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Die
vorliegende Erfindung betrifft einen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker und
insbesondere einen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker, der
ein Modulationssignal in ein Digitalsignal umwandelt, einen Sendeträger gemäß dem Digitalsignal
leistungsverstärkt
und eine amplitudenmodulierte Welle ausgibt.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen Amplitudenmodulationsverstärkers. Gemäß 1 werden
ein von einem Trägergenerator 11 ausgegebener
Träger
und ein von einem Modulationssignalgenerator 12 ausgegebenes
Modulationssignal einem Amplitudenmodulator 41 zugeführt, der durch
Modulieren der Amplitude des Trägers
mit dem Modulationssignal eine amplitudenmodulierte Welle erzeugt.
Die amplitudenmodulierte Welle wird einem linearen Leistungsverstärker 42 zugeführt, der
eine Operation der Klasse A oder B ausführt und die Welle leistungsverstärkt. Dadurch
wird der Träger
(die amplitudenmodulierte Welle), dessen Amplitude gemäß dem Modulationssignal
moduliert ist, vom linearen Leistungsverstärker 42 ausgegeben.
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2 zeigt
ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers. Der
herkömmliche
digitale Amplitudenmodulationsverstärker ist im US-Patent Nr. 4804931
beschrieben und kann seinen Ausgangssignalpegel durch ein Digitalsignal
in der Form eines Modulationssignals steuern.
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Gemäß 2 wird
ein durch einen Modulationssignalgenerator 12 erzeugtes
analoges Modulationssignal einem A/D-Wandler 13 zugeführt, der
das Signal in ein digitales Modulationssignal umwandelt. Das digitale
Modulationssignal wird einem Ein/Aus-Controller 14 zugeführt, der
das Signal in ein Steuersignal zum Ein-/Ausschalten von vier Schaltern
SW1 bis SW4 umwandelt. Weil vier Schalter SW1 bis SW4 verwendet
werden, beträgt
die Digitalisierunasbitzahl des durch den A/D-Wandler 13 ausgegebenen Digitalsignals
4 Bit, und das vorstehend erwähnte
Steuersignal schaltet die Schalter SW1 bis SW4 gemäß den individuellen
Bits ein/aus.
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Die
Schalter SW1 bis SW4 empfangen einen durch den Trägergenerator 11 erzeugten
Träger
als Eingangssignale und führen
die zugeführten
Träger
den Schaltern zugeordneten Leistungsverstärkern PA1 bis PA4 während den
Zeitdauern zu, in denen sie auf einen eingeschalteten Zustand gesteuert
sind. Weil für
die Leistungsverstärker
PA1 bis PA4 keine lineare Charakteristik erforderlich ist, sind
sie derart konstruiert, dass sie eine Operation der Klasse C ausführen, in
der sie eine hohe Leistungseffizienz aufweisen. Außerdem weisen
die Leistungsverstärker
Verstärkungsgrade
auf, die für
die individuellen Bits des 4-Bit-Digitalsignals gewichtet werden.
Beispielsweise weist der Leistungsverstärker PA1 einen Verstärkungsgrad
auf, der proportional zu 23 zunimmt, was dem höchstwertigen
Bit (MSB) des 4-Bit-Digitalsignals entspricht, und ähnlicherweise weisen
die Leistungsverstärker
PA2, PA3 und PA4 Verstärkungsgrade
auf, die proportional zu 22, 21 bzw. 20 zunehmen.
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Ein
Ausgangssignal jedes der Leistungsverstärker PA1 bis PA4 wird einem
von zwei Eingangsanschlüsse
eines entsprechenden 3dB-Kopplers CO1 bis CO4 zugeführt, die
den Leistungsverstärkern
PA1 bis PA4 zugeordnet sind, und mit einem dem anderen Eingangssignal
des Kopplers zugeführten
Ein gangssignal gekoppelt. Die Ausgangssignale der 3dB-Koppler CO2,
CO3 und CO4 der vorangehenden Bits (niedrigeren Bits) werden den
anderen Eingangsanschlüssen
der 3dB-Koppler CO1, CO2 und CO3 zugeführt. Außerdem wird der durch einen
Anfangssignalverstärker 19 verstärkte Träger vom
Trägergenerator 11 dem
anderen Eingangsanschluss des 3dB-Kopplers des niedrigstwertigen
Bits (LSB) zugeführt.
Dummy-Transistoren R1 oder R4 sind mit entsprechenden Dummy-Ausgängen der
3dB-Koppler CO1
bis CO4 verbunden.
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Die
3dB-Koppler CO1 bis CO4 haben die gleiche Konstruktion, und in 3 ist
exemplarisch die Konstruktion des Kopplers CO1 dargestellt. Gemäß 3 weist
der Koppler CO1 auf: einen Eingangsanschluss 51, dem ein
Ausgangssignal des Kopplers CO2 des niedrigstwertigen Bits zugeführt wird,
einen Eingangsanschluss 52, dem ein Ausgangssignal des
Leistungsverstärkers
PA1 des höchstwertigen
Bits zugeführt
wird, einen Ausgangsanschluss, 53, über den ein Kopplungsausgangssignal
ausgegeben wird, und einen Dummy-Ausgangsanschluss 54.
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Weil
das Ausgangssignal des Kopplers CO2 des niedrigstwertigen Bits ein
Kopplungsausgangssignal der 3dB-Koppler
CO4, CO3 und CO2 ist (d.h., ein Verbundsignal der Ausgangssignale
der Verstärker
PA4, PA3 und PA2 gemäß den Ein/Aus-Zuständen der
Schalter SW4, SW3 und SW2), wie gemäß der Konstruktion von 3 ersichtlich
ist, wird vom Ausgangsanschluss 53 des 3dB-Kopplers CO1
ein Ausgangssignal ausgegeben, das gemäß den Ein/Aus-Zuständen der
Schalter SW1 bis SW4 aus den Ausgangssignalen der Leistungsverstärker PA1
bis PA4 zusammengesetzt ist. Insbesondere ist das Ausgangssignal
des 3dB-Kopplers CO1 in diesem Fall eine amplitudenmodulierte Welle,
die sich gemäß den Ein/Aus-Zuständen der
Schalter SW1 bis SW4 ändert
und eine gemäß dem Modulationssignal
modulierte Amplitude aufweist. 4 zeigt
eine schematische Ansicht eines Konzepts zum Zusammensetzen der
amplitudenmodulierten Welle, und Bezugszeichen pa1 bis pa4 bezeichnen
Ausgangssignalkomponenten von Leistungsverstärkern PA1 bis PA4 der ausgegebenen
amplitudenmodulierten Welle.
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Bei
dem in 1 dargestellten herkömmlichen Amplitudenmodulationsverstärker tritt
jedoch das Problem auf, dass seine Leistungseffizienz niedrig ist,
weil ein amplitudenmoduliertes Signal durch einen linearen Leistungsverstärker 42 leistungsverstärkt wird,
der eine Operation der Klasse A oder AB ausführt. Dieser Sachverhalt wird
unter Bezug auf die 5(A) und 5(B) beschrieben. Bei einer amplitudenmodulierten
Welle ist der Unterschied zwischen einem Spitzenpegel und einem
mittleren Pegel des Signals groß,
wie in 5(B) ersichtlich ist. Um eine
amplitudenmodulierte Welle mit derartigen Eigenschaften mit einer
minimalen Verzerrung zu verstärken,
wird ein linearer Verstärker
verwendet, der eine Operation der Klasse A oder AB ausführt, wobei
die Effizienz des Leistungsverstärkers
des vorstehend erwähnten
Typs gemäß einer
Abnahme des Ausgangssignalpegels abnimmt, wie in 5(A) dargestellt ist. Daher ist die Effizienz
bei einem mittleren Ausgangssignalpegel niedriger als die Effizienz
bei einem Spitzensignalpegel.
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Bei
dem in
2 dargestellten herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker treten
beispielsweise die nachstehend beschriebenen Probleme auf, weil
darin die 3dB-Koppler
CO1 bis CO4 verwendet werden. Insbesondere haben, wenn in
3 die
dem Eingangsanschluss
51 zugeführte Spannung E
1 und die
dem Eingangsanschluss
52 zugeführte Spannung E
2 eine
derartige Beziehung haben, dass ihre Phasen 0 Grad bzw. 90 Grad
betragen können,
die Ausgangsspannung E
OUT des Ausgangsanschlusses
53 und
die Dummy-Spannung E
DUM des Dummy- Ausgangsanschlusses
54 beispielsweise
eine der durch die folgenden Ausdrücke dargestellten Beziehungen:
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Gemäß den vorstehenden
Ausdrücken
beträgt,
wenn E1 = E2 ist,
die Dummy-Spannung EDUM am Dummy-Ausgangsanschluss 54 0V,
so dass alle Eingangsspannungen über
den Ausgangsanschluss 53 ausgegeben werden. Die Eingangsspannung
E1 des Eingangsanschluss 51 ist
jedoch ein zusammengesetztes oder Verbundausgangssignal der Leistungsverstärker PA2
bis PA4 der niedrigeren Bits und ändert sich gemäß den Ein/Aus-Zuständen der
Schalter SW2 bis SW4 an den Eingangsseiten der Leistungsverstärker PA2
bis PA4 (d.h., gemäß den Werten
der 2. bis 4. Bits des Digitalsignals). Außerdem ändert sich das Eingangssignal
E2 des Eingangsanschlusses 52 in
Abhängigkeit
vom Zustand seines entsprechenden Bits zwischen einem Ein- und einem Aus-Zustand,
d.h. einem Zustand, in dem es vorhanden ist, und einem Zustand,
in dem es nicht vorhanden ist.
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Daher
wird in Abhängigkeit
von den Ein/Aus-Zuständen
der Schalter SW1 bis SW4 an den Eingangsseiten der Leistungsverstärker PA1
bis PA4 (d.h. in Abhängigkeit
von den Werten der Bits des Digitalsignals) nicht die dem 3dB-Koppler CO1 zugeführte gesamte
Signalleistung über
den Ausgangsanschluss 54 ausgegeben, sondern ein Teil der
Signalleistung wird über
den Dummy-Anschluss 54 durch den Dummy-Widerstand R1 absorbiert, wodurch die
Leistungseffizienz abnimmt. Außerdem
wird gemäß dem Modulationsgrad
des vom Ausgangsanschluss 53 ausgegebenen Ausgangssignals
die Amplitude des Eingangsmodulationssignals nicht exakt regeneriert.
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Ein
herkömmliches
Fernsehrundfunkgerät
weist, wie in einem Blockdiagramm von 6 dargestellt ist,
beispiels weise einen Eingangsanschluss zum Empfangen eines analogen
Videosignals, einen Signalinvertierer 103, einen Amplitudenmodulator 150,
einen Trägergenerator 141,
ein Restseitenbandfilter (VSBF) 152, einen Leistungsverstärker 153 und
einen Ausgangsanschluss 117 auf.
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Nachstehend
wird die Arbeitsweise des herkömmlichen
Fernsehrundfunkgeräts
beschrieben. Ein über den
Eingangsanschluss 101 zugeführtes analoges Videosignal
wird durch den Signalinvertierer 103 invertiert und dann
als Modulationssignal dem Amplitudenmodulator 150 zugeführt, der
einen Träger
vom Trägergenerator 151 mit
dem Modulationssignal amplitudenmoduliert, um eine amplitudenmodulierte
Welle zu erzeugen. Weil die amplitudenmodulierte Welle ein Doppelseitenband(DSB)signal
ist, wird es dem Restseitenbandfilter (VSBF) 152 zugeführt, das
den größten Teil
eines unteren Seitenbandes davon entfernt, um ein Restseitenband(VSB)signal
zu erzeugen. Dann wird das Restseitenbandsignal durch den Leistungsverstärker 153 leistungsverstärkt und
an den Ausgangsanschluss 117 ausgegeben, so dass es mit
einer audiomodulierten Welle gemultiplext und übertragen werden kann.
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Weil
für das
herkömmliche
Fernsehrundfunkgerät
ein Restseitenbandfilter 152 erforderlich ist, unabhängig davon,
ob es ein Signal einer Niedrig- oder einer Hochleistungsstufe ist,
und das Restseitenbandfilter 152 ein Element ist, das so
wichtig ist, dass es die Charakteristik des gesamten Rundfunkgeräts entscheidend beeinflusst
und eine besonders hohe Genauigkeit aufweisen muss, entsteht ein
Problem dahingehend, dass das Restseitenbandfilter 152 ein
teueres Spezialfilter sein muss.
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In
der EP-A1-0725478 ist eine Amplitudenmodulationsschaltung mit einer
Einrichtung zum Teilen eines digitalisierten Eingangssignals in
mehrere Bitgruppen; einer Einrichtung zum Erzeugen mehrerer phasenverschobener
Träger
mit der gleichen Frequenz und voneinander verschiedenen Phasen;
einer Einrichtung zum Auswählen
mindestens zweier phasenverschobener Träger von den mehreren phasenverschobenen
Trägern
für jede
der mehreren Bitgruppen und in Antwort auf den Wert jeder der mehreren
Bitgruppen; mehreren differentiell geschalteten Leistungsverstärkern, die
den mehreren Bitgruppen zugeordnet sind, wobei das Ausgangssignal
jedes der mehreren differentiell geschalteten Leistungsverstärker durch
mindestens zwei phasenverschobene Träger differentiell geschaltet
wird, die für
eine entsprechende der mehreren Bitgruppen ausgewählt worden
sind; und einer Einrichtung zum Gewichten und Addieren der Ausgangssignale
der mehreren differentiell geschalteten Leistungsverstärker zum
Erzeugen einer amplitudenmodulierten Welle dargestellt.
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Die
vorliegende Erfindung ist hinsichtlich des vorstehend beschriebenen
Sachverhalts entwickelt worden, und es ist eine Aufgabe der vorliegenden
Erfindung, einen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker bereitzustellen,
der ein amplitudenmoduliertes Signal effizient erzeugen kann.
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Es
ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen
Amplitudenmodulationsverstärker
bereitzustellen, der eine amplitudenmodulierte Welle ausgeben kann,
wobei die Amplitude eines Eingangsmodulationsgrades mit einer höheren Genauigkeit
regeneriert wird.
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Um
die vorstehend beschriebene Aufgabe zu lösen, wird gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung ein digitaler Amplitudenmodulationsverstärker gemäß den beigefügten Patentansprüchen bereitgestellt.
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Nachstehend
werden Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
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1 zeigt
ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen Amplitudenmodulationsverstärkers;
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2 zeigt
ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers;
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3 zeigt
ein Blockdiagramm eines in 2 dargestellten
3dB-Kopplers;
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4 zeigt
eine schematische Ansicht eines Konzepts zum Zusammensetzen einer
amplitudenmodulierten Ausgangswelle von 2;
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5(B) und 5(B) zeigen
ein Charakteristikdiagramm bzw. ein Wellenformdiagramm einer amplitudenmodulierten
Welle zum Erläutern
des herkömmlichen
Amplitudenmodulationsverstärkers
von 1;
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6 zeigt
ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen Fernsehrundfunkgeräts;
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7 zeigt
ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung;
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8 zeigt
eine Diagrammansicht zum Darstellen von Details eines Beispiels
eines in 7 dargestellten Kopplers;
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9(A) und 9(B) zeigen
schematische Ansichten eines Beispiels eines in 8 dargestellten Phasenschiebers;
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10 zeigt
eine Ansicht zum Darstellen von Eingangsleistungsverhältnisses,
Phasendifferenzen von Signalen an verschiedenen Stellen und Steuerphasenverschiebungen
des Kopplers von 8;
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11(A) und 11(B) zeigen
schematische Ansichten zum Darstellen von Konstruktionen verschiedener
Beispiele von Phasenschiebern im in 7 dargestellten
Koppler;
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12 zeigt
eine Tabelle zum Darstellen von Beziehungen zwischen Digitalsignalen
und Phasenverschiebungen der in 7 dargestellten
Phasenschieber;
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13 zeigt
eine Tabelle zum Darstellen von Beziehungen zwischen Ein- und Ausgangssignalleistungen
und -verlusten von Digitalsignalen in 7;
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14 zeigt
ein Blockdiagramm einer Konstruktion einer zweiten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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15 zeigt
eine schematische Ansicht eines Konzepts zum Zusammensetzen einer
modulierten Ausgangswelle in 14;
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16(A), 16(B) und 16(C) zeigen ein Blockdiagramm einer Konstruktion
einer dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung bzw. schematische Ansichten zugeführter modulierter
Wellen;
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17 zeigt
ein Blockdiagramm eines vierten Beispiels;
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18(A), 18(B) und 18(C) zeigen Charakteristikdiagramme von in 17 dargestellten
digitalen FIR- (Finite Impulse Response) Filtern;
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19(A) bis 19(D) zeigen
Diagramme zum Darstellen von Beispielen von Charakteristiken der in 17 dargestellten
digitalen FIR-Filter;
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20 zeigt
eine schematische Ansicht zum Darstellen der Arbeitsweise einer
in 17 dargestellten Polarkoordinatentransformationsschaltung;
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21(A) und 21(B) zeigen
Schaltungsdiagramme zum Darstellen von Ausgangssignalpegelsteuerungsverfahren
eines Leistungsverstärkers;
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22 zeigt
ein Blockdiagramm eines fünften
Beispiels; und
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23 zeigt
ein Blockdiagramm eines Beispiels einer in 22 dargestellten
analogen Polarkoordinatentransformationsschaltung.
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7 zeigt
ein Blockdiagramm einer Konstruktion einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen digitalen
Amplitudenmodulationsverstärkers.
In 7 sind die gleichen Komponenten wie in 2 durch
die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Insbesondere ist der in 7 dargestellte
digi tale Amplitudenmodulationsverstärker dem in 2 dargestellten
herkömmlichen
digitalen Amplitudenmodulationsverstärker dahingehend ähnlich,
dass er einen Trägergenerator 11,
einen Modulationssignalgenerator 12, einen A/D-Wandler 13 und
einen Ein/Aus-Controller 14 aufweist, wobei der Ein/Aus-Controller 14 ein
Steuersignal zum Ein-/Ausschalten von vier Schaltern SW1 bis SW4
ausgibt.
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Leistungsverstärker PA1
bis PA4 mit Verstärkungsgraden,
die mit den einzelnen Bits eines 4Bit-Digitalsignals individuell
gewichtet sind, sind den Schaltern SW1 bis SW4 zugeordnet. Weil
für die
Leistungsverstärker
PA1 bis PA4 keine lineare Charakteristik erforderlich ist, sind
die Leistungsverstärker
PA1 bis PA4 derart konstruiert, dass sie ein Operation der Klasse
C ausführen,
bei der die Leistungseffizienz hoch ist.
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Die
vorliegende Ausführungsform
der Erfindung unterscheidet sich vom herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker darin,
dass sie einen Phasenverschiebungscontroller 15 aufweist,
dem ein digitales Ausgangsmodulationssignal eines A/D-Wandlers 13 zugeführt wird,
und Phasenschieber ϕ1 bis ϕ4, denen Ausgangsträger des
Trägergenerators 11 zugeführt werden,
und Koppler CU1, CU2 und CU3, die den Leistungsverstärkern PA1,
PA2 bzw. PA3 zugeordnet sind, sich in ihrer Konstruktion von den
3dB-Kopplern CO1 bis CO4 des herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers unterscheiden.
Der Phasenverschiebungscontroller 15 ist ein Speicher,
dem das Digitalsignal als eine Adresse zugeführt wird, und der in Antwort
auf die zugeführte
Adresse ein eine vorgegebene Phasenverschiebung anzeigendes Phasensteuerungssignal
erzeugt und das Phasensteuerungssignal an die Koppler CU1 bis CU3
ausgibt.
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Jeder
der Koppler CU1, CU2 und CU3 weist einen zweiten Eingangsanschluss
auf, dem ein verstärkter
Ausgangsträger eines
entsprechenden der Leistungsverstärker PA1, PA2 und PA3 zugeführt wird,
und einen ersten Eingangsanschluss, dem ein Ausgangssignal des Kopplers
CU2 oder CU3 des Bits der vorangehenden Stufe (niedrigeres Bit)
oder des Leistungsverstärkers
PA4 zugeführt
wird. Jeder der Koppler CU1, CU2 und CU3 weist -auf: einen ersten
3dB-Koppler M1, M3 oder M5 zum Koppeln von seinen beiden Eingangsanschlüssen zugeführten Eingangssignalen,
einen ersten variablen Phasenschieber PH11, PH21 oder PH31, dem
eines von zwei Ausgangssignalen des ersten 3dB-Kopplers M1, M3 oder
M5 zugeführt
wird, einen zweiten variablen Phasenschieber PH12, PH22 oder PH32,
dem das andere der beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M1, M3 oder
M5 zugeführt
werden, einen –90°-Phasenschieber SH1,
SH2 oder SH3 zum Verschieben der Phase eines Ausgangssignals des
ersten variablen Phasenschiebers PH11, PH21 oder PH31 um –90°, und einen
zweiten 3dB-Koppler M2, M4 oder M6 zum Empfangen und Koppeln von
Ausgangssignalen des zweiten variablen Phasenschiebers PH12, PH22
oder PH32 und des –90°-Phasenschiebers
SH1, SH2 oder SH3. 8 zeigt eine Ansicht zum Darstellen
eines detaillierten Beispiels des Kopplers CU1 von 7, wobei
die anderen Koppler CU2 und CU3 die gleiche Konstruktion haben.
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Ein
Kopplungsausgangssignal des zweiten 3dB-Kopplers M2 des dem höchstwertigen
Bit (MSB) entsprechenden Kopplers CU1 wird als Schaltungsausgangsspannung
EOUT (Ausgangsleistung POUT)
ausgegeben. Die Phasenverschiebungen der ersten Phasenschieber PH11,
PH21 und PH31 und der zweiten Phasenschieber PH12, PH22 und PH32
werden durch ein Ausgangssteuerungssignal des Phasenverschiebungscontrollers 15 gesteuert.
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9(A) zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels
der ersten und zweiten Phasenschieber PH11 bis PH32 der Koppler
CU1 bis CU3. Wie in 9(A) dargestellt
ist, haben variable Phasenschieber PH11 bis PH32 eine π-Struktur
mit einer Übertragungsleitung 31,
die in eine Signalleitung in Serie eingefügt ist, und mehreren Serienschaltungen,
die zwischen der Signalleitung und einer Referenzspannung (Erde)
an den entgegengesetzten Enden der Übertragungsleitung 31 parallelgeschaltet
sind und aus Impedanzelementen Z1 bis Z6 und Schaltelementen S1
bis S6 bestehen, die paarweise angeordnet sind. Die Schaltelemente
S1 bis S6 werden durch ein Ausgangssteuersignal des in 7 dargestellten
Phasenverschiebungscontrollers 15 selektiv ein- oder ausgeschaltet.
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Wenn
beispielsweise Kondensatoren C1 und C2, d.h. kapazitive Elemente,
als Impedanzelemente in der Leitung zwischengeschaltet sind, wie
in 9(B) dargestellt ist, werden
reflektierte Wellen erzeugt. Wenn die Länge der in Serie eingefügten Übertragungsleitung 31 derart
ausgewählt
wird, dass die reflektierten Wellen von den Kondensatoren C1 und
C2, vom Eingangsende aus betrachtet, eine relative Phasendifferenz
von 180° haben
können,
können
die reflektierten Wellen sich gegenseitig auslöschen, wodurch Reflexionen
(VSWR) unterdrückt
werden. In diesem Fall weisen, wenn Kondensatoren verwendet werden,
die reflektierten Wellen nacheilende Phasen oder Phasenverzögerungen
auf, aber wenn Spulen, d.h. induktive Elemente, verwendet werden,
weisen die reflektierten Wellen vorauseilende Phasen auf. Für die in 8 dargestellten
variablen Phasenschieber PH11 und PH12 wird die vorstehend beschriebene
Struktur von 9(B) verwendet, so dass die
Ausgangssignale der beiden variablen Phasenschieber PH11 und PH12
durch die Steuerung der Phasenverschiebungen durch die beiden variablen
Phasenschieber PH11 und PH12 die gleiche Phase aufweisen können.
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Nachstehend
wird die Arbeitsweise der in 7 dargestellten
Ausführungsform
unter Bezug auf die 7 bis 9(B) beschrieben.
Gemäß 7 wird
zunächst
ein durch den Trägergenerator 11 erzeugter
Träger
mit einer vorgegebenen Frequenz durch Phasenschieber ϕ1, ϕ2, ϕ3
bzw. ϕ4 um vorgegebene Winkel von –270°, –135°, 0° und 0° phasenverschoben und dann den
Leistungsverstärkern
PA1, PA2, PA3 bzw. PA4 zugeführt
und leistungsverstärkt.
Voraussetzung dafür,
dass jeder der Koppler CU1 bis CU3 ein Ausgangssignal ausgibt, das
ein gekoppeltes Signal zweier ihm zugeführter Eingangssignale darstellt,
wie nachstehend beschrieben wird, ist, dass die beiden Eingangssignale
die gleiche Phase haben, weshalb die Phasenschieber ϕ1, ϕ2, ϕ3
und ϕ4 bereitgestellt werden, um diese Voraussetzung zu
erfüllen.
Für die
Phasenschieber ϕ3 und ϕ4 ist kein Koppler erforderlich,
weil ihre Phasenverschiebungen 0° betragen.
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Ausgangssignale
f, d und b der Leistungsverstärker
PA1, PA2 und PA3 werden den ersten 3dB-Kopplern M1, M3 und M5 in
den ihnen zugeordneten Kopplern CU1, CU2 und CU3 zugeführt und
durch die ersten 3dB-Koppler M1, M3 bzw. M5 mit Ausgangssignalen
e und c der Koppler CU2 und CU3 der Bits (niedrigen Bits) der vorangehenden
Stufe und dem Ausgangssignal a des Leistungsverstärkers PA4
des niedrigstwertigen Bits (LSB) gekoppelt.
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Weil
die Koppler CU1, CU2 und CU3 die gleiche Konstruktion haben, wird
nachstehend exemplarisch der Koppler CU1 unter Bezug auf
8 beschrieben.
Wenn eine Eingangsspannung E
1 (Signal e)
und ein Eingangssignal E
2 (Signal f) mit
der gleichen Phase (0°) über zwei
Eingangsanschlüsse
in
8 zugeführt
werden, werden den beiden Ausgangsanschlüssen des ersten 3dB-Kopplers
M1 durch Vektoren g und h dargestellte Spannungen mit gleicher Amplitude
zugeführt.
Die Phasen der Ausgangsspannungen variieren gemäß den folgenden Ausdrücken in
Abhängigkeit
vom Amplitudenverhältnis
zwischen den Spannungen E
1 und E
2:
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Die
Phasenwinkel der durch die Vektoren h und g dargestellten Ausgangsspannungen
werden gemäß den nachstehenden
Ausdrücken
auf –45° eingestellt,
weil ihre Phasen durch die Phasenschieber PH11 bzw. PH12 durch -{(y° – x°)/2} und
+{(y° – x°)/2} derart
geregelt werden, dass sie einander gleich sind:
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Die
Phase eines vom vorstehend beschriebenen Phasenschieber PH11 ausgegebenen
Signals mit einer Phase von –45° eines in 8 durch
j bezeichneten Vektors wird durch den Phasenschieber SH1 weiter um –90° phasenverschoben,
so dass ein durch den Vektor k dargestelltes Signal mit einer Phase
von –135° erhalten
wird.
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Das
vom Phasenschieber PH12 ausgegebene Signal mit einer durch den Vektor
i in
8 dargestellten Phase von –45° und das vom Phasenschieber
SH1 ausgegebene Signal mit einer durch den Vektor k in
8 dargestellten
Phase von –135° werden als
zwei Eingangssignale mit gleicher Amplitude und einer Phasendifferenz
von 90° den
beiden Eingangsanschlüssen
des zweiten 3dB-Kopplers M2 zugeführt. Der zweite 3dB-Koppler
M2 koppelt die beiden Eingangssignale und gibt eine Ausgangsspannung
E
OUT und eine Dummy-Spannung E
DUM die
durch die folgenden Ausdrücke
dargestellt werden und in
8 dargestellte
Vektoren aufweisen, an seine beiden Ausgangsanschlüsse aus:
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Wie
anhand der vorstehenden Ausdrücke
ersichtlich ist, werden alle Spannungen E1 und
E2 als Ausgangsspannung EOUT ausgegeben,
während
die an den Dummy-Ausgangsanschluss auszugebende Dummy-Spannung EDUM null beträgt (d.h. es wird kein Signal
ausgegeben).
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Auf
diese Weise wird, weil, wie in 8 dargestellt,
dem ersten 3dB-Koppler M1 zwei Eingangssignale mit der gleichen
Phase zugeführt
werden und die beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M1
durch die Phasenschieber PH11 und PH12 derart gesteuert werden,
dass sie die gleiche Phase haben, und außerdem die beiden dem zweiten
3dB-Koppler M2 zuzuführenden
Eingangssignale durch den Phasenschieber SH1 derart gesteuert werden,
dass sie eine relative Phasendifferenz von 90° aufweisen, und die derart gesteuerten
Eingangssignale dem zweiten 3dB-Koppler M2 zugeführt werden, die Dummy-Spannung
EDUM auf null reduziert, und die beiden
Eingangssignale werden alle als Ausgangsspannung EOUT ausgegeben.
Die Phase der Ausgangsspannung EOUT ist
in diesem Fall bezüglich
der Phase der Eingangssignale E1 und E2 um –135 verschoben
und unabhängig
von den Pegeln der Eingangsspannungen E1 und
E2 fest.
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Wenn
die Amplituden der beiden Eingangssignale e und f voneinander verschieden
sind, sind die Amplituden der beiden vom ersten 3dB-Koppler M1 ausgegebenen
Signale (die durch die Vektoren g und h in 8 dargestellt
sind) einander gleich, aber ihre Phasen unterscheiden sich voneinander.
Diese Signale werden durch die Phasenschieber PH11 und PH12 derart
gesteuert, dass sie die gleiche Phase haben. Für die Phasenschieber PH11 und
PH12 wird eine Schaltung mit der vorstehend beschriebenen Konstruktion
von 9 verwendet, und ein Verfahren
zum Erhalten gleichphasiger Signale unter Verwendung der Phasenschieber
PH11 und PH12 wird nachstehend beschrieben.
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In
diesem Fall wird, um die Steuerung der Phasenverschiebungen der
Phasenschieber PH11 und PH12 zu vereinfachen, eine Toleranz von
90±18° für die Phasendifferenz
zwischen den Eingangssignalen jedes der Phasenschieber PH11 und
PH12 festgelegt, und die Phasen werden schrittweise gesteuert. Der
durch einen Phasenfehler von ±18° erhaltene
Verlust beträgt
maximal 2,3% und kann ignoriert werden.
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Um
zu erreichen, dass die vorstehenden Bedingungen erfüllt werden
können,
werden die Leistungsverhältnisbeziehungen
zwischen den Leistungen E und F der Eingangssignale e und f, die
Phasendifferenz zwischen den vom ersten 3dB-Koppler M1 ausgegebenen (durch die Vektoren
g und h in 8 dargestellten) beiden Signalen,
die Phasenverschiebungen der Phasenschieber PH11 und PH12 durch
die Steuerung durch den Phasenverschiebungscontroller 15 und
die Phasendifferenz zwischen den dem zweiten 3dB-Koppler M2 zugeführten (durch
die Vektoren i und k in 8 dargestellten) Signalen beispielsweise
wie in einer Tabelle von 10 dargestellt
eingestellt. Der Grund, warum die Phasendifferenz zwischen den vom
ersten 3dB-Koppler M1 ausgegebenen (durch die Vektoren g und h in 8 dargestellten)
beiden Signalen in 10 in Bereiche von 18° eingeteilt
ist, ist, dass beabsichtigt ist, die Phasensteuerung zu vereinfachen
(wobei jedoch ein Fehler von 2 bis 3% zulässig ist). Außerdem sind
die Spannungsverhältnisse
in 10 quadriert, um sie in Leistungsverhältnisse
umzuwandeln.
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Wie
in 10 ersichtlich ist, ist, weil die Zustände der
beiden Eingangssignale auf mehrere Kombinationen beschränkt sind,
für alle
Winkel über
360° keine
Phasenverschiebungssteuerung erforderlich, es kann jedoch ein Stufenphasenschieber
als Phasenschieber PH11 verwendet werden, der Phasenverschiebungen von
+36°, 0°, –9°, –18°, –27° und –36° bereitstellen
kann, während
ein anderer Stufenphasenschieber verwendet werden kann, der Phasenverschiebungen
von –36°, 0°, +9°, +18°, +27° und +36° bereitstellen
kann. Die Basis-Phasenverschiebungen
in 10 werden wie vorstehend erwähnt durch –{(y° – x°)/2} und +{(y° – x°)/2} dargestellt.
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Die
Phasenschieber PH11 und PH12, die die vorstehend beschriebenen Phasenverschiebungen
erzeugen, sind in den 11(A) bzw. 11(B) dargestellt. Jeder der Phasenschieber PH11
und PH12 weist eine π-Struktur
mit einer Übertragungsleitung 31,
die in eine Signalleitung in Serie eingefügt ist, und Kondensatoren oder
Spulen auf, die an den entgegengesetzten Enden der Übertragungsleitung 31 zwischen
der Signalleitung und einer Referenzspannung (Erde) angeordnet sind.
Schaltelemente S11 bis S20 oder S21 bis S30, die durch ein Ausgangssteuersignal
des in 7 dargestellten Phasenverschiebungscontrollers 15 selektiv
ein- oder ausgeschaltet werden, sind mit den entsprechenden Kondensatoren
oder Spulen zwischen den Kondensatoren oder Spulen und der Referenzspannung
(Erde) in Serie geschaltet.
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Um
eine nacheilende Phase oder eine Phasenverzögerung zu erhalten, wird ein
Schaltelement auf einen eingeschalteten Zustand gesteuert, so dass
ein Kondensator mit dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss
der Übertragungsleitung 31 verbunden
wird, um eine vorauseilende Phase zu erhalten, wird ein anderes
Schaltelement auf einen ein geschalteten Zustand geschaltet, so dass
eine Spule mit dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss der Übertragungsleitung 31 verbunden
wird. In den 11(A) und 11(B) stellt
jeder Zahlenwert eine erzielbare Phasenverschiebung dar, und ein
zugeordneter Pfeil stellt Schaltelemente dar, die eingeschaltet
werden, um die Phasenverschiebung zu erzielen. Um eine Phasenverschiebung
von 0° zu
erzielen, werden alle Schaltelemente S11 bis S20 und S21 bis S30
geöffnet
(ausgeschaltet). Dann durchläuft
ein Signal nur die Übertragungsleitung 31,
so dass der Phasenschieber auf einen Durchlasszustand eingestellt
ist, wodurch eine Phasenverschiebung von 0° erhalten wird.
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Die
Ausgangsverstärkungssignale
der Leistungsverstärker
PA4 und PA3 werden durch den Koppler CU3 derart gesteuert, dass
die Phasendifferenz dazwischen 90° beträgt, wenn
sie als Signale a und b mit der gleichen Phase an den ersten 3dB-Koppler
M5 ausgegeben und durch den ersten 3dB-Koppler M5 gekoppelt werden,
und die beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M5 werden
durch variable Phasenschieber PH31 und PH32 derart phasenverschoben,
dass sie die gleiche Phase aufweisen, woraufhin das Ausgangssignal
des variablen Phasenschiebers PH31 um –90° phasenverschoben wird, und
die auf diese Weise gesteuerten Signale werden dem zweiten 3dB-Koppler M6 zugeführt. Dadurch
werden zwei zugeführte
Eingangssignale a und b als eine Ausgangsspannung ausgegeben und
dem ersten variablen 3dB-Koppler M5 des Kopplers CU2 als Signal
c zugeführt.
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Weil
die einem der beiden Eingangsanschlüsse des ersten 3dB-Kopplers
M3 des Kopplers CU2 zugeführte
Ausgangsspannung c des Kopplers CU3 bezüglich den Eingangssignalen
a und b um –135° phasenverschoben
ist, wird es durch den Phasenschieber ϕ2 um –135° phasenverschoben
und dem ersten 3dB-Koppler M3 zugeführt, so dass das dem anderen
Eingangsanschluss des er sten 3dB-Kopplers M3 über den Schalter SW2 und den
Leistungsverstärker
PA2 zuzuführende
Signal d die gleiche Phase haben kann wie das Signal c. Daher werden
zwei Eingangssignale c und d durch den ersten 3dB-Koppler M3 gekoppelt.
Die beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M3 werden durch
die variablen Phasenschieber PH21 und PH22 phasengesteuert, so dass
sie die gleiche Phase aufweisen, und das Ausgangssignal des Phasenschiebers
PH1 wird durch den Phasenschieber SH2 um –90° phasenverschoben, so dass die
beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M3 derart gesteuert
werden, dass sie eine Phasendifferenz von 90° aufweisen, und dem zweiten
3dB-Koppler M4 in diesem Zustand zugeführt werden. Dann werden die
beiden Signale durch den zweiten 3dB-Koppler M4 derart gesteuert, dass sie
als eine Ausgangsspannung vom zweiten 3dB-Koppler M4 ausgegebeen
und dem ersten 3dB-Koppler M1 des Kopplers CU1 als Signal e zugeführt werden.
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Weil
die einem der beiden Eingangsanschlüsse des ersten 3dB-Kopplers
M1 des Kopplers CU1 zugeführte
Ausgangsspannung e des Kopplers CU2 bezüglich den Eingangssignalen
c und d um –135° phasenverschoben
ist (bezüglich
der Signale a und b um –270°), wird sie
durch den Phasenschieber ϕ1 im Voraus um –270° phasenverschoben,
so dass das dem anderen Eingangsanschluss des ersten 3dB-Kopplers
M1 über den
Schalter SW1 und den Leistungsverstärker PA1 zuzuführende Signal
f die gleiche Phase wie das Signal e aufweist, und die auf diese
Weise phasenverschobene Ausgangsspannung e wird dem Koppler CU1
zugeführt.
Die Eingangssignale e und f werden durch den Koppler CU1 gekoppelt,
der die beiden zugeführten
Signale e und f als Ausgangsspannung EOUT ausgibt,
während
die Dummy-Spannung
EDUM auf null reduziert wird.
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Die
Schalter SW1 bis SW4 des in 7 dargestellten
digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers ermöglichen ins gesamt 16 (= 24) Kombinationen von Ein/Aus-Zuständen in
Antwort auf verschiedene Pegel des Modulationssignals, und die Eingangssignalleistungen
der Koppler CU1 bis CU3 und die Leistungsverhältnisse dazwischen und die
Phasenverschiebungen der ersten variablen Phasenschieber PH11 bis
PH31 und der zweiten variablen Phasenschieber PH12 bis PH32 in den 15 Kombinationen
von Ein/Aus-Zuständen
mit Ausnahme der Kombination, gemäß der alle Schalter SW1 bis
SW4 ausgeschaltet sind, sind in der Tabelle von 12 dargestellt.
In 12 stellen A, B, C, D, E und F die Leistungen
der Eingangssignale a, b, c, d, e bzw. f dar, wobei, wenn irgend
einem der Leistungsverstärker
PA1 bis PA4 der Wert "1" zugeordnet ist,
ein dem entsprechenden der Leistungsverstärker PA1 bis PA4 zugeordneter
Schalter SW1 bis SW4 eingeschaltet ist und dieser eine der Leistungsverstärker PA1
bis PA4 ein Eingangssignal und ein Ausgangssignal aufweist.
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13 zeigt
eine Tabelle zum Darstellen der Beziehung zwischen dem Eingangsmodulationssignalpegel
des in 7 dargestellten digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers und
der Eingangsleistung PIN, der Ausgangsleistung
POUT und der Verlustleistung LOSS in den
vorstehend beschriebenen 15 Kombinationen von Ein/Aus-Zuständen der
Schalter SW1 bis SW4. Hierbei wird der Eingangsmodulationssignalpegel
durch INPUT bezeichnet, und die Eingangsleistung PIN ist die Gesamtleistung
der Eingangssignale a, b, c und d. Die Ausgangsleistung POUT stellt die Ausgangsleistung am Ausgangsanschluss
des Kopplers CU1 dar.
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Wie
in 13 ersichtlich ist, ist die Verlustleitung (LOSS),
die durch die Dummy-Widerstände
R1 bis R3 der Koppler CU1 bis CU3 absorbiert wird, kleiner als 0,2dB
und damit im Vergleich zu derjenigen eines herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers wesentlich
geringer. Die Verlustleistung kann durch Erhöhen der variablen Schrittweiten für die Phasenverschiebungen
der Phasenschieber PH11 bis PH32 weiter vermindert werden.
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Nachstehend
wird eine zweite Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung beschrieben. 14 zeigt ein
Blockdiagramm der zweiten Ausführungsform
des erfindungsgemäßen digitalen
Amplitudenmodulationsverstärkers.
In 14 sind die gleichen Komponenten wie in 7 durch
die gleichen Bezugszeichen bezeichnet, so dass diese nicht wiederholt
beschrieben werden. Die in 14 dargestellte
Ausführungsform
ist dadurch gekennzeichnet, dass ein einzelner Amplitudenmodulator 17 und
ein einzelner Leistungsverstärker 18 der
Klasse A oder der Klasse AB für
die niedrigeren Bits eines digitalen Ausgangssignals des A/D-Wandlers 13 vorgesehen
sind.
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Gemäß 14 wird
ein digitales Ausgangssignal des A/D-Wandlers 13 in höhere Bits
und niedrigere Bits geteilt, die im Voraus festgelegt werden, wobei
nur die höheren
Bits dem Ein/Aus-Controller 14 zugeführt werden, während die
niedrigeren Bits dem D/A-Wandler 16 zugeführt und
durch den D/A-Wandler 16 in ein Analogsignal umgewandelt
werden. Die höheren
Bits und die niedrigeren Bits werden beliebig festgelegt. Zur vereinfachenden
Beschreibung wird hierin beispielhaft vorausgesetzt, dass das Digitalsignal
4 Bits aufweist und 1 Bit als die niedrigeren Bits und die anderen
3 Bits als die höheren
Bits verwendet werden.
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Das
analoge Ausgangssignal des D/A-Wandlers 16 wird dem Amplitudenmodulator 17 zugeführt, durch
den ein Träger,
der ihm vom Trägergenerator 11 über den
Phasenschieber ϕ4 zugeführt
wird, auf analoge Weise mit dem zugeführten analogen Ausgangssignal
amplitudenmoduliert wird. Die durch den Amplitudenmodulator 17 erhaltene
amplitudenmodulierte Welle, die den niedrigeren Bits entspricht,
wird zunächst durch
den linearen Leistungsverstärker 18 der
Klasse A oder der Klasse AB leistungsverstärkt und dann dem Koppler CU1
zugeführt,
durch den sie mit einem den höheren
Bits des Leistungsverstärkers
PA1 entsprechenden Ausgangssignal gekoppelt (leistungsverstärkt) wird.
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Daher
werden in der vorliegenden Ausführungsform
die niedrigeren Bits durch den Leistungsverstärker 18 der Klasse
A oder AB ersetzt. Obwohl zur vereinfachenden Darstellung in 14 1
Bit als die niedrigeren Bits verwendet wird, kann, wenn beispielsweise
vorausgesetzt wird, dass das Digitalsignal 8 Bits aufweist und
die niedrigeren Bits aus 3 Bits bestehen, während die höheren Bits aus 5 Bits bestehen,
ein digitaler Amplitudenmodulationsverstärker aus fünf Leistungsverstärkern PA
und fünf
Kopplern und einem Leistungsverstärker 18 der Klasse
A oder der Klasse AB gebildet werden.
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Daher
hat, während
in der ersten Ausführungsform,
in der die Anzahl von Leistungsverstärker der Bitzahl des Digitalsignals
gleich sein muss, die Anzahl der Leistungsverstärker mit zunehmender Bitzahl
zunimmt, die vorliegende Ausführungsform
den Vorteil, dass, auch wenn die Bitzahl des Digitalsignals zunimmt, die
Ausführungsform
unter Verwendung einer Anzahl von Leistungsverstärkern gebildet werden kann,
die kleiner ist als in der ersten Ausführungsform.
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15 zeigt
eine schematische Ansicht zum Darstellen eines Konzepts zum Zusammensetzen
einer amplitudenmodulierten Ausgangswelle in der in 14 dargestellten
zweiten Ausführungsform.
In 15 bezeichnen pa1 bis pa3 Ausgangssignalkomponenten
der den höheren
Bits der amplitudenmodulierten Ausgangswelle entsprechenden Leistungsverstärker PA1
bis PA3, und der Kurvenabschnitt pa0 stellt eine den niedrigeren
Bits entsprechende analoge amplitudenmodulierte Wellenkomponente
dar.
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Obwohl
durch die Verwendung eines Leistungsverstärkers der Klasse A oder der
Klasse AB die Leistungseffizienz vermindert wird, hat, weil der
den niedrigeren Bits entsprechende Signalpegel im Vergleich zu denjenigen
der höheren
Bits sehr klein ist, wie in 15 dargestellt
ist, die Verschlechterung der Leistungseffizienz durch die niedrigeren
Bits keinen großen
Einfluß auf
die Effizienz des gesamten Verstärkers.
Außerdem werden
die Hüllkurven
der amplitudenmodulierten Welle glatt und kann außerdem die
Erzeugung von Harmonischen vermindert werden.
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Nachstehend
wird eine dritte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung beschrieben. 16(A) zeigt
ein Blockdiagramm der dritten Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen
Amplitudenmodulationsverstärkers.
Wie in 16(A) dargestellt ist, weist
der digitale Amplitudenmodulationsverstärker einen Generator 21 für einen
phasenmodulierten Träger,
einen Modulationssignalgenerator 22 und ein digitales Amplitudenmodulationsverstärkungselement 23 auf.
Das digitale Amplitudenmodulationsverstärkungselement 23 hat
mit Ausnahme des Trägergenerators 11 und
des Modulationssignalgenerators 12 eine Schaltungskonstruktion,
die derjenigen der in den 7 und 14 dargestellten
Ausführungsformen
gleicht.
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D.h.,
die dritte Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung weist an Stelle eines Trägergenerators 11 der
ersten oder zweiten Ausführungsrom
den Generator 21 zum Erzeugen eines phasenmodulierten Trägers auf,
der als Eingangssignale der den einzelnen Bits entsprechenden Leistungsverstärker einen
Träger
empfängt,
der mit einem Informationssignal phasenmoduliert ist, das sich von
dem Modulationssignal des Modulationssignalgenerators 22 unterscheidet,
so dass eine modulierte Welle erhalten werden kann, die sowohl amplituden- als auch phasenmoduliert
ist.
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Mit
der dritten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann, weil ein phasenmodulierter Träger amplitudenmoduliert
werden kann, ein Einzelseitenband(SSB)signal erhalten werden durch
Amplitudenmodulation eines Trägers,
der mit einer Phaseninformation θ phasenmoduliert
ist, mit einem Modulationssignal, das eine Amplitudeninformation
r aufweist und durch Vm·cosωmt dargestellt
wird, wie in 16(B) dargestellt ist. Außerdem kann
ein Restseitenband(VSB)signal, das durch einen Vektor dargestellt
wird, der eine elliptische Ortskurve beschreibt, erhalten werden
durch Amplitudenmodulation eines Trägers, der mit einer Phaseninformation σ phasenmoduliert
ist, mit einem Modulationssignal Vm1·cosωm1t oder Vm2·cosωm2t mit
einer Amplitudeninformation r, wie in 16(C) dargestellt
ist.
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Die
vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebenen
Ausführungsformen
beschränkt. Beispielsweise
kann, obwohl in 7 die Anzahl der Koppler, d.h.
der Koppler CU1 bis CU3, "3" beträgt und die
Anzahl der Leistungsverstärker,
d.h. der Leistungsverstärker
PA1 bis PA4, "4" beträgt, eine
einer Digitalisierungsbitzahl eines Digitalsignals entsprechende
beliebige Anzahl N von Kopplern verwendet werden, wobei die Anzahl
von Leistungsverstärkern
der Klasse C (N + 1) betragen kann. In der Ausführungsform von 14 kann,
wenn die Anzahl der niedrigeren Bits m beträgt, der Verstärker unter
Verwendung von (N + 1 – m)
Leistungsverstärkern
PA der Klasse C und eines Leistungsverstärkers 18 der Klasse
A oder AB konstruiert werden.
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Wie
vorstehend beschrieben wurde, wird erfindungsgemäß, wenn mehrere Leistungsverstärker der Klasse
C verwendet werden, die eine hohe Leistungseffizienz aufweisen,
und die Ausgangssignale der Leistungsverstärker unter Verwendung von Kopplern
zusammengesetzt werden, weil der durch Dummy-Lasten der Koppler
absorbierte Leistungsverlust im wesentlichen eliminiert werden kann,
ein digitaler Amplitudenmodulationsverstärker mit einer im Vergleich
zu herkömmlichen
digitalen Amplitudenmodulationsverstärkern höheren Leistungseffizienz erhalten
werden, der die Amplitude eines Eingangsmodulationsgrades mit einer
hohen Genauigkeit regeneriert.
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Außerdem kann
erfindungsgemäß, weil
Leistungsverstärker
verwendet werden, die entsprechend den höheren Bits eines Digitalsignals
bereitgestellt werden und eine Klasse-C-Operation ausführen, während ein einzelner Leistungsverstärker der
Klasse A oder der Klasse AB gemeinsam für die niedrigeren Bits des
Digitalsignals verwendet wird, auch wenn die Bitzahl des Digitalsignals
groß ist,
die Konstruktion des digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers einfach
sein.
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Außerdem kann
erfindungsgemäß, wenn
ein Eingangsträger
mit einem gewünschten
Informationssignal im Voraus phasenmoduliert wird, weil eine modulierte
Welle ausgegeben werden kann, die sowohl Amplitudeninformation als
auch Phaseninformation enthält,
ein digitaler Amplitudenmodulationsverstärker mit einer hohen Universalität realisiert
werden.
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Nachstehend
werden Ausführungsformen
eines erfindungsgemäßen Fernsehrundfunkgeräts unter Bezug
auf die Zeichnungen beschrieben.
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17 zeigt
ein Blockdiagramm eines Fernsehrundfunkgeräts. Gemäß 17 wird
ein über
einen Eingangsanschluss 101 zugeführtes analoges Videosignal
durch einen A/D-Wandler 102 in ein Digitalsignal umgewandelt
und anschließend
durch einen Signalinvertierer 103 invertiert, woraufhin
es einem ersten FIR- (Finite Impulse Response) Digitalfilter 104 und
einem zweiten FIR- (Finite Impulse Response) Digitalfilter 105 zugeführt wird.
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Das
erste FIR-Digitalfilter 104 hat eine beispielsweise in 18(A) dargestellte Frequenzcharakteristik, gemäß der es
Signalkomponenten eines Bandes durchlässt, das dem DSB-Abschnitt eines VSB-Signals entspricht,
und begrenzt die Amplitude von Signalkomponenten eines anderen Bandes,
das dem SSB-Abschnitt entspricht, auf die Hälfte. In 18(A) sind Frequenzkomponenten, die niedriger
ist als 0,75 MHz, Signalkomponenten des Bandes, das dem DSB-Abschnitt
eines VSB-Signals
entspricht, und Frequenzkomponenten von 0,75 MHz bis 4,2 MHz sind
Frequenzkomponenten des Bandes, das dem SSB-Abschnitt entspricht. Von diesem ersten
FIR-Digitalfilter 104 wird I-Information 106 extrahiert.
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Das
zweite FIR-Digitalfilter 105 hat eine beispielsweise in 18(B) dargestellte Frequenzcharakteristik, gemäß der es
nur Signalkomponenten eines Bandes, das dem SSB-Abschnitt eines VSB-Signals entspricht,
mit der halben Amplitude des dem Filter zugeführten Eingangssignals durchlässt, und
die Phase seines Ausgangssignals ist bezüglich derjenigen des Ausgangssignals
des ersten FIR-Digitalfilters 104 um 90° phasenverschoben. In 18(B) sind Frequenzkomponenten von 0,75 MHz bis
4,2 MHz Signalkomponenten eines Bandes, das einem SSB-Abschnitt
entspricht. Von diesem zweiten FIR-Digitalfilter 105 wird
Q-Information 107 extrahiert.
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Impulsantworten
zum Berechnen von Koeffizienten der FIR-Digitalfilter 104 und 105 sind
durch die nachstehenden Ausdrücke
gegeben. Hierbei stellt N die Anzahl der Tap-Koeffizienten der FIR-Digitalsfilter 104 und 105 dar,
wobei, um die Spezifikationen für
ein Fernsehsignal zu erfüllen, 128 oder
mehr Taps erforderlich sind.
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Erstes
FIR-Digitalfilter
104:
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Zweites
FIR-Digitalfilter
105:
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Die Übertragungsfunktion
H(k) ist bezüglich
der Kreisfrequenz ω =
0 asymmetrisch, wie durch den folgenden Ausdruck dargestellt ist:
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Ein
Beispiel der Amplituden-Frequenz-Charakteristik des vorstehend beschriebenen
ersten FIR-Digitalfilters 104 ist in 19(A) dargestellt, und ein Beispiel der Phasen-Frequenz-Charakteristik
ist in 19(B) dargestellt. Ein Beispiel
der Amplituden-Frequenz-Charakteristik des zweiten FIR-Digitalfilters 105 ist
in 19(C) dargestellt, und ein Beispiel
der Phasen-Frequenz-Charakteristik ist in 19(D) dargestellt.
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I-Information 106 und
Q-Information 107, die von den vorstehend beschriebenen
FIR-Digitalfiltern 104 und 105 ausgegeben werden,
werden, wie in 17 dargestellt, einer Polarkoordinatentransformationsschaltung 108 zugeführt, die
sie in Amplitudeninformation A(t) und Phaseninformation θ(t) umwandelt.
Die Beziehung zwischen der I-Information 106 bzw. der Q-Information 107 zur
Amplitudeninformation A(t) und Phaseninformation θ(t) ist
in 20 dargestellt.
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Gemäß 17 wird
von der von der Polarkoordinatentransformationsschaltung 108 extrahierten
Amplitudeninformation A(t) und Phaseninformation θ(t) die
Amplitudeninformation A(t) einer Amplitudensteuerungsschaltung 115 zugeführt, während die
Phaseninformation θ(t)
einem Phasenmodulator 111 zugeführt wird, durch den ein vom
Trägergenerator 112 zugeführter Träger durch
eine Phasenmodulation mit der Phaseninformation θ(t) in eine phasenmodulierte
Welle umgewandelt wird. Die phasenmodulierte Welle wird einem D/A-Wandler 113 zugeführt, durch
den sie in ein Analogsignal umgewandelt wird. Dann werden unnötige Hochfrequenzkomponenten
durch ein Tiefpassfilter (TPF) 114 vom Analogsignal entfernt,
und das erhaltene Signal wird einem Leistungsverstärker 116 zugeführt.
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Während der
Leistungsverstärker 116 die
ihm über
das Tiefpassfilter 114 zugeführte phasenmodulierte Welle
leistungsverstärkt
und ausgibt, wird der Ausgangsamplitudenpegel durch das von der
Amplitudensteuerungsschaltung 115 zugeführte Amplitudensteuerungssignal
gemäß der Amplitudeninformation
A(t) gesteuert. Dadurch wird ein durch Amplitudenmodulation der
phasenmodulierten Welle mit dem Amplitudensteuerungssignal erzeugtes
Signal, d.h. ein Restseitenband(VSB)signal an den Ausgangsanschluss 117 ausgegeben.
Auf diese Weise kann ein VSB-Signal ohne Verwendung eines Restseitenbandfilters
erhalten werden.
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Gemäß einem
Beispiel eines Verfahrens zum Steuern des Amplitudenpegels des Leistungsverstärkers 116 wird,
wie in 21(A) dargestellt, die Drain-Elektrode
eines Feldeffekttransistors (FET) 121, der ein Verstärkungselement
ist, über
eine Spule 122 mit einem Ausgangsanschluss der Amplitudensteuerungsschaltung 115 verbunden,
so dass die Drain-Spannung
des FET 121 durch eine Ausgangsspannung der Amplitudensteuerungsschaltung 115 gesteuert
wird, um die Drain-Ausgangsspannung
zu steuern.
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21(B) zeigt ein anderes Beispiel, in dem an Stelle
des FET 121 ein bipolarer Transistor (npn-Transistor) 123 als
Verstärkungselement
verwendet wird. In diesem Beispiel kann die Kollektorspannung des
bipolaren Transistors 123 durch Steuern des Transistors
durch eine Ausgangsspannung der Amplitudensteuerungsschaltung 115 über eine
Spule 124 geändert
werden.
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22 zeigt
ein Blockdiagramm eines Fernsehrundfunkgeräts. In 22 sind
die gleichen Elemente wie in 17 durch
die gleichen Bezugszeichen bezeichnet, so dass diese nicht wiederholt
beschrieben werden. Gemäß 22 wird
einem Tiefpassfilter (TPF) 123 und einem Bandpassfilter
(BPF) 134 ein durch einen Signalinvertierer 103 invertiertes
Analogsignal zugeführt,
nachdem dem Signal durch einen Addierer 131 eine Gleichspannung
von einer Gleichspannungsquelle 132 hinzugefügt wurde.
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Das
Tiefpassfilter 133 lässt
nur Signalkomponenten (von weniger als 0,75 MHz) eines Bandes durch, das
dem DSB-Abschnitt
eines VSB-Signals entspricht. Das Bandpassfilter 134 lässt nur
Signalkomponenten (0,75 MHz bis 4,2 MHz) eines anderen Bandes durch,
das dem SSB-Abschnitt des VSB-Signals entspricht. Ein Ausgangssignal
des Bandpassfilters 134 wird durch einen 1/2-Dämpfer 135 auf
die halbe Amplitude reduziert und dann durch einen Addierer 136 zu
einem Ausgangssignal des Tiefpassfilters 133 addiert, um
I-Information zu erzeugen. Das Ausgangssignal des 1/2-Dämpfers 135 wird
außerdem
einer Hilbert-Transformationseinrichtung 137 zugeführt, die
es um 90° phasenverschiebt,
um Q-Information zu erzeugen.
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Die
I-Information und die Q-Information werden der analogen Polarkoordinatentransformationseinrichtung 138 zugeführt, die
sie in eine Amplitudeninformation r (= (I2 +
Q2)1/2) und eine
Phaseninformation θ (=
tan–1 (Q/I))
umwandelt.
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Die
analoge Polarkoordinatentransformationseinrichtung 138 besteht,
wie in 23 dargestellt ist, aus Multiplizierern 141 und 142,
einer Verarbeitungsschaltung 143 für eine trigonometrische Funktion,
einem Addierer 144 und einer Quadratwurzelverarbeitungsschaltung 145.
Gemäß 23 werden
zunächst
ein Signal, das durch Quadrieren der zugeführten I-Information durch den Multiplizierer 141 erhalten
wird, und ein anderes Signal, das durch Quadrieren der zugeführten Q-Information durch
den Multiplizierer 142 erhalten wird, durch den Addierer 144 addiert
und dann der Quadratwurzel verarbeitungsschaltung 145 zugeführt und
einer Quadratwurzelverarbeitung unterzogen. Dadurch wird von der
Quadratwurzelverarbeitungsschaltung 145 eine durch (I2 + Q2)1/2 dargestellte
Amplitudeninformation r ausgegeben.
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Die
Verarbeitungsschaltung 143 für eine trigonometrische Funktion
empfängt
die I-Information und die Q-Information
und berechnet den Ausdruck tan–1(Q/I) und gibt ein
Ergebnis der Rechenverarbeitung als Phaseninformation θ aus. Die
Multiplizierer 141 und 142, die Verarbeitungsschaltung 143 für eine trigonometrische Funktion
und die Quadratwurzelverarbeitungsschaltung 145 können unter
Verwendung eines linearen IC-Bausteins oder eines ähnlichen
Elements realisiert werden.
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Von
der von der analogen Polarkoordinatentransformationseinrichtung 138 ausgegebenen
Amplitudeninformation r und Phaseninformation θ wird die Amplitudeninformation
r, ähnlich
wie in der vierten Ausführungsform,
der Amplitudensteuerungsschaltung 115 zugeführt, während die
Phaseninformation θ dem
Phasenmodulator 111 zugeführt wird, der einen Träger vom
Trägergenerator 112 mit
der Phaseninformation θ phasenmoduliert.
Die phasenmodulierte Welle vom Phasenmodulator 111 wird
dem Leistungsverstärker 116 zugeführt, der
sie mit einem Steuersignal von der Amplitudensteuerungsschaltung 115 amplitudenmoduliert.
Dadurch wird vom Leistungsverstärker 116 ein
VSB-Signal erhalten.
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Mit
dem vorliegenden Beispiel kann unter Verwendung einer Analogschaltung
Amplitudeninformation und Phaseninformation von einem Videosignal
erfasst werden, und ein VSB-Signal
kann von der Amplitudeninformation und der Phaseninformation ohne
Verwendung eines Restseitenbandfilters erhalten werden.
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Wie
vorstehend beschrieben wurde, kann, weil ein Träger gemäß von einem Eingangsvideosignal
erhaltener Amplitudeninformation und Phasenmodulation ampliduden-
und phasenmoduliert wird, ein Restseitenbandsignal ohne Verwendung
eines Restseitenbandfilters erhalten werden. Dadurch kann ein Fernsehrundfunkgerät im Vergleich
zu einem herkömmlichen
Fernsehrundfunkgerät,
in dem ein Restseitenbandfilter verwendet wird, kostengünstiger
hergestellt werden.