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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen optischen Empfänger zum
Empfangen eines optischen Signals und Umwandeln davon in ein elektrisches
Signal und im Besonderen einen optischen Empfänger zum Empfangen analoger
hochfrequenter optischer Signale, die im CATV (Kabelfernsehen) und Ähnlichem
verwendet werden.
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Stand der
Technik
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Ein
optischer Empfänger
umfasst eine Lichtempfangsvorrichtung, so wie eine Photodiode (PD),
die ein optisches Signal empfängt
und ein entsprechendes Stromsignal erzeugt, und einen Vorverstärker, der
dieses Stromsignal in ein Spannungssignal umwandelt und das derart
umgewandelte Signal auf die für
einen abwärts angeschlossenen
Fernsehempfänger
oder Ähnliches
erforderliche Amplitude verstärkt.
Als ein Ergebnis eines ansteigenden Bedarfs nach einer größeren Anzahl
von Kanälen
für CATV
oder Ähnliches
erstreckt sich das Frequenzband, das solch ein optischer Empfänger abdecken
kann, in die Hochfrequenzregion und nähert sich gegenwärtig 1 GHz.
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Um
solch ein Hochfrequenzsignal handzuhaben, wird eine Impedanzanpassung
in irgendeinem Übertragungssystem
zum Übertragen
des Signals ziemlich wichtig. Wenn ein Signal auf einer Übertragungsleitung ohne
Impedanzanpassung übertragen
werden soll, kann das Signal im Besonderen an irgendeiner Stelle
einer Impedanzfehlanpassung reflektiert werden, was ein Rauschen
oder eine Signalverzerrung verursacht, wodurch die Übertragungszuverlässigkeit
sich verschlechtert.
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Das
oben erwähnte
Impedanzanpassen wird nun in einem optischen Empfänger studiert.
Die Ausgangsimpedanz einer PD reicht von einigen hundert Ohm bis
einigen tausend Ohm in einem Frequenzband von einigen Zehnern von
MHz bis 1 GHz. Andererseits ist es schwierig, einen Vorverstärker zu
entwerfen, der geeignet ist zum Verstärken analoger Hochfrequenzsignale
mit solch einer hohen Eingangsimpedanz. Im Allgemeinen wird ein
Verstärker
mit einer Eingangsimpedanz von 50 Ohm oder 75 Ohm eingesetzt, während die PD
mit einem Widerstand von 50 Ohm oder 75 Ohm abgeschlossen wird,
wobei auf diese Weise eine Impedanzanpassung vorgetäuscht realisiert
wird. Dieses Verfahren ist jedoch hinsichtlich der Rauschcharakteristika
ungünstig,
da das äquivalente
Eingangsrauschen des Verstärkers
erhöht
wird. Deshalb wird oft ein Impedanzanpassungswandler mit einer Primärimpedanz
von einigen hundert Ohm und einer Sekundärimpedanz von 50 Ohm oder 75
Ohm zwischen die PD und den Vorverstärker eingesetzt. Der Vorverstärker ist
mit dem Sekundäranschluss
des Anpassungswandlers mittels eines Zwischenstufen-Kopplungskondensators
Cc verbunden.
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Hierbei
hat der Anpassungswandler einen Kern, der aus einem magnetischen
Material mit exzellenten Hochfrequenz-Charakteristika hergestellt
ist, und der wie ein Torus geformt ist, wobei zwei Wicklungen um
den Kern herumgewickelt sind, wobei die Anzahl der jeweiligen Wicklungen
den vorbestimmten Impedanzwerten entspricht, und wobei ein Ende
einer Wicklung mit einem Ende der anderen Wicklung verbunden ist.
Im Allgemeinen können
die Charakteristika eines Schaltkreises in einer Frequenzregion
so hoch wie 1 GHz nicht präzise
bestimmt werden, wenn nicht eine parasitäre Kapazität von Vorrichtungen und Schaltkreiselementen,
deren parasitäre
Induktivität
und Ähnliches
berücksichtigt
werden.
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Eine
Anordnung nach dem Stand der Technik ist in dem Dokument
JP 6 164 253 offenbart.
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Eine
PD wird äquivalenterweise
ausgedrückt
durch eine Stromquelle Is, die einen Strom
liefert, der einem einfallenden optischen Signal entspricht, eine
Sperrschichtkapazität
Cj eines parallel dazu angeschlossenen Halbleiters
und einen Streuwiderstand Rj, der in Reihe
mit einem somit gebildeten Parallelschaltkreis verbunden ist. Wenn
ein PD-Chip in einem Gehäuse
zusammengesetzt ist, ist es ferner notwendig, die parasitäre Induktivität Ls des Bindungsdrahtes, der den PD-Chip mit
dem Führungs-Pin
des Gehäuses
verbindet, und die parasitäre
Kapazität
Cs zu berücksichtigen, die zwischen dem
Führungs-Pin
und dem Außendeckel
des Gehäuses
oder Ähnlichem
gebildet ist. Auf diese Weise kann der kombinierte äquivalente
Schaltkreis der PD und des Gehäuses
auf eine konzentrierte konstante Art ausgedrückt werden. Wenn eine dünne Leitung
mit einem Durchmesser einiger Zehner von Mikrometern als Bindungsdraht
eingesetzt wird, hat der Draht eine Induktivitätskomponente von ungefähr 1 nH/mm.
Bei einer Frequenz von 1 GHz wirkt diese Induktivitätskomponente als
eine Impedanz einiger Ohm bis einiger Zehner von Ohm, welches in
derselben Größenordnung
ist wie die des Streuwiderstands Rj, und
sie kann deshalb nicht vernachlässigt
werden.
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Unter
der Annahme, dass die Optisch-zu-Elektrisch-Umwandlungseffizienz der PD und der
Verstärkungsgrad
des Vorverstärkers
frei von einer Frequenzabhängigkeit
sind, wird die Transfercharakteristik für ein optisches Signal Vo/Is für solch
einen äquivalenten
Schaltkreis eines optischen Empfängers
in der niedrigeren Frequenzregion bestimmt durch die Eingangsimpedanz
des Vorverstärkers
und den Zwischenstufen-Kopplungskondensator Cc,
der zwischen dem Vorverstärker
und dem Wandler angeschlossen ist. In der höheren Frequenzregion haben
andererseits die parasitären
Elemente der PD, die Induktivität
des Anpassungswandlers, die parasitäre Kapazität zwischen den Wicklungen,
der Verlust in dem Wandlerkern und Ähnliches eine komplexe Beziehung
mit den Transfercharakteristika. Als eine Folge beginnt der Verstärkungsgrad
in den Transfercharakteristika bei ungefähr 100 MHz nach und nach zu
schwinden, so dass, bei 1 GHz, er soviel wie 7 bis 8 dB schwächer als
in der kleineren Frequenzregion ist.
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Um
die oben erwähnte
Abnahme in der höheren
Frequenzregion zu kompensieren, ist das konventionelle Verfahren
gewesen, wie zum Beispiel in der europäischen Patentveröffentlichung
mit der Nummer
EP 0 372 742 offen
gelegt, eine Frequenzcharakteristik-Korrekturspule L
c zwischen
die PD und den Anpassungswandler einzusetzen. Diese L
c verursacht
eine stumpfe Resonanz, die bezüglich
des Schaltkreiselementes C
j, C
s,
oder der parasitären
Kapazität
des Anpassungswandlers auftritt. Sie ist folglich beim Erhöhen des
Verstärkungsgrades
in dem Band einiger hundert MHz effektiv gewesen. Damit dieses Verfahren
den Verstärkungsgrad
in einer Frequenzregion so hoch wie ungefähr 1 GHz erhöht, um ihre
Bandcharakteristik flach zu machen, ist es jedoch erforderlich gewesen,
die Sperrschichtkapazität
C
j der PD, ihre parasitäre Kapazität C
s,
die parasitäre
Kapazität
des Anpassungswandlers und Ähnliches
auf sehr kleine Werte zu setzen.
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Es
ist folglich erforderlich gewesen, ein Verpackungsverfahren mit
hohen Kosten einzusetzen, in welchem zum Beispiel der PD-Chip auf
einem keramischen Chip-Träger
befestigt wird, oder in welchem eine Luftkernspule als die Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule
Lc eingesetzt wird, um die parasitäre Kapazität zu reduzieren.
Beim Verwenden eines PD- Gehäuses, das
einfach mit einer optischen Faser ausgerichtet werden kann oder
an einer optischen Faser angebracht werden kann, oder beim Verwenden
gewöhnlicher
Komponenten, so wie von Wandlern oder Spulen, die oberflächenmontiert
werden können,
ist es aber nur möglich gewesen,
eine Bandbreite von 600 MHz oder weniger zu erreichen, womit ein
Anpassen einer Bandbreite von 700 MHz oder höher, im optischen CATV verwendet,
fehlschlägt.
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Aus
der Patentzusammenfassung von Japan, Vol. 018, Nr. 486 (E-1604),
9. September 1994, ist ein Lichtempfangsschaltkreis bekannt, wobei
die Kathode einer Photodetektordiode durch einen Kondensator in Form
von Hochfrequenz-Signalkomponenten kurzgeschlossen ist. Ein Signal
wird zu einem Wandler bei der Anode der Photodetektordiode herausgeführt, um
die Ausgangsimpedanz der Photodetektordiode der Eingangsimpedanz
eines Verstärkers
anzupassen.
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Aus
der Patentzusammenfassung von Japan, Vol. 018, Nr. 577 (E-1625),
4. November 1994, ist ein optischer Empfänger bekannt, wobei eine Spule
in Reihe mit einer Photodiode und einem Anpassungswandler bereitgestellt
ist. Eine ähnliche
Struktur ist aus
US 5 089 787 bekannt.
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Offenbarung
der Erfindung
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Es
ist deshalb eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, Hochfrequenz-Charakteristika
optischer Empfänger
zu verbessern durch Verwendung einer Schaltkreistechnik ohne die
Hilfe von Lösungen
so wie die Verwendung spezieller Gehäuse und einer Verbesserung,
in Hochfrequenz-Charakteristika, der obigen Lichtempfangsvorrichtungen
selbst.
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Diese
Aufgabe wird gemäß der vorliegenden
Erfindung wie in Anspruch 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausführungsformen
sind in den abhängigen
Ansprüchen
gegeben.
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Der
optische Empfänger
gemäß der vorliegenden
Erfindung umfasst eine Lichtempfangsvorrichtung, mit einem Anschluss,
der mit einer Bias-Energieversorgung bzw. Vorspannungs-Energieversorgung
gekoppelt ist, zum Umwandeln eines optischen Eingangssignals in
ein elektrisches Signal; einen Vorverstärker, der mit einem anderen
Anschluss der Lichtempfangsvorrichtung gekoppelt ist, zum Verstärken des
elektrischen Signals; und einen Impedanzanpassungswandler, der elektrisch
mit der Lichtempfangsvorrichtung und dem Vorverstärker gekoppelt
ist, mit einer Primärimpedanz,
die mit der Ausgangsimpedanz der Lichtempfangsvorrichtung übereinstimmt,
und einer Sekundärimpedanz,
die mit der Eingangsimpedanz des Vorverstärkers übereinstimmt. Um die oben erwähnten Probleme
zu überwinden,
umfasst die Lichtempfangsvorrichtung ferner einen ersten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis,
der in Reihe zwischen der Bias-Energieversorgung und einem Anschluss
der Lichtempfangsvorrichtung gekoppelt ist. Der erste Schaltkreis,
der Frequenzcharakteristika kompensiert, umfasst eine Induktivitätskomponente
zum Kompensieren der Frequenzcharakteristik. Wenn der oben erwähnte Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis
somit zwischen dem PD-Energieversorgungs-Anschluss und der Bias-Energieversorgung
gekoppelt ist, kann der Verstärkungsgrad
in der Nähe der
oberen Grenze des Bandes verbessert werden, ohne die mittleren bis
niedrigen Frequenzcharakteristika zu verlieren. Der optische Empfänger umfasst
darüber
hinaus einen zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis,
der in Reihe zwischen der Lichtempfangsvorrichtung und dem Impedanzanpassungswandler
gekoppelt ist, wobei jeder des ersten und des zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises eine
Spule umfasst.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Die
vorliegende Erfindung wird einfacher aus den begleitenden Zeichnungen
und der hier im Nachfolgenden gegebenen, detaillierten Erläuterung
verstanden werden.
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1 ist
ein Schaltkreisdiagramm, das eine Schaltkreisverbindung in einem
optischen Empfänger
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt.
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2 ist
ein äquivalentes
Schaltkreisdiagramm des optischen Empfängers gemäß der vorliegenden Erfindung,
welches parasitäre
Elemente berücksichtigt,
die auf eine konzentrierte konstante Art ausgedrückt sind.
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3 ist
ein äquivalentes
Schaltkreisdiagramm, das 2 vereinfacht mit einem Zeigen
eines äquivalenten
Schaltkreises, der durch Verwenden einer Signalquellenimpedanz Zs und einer Stromquelle Is entsprechend
einem optischen Eingang ausgedrückt
ist.
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4 ist
ein äquivalentes
Schaltkreisdiagramm der Signalquelle, mit Berücksichtigung parasitärer Elemente.
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5 ist
ein Graph zum Zeigen der Effekte einer Frequenzcharakteristik-Kompensation.
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6 ist
ein Teilschaltkreisdiagramm, das eine andere Ausführungsform
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt, mit Zeigen eines ersten und dritten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises
und einer Lichtempfangsvorrichtung.
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7 ist
ein Teilschaltkreisdiagramm, das noch eine andere Ausführungsform
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt, mit Zeigen eines ersten und dritten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreises und
einer Lichtempfangsvorrichtung.
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Beste Modi
zum Ausführen
der Erfindung
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Im
Folgenden werden spezifische Beispiele der vorliegenden Erfindung
und ihr Prinzip mit Verweis auf die Ausführungsformen erläutert werden.
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1 ist
ein Schaltkreisdiagramm, das einen Empfangsschaltkreis eines optischen
Empfängers
gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt. Dieser optische Empfänger umfasst eine Lichtempfangsvorrichtung
PD 1, die einen elektrisch mit einer Bias-Energieversorgung 5 verbundenen
Anschluss hat, und die ein optisches Signal empfängt und einen dazu entsprechenden
Strom liefert; einen Vorverstärkerschaltkreis 2,
der ein elektrisches Signal von PD 1 empfängt und
dieses elektrische Signal verstärkt;
und einen Impedanzanpassungswandler 3, der eine elektrisch
mit einem anderen Anschluss von PD 1 verbundene Primärseite und
eine elektrisch mit einem Eingang von Vorverstärkerschaltkreis 2 verbundene
Sekundärseite
hat.
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Wandler 3 hat
eine mit der Ausgangsimpedanz PD 1 übereinstimmende Primärseitenimpedanz
und eine mit der Eingangsimpedanz von Vorverstärkerschaltkreis 2 übereinstimmende
Sekundärseitenimpedanz. In 1 ist
der Ausgang von Anpassungswandler 3 mit dem Eingang von
Vorverstärker 2 mittels
eines Zwischenstufen-Kopplungskondensators
Cc 6 zum Blockieren einer Gleichspannung
verbunden. Vorverstärker 2 wandelt
den Strom von PD 1 in eine Spannung um, und verstärkt das
resultierende Signal auf eine Größe, die für einen abwärts davon
angeschlossenen Schaltkreis erforderlich ist. Der Eingang von Anpassungswandler 3 ist
mit einem Anschluss eines zweiten Schaltkreises 4 zum Kompensieren
von Frequenzcharakteristika verbunden, der später erläutert werden wird. In dieser
Ausführungsform
kann zum Beispiel ein kommerziell verfügbarer Video-Verstärker mit
einer Eingangsimpedanz von 75 Ohm und einer Bandbreite von 50 MHz
bis 850 MHz verwendet werden.
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Dieser
optische Empfänger
umfasst auch einen ersten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis 7,
der zwischen Energieversorgung 5 und PD 1 gekoppelt
ist. Der erste Schaltkreis 7, der Frequenzcharakteristika
kompensiert, mit zwei Anschlüssen
und einem zwischen diesen Anschlüssen
gekoppelten Induktivitätselement
als eine äquivalente
Impedanz, ist elektrisch zwischen Bias-Energieversorgung 5 und einem
Anschluss von PD 1 angeschlossen. Der Schaltkreis 7 zum
Kompensieren von Frequenzcharakteristika steigert die äquivalente
Signalquellenimpedanz und steigert den Verstärkungsgrad des optischen Empfangsschaltkreises
in der Nähe
der oberen Grenze der Bandbreite ohne Verlieren seiner mittleren
bis niedrigen Frequenzcharakteristika. In 1 ist eine
Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule
Ld 7 als ein Induktivitätselement
bereitgestellt, und ein Anschluss von Spule 7 ist mit Energieversorgung 5 verbunden.
Der andere Anschluss ist mit einem Anschluss von PD 1 verbunden.
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Der
optische Empfänger
umfasst ferner einen zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis 4,
der zwischen PD 1 und Wandler 3 gekoppelt ist.
Der zweite Schaltkreis 4, der eine Frequenzcharakteristik
kompensiert, mit zwei Anschlüssen
und einem zwischen diesen Anschlüssen
gekoppelten Induktivitätselement
als eine äquivalente
Impedanz, ist elektrisch zwischen dem Primäranschluss von Wandler 3 und
dem anderen Anschluss von PD 1 angeschlossen, wodurch der
Verstärkungsgrad
in der Nähe
des Hochfrequenzbereiches kompensiert wird ohne Verlieren seiner
mittleren bis niedrigen Frequenzcharakteristika. In 1 ist eine
Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule Lc 4 als
das Induktivitätselement
bereitgestellt, und ein Anschluss von Spule 4 ist mit dem
Primäranschluss
von Wandler 3 verbunden. Der andere Anschluss ist mit dem anderen
Anschluss von PD 1 verbunden.
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Als
PD 1 wird eine PIN-Photodiode eingesetzt, die hauptsächlich aus
GaInAs besteht, das in einem im optischen CATV verwendeten Wellenlängenband
von 1,3 μm
oder 1,55 μm
empfindlich ist und eine exzellente Hochgeschwindigkeitsantwort
hat, gekapselt in einem typischen Gehäuse vom TO-Typ. Die parasitäre Kapazität Cs dieses Elements und die parasitäre Induktivität Ls ihres Bindungsdrahtes oder Ähnliches
wird auf ungefähr
0,4 pF bzw. 2 nH geschätzt.
Die Widerstands- und Kapazitätswerte
des Streuwiderstands Rj und der Sperrschichtkapazität Cj sind ungefähr 10 Ohm bzw. 0,5 pF, obwohl
sie von der Bias-Bedingung bzw. Vorspannungsbedingung der Diode
abhängen.
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Der
Anpassungswandler 3 hat einen Kern, der aus einem magnetischen
Material mit exzellenten Hochfrequenz-Charakteristika hergestellt ist, und
der wie ein Torus oder eine Acht geformt ist. Die Anzahl von Windungen
in den zwei Leiterleitungen, die um den Kern herum gewickelt sind,
entsprechen den vorbestimmten Impedanzwerten, und ein Ende einer
Wicklung ist mit einem Ende der anderen Wicklung verbunden, wodurch
vorbestimmte Impedanzwerte auf der Primärseite bzw. Sekundärseite erlangt
werden. In dieser Ausführungsform
ist das Kernmaterial NiZn (Ferrit), gebildet in der Form einer Acht.
Die zwei Leiterleitungen sind jeweils vier Windungen gewickelt für die Primärseite bzw.
Sekundärseite.
Als eine Folge dieser Form und Wicklungen hat der Wandler eine Impedanz
von 300 Ohm und 75 Ohm auf der Primärseite bzw. Sekundärseite.
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2 ist
ein äquivalenter
Schaltkreis des in 1 gezeigten optischen Empfängers. Wenn
es in den folgenden Ausdrücken
erforderlich ist, werden eine Multiplikation und eine Division durch „·" bzw. „/" dargestellt werden.
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Vorverstärker 2 ist äquivalent
ausgedrückt
als ein Verstärker
mit einem Verstärkungsgrad
A und einer Eingangsimpedanz Rin. Unter
der Annahme, dass Anpassungswandler 3 ein idealer Wandler
in dem Band unter Betrachtung in der folgenden Analyse ist, sind
seine Primär-
und Sekundärseiten äquivalent
ausgedrückt als
ein Reinwiderstand N2·Rin bzw.
eine Stromquelle, die einen Strom liefert, der N-mal der Strom I1 ist, der durch die Primärseite fließt (wobei N das Windungsverhältnis zwischen
der Primärseite
und Sekundärseite
ist).
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PD 1 ist äquivalenterweise
ausgedrückt
durch eine Stromquelle Is, die einen einem
optischen Eingangssignal entsprechenden Strom liefert, eine Sperrschichtkapazität Cj eines parallel dazu verbundenen Halbleiters,
und einen Streuwiderstand Rj, der in Reihe
mit dem Parallelschaltkreis verbunden ist. Wenn ein PD-Chip in einem
Gehäuse
zusammengesetzt ist, ist es ferner erforderlich, die parasitäre Induktivität Ls des Bindungsdrahtes, der den PD-Chip und
den Führungs-Pin
des Gehäuses
miteinander verbindet, und die parasitäre Kapazität Cs,
die zwischen dem Führungs-Pin
und dem Außendeckel
des Gehäuses
oder Ähnlichem gebildet
ist, zu berücksichtigen.
Durch Berücksichtigen
dieser Faktoren kann der äquivalente
Schaltkreis, wie er die PD und das Gehäuse zusammenfasst, auf eine
konzentrierte konstante Art ausgedrückt werden. Und zwar ist dieser äquivalente
Schaltkreis dargestellt durch ein Verbinden der Induktivität Ls und der parasitären Kapazität Cs bei
jedem Anschluss des äquivalenten
Schaltkreises der PD.
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Ein
Anschluss von PD 1 ist mit Bias-Energieversorgung Vdd 5 mittels Spule Ld 7 gemäß der vorliegenden
Erfindung verbunden. Da Bias-Energieversorgung 5 hinsichtlich
AC (Wechselspannung) als geerdet betrachtet wird, ist der äquivalente
Schaltkreis dieses optischen Empfängers in 2 gezeigt.
Da Hochfrequenz-Charakteristika in der folgenden Beschreibung analysiert
werden, ist der Zwischenstufen-Kopplungskondensator Cc 6 in 2 zur
Einfachheit weggelassen.
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Das
Folgende erläutert
das Prinzip der vorliegenden Erfindung.
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Wenn
die Signalquellenimpedanz auf dem mit der zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule
Lc verbundenen PD-Anschluss als Zs ausgedrückt
wird, kann das äquivalente
Schaltkreisdiagramm von 2 weiter, wie in 3 gezeigt,
vereinfacht werden. Unter der Annahme, dass der Verstärkungsgrad
des Vorverstärkers
A ist, wird die Transferfunktion G (s) = Vo/Is dargestellt durch:
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Und
zwar ist G(s) eine Funktion von Impedanz Zs,
wobei der Wert von G(s) einem gesättigten Wert G0 =
A·N·Rin in einer niedrigen Frequenzregion mit
einem großen
Zs gleicht, in welcher die PD als eine ideale
Signalquelle betrachtet werden kann, und kleiner wird mit abnehmendem
Zs. Um zu verhindern, dass der Wert der
Transferfunktion in der höheren
Frequenzregion ebenso abnimmt, ist ein Kompensieren der Frequenzcharakteristika
erforderlich, so dass Zs nicht in der höheren Frequenzregion
reduziert wird.
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Die
Signalquellenimpedanz wird nun weiter studiert werden. 4 zeigt
einen äquivalenten
Schaltkreis, der eine Signalquellenimpedanz Zs einschließlich einer
Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule Ld gemäß der vorliegenden
Erfindung umfasst. Zuerst wird der konventionelle Fall von Ld = 0, wo keine Kompensationsspule Ld bereitgestellt ist, d.h., wo Ld kurzgeschlossen
ist, studiert werden. Unter der Annahme, dass die Ausgangsspannung
der Signalquelle Vs ist, wird die Signalquellenimpedanz
Zs = Vs/Is ausgedrückt
als
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Unter
der Annahme, dass die parasitäre
Kapazität
Cs, die Sperrschichtkapazität Cj, die parasitäre Induktivität Ls und der Streuwiderstand Rj der
PD 0,5 pF, 0,5 pF, 2 nH bzw. 10 Ohm sind, und dass Beiträge der jeweiligen
Terme bei einer Frequenz von 1 GHz geschätzt werden, sind die Terme
innerhalb der eckigen Klammen in dem Nenner von Ausdruck 2 ungefähr 1. Demgemäß wird die
Signalquellenimpedanz als eine Beziehung ausgedrückt, die im Wesentlichen von
der parasitären
Kapazität
und der Sperrschichtkapazität
allein abhängt,
d.h. Zs = 1/s/(Cs +
Cj). Wenn dieses Zs in
Ausdruck 1 substituiert wird, kann die Transferfunktion G(s) in diesem
Fall abgeleitet werden als:
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In
dem Fall ohne Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule Lc (wobei
Lc = 0 im Ausdruck 3 ist, entsprechend dem
Schaltkreis, in welchem es keine Frequenzcharakteristik-Kompensation
gibt) unter der Annahme eines idealen Impedanzanpassungswandlers,
wird die Grenzfrequenz zu:
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In
einer höheren
Frequenzregion als dieser Grenzfrequenz nimmt die Transferfunktion,
d.h. der Verstärkungsgrad,
ab. Eine Substituierung der oben erwähnten Werte als parasitäre Kapazität Cs und Sperrschichtkapazität Cj,
und 75 Ohm und 2 als Rin bzw. N ermöglichen
es, die Grenzfrequenz fc als fc =
530 MHz zu berechnen.
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Wenn
die Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule Lc eingesetzt
ist, wirkt die Summe des ersten und zweiten Terms in dem Nenner
von Ausdruck 3 als ein Resonanzterm, wobei ein Resonanzphänomen bei f0 = 1/{2π·[Lc·(Cs + Cj)]1/2}
auftritt. Zum Beispiel ergibt die Verwendung einer Spule von 70
nH als Lc f0 ~ 600 MHz
und ermöglicht
es, dass der Verstärkungsgrad
in der Nähe
dieser Frequenz gesteigert wird. Hierbei ist, bei der Frequenz f
= f0, wo die Resonanz die Aktivste ist,
der Wert der Transferfunktion:
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Ausdruck
5 gibt an, dass, wenn f0 > fc,
der Verstärkungsgrad
in einer höheren
Frequenz als der Grenzfrequenz fc ohne die
Anwesenheit von Lc oder selbst mit der Anwesenheit
von Lc zum Bewirken eines Resonanzphänomens,
das den Verstärkungsgrad
steigert, nicht den Verstärkungsgrad
G0 in der niedrigeren Frequenzregion überschreiten
kann. Und zwar gibt es an, dass selbst die Einsetzung von Lc nicht die Abnahme in dem Verstärkungsgrad
auf der Frequenzregion höher
als fc kompensieren kann.
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Der
Fall, wo die Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule Ld gemäß der vorliegenden
Erfindung angeschlossen ist, wird nun studiert werden. Und zwar
wird der Fall betrachtet werden, dass Ld einen
endlichen Wert in 4 hat. In diesem Fall wird die
Signalquellenimpedanz Zs näherungsweise
wie folgt dargestellt:
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Hiebei
ergibt eine Substituierung von Ausdruck 6 in Ausdruck 1 die Transferfunktion
G(s) wie folgt:
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In
diesem Fall wirken die Elemente innerhalb der zweiten Menge der
eckigen Klammern in dem Nenner von Ausdruck 7 als ein Resonanzterm,
wobei die durch diesen Term bewirkte Resonanzfrequenz f1 ausgedrückt wird
als:
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Dann
ist der Wert der Transferfunktion bei der Frequenz f1 G(f
= f1) = G0, wobei,
in der Region einer Frequenz höher
als fc, ein Einsetzen von Ld es
ermöglicht,
einen Verstärkungsgrad
wenigstens so hoch wie den in der niedrigeren Frequenzregion zu
ergeben.
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5 ist
ein Graph, der Frequenzcharakteristik-Kompensationseffekte gemäß der vorliegenden
Erfindung zeigt. In diesem Graphen geben die durchgezogenen Linien
a, b bzw. c die Fälle
an, wo kein Schaltkreiskompensationselement überhaupt eingesetzt ist, wo
nur eine Spule Lc als ein Kompensationsschaltkreiselement
zwischen der PD und dem Anpassungswandler eingesetzt ist, und wo
zusätzlich
zu Lc das Kompensationsschaltkreiselement
Ld zwischen dem Energieversorgungs-Bias-Anschluss
und einem Anschluss der PD eingesetzt ist. Hierbei wird 0,5 pF für jede der
parasitären
Kapazität
und der Sperrschichtkapazität
verwendet, 2 nH wird für
die parasitäre
Induktivität
verwendet und 10 Ohm wird für
den Streuwiderstand verwendet. Die in der Zeichnung angegebenen
Werte werden jeweils für
die Frequenzcharakteristik-Korrekturspulen Lc und
Ld verwendet.
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In
dem Fall, wo keine Frequenzcharakteristik-Kompensation vorliegt, ist die Grenzfrequenz
gemäß 5 in
dem höheren
Frequenzbereich, definiert als eine Frequenz, bei welcher der Verstärkungsgrad
um 3 dB von dem Wert in der niedrigeren Frequenzregion reduziert
ist, ungefähr
550 MHz. In dem Fall, wo nur die Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule
Lc hinzugefügt wird, wird die erste Resonanzfrequenz
f0 als 610 MHz geschätzt. Wie oben gezeigt, wird
jedoch bei f = f0 der Ausgangspegel nicht
auf den Pegel in der niedrigeren Frequenzregion wieder hergestellt,
und die Abnahme im Ausgangspegel wird nur teilweise kompensiert. Andererseits
zeigt 5, dass, wenn die Kompensationsspule Ld hinzugefügt wird, und die durch die
Hinzufügung
dieser Spule bewirkte Resonanzfrequenz f1 als
980 MHz berechnet wird, der Ausgangspegel bis auf einen Wert größer als
der in der niedrigeren Frequenzregion kompensiert wird.
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Vorzugsweise
ist die Größe der Induktivitätskomponente
in dem ersten Frequenzkompensationsschaltkreis so, dass die Resonanzfrequenz,
die durch diese Induktivität
und die parasitäre
Kapazität,
die Sperrschichtkapazität
und Ähnliches
der Lichtempfangsvorrichtung bestimmt ist, in der Nähe der oberen
Grenzfrequenz des Frequenzbandes ist, bei welcher der optische Empfänger verwendet
werden wird. Als eine Folge wird die äquivalente Signalquellenimpedanz
der Lichtempfangsvorrichtung gesteigert, was die Abnahme im Verstärkungsgrad
des optischen Empfängers
kompensiert.
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Die
Größe der Induktivitätskomponente
in dem zweiten Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis befindet
sich vorzugsweise in einer Frequenzregion in der Nähe der oberen
Grenze des Frequenzbandes des optischen Empfängers, zum Beispiel in der
Frequenzregion in der Nähe
der Grenzfrequenz, wenn es keine Frequenzkompensation gibt. Folglich
kann er den Ausgangspegel in einer Frequenzregion niedriger als
eine Frequenzregion kompensieren, wo der erste Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis
den Verstärkungsgrad
kompensieren kann, wobei eine Vielzahl von Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreisen effizient
den Verstärkungsgrad über das
gesamte Band kompensieren kann.
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Der
zwischen dem Energieversorgungs-Anschluss und der PD eingesetzte
Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis
sollte nicht auf die in diesen Ausführungsformen Offenbarten eingeschränkt sein.
Zum Beispiel können ähnliche
Effekte in einer Konfiguration erwartet werden, die einen Reihenschaltkreis,
als einen dritten Frequenzcharakteristik-Korrekturschaltkreis, mit
einem Induktor und einem Kondensator einsetzt, die parallel zur
Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule Ld auf
einem äquivalenten
Schaltkreisdiagramm angeschlossen sind. In der Praxis kann, wie
in 6 gezeigt, ein Reihenschaltkreis mit einer Spule
Le 8 und einem Kondensator Ce 9 zwischen einem Anschluss der
PD eingesetzt werden, die zwischen dem Bias-Energieversorgungs-Anschluss und der
Erde gekoppelt ist. Wie in 7 gezeigt,
kann auch ein Reihenschaltkreis mit einer Spule Le 8 und
einem Kondensator Ce 9 parallel
zu einer Frequenzcharakteristik-Kompensationsspule Ld angeschlossen
sein.
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In
solchen Schaltkreisen ist die kombinierte Impedanz Z des ersten
und dritten Schaltkreises zum Korrigieren von Frequenzcharakteristika,
die mit dem PD-Anschluss verbunden sind, die von s·Ld und s·Le + 1/(s·Ce)
parallel angeschlossen, wobei Z = s·Ld[(1
+ s2·Le·Ce)/(1 + s2·(Ld + Le)·Ce)]. In diesem Ausdruck kann, in der niedrigen
Frequenzregion, nur Ld wirksam sein. Andererseits
wird Z mit zunehmender Frequenz auf eine Resonanzweise bei f2 = 1/[2π·((Ld + Le)·Ce)1/2] gesteigert.
Wenn geeignete Werte von Le und Ce ausgewählt werden,
kann folglich Ld äquivalenterweise größer in Frequenzen
höher als
f1 werden. Damit der optische Empfänger stabil
arbeiten kann, ist es jedoch erforderlich für den Schaltkreis als ein Gesamtes,
keine Verstärkung bei
irgendeiner Frequenz zwischen f2 und f3 = 1/[2π·(Le·Ce)1/2] zu haben.
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Nicht
nur die PIN-Photodiode, sondern auch Vorrichtungen vom Lawinendiodentyp
und Metall-Halbleiter-Metall (MSM) Typ können als Lichtempfangsvorrichtungen
verwendet werden, und ähnliche
Effekte können
erwartet werden. Als Vorverstärker,
Schaltkreise mit einer Eingangsimpedanz von 75 Ohm, kann selbstverständlich ein
50 Ω-Systemschaltkreis
verwendet werden.
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Die
vorhergehenden Ausführungsformen
erläutern
den Fall, wo eine Spule Lc zwischen die
PD und den Anpassungswandler eingesetzt ist, und wo eine Spule Ld zwischen den Anschluss der PD und den Energieversorgungs-Anschluss
eingesetzt ist. Selbst wenn es keine Spule Lc gibt,
können
die Frequenzcharakteristik-Kompensationseffekte gemäß der vorliegenden
Erfindung, wie oben studiert, demonstriert werden. Und zwar kann,
selbst wenn Lc = 0 in Ausdruck 7 ist, die
durch Ausdruck 8 angegebene Resonanzfrequenz f1 erhalten
werden. Der Wert der Transferfunktion bei dieser Frequenz f1 ist G (f = f1)
= G0, wobei derselbe Verstärkungsgrad
wie der der niedrigeren Frequenzregion ebenso bei einer Frequenz
höher als
fc erhalten werden kann, wenn Ld eingesetzt
wird.
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Industrielle Anwendbarkeit
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Wenn
der Frequenzcharakteristik-Kompensationsschaltkreis zwischen dem
Bias-Anschluss und dem Anschluss der Lichtempfangsvorrichtung in
dem optischen Empfänger
angeschlossen ist, kann die Verstärkung angemessen in der Frequenzregion
höher als
der Grenzfrequenz auf der Hochfrequenzseite in dem konventionellen
Schaltkreis verbessert werden, ohne Auswirkung auf seine mittleren
bis niedrigen Frequenzcharakteristika. Ohne auf andere Lösungen beschränkt zu sein,
so wie eine Verbesserung in den Hochfrequenz-Charakteristika der
Lichtempfangsvorrichtung selbst, der Verwendung eines speziellen
Gehäuses
oder von Ähnlichem
wie in konventionellen Fällen,
kann als Ergebnis eine Schaltkreistechnik eingesetzt werden zum
Verbessern der Hochfrequenz-Charakteristika eines optischen Empfängers.