736473T2 - Optischer empfänger

Info

Publication number: DE69736473T2
Application number: DE69736473T
Authority: DE
Inventors: Yokohama Works Kazuya Yokohama-shi MATSUMOTO
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 1996-06-20
Filing date: 1997-06-20
Publication date: 2007-03-15
Anticipated expiration: 2017-06-21
Also published as: JP3858304B2; EP0909044B1; DE69736473D1; WO1997049205A1; EP0909044A1; JPH1013360A; EP0909044A4; US6410902B1

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft einen optischen Empfänger zum Empfangen eines optischen Signals und Umwandeln davon in ein elektrisches Signal und im Besonderen einen optischen Empfänger zum Empfangen analoger hochfrequenter optischer Signale, die im CATV (Kabelfernsehen) und Ähnlichem verwendet werden.
Stand der Technik
Ein optischer Empfänger umfasst eine Lichtempfangsvorrichtung, so wie eine Photodiode (PD), die ein optisches Signal empfängt und ein entsprechendes Stromsignal erzeugt, und einen Vorverstärker, der dieses Stromsignal in ein Spannungssignal umwandelt und das derart umgewandelte Signal auf die für einen abwärts angeschlossenen Fernsehempfänger oder Ähnliches erforderliche Amplitude verstärkt. Als ein Ergebnis eines ansteigenden Bedarfs nach einer größeren Anzahl von Kanälen für CATV oder Ähnliches erstreckt sich das Frequenzband, das solch ein optischer Empfänger abdecken kann, in die Hochfrequenzregion und nähert sich gegenwärtig 1 GHz.
Um solch ein Hochfrequenzsignal handzuhaben, wird eine Impedanzanpassung in irgendeinem Übertragungssystem zum Übertragen des Signals ziemlich wichtig. Wenn ein Signal auf einer Übertragungsleitung ohne Impedanzanpassung übertragen werden soll, kann das Signal im Besonderen an irgendeiner Stelle einer Impedanzfehlanpassung reflektiert werden, was ein Rauschen oder eine Signalverzerrung verursacht, wodurch die Übertragungszuverlässigkeit sich verschlechtert.
Das oben erwähnte Impedanzanpassen wird nun in einem optischen Empfänger studiert. Die Ausgangsimpedanz einer PD reicht von einigen hundert Ohm bis einigen tausend Ohm in einem Frequenzband von einigen Zehnern von MHz bis 1 GHz. Andererseits ist es schwierig, einen Vorverstärker zu entwerfen, der geeignet ist zum Verstärken analoger Hochfrequenzsignale mit solch einer hohen Eingangsimpedanz. Im Allgemeinen wird ein Verstärker mit einer Eingangsimpedanz von 50 Ohm oder 75 Ohm eingesetzt, während die PD mit einem Widerstand von 50 Ohm oder 75 Ohm abgeschlossen wird, wobei auf diese Weise eine Impedanzanpassung vorgetäuscht realisiert wird. Dieses Verfahren ist jedoch hinsichtlich der Rauschcharakteristika ungünstig, da das äquivalente Eingangsrauschen des Verstärkers erhöht wird. Deshalb wird oft ein Impedanzanpassungswandler mit einer Primärimpedanz von einigen hundert Ohm und einer Sekundärimpedanz von 50 Ohm oder 75 Ohm zwischen die PD und den Vorverstärker eingesetzt. Der Vorverstärker ist mit dem Sekundäranschluss des Anpassungswandlers mittels eines Zwischenstufen-Kopplungskondensators C_c verbunden.
Hierbei hat der Anpassungswandler einen Kern, der aus einem magnetischen Material mit exzellenten Hochfrequenz-Charakteristika hergestellt ist, und der wie ein Torus geformt ist, wobei zwei Wicklungen um den Kern herumgewickelt sind, wobei die Anzahl der jeweiligen Wicklungen den vorbestimmten Impedanzwerten entspricht, und wobei ein Ende einer Wicklung mit einem Ende der anderen Wicklung verbunden ist. Im Allgemeinen können die Charakteristika eines Schaltkreises in einer Frequenzregion so hoch wie 1 GHz nicht präzise bestimmt werden, wenn nicht eine parasitäre Kapazität von Vorrichtungen und Schaltkreiselementen, deren parasitäre Induktivität und Ähnliches berücksichtigt werden.
Eine Anordnung nach dem Stand der Technik ist in dem Dokument JP 6 164 253 offenbart.
Eine PD wird äquivalenterweise ausgedrückt durch eine Stromquelle I_s, die einen Strom liefert, der einem einfallenden optischen Signal entspricht, eine Sperrschichtkapazität C_j eines parallel dazu angeschlossenen Halbleiters und einen Streuwiderstand R_j, der in Reihe mit einem somit gebildeten Parallelschaltkreis verbunden ist. Wenn ein PD-Chip in einem Gehäuse zusammengesetzt ist, ist es ferner notwendig, die parasitäre Induktivität L_s des Bindungsdrahtes, der den PD-Chip mit dem Führungs-Pin des Gehäuses verbindet, und die parasitäre Kapazität C_s zu berücksichtigen, die zwischen dem Führungs-Pin und dem Außendeckel des Gehäuses oder Ähnlichem gebildet ist. Auf diese Weise kann der kombinierte äquivalente Schaltkreis der PD und des Gehäuses auf eine konzentrierte konstante Art ausgedrückt werden. Wenn eine dünne Leitung mit einem Durchmesser einiger Zehner von Mikrometern als Bindungsdraht eingesetzt wird, hat der Draht eine Induktivitätskomponente von ungefähr 1 nH/mm. Bei einer Frequenz von 1 GHz wirkt diese Induktivitätskomponente als eine Impedanz einiger Ohm bis einiger Zehner von Ohm, welches in derselben Größenordnung ist wie die des Streuwiderstands R_j, und sie kann deshalb nicht vernachlässigt werden.
Unter der Annahme, dass die Optisch-zu-Elektrisch-Umwandlungseffizienz der PD und der Verstärkungsgrad des Vorverstärkers frei von einer Frequenzabhängigkeit sind, wird die Transfercharakteristik für ein optisches Signal V_o/I_s für solch einen äquivalenten Schaltkreis eines optischen Empfängers in der niedrigeren Frequenzregion bestimmt durch die Eingangsimpedanz des Vorverstärkers und den Zwischenstufen-Kopplungskondensator C_c, der zwischen dem Vorverstärker und dem Wandler angeschlossen ist. In der höheren Frequenzregion haben andererseits die parasitären Elemente der PD, die Induktivität des Anpassungswandlers, die parasitäre Kapazität zwischen den Wicklungen, der Verlust in dem Wandlerkern und Ähnliches eine komplexe Beziehung mit den Transfercharakteristika. Als eine Folge beginnt der Verstärkungsgrad in den Transfercharakteristika bei ungefähr 100 MHz nach und nach zu schwinden, so dass, bei 1 GHz, er soviel wie 7 bis 8 dB schwächer als in der kleineren Frequenzregion ist.
Um die oben erwähnte Abnahme in der höheren Frequenzregion zu kompensieren, ist das konventionelle Verfahren gewesen, wie zum Beispiel in der europäischen Patentveröffentlichung mit der Nummer EP 0 372 742 offen gelegt, eine Frequenzcharakteristik-Korrekturspule L_c zwischen die PD und den Anpassungswandler einzusetzen. Diese L_c verursacht eine stumpfe Resonanz, die bezüglich des Schaltkreiselementes C_j, C_s, oder der parasitären Kapazität des Anpassungswandlers auftritt. Sie ist folglich beim Erhöhen des Verstärkungsgrades in dem Band einiger hundert MHz effektiv gewesen. Damit dieses Verfahren den Verstärkungsgrad in einer Frequenzregion so hoch wie ungefähr 1 GHz erhöht, um ihre Bandcharakteristik flach zu machen, ist es jedoch erforderlich gewesen, die Sperrschichtkapazität C_j der PD, ihre parasitäre Kapazität C_s, die parasitäre Kapazität des Anpassungswandlers und Ähnliches auf sehr kleine Werte zu setzen.
Es ist folglich erforderlich gewesen, ein Verpackungsverfahren mit hohen Kosten einzusetzen, in welchem zum Beispiel der PD-Chip auf einem keramischen Chip-Träger befestigt wird, oder in welchem eine Luftkernspule als die Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_c eingesetzt wird, um die parasitäre Kapazität zu reduzieren. Beim Verwenden eines PD- Gehäuses, das einfach mit einer optischen Faser ausgerichtet werden kann oder an einer optischen Faser angebracht werden kann, oder beim Verwenden gewöhnlicher Komponenten, so wie von Wandlern oder Spulen, die oberflächenmontiert werden können, ist es aber nur möglich gewesen, eine Bandbreite von 600 MHz oder weniger zu erreichen, womit ein Anpassen einer Bandbreite von 700 MHz oder höher, im optischen CATV verwendet, fehlschlägt.
Aus der Patentzusammenfassung von Japan, Vol. 018, Nr. 486 (E-1604), 9. September 1994, ist ein Lichtempfangsschaltkreis bekannt, wobei die Kathode einer Photodetektordiode durch einen Kondensator in Form von Hochfrequenz-Signalkomponenten kurzgeschlossen ist. Ein Signal wird zu einem Wandler bei der Anode der Photodetektordiode herausgeführt, um die Ausgangsimpedanz der Photodetektordiode der Eingangsimpedanz eines Verstärkers anzupassen.
Aus der Patentzusammenfassung von Japan, Vol. 018, Nr. 577 (E-1625), 4. November 1994, ist ein optischer Empfänger bekannt, wobei eine Spule in Reihe mit einer Photodiode und einem Anpassungswandler bereitgestellt ist. Eine ähnliche Struktur ist aus US 5 089 787 bekannt.
Offenbarung der Erfindung
Es ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Hochfrequenz-Charakteristika optischer Empfänger zu verbessern durch Verwendung einer Schaltkreistechnik ohne die Hilfe von Lösungen so wie die Verwendung spezieller Gehäuse und einer Verbesserung, in Hochfrequenz-Charakteristika, der obigen Lichtempfangsvorrichtungen selbst.
Diese Aufgabe wird gemäß der vorliegenden Erfindung wie in Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungsformen sind in den abhängigen Ansprüchen gegeben.
Der optische Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst eine Lichtempfangsvorrichtung, mit einem Anschluss, der mit einer Bias-Energieversorgung bzw. Vorspannungs-Energieversorgung gekoppelt ist, zum Umwandeln eines optischen Eingangssignals in ein elektrisches Signal; einen Vorverstärker, der mit einem anderen Anschluss der Lichtempfangsvorrichtung gekoppelt ist, zum Verstärken des elektrischen Signals; und einen Impedanzanpassungswandler, der elektrisch mit der Lichtempfangsvorrichtung und dem Vorverstärker gekoppelt ist, mit einer Primärimpedanz, die mit der Ausgangsimpedanz der Lichtempfangsvorrichtung übereinstimmt, und einer Sekundärimpedanz, die mit der Eingangsimpedanz des Vorverstärkers übereinstimmt. Um die oben erwähnten Probleme zu überwinden, umfasst die Lichtempfangsvorrichtung ferner einen ersten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis, der in Reihe zwischen der Bias-Energieversorgung und einem Anschluss der Lichtempfangsvorrichtung gekoppelt ist. Der erste Schaltkreis, der Frequenzcharakteristika kompensiert, umfasst eine Induktivitätskomponente zum Kompensieren der Frequenzcharakteristik. Wenn der oben erwähnte Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis somit zwischen dem PD-Energieversorgungs-Anschluss und der Bias-Energieversorgung gekoppelt ist, kann der Verstärkungsgrad in der Nähe der oberen Grenze des Bandes verbessert werden, ohne die mittleren bis niedrigen Frequenzcharakteristika zu verlieren. Der optische Empfänger umfasst darüber hinaus einen zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis, der in Reihe zwischen der Lichtempfangsvorrichtung und dem Impedanzanpassungswandler gekoppelt ist, wobei jeder des ersten und des zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises eine Spule umfasst.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Erfindung wird einfacher aus den begleitenden Zeichnungen und der hier im Nachfolgenden gegebenen, detaillierten Erläuterung verstanden werden.
1 ist ein Schaltkreisdiagramm, das eine Schaltkreisverbindung in einem optischen Empfänger gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.
2 ist ein äquivalentes Schaltkreisdiagramm des optischen Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung, welches parasitäre Elemente berücksichtigt, die auf eine konzentrierte konstante Art ausgedrückt sind.
3 ist ein äquivalentes Schaltkreisdiagramm, das 2 vereinfacht mit einem Zeigen eines äquivalenten Schaltkreises, der durch Verwenden einer Signalquellenimpedanz Z_s und einer Stromquelle I_s entsprechend einem optischen Eingang ausgedrückt ist.
4 ist ein äquivalentes Schaltkreisdiagramm der Signalquelle, mit Berücksichtigung parasitärer Elemente.
5 ist ein Graph zum Zeigen der Effekte einer Frequenzcharakteristik-Kompensation.
6 ist ein Teilschaltkreisdiagramm, das eine andere Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, mit Zeigen eines ersten und dritten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises und einer Lichtempfangsvorrichtung.
7 ist ein Teilschaltkreisdiagramm, das noch eine andere Ausführungsform gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt, mit Zeigen eines ersten und dritten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises und einer Lichtempfangsvorrichtung.
Beste Modi zum Ausführen der Erfindung
Im Folgenden werden spezifische Beispiele der vorliegenden Erfindung und ihr Prinzip mit Verweis auf die Ausführungsformen erläutert werden.
1 ist ein Schaltkreisdiagramm, das einen Empfangsschaltkreis eines optischen Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Dieser optische Empfänger umfasst eine Lichtempfangsvorrichtung PD 1, die einen elektrisch mit einer Bias-Energieversorgung 5 verbundenen Anschluss hat, und die ein optisches Signal empfängt und einen dazu entsprechenden Strom liefert; einen Vorverstärkerschaltkreis 2, der ein elektrisches Signal von PD 1 empfängt und dieses elektrische Signal verstärkt; und einen Impedanzanpassungswandler 3, der eine elektrisch mit einem anderen Anschluss von PD 1 verbundene Primärseite und eine elektrisch mit einem Eingang von Vorverstärkerschaltkreis 2 verbundene Sekundärseite hat.
Wandler 3 hat eine mit der Ausgangsimpedanz PD 1 übereinstimmende Primärseitenimpedanz und eine mit der Eingangsimpedanz von Vorverstärkerschaltkreis 2 übereinstimmende Sekundärseitenimpedanz. In 1 ist der Ausgang von Anpassungswandler 3 mit dem Eingang von Vorverstärker 2 mittels eines Zwischenstufen-Kopplungskondensators C_c 6 zum Blockieren einer Gleichspannung verbunden. Vorverstärker 2 wandelt den Strom von PD 1 in eine Spannung um, und verstärkt das resultierende Signal auf eine Größe, die für einen abwärts davon angeschlossenen Schaltkreis erforderlich ist. Der Eingang von Anpassungswandler 3 ist mit einem Anschluss eines zweiten Schaltkreises 4 zum Kompensieren von Frequenzcharakteristika verbunden, der später erläutert werden wird. In dieser Ausführungsform kann zum Beispiel ein kommerziell verfügbarer Video-Verstärker mit einer Eingangsimpedanz von 75 Ohm und einer Bandbreite von 50 MHz bis 850 MHz verwendet werden.
Dieser optische Empfänger umfasst auch einen ersten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis 7, der zwischen Energieversorgung 5 und PD 1 gekoppelt ist. Der erste Schaltkreis 7, der Frequenzcharakteristika kompensiert, mit zwei Anschlüssen und einem zwischen diesen Anschlüssen gekoppelten Induktivitätselement als eine äquivalente Impedanz, ist elektrisch zwischen Bias-Energieversorgung 5 und einem Anschluss von PD 1 angeschlossen. Der Schaltkreis 7 zum Kompensieren von Frequenzcharakteristika steigert die äquivalente Signalquellenimpedanz und steigert den Verstärkungsgrad des optischen Empfangsschaltkreises in der Nähe der oberen Grenze der Bandbreite ohne Verlieren seiner mittleren bis niedrigen Frequenzcharakteristika. In 1 ist eine Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_d 7 als ein Induktivitätselement bereitgestellt, und ein Anschluss von Spule 7 ist mit Energieversorgung 5 verbunden. Der andere Anschluss ist mit einem Anschluss von PD 1 verbunden.
Der optische Empfänger umfasst ferner einen zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis 4, der zwischen PD 1 und Wandler 3 gekoppelt ist. Der zweite Schaltkreis 4, der eine Frequenzcharakteristik kompensiert, mit zwei Anschlüssen und einem zwischen diesen Anschlüssen gekoppelten Induktivitätselement als eine äquivalente Impedanz, ist elektrisch zwischen dem Primäranschluss von Wandler 3 und dem anderen Anschluss von PD 1 angeschlossen, wodurch der Verstärkungsgrad in der Nähe des Hochfrequenzbereiches kompensiert wird ohne Verlieren seiner mittleren bis niedrigen Frequenzcharakteristika. In 1 ist eine Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_c 4 als das Induktivitätselement bereitgestellt, und ein Anschluss von Spule 4 ist mit dem Primäranschluss von Wandler 3 verbunden. Der andere Anschluss ist mit dem anderen Anschluss von PD 1 verbunden.
Als PD 1 wird eine PIN-Photodiode eingesetzt, die hauptsächlich aus GaInAs besteht, das in einem im optischen CATV verwendeten Wellenlängenband von 1,3 μm oder 1,55 μm empfindlich ist und eine exzellente Hochgeschwindigkeitsantwort hat, gekapselt in einem typischen Gehäuse vom TO-Typ. Die parasitäre Kapazität C_s dieses Elements und die parasitäre Induktivität L_s ihres Bindungsdrahtes oder Ähnliches wird auf ungefähr 0,4 pF bzw. 2 nH geschätzt. Die Widerstands- und Kapazitätswerte des Streuwiderstands R_j und der Sperrschichtkapazität C_j sind ungefähr 10 Ohm bzw. 0,5 pF, obwohl sie von der Bias-Bedingung bzw. Vorspannungsbedingung der Diode abhängen.
Der Anpassungswandler 3 hat einen Kern, der aus einem magnetischen Material mit exzellenten Hochfrequenz-Charakteristika hergestellt ist, und der wie ein Torus oder eine Acht geformt ist. Die Anzahl von Windungen in den zwei Leiterleitungen, die um den Kern herum gewickelt sind, entsprechen den vorbestimmten Impedanzwerten, und ein Ende einer Wicklung ist mit einem Ende der anderen Wicklung verbunden, wodurch vorbestimmte Impedanzwerte auf der Primärseite bzw. Sekundärseite erlangt werden. In dieser Ausführungsform ist das Kernmaterial NiZn (Ferrit), gebildet in der Form einer Acht. Die zwei Leiterleitungen sind jeweils vier Windungen gewickelt für die Primärseite bzw. Sekundärseite. Als eine Folge dieser Form und Wicklungen hat der Wandler eine Impedanz von 300 Ohm und 75 Ohm auf der Primärseite bzw. Sekundärseite.
2 ist ein äquivalenter Schaltkreis des in 1 gezeigten optischen Empfängers. Wenn es in den folgenden Ausdrücken erforderlich ist, werden eine Multiplikation und eine Division durch „·" bzw. „/" dargestellt werden.
Vorverstärker 2 ist äquivalent ausgedrückt als ein Verstärker mit einem Verstärkungsgrad A und einer Eingangsimpedanz R_in. Unter der Annahme, dass Anpassungswandler 3 ein idealer Wandler in dem Band unter Betrachtung in der folgenden Analyse ist, sind seine Primär- und Sekundärseiten äquivalent ausgedrückt als ein Reinwiderstand N²·R_in bzw. eine Stromquelle, die einen Strom liefert, der N-mal der Strom I₁ ist, der durch die Primärseite fließt (wobei N das Windungsverhältnis zwischen der Primärseite und Sekundärseite ist).
PD 1 ist äquivalenterweise ausgedrückt durch eine Stromquelle I_s, die einen einem optischen Eingangssignal entsprechenden Strom liefert, eine Sperrschichtkapazität C_j eines parallel dazu verbundenen Halbleiters, und einen Streuwiderstand R_j, der in Reihe mit dem Parallelschaltkreis verbunden ist. Wenn ein PD-Chip in einem Gehäuse zusammengesetzt ist, ist es ferner erforderlich, die parasitäre Induktivität L_s des Bindungsdrahtes, der den PD-Chip und den Führungs-Pin des Gehäuses miteinander verbindet, und die parasitäre Kapazität C_s, die zwischen dem Führungs-Pin und dem Außendeckel des Gehäuses oder Ähnlichem gebildet ist, zu berücksichtigen. Durch Berücksichtigen dieser Faktoren kann der äquivalente Schaltkreis, wie er die PD und das Gehäuse zusammenfasst, auf eine konzentrierte konstante Art ausgedrückt werden. Und zwar ist dieser äquivalente Schaltkreis dargestellt durch ein Verbinden der Induktivität L_s und der parasitären Kapazität C_s bei jedem Anschluss des äquivalenten Schaltkreises der PD.
Ein Anschluss von PD 1 ist mit Bias-Energieversorgung V_dd 5 mittels Spule L_d 7 gemäß der vorliegenden Erfindung verbunden. Da Bias-Energieversorgung 5 hinsichtlich AC (Wechselspannung) als geerdet betrachtet wird, ist der äquivalente Schaltkreis dieses optischen Empfängers in 2 gezeigt. Da Hochfrequenz-Charakteristika in der folgenden Beschreibung analysiert werden, ist der Zwischenstufen-Kopplungskondensator C_c 6 in 2 zur Einfachheit weggelassen.
Das Folgende erläutert das Prinzip der vorliegenden Erfindung.
Wenn die Signalquellenimpedanz auf dem mit der zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_c verbundenen PD-Anschluss als Z_s ausgedrückt wird, kann das äquivalente Schaltkreisdiagramm von 2 weiter, wie in 3 gezeigt, vereinfacht werden. Unter der Annahme, dass der Verstärkungsgrad des Vorverstärkers A ist, wird die Transferfunktion G (s) = V_o/I_s dargestellt durch:
(Ausdruck 1)
Und zwar ist G(s) eine Funktion von Impedanz Z_s, wobei der Wert von G(s) einem gesättigten Wert G₀ = A·N·R_in in einer niedrigen Frequenzregion mit einem großen Z_s gleicht, in welcher die PD als eine ideale Signalquelle betrachtet werden kann, und kleiner wird mit abnehmendem Z_s. Um zu verhindern, dass der Wert der Transferfunktion in der höheren Frequenzregion ebenso abnimmt, ist ein Kompensieren der Frequenzcharakteristika erforderlich, so dass Z_s nicht in der höheren Frequenzregion reduziert wird.
Die Signalquellenimpedanz wird nun weiter studiert werden. 4 zeigt einen äquivalenten Schaltkreis, der eine Signalquellenimpedanz Z_s einschließlich einer Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_d gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst. Zuerst wird der konventionelle Fall von L_d = 0, wo keine Kompensationsspule L_d bereitgestellt ist, d.h., wo L_d kurzgeschlossen ist, studiert werden. Unter der Annahme, dass die Ausgangsspannung der Signalquelle V_s ist, wird die Signalquellenimpedanz Z_s = V_s/I_s ausgedrückt als
(Ausdruck 2)
Unter der Annahme, dass die parasitäre Kapazität C_s, die Sperrschichtkapazität C_j, die parasitäre Induktivität L_s und der Streuwiderstand R_j der PD 0,5 pF, 0,5 pF, 2 nH bzw. 10 Ohm sind, und dass Beiträge der jeweiligen Terme bei einer Frequenz von 1 GHz geschätzt werden, sind die Terme innerhalb der eckigen Klammen in dem Nenner von Ausdruck 2 ungefähr 1. Demgemäß wird die Signalquellenimpedanz als eine Beziehung ausgedrückt, die im Wesentlichen von der parasitären Kapazität und der Sperrschichtkapazität allein abhängt, d.h. Z_s = 1/s/(C_s+ C_j). Wenn dieses Z_s in Ausdruck 1 substituiert wird, kann die Transferfunktion G(s) in diesem Fall abgeleitet werden als:
(Ausdruck 3)
In dem Fall ohne Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_c (wobei L_c = 0 im Ausdruck 3 ist, entsprechend dem Schaltkreis, in welchem es keine Frequenzcharakteristik-Kompensation gibt) unter der Annahme eines idealen Impedanzanpassungswandlers, wird die Grenzfrequenz zu:
(Ausdruck 4)
In einer höheren Frequenzregion als dieser Grenzfrequenz nimmt die Transferfunktion, d.h. der Verstärkungsgrad, ab. Eine Substituierung der oben erwähnten Werte als parasitäre Kapazität C_s und Sperrschichtkapazität C_j, und 75 Ohm und 2 als R_in bzw. N ermöglichen es, die Grenzfrequenz f_c als f_c = 530 MHz zu berechnen.
Wenn die Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_c eingesetzt ist, wirkt die Summe des ersten und zweiten Terms in dem Nenner von Ausdruck 3 als ein Resonanzterm, wobei ein Resonanzphänomen bei f₀ = 1/{2π·[L_c·(C_s + C_j)]^1/2} auftritt. Zum Beispiel ergibt die Verwendung einer Spule von 70 nH als L_c f₀ ~ 600 MHz und ermöglicht es, dass der Verstärkungsgrad in der Nähe dieser Frequenz gesteigert wird. Hierbei ist, bei der Frequenz f = f₀, wo die Resonanz die Aktivste ist, der Wert der Transferfunktion:
(Ausdruck 5)
Ausdruck 5 gibt an, dass, wenn f₀ > f_c, der Verstärkungsgrad in einer höheren Frequenz als der Grenzfrequenz f_c ohne die Anwesenheit von L_c oder selbst mit der Anwesenheit von L_c zum Bewirken eines Resonanzphänomens, das den Verstärkungsgrad steigert, nicht den Verstärkungsgrad G₀ in der niedrigeren Frequenzregion überschreiten kann. Und zwar gibt es an, dass selbst die Einsetzung von L_c nicht die Abnahme in dem Verstärkungsgrad auf der Frequenzregion höher als f_c kompensieren kann.
Der Fall, wo die Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_d gemäß der vorliegenden Erfindung angeschlossen ist, wird nun studiert werden. Und zwar wird der Fall betrachtet werden, dass L_d einen endlichen Wert in 4 hat. In diesem Fall wird die Signalquellenimpedanz Z_s näherungsweise wie folgt dargestellt:
(Ausdruck 6)
Hiebei ergibt eine Substituierung von Ausdruck 6 in Ausdruck 1 die Transferfunktion G(s) wie folgt:
(Ausdruck 7)
In diesem Fall wirken die Elemente innerhalb der zweiten Menge der eckigen Klammern in dem Nenner von Ausdruck 7 als ein Resonanzterm, wobei die durch diesen Term bewirkte Resonanzfrequenz f₁ ausgedrückt wird als:
(Ausdruck 8)
Dann ist der Wert der Transferfunktion bei der Frequenz f₁ G(f = f₁) = G₀, wobei, in der Region einer Frequenz höher als f_c, ein Einsetzen von L_d es ermöglicht, einen Verstärkungsgrad wenigstens so hoch wie den in der niedrigeren Frequenzregion zu ergeben.
5 ist ein Graph, der Frequenzcharakteristik-Kompensationseffekte gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. In diesem Graphen geben die durchgezogenen Linien a, b bzw. c die Fälle an, wo kein Schaltkreiskompensationselement überhaupt eingesetzt ist, wo nur eine Spule L_c als ein Kompensationsschaltkreiselement zwischen der PD und dem Anpassungswandler eingesetzt ist, und wo zusätzlich zu L_c das Kompensationsschaltkreiselement L_d zwischen dem Energieversorgungs-Bias-Anschluss und einem Anschluss der PD eingesetzt ist. Hierbei wird 0,5 pF für jede der parasitären Kapazität und der Sperrschichtkapazität verwendet, 2 nH wird für die parasitäre Induktivität verwendet und 10 Ohm wird für den Streuwiderstand verwendet. Die in der Zeichnung angegebenen Werte werden jeweils für die Frequenzcharakteristik-Korrekturspulen L_c und L_d verwendet.
In dem Fall, wo keine Frequenzcharakteristik-Kompensation vorliegt, ist die Grenzfrequenz gemäß 5 in dem höheren Frequenzbereich, definiert als eine Frequenz, bei welcher der Verstärkungsgrad um 3 dB von dem Wert in der niedrigeren Frequenzregion reduziert ist, ungefähr 550 MHz. In dem Fall, wo nur die Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_c hinzugefügt wird, wird die erste Resonanzfrequenz f₀ als 610 MHz geschätzt. Wie oben gezeigt, wird jedoch bei f = f₀ der Ausgangspegel nicht auf den Pegel in der niedrigeren Frequenzregion wieder hergestellt, und die Abnahme im Ausgangspegel wird nur teilweise kompensiert. Andererseits zeigt 5, dass, wenn die Kompensationsspule L_d hinzugefügt wird, und die durch die Hinzufügung dieser Spule bewirkte Resonanzfrequenz f₁ als 980 MHz berechnet wird, der Ausgangspegel bis auf einen Wert größer als der in der niedrigeren Frequenzregion kompensiert wird.
Vorzugsweise ist die Größe der Induktivitätskomponente in dem ersten Frequenzkompensationsschaltkreis so, dass die Resonanzfrequenz, die durch diese Induktivität und die parasitäre Kapazität, die Sperrschichtkapazität und Ähnliches der Lichtempfangsvorrichtung bestimmt ist, in der Nähe der oberen Grenzfrequenz des Frequenzbandes ist, bei welcher der optische Empfänger verwendet werden wird. Als eine Folge wird die äquivalente Signalquellenimpedanz der Lichtempfangsvorrichtung gesteigert, was die Abnahme im Verstärkungsgrad des optischen Empfängers kompensiert.
Die Größe der Induktivitätskomponente in dem zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis befindet sich vorzugsweise in einer Frequenzregion in der Nähe der oberen Grenze des Frequenzbandes des optischen Empfängers, zum Beispiel in der Frequenzregion in der Nähe der Grenzfrequenz, wenn es keine Frequenzkompensation gibt. Folglich kann er den Ausgangspegel in einer Frequenzregion niedriger als eine Frequenzregion kompensieren, wo der erste Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis den Verstärkungsgrad kompensieren kann, wobei eine Vielzahl von Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreisen effizient den Verstärkungsgrad über das gesamte Band kompensieren kann.
Der zwischen dem Energieversorgungs-Anschluss und der PD eingesetzte Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis sollte nicht auf die in diesen Ausführungsformen Offenbarten eingeschränkt sein. Zum Beispiel können ähnliche Effekte in einer Konfiguration erwartet werden, die einen Reihenschaltkreis, als einen dritten Frequenzcharakteristik-Korrekturschaltkreis, mit einem Induktor und einem Kondensator einsetzt, die parallel zur Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_d auf einem äquivalenten Schaltkreisdiagramm angeschlossen sind. In der Praxis kann, wie in 6 gezeigt, ein Reihenschaltkreis mit einer Spule L_e 8 und einem Kondensator C_e 9 zwischen einem Anschluss der PD eingesetzt werden, die zwischen dem Bias-Energieversorgungs-Anschluss und der Erde gekoppelt ist. Wie in 7 gezeigt, kann auch ein Reihenschaltkreis mit einer Spule L_e 8 und einem Kondensator C_e 9 parallel zu einer Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule L_d angeschlossen sein.
In solchen Schaltkreisen ist die kombinierte Impedanz Z des ersten und dritten Schaltkreises zum Korrigieren von Frequenzcharakteristika, die mit dem PD-Anschluss verbunden sind, die von s·L_d und s·L_e + 1/(s·C_e) parallel angeschlossen, wobei Z = s·L_d[(1 + s²·L_e·C_e)/(1 + s²·(L_d + L_e)·C_e)]. In diesem Ausdruck kann, in der niedrigen Frequenzregion, nur L_d wirksam sein. Andererseits wird Z mit zunehmender Frequenz auf eine Resonanzweise bei f₂ = 1/[2π·((L_d + L_e)·C_e)^1/2] gesteigert. Wenn geeignete Werte von L_e und C_e ausgewählt werden, kann folglich L_d äquivalenterweise größer in Frequenzen höher als f₁ werden. Damit der optische Empfänger stabil arbeiten kann, ist es jedoch erforderlich für den Schaltkreis als ein Gesamtes, keine Verstärkung bei irgendeiner Frequenz zwischen f₂ und f₃ = 1/[2π·(L_e·C_e)^1/2] zu haben.
Nicht nur die PIN-Photodiode, sondern auch Vorrichtungen vom Lawinendiodentyp und Metall-Halbleiter-Metall (MSM) Typ können als Lichtempfangsvorrichtungen verwendet werden, und ähnliche Effekte können erwartet werden. Als Vorverstärker, Schaltkreise mit einer Eingangsimpedanz von 75 Ohm, kann selbstverständlich ein 50 Ω-Systemschaltkreis verwendet werden.
Die vorhergehenden Ausführungsformen erläutern den Fall, wo eine Spule L_c zwischen die PD und den Anpassungswandler eingesetzt ist, und wo eine Spule L_d zwischen den Anschluss der PD und den Energieversorgungs-Anschluss eingesetzt ist. Selbst wenn es keine Spule L_c gibt, können die Frequenzcharakteristik-Kompensationseffekte gemäß der vorliegenden Erfindung, wie oben studiert, demonstriert werden. Und zwar kann, selbst wenn L_c = 0 in Ausdruck 7 ist, die durch Ausdruck 8 angegebene Resonanzfrequenz f₁ erhalten werden. Der Wert der Transferfunktion bei dieser Frequenz f₁ ist G (f = f₁) = G₀, wobei derselbe Verstärkungsgrad wie der der niedrigeren Frequenzregion ebenso bei einer Frequenz höher als f_c erhalten werden kann, wenn L_d eingesetzt wird.
Industrielle Anwendbarkeit
Wenn der Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis zwischen dem Bias-Anschluss und dem Anschluss der Lichtempfangsvorrichtung in dem optischen Empfänger angeschlossen ist, kann die Verstärkung angemessen in der Frequenzregion höher als der Grenzfrequenz auf der Hochfrequenzseite in dem konventionellen Schaltkreis verbessert werden, ohne Auswirkung auf seine mittleren bis niedrigen Frequenzcharakteristika. Ohne auf andere Lösungen beschränkt zu sein, so wie eine Verbesserung in den Hochfrequenz-Charakteristika der Lichtempfangsvorrichtung selbst, der Verwendung eines speziellen Gehäuses oder von Ähnlichem wie in konventionellen Fällen, kann als Ergebnis eine Schaltkreistechnik eingesetzt werden zum Verbessern der Hochfrequenz-Charakteristika eines optischen Empfängers.

Claims

Optischer Empfänger, umfassend eine Lichtempfangsvorrichtung (1), mit einem ersten und einem zweiten Anschluss, zum Umwandeln eines optischen Eingangssignals in ein elektrisches Signal, wobei der erste Anschluss mit einer Bias-Energieversorgung (5) gekoppelt ist; einen Vorverstärker (2), der mit dem zweiten Anschluss der Lichtempfangsvorrichtung (1) gekoppelt ist, zum Verstärken des elektrischen Signals; und einen Impedanzanpassungswandler (3), der elektrisch mit der Lichtempfangsvorrichtung (1) und dem Vorverstärker (2) gekoppelt ist, wobei der Impedanzanpassungswandler eine mit einer Ausgangsimpedanz der Lichtempfangsvorrichtung übereinstimmende Primärseitenimpedanz und eine mit einer Eingangsimpedanz des Vorverstärkers (2) übereinstimmende Sekundärseitenimpedanz hat, wobei der optische Empfänger ferner einen ersten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis umfasst, wobei der erste Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis in Reihe zwischen der Bias-Energieversorgung (5) und dem ersten Anschluss der Lichtempfangsvorrichtung (1) gekoppelt ist, wobei der optische Empfänger ferner einen zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis (4) umfasst, wobei der zweite Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis (4) in Reihe zwischen der Lichtempfangsvorrichtung und dem Impedanzanpassungswandler gekoppelt ist, wobei jeder des ersten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises (7) und des zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises (4) eine Spule umfasst.
Optischer Empfänger gemäß Anspruch 1, wobei ein Knotenpunkt zwischen dem ersten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis (7) und der Lichtempfangsvorrichtung (1) mittels eines dritten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises (8, 9) geerdet ist.
Optischer Empfänger gemäß Anspruch 2, wobei der dritte Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises (8, 9) einen eine Spule (8) und einen Kondensator (9) umfassenden Reihenschaltkreis (8, 9) umfasst.