DE69736096T2

DE69736096T2 - Digitaler Amplitudenmodulationsverstärker und Fernsehrundfunkgerät

Info

Publication number: DE69736096T2
Application number: DE69736096T
Authority: DE
Inventors: Haruo Minato-ku Takeda; Yukio Tatsumi; Ikuji Fujitani; Takuya Shioda; Tomofumi Yoshimi; Tomohiko Sugimoto; Kazuhisa Haeiwa
Original assignee: NEC Corp; Nippon Hoso Kyokai NHK; Japan Broadcasting Corp
Current assignee: NEC Corp; Japan Broadcasting Corp
Priority date: 1996-09-06
Filing date: 1997-09-04
Publication date: 2007-01-18
Anticipated expiration: 2017-09-05
Also published as: CA2214624C; CA2214624A1; AU752837B2; EP0828385A2; EP0828385B1; AU3684997A; EP0828385A3; DE69736096D1; US6041082A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker und insbesondere einen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker, der ein Modulationssignal in ein Digitalsignal umwandelt, einen Sendeträger gemäß dem Digitalsignal leistungsverstärkt und eine amplitudenmodulierte Welle ausgibt.
1 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen Amplitudenmodulationsverstärkers. Gemäß 1 werden ein von einem Trägergenerator 11 ausgegebener Träger und ein von einem Modulationssignalgenerator 12 ausgegebenes Modulationssignal einem Amplitudenmodulator 41 zugeführt, der durch Modulieren der Amplitude des Trägers mit dem Modulationssignal eine amplitudenmodulierte Welle erzeugt. Die amplitudenmodulierte Welle wird einem linearen Leistungsverstärker 42 zugeführt, der eine Operation der Klasse A oder B ausführt und die Welle leistungsverstärkt. Dadurch wird der Träger (die amplitudenmodulierte Welle), dessen Amplitude gemäß dem Modulationssignal moduliert ist, vom linearen Leistungsverstärker 42 ausgegeben.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers. Der herkömmliche digitale Amplitudenmodulationsverstärker ist im US-Patent Nr. 4804931 beschrieben und kann seinen Ausgangssignalpegel durch ein Digitalsignal in der Form eines Modulationssignals steuern.
Gemäß 2 wird ein durch einen Modulationssignalgenerator 12 erzeugtes analoges Modulationssignal einem A/D-Wandler 13 zugeführt, der das Signal in ein digitales Modulationssignal umwandelt. Das digitale Modulationssignal wird einem Ein/Aus-Controller 14 zugeführt, der das Signal in ein Steuersignal zum Ein-/Ausschalten von vier Schaltern SW1 bis SW4 umwandelt. Weil vier Schalter SW1 bis SW4 verwendet werden, beträgt die Digitalisierunasbitzahl des durch den A/D-Wandler 13 ausgegebenen Digitalsignals 4 Bit, und das vorstehend erwähnte Steuersignal schaltet die Schalter SW1 bis SW4 gemäß den individuellen Bits ein/aus.
Die Schalter SW1 bis SW4 empfangen einen durch den Trägergenerator 11 erzeugten Träger als Eingangssignale und führen die zugeführten Träger den Schaltern zugeordneten Leistungsverstärkern PA1 bis PA4 während den Zeitdauern zu, in denen sie auf einen eingeschalteten Zustand gesteuert sind. Weil für die Leistungsverstärker PA1 bis PA4 keine lineare Charakteristik erforderlich ist, sind sie derart konstruiert, dass sie eine Operation der Klasse C ausführen, in der sie eine hohe Leistungseffizienz aufweisen. Außerdem weisen die Leistungsverstärker Verstärkungsgrade auf, die für die individuellen Bits des 4-Bit-Digitalsignals gewichtet werden. Beispielsweise weist der Leistungsverstärker PA1 einen Verstärkungsgrad auf, der proportional zu 23 zunimmt, was dem höchstwertigen Bit (MSB) des 4-Bit-Digitalsignals entspricht, und ähnlicherweise weisen die Leistungsverstärker PA2, PA3 und PA4 Verstärkungsgrade auf, die proportional zu 22, 21 bzw. 20 zunehmen.
Ein Ausgangssignal jedes der Leistungsverstärker PA1 bis PA4 wird einem von zwei Eingangsanschlüsse eines entsprechenden 3dB-Kopplers CO1 bis CO4 zugeführt, die den Leistungsverstärkern PA1 bis PA4 zugeordnet sind, und mit einem dem anderen Eingangssignal des Kopplers zugeführten Ein gangssignal gekoppelt. Die Ausgangssignale der 3dB-Koppler CO2, CO3 und CO4 der vorangehenden Bits (niedrigeren Bits) werden den anderen Eingangsanschlüssen der 3dB-Koppler CO1, CO2 und CO3 zugeführt. Außerdem wird der durch einen Anfangssignalverstärker 19 verstärkte Träger vom Trägergenerator 11 dem anderen Eingangsanschluss des 3dB-Kopplers des niedrigstwertigen Bits (LSB) zugeführt. Dummy-Transistoren R1 oder R4 sind mit entsprechenden Dummy-Ausgängen der 3dB-Koppler CO1 bis CO4 verbunden.
Die 3dB-Koppler CO1 bis CO4 haben die gleiche Konstruktion, und in 3 ist exemplarisch die Konstruktion des Kopplers CO1 dargestellt. Gemäß 3 weist der Koppler CO1 auf: einen Eingangsanschluss 51, dem ein Ausgangssignal des Kopplers CO2 des niedrigstwertigen Bits zugeführt wird, einen Eingangsanschluss 52, dem ein Ausgangssignal des Leistungsverstärkers PA1 des höchstwertigen Bits zugeführt wird, einen Ausgangsanschluss, 53, über den ein Kopplungsausgangssignal ausgegeben wird, und einen Dummy-Ausgangsanschluss 54.
Weil das Ausgangssignal des Kopplers CO2 des niedrigstwertigen Bits ein Kopplungsausgangssignal der 3dB-Koppler CO4, CO3 und CO2 ist (d.h., ein Verbundsignal der Ausgangssignale der Verstärker PA4, PA3 und PA2 gemäß den Ein/Aus-Zuständen der Schalter SW4, SW3 und SW2), wie gemäß der Konstruktion von 3 ersichtlich ist, wird vom Ausgangsanschluss 53 des 3dB-Kopplers CO1 ein Ausgangssignal ausgegeben, das gemäß den Ein/Aus-Zuständen der Schalter SW1 bis SW4 aus den Ausgangssignalen der Leistungsverstärker PA1 bis PA4 zusammengesetzt ist. Insbesondere ist das Ausgangssignal des 3dB-Kopplers CO1 in diesem Fall eine amplitudenmodulierte Welle, die sich gemäß den Ein/Aus-Zuständen der Schalter SW1 bis SW4 ändert und eine gemäß dem Modulationssignal modulierte Amplitude aufweist. 4 zeigt eine schematische Ansicht eines Konzepts zum Zusammensetzen der amplitudenmodulierten Welle, und Bezugszeichen pa1 bis pa4 bezeichnen Ausgangssignalkomponenten von Leistungsverstärkern PA1 bis PA4 der ausgegebenen amplitudenmodulierten Welle.
Bei dem in 1 dargestellten herkömmlichen Amplitudenmodulationsverstärker tritt jedoch das Problem auf, dass seine Leistungseffizienz niedrig ist, weil ein amplitudenmoduliertes Signal durch einen linearen Leistungsverstärker 42 leistungsverstärkt wird, der eine Operation der Klasse A oder AB ausführt. Dieser Sachverhalt wird unter Bezug auf die 5(A) und 5(B) beschrieben. Bei einer amplitudenmodulierten Welle ist der Unterschied zwischen einem Spitzenpegel und einem mittleren Pegel des Signals groß, wie in 5(B) ersichtlich ist. Um eine amplitudenmodulierte Welle mit derartigen Eigenschaften mit einer minimalen Verzerrung zu verstärken, wird ein linearer Verstärker verwendet, der eine Operation der Klasse A oder AB ausführt, wobei die Effizienz des Leistungsverstärkers des vorstehend erwähnten Typs gemäß einer Abnahme des Ausgangssignalpegels abnimmt, wie in 5(A) dargestellt ist. Daher ist die Effizienz bei einem mittleren Ausgangssignalpegel niedriger als die Effizienz bei einem Spitzensignalpegel.
Bei dem in 2 dargestellten herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker treten beispielsweise die nachstehend beschriebenen Probleme auf, weil darin die 3dB-Koppler CO1 bis CO4 verwendet werden. Insbesondere haben, wenn in 3 die dem Eingangsanschluss 51 zugeführte Spannung E₁ und die dem Eingangsanschluss 52 zugeführte Spannung E₂ eine derartige Beziehung haben, dass ihre Phasen 0 Grad bzw. 90 Grad betragen können, die Ausgangsspannung E_OUT des Ausgangsanschlusses 53 und die Dummy-Spannung E_DUM des Dummy- Ausgangsanschlusses 54 beispielsweise eine der durch die folgenden Ausdrücke dargestellten Beziehungen:
Gemäß den vorstehenden Ausdrücken beträgt, wenn E₁ = E₂ ist, die Dummy-Spannung E_DUM am Dummy-Ausgangsanschluss 54 0V, so dass alle Eingangsspannungen über den Ausgangsanschluss 53 ausgegeben werden. Die Eingangsspannung E₁ des Eingangsanschluss 51 ist jedoch ein zusammengesetztes oder Verbundausgangssignal der Leistungsverstärker PA2 bis PA4 der niedrigeren Bits und ändert sich gemäß den Ein/Aus-Zuständen der Schalter SW2 bis SW4 an den Eingangsseiten der Leistungsverstärker PA2 bis PA4 (d.h., gemäß den Werten der 2. bis 4. Bits des Digitalsignals). Außerdem ändert sich das Eingangssignal E₂ des Eingangsanschlusses 52 in Abhängigkeit vom Zustand seines entsprechenden Bits zwischen einem Ein- und einem Aus-Zustand, d.h. einem Zustand, in dem es vorhanden ist, und einem Zustand, in dem es nicht vorhanden ist.
Daher wird in Abhängigkeit von den Ein/Aus-Zuständen der Schalter SW1 bis SW4 an den Eingangsseiten der Leistungsverstärker PA1 bis PA4 (d.h. in Abhängigkeit von den Werten der Bits des Digitalsignals) nicht die dem 3dB-Koppler CO1 zugeführte gesamte Signalleistung über den Ausgangsanschluss 54 ausgegeben, sondern ein Teil der Signalleistung wird über den Dummy-Anschluss 54 durch den Dummy-Widerstand R1 absorbiert, wodurch die Leistungseffizienz abnimmt. Außerdem wird gemäß dem Modulationsgrad des vom Ausgangsanschluss 53 ausgegebenen Ausgangssignals die Amplitude des Eingangsmodulationssignals nicht exakt regeneriert.
Ein herkömmliches Fernsehrundfunkgerät weist, wie in einem Blockdiagramm von 6 dargestellt ist, beispiels weise einen Eingangsanschluss zum Empfangen eines analogen Videosignals, einen Signalinvertierer 103, einen Amplitudenmodulator 150, einen Trägergenerator 141, ein Restseitenbandfilter (VSBF) 152, einen Leistungsverstärker 153 und einen Ausgangsanschluss 117 auf.
Nachstehend wird die Arbeitsweise des herkömmlichen Fernsehrundfunkgeräts beschrieben. Ein über den Eingangsanschluss 101 zugeführtes analoges Videosignal wird durch den Signalinvertierer 103 invertiert und dann als Modulationssignal dem Amplitudenmodulator 150 zugeführt, der einen Träger vom Trägergenerator 151 mit dem Modulationssignal amplitudenmoduliert, um eine amplitudenmodulierte Welle zu erzeugen. Weil die amplitudenmodulierte Welle ein Doppelseitenband(DSB)signal ist, wird es dem Restseitenbandfilter (VSBF) 152 zugeführt, das den größten Teil eines unteren Seitenbandes davon entfernt, um ein Restseitenband(VSB)signal zu erzeugen. Dann wird das Restseitenbandsignal durch den Leistungsverstärker 153 leistungsverstärkt und an den Ausgangsanschluss 117 ausgegeben, so dass es mit einer audiomodulierten Welle gemultiplext und übertragen werden kann.
Weil für das herkömmliche Fernsehrundfunkgerät ein Restseitenbandfilter 152 erforderlich ist, unabhängig davon, ob es ein Signal einer Niedrig- oder einer Hochleistungsstufe ist, und das Restseitenbandfilter 152 ein Element ist, das so wichtig ist, dass es die Charakteristik des gesamten Rundfunkgeräts entscheidend beeinflusst und eine besonders hohe Genauigkeit aufweisen muss, entsteht ein Problem dahingehend, dass das Restseitenbandfilter 152 ein teueres Spezialfilter sein muss.
In der EP-A1-0725478 ist eine Amplitudenmodulationsschaltung mit einer Einrichtung zum Teilen eines digitalisierten Eingangssignals in mehrere Bitgruppen; einer Einrichtung zum Erzeugen mehrerer phasenverschobener Träger mit der gleichen Frequenz und voneinander verschiedenen Phasen; einer Einrichtung zum Auswählen mindestens zweier phasenverschobener Träger von den mehreren phasenverschobenen Trägern für jede der mehreren Bitgruppen und in Antwort auf den Wert jeder der mehreren Bitgruppen; mehreren differentiell geschalteten Leistungsverstärkern, die den mehreren Bitgruppen zugeordnet sind, wobei das Ausgangssignal jedes der mehreren differentiell geschalteten Leistungsverstärker durch mindestens zwei phasenverschobene Träger differentiell geschaltet wird, die für eine entsprechende der mehreren Bitgruppen ausgewählt worden sind; und einer Einrichtung zum Gewichten und Addieren der Ausgangssignale der mehreren differentiell geschalteten Leistungsverstärker zum Erzeugen einer amplitudenmodulierten Welle dargestellt.
Die vorliegende Erfindung ist hinsichtlich des vorstehend beschriebenen Sachverhalts entwickelt worden, und es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker bereitzustellen, der ein amplitudenmoduliertes Signal effizient erzeugen kann.
Es ist eine andere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker bereitzustellen, der eine amplitudenmodulierte Welle ausgeben kann, wobei die Amplitude eines Eingangsmodulationsgrades mit einer höheren Genauigkeit regeneriert wird.
Um die vorstehend beschriebene Aufgabe zu lösen, wird gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ein digitaler Amplitudenmodulationsverstärker gemäß den beigefügten Patentansprüchen bereitgestellt.
Nachstehend werden Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
1 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen Amplitudenmodulationsverstärkers;
2 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers;
3 zeigt ein Blockdiagramm eines in 2 dargestellten 3dB-Kopplers;
4 zeigt eine schematische Ansicht eines Konzepts zum Zusammensetzen einer amplitudenmodulierten Ausgangswelle von 2;
5(B) und 5(B) zeigen ein Charakteristikdiagramm bzw. ein Wellenformdiagramm einer amplitudenmodulierten Welle zum Erläutern des herkömmlichen Amplitudenmodulationsverstärkers von 1;
6 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels eines herkömmlichen Fernsehrundfunkgeräts;
7 zeigt ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
8 zeigt eine Diagrammansicht zum Darstellen von Details eines Beispiels eines in 7 dargestellten Kopplers;
9(A) und 9(B) zeigen schematische Ansichten eines Beispiels eines in 8 dargestellten Phasenschiebers;
10 zeigt eine Ansicht zum Darstellen von Eingangsleistungsverhältnisses, Phasendifferenzen von Signalen an verschiedenen Stellen und Steuerphasenverschiebungen des Kopplers von 8;
11(A) und 11(B) zeigen schematische Ansichten zum Darstellen von Konstruktionen verschiedener Beispiele von Phasenschiebern im in 7 dargestellten Koppler;
12 zeigt eine Tabelle zum Darstellen von Beziehungen zwischen Digitalsignalen und Phasenverschiebungen der in 7 dargestellten Phasenschieber;
13 zeigt eine Tabelle zum Darstellen von Beziehungen zwischen Ein- und Ausgangssignalleistungen und -verlusten von Digitalsignalen in 7;
14 zeigt ein Blockdiagramm einer Konstruktion einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
15 zeigt eine schematische Ansicht eines Konzepts zum Zusammensetzen einer modulierten Ausgangswelle in 14;
16(A), 16(B) und 16(C) zeigen ein Blockdiagramm einer Konstruktion einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bzw. schematische Ansichten zugeführter modulierter Wellen;
17 zeigt ein Blockdiagramm eines vierten Beispiels;
18(A), 18(B) und 18(C) zeigen Charakteristikdiagramme von in 17 dargestellten digitalen FIR- (Finite Impulse Response) Filtern;
19(A) bis 19(D) zeigen Diagramme zum Darstellen von Beispielen von Charakteristiken der in 17 dargestellten digitalen FIR-Filter;
20 zeigt eine schematische Ansicht zum Darstellen der Arbeitsweise einer in 17 dargestellten Polarkoordinatentransformationsschaltung;
21(A) und 21(B) zeigen Schaltungsdiagramme zum Darstellen von Ausgangssignalpegelsteuerungsverfahren eines Leistungsverstärkers;
22 zeigt ein Blockdiagramm eines fünften Beispiels; und
23 zeigt ein Blockdiagramm eines Beispiels einer in 22 dargestellten analogen Polarkoordinatentransformationsschaltung.
7 zeigt ein Blockdiagramm einer Konstruktion einer Ausführungsform eines erfindungsgemäßen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers. In 7 sind die gleichen Komponenten wie in 2 durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Insbesondere ist der in 7 dargestellte digi tale Amplitudenmodulationsverstärker dem in 2 dargestellten herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker dahingehend ähnlich, dass er einen Trägergenerator 11, einen Modulationssignalgenerator 12, einen A/D-Wandler 13 und einen Ein/Aus-Controller 14 aufweist, wobei der Ein/Aus-Controller 14 ein Steuersignal zum Ein-/Ausschalten von vier Schaltern SW1 bis SW4 ausgibt.
Leistungsverstärker PA1 bis PA4 mit Verstärkungsgraden, die mit den einzelnen Bits eines 4Bit-Digitalsignals individuell gewichtet sind, sind den Schaltern SW1 bis SW4 zugeordnet. Weil für die Leistungsverstärker PA1 bis PA4 keine lineare Charakteristik erforderlich ist, sind die Leistungsverstärker PA1 bis PA4 derart konstruiert, dass sie ein Operation der Klasse C ausführen, bei der die Leistungseffizienz hoch ist.
Die vorliegende Ausführungsform der Erfindung unterscheidet sich vom herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärker darin, dass sie einen Phasenverschiebungscontroller 15 aufweist, dem ein digitales Ausgangsmodulationssignal eines A/D-Wandlers 13 zugeführt wird, und Phasenschieber ϕ1 bis ϕ4, denen Ausgangsträger des Trägergenerators 11 zugeführt werden, und Koppler CU1, CU2 und CU3, die den Leistungsverstärkern PA1, PA2 bzw. PA3 zugeordnet sind, sich in ihrer Konstruktion von den 3dB-Kopplern CO1 bis CO4 des herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers unterscheiden. Der Phasenverschiebungscontroller 15 ist ein Speicher, dem das Digitalsignal als eine Adresse zugeführt wird, und der in Antwort auf die zugeführte Adresse ein eine vorgegebene Phasenverschiebung anzeigendes Phasensteuerungssignal erzeugt und das Phasensteuerungssignal an die Koppler CU1 bis CU3 ausgibt.
Jeder der Koppler CU1, CU2 und CU3 weist einen zweiten Eingangsanschluss auf, dem ein verstärkter Ausgangsträger eines entsprechenden der Leistungsverstärker PA1, PA2 und PA3 zugeführt wird, und einen ersten Eingangsanschluss, dem ein Ausgangssignal des Kopplers CU2 oder CU3 des Bits der vorangehenden Stufe (niedrigeres Bit) oder des Leistungsverstärkers PA4 zugeführt wird. Jeder der Koppler CU1, CU2 und CU3 weist -auf: einen ersten 3dB-Koppler M1, M3 oder M5 zum Koppeln von seinen beiden Eingangsanschlüssen zugeführten Eingangssignalen, einen ersten variablen Phasenschieber PH11, PH21 oder PH31, dem eines von zwei Ausgangssignalen des ersten 3dB-Kopplers M1, M3 oder M5 zugeführt wird, einen zweiten variablen Phasenschieber PH12, PH22 oder PH32, dem das andere der beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M1, M3 oder M5 zugeführt werden, einen –90°-Phasenschieber SH1, SH2 oder SH3 zum Verschieben der Phase eines Ausgangssignals des ersten variablen Phasenschiebers PH11, PH21 oder PH31 um –90°, und einen zweiten 3dB-Koppler M2, M4 oder M6 zum Empfangen und Koppeln von Ausgangssignalen des zweiten variablen Phasenschiebers PH12, PH22 oder PH32 und des –90°-Phasenschiebers SH1, SH2 oder SH3. 8 zeigt eine Ansicht zum Darstellen eines detaillierten Beispiels des Kopplers CU1 von 7, wobei die anderen Koppler CU2 und CU3 die gleiche Konstruktion haben.
Ein Kopplungsausgangssignal des zweiten 3dB-Kopplers M2 des dem höchstwertigen Bit (MSB) entsprechenden Kopplers CU1 wird als Schaltungsausgangsspannung E_OUT (Ausgangsleistung P_OUT) ausgegeben. Die Phasenverschiebungen der ersten Phasenschieber PH11, PH21 und PH31 und der zweiten Phasenschieber PH12, PH22 und PH32 werden durch ein Ausgangssteuerungssignal des Phasenverschiebungscontrollers 15 gesteuert.
9(A) zeigt ein Schaltungsdiagramm eines Beispiels der ersten und zweiten Phasenschieber PH11 bis PH32 der Koppler CU1 bis CU3. Wie in 9(A) dargestellt ist, haben variable Phasenschieber PH11 bis PH32 eine π-Struktur mit einer Übertragungsleitung 31, die in eine Signalleitung in Serie eingefügt ist, und mehreren Serienschaltungen, die zwischen der Signalleitung und einer Referenzspannung (Erde) an den entgegengesetzten Enden der Übertragungsleitung 31 parallelgeschaltet sind und aus Impedanzelementen Z1 bis Z6 und Schaltelementen S1 bis S6 bestehen, die paarweise angeordnet sind. Die Schaltelemente S1 bis S6 werden durch ein Ausgangssteuersignal des in 7 dargestellten Phasenverschiebungscontrollers 15 selektiv ein- oder ausgeschaltet.
Wenn beispielsweise Kondensatoren C1 und C2, d.h. kapazitive Elemente, als Impedanzelemente in der Leitung zwischengeschaltet sind, wie in 9(B) dargestellt ist, werden reflektierte Wellen erzeugt. Wenn die Länge der in Serie eingefügten Übertragungsleitung 31 derart ausgewählt wird, dass die reflektierten Wellen von den Kondensatoren C1 und C2, vom Eingangsende aus betrachtet, eine relative Phasendifferenz von 180° haben können, können die reflektierten Wellen sich gegenseitig auslöschen, wodurch Reflexionen (VSWR) unterdrückt werden. In diesem Fall weisen, wenn Kondensatoren verwendet werden, die reflektierten Wellen nacheilende Phasen oder Phasenverzögerungen auf, aber wenn Spulen, d.h. induktive Elemente, verwendet werden, weisen die reflektierten Wellen vorauseilende Phasen auf. Für die in 8 dargestellten variablen Phasenschieber PH11 und PH12 wird die vorstehend beschriebene Struktur von 9(B) verwendet, so dass die Ausgangssignale der beiden variablen Phasenschieber PH11 und PH12 durch die Steuerung der Phasenverschiebungen durch die beiden variablen Phasenschieber PH11 und PH12 die gleiche Phase aufweisen können.
Nachstehend wird die Arbeitsweise der in 7 dargestellten Ausführungsform unter Bezug auf die 7 bis 9(B) beschrieben. Gemäß 7 wird zunächst ein durch den Trägergenerator 11 erzeugter Träger mit einer vorgegebenen Frequenz durch Phasenschieber ϕ1, ϕ2, ϕ3 bzw. ϕ4 um vorgegebene Winkel von –270°, –135°, 0° und 0° phasenverschoben und dann den Leistungsverstärkern PA1, PA2, PA3 bzw. PA4 zugeführt und leistungsverstärkt. Voraussetzung dafür, dass jeder der Koppler CU1 bis CU3 ein Ausgangssignal ausgibt, das ein gekoppeltes Signal zweier ihm zugeführter Eingangssignale darstellt, wie nachstehend beschrieben wird, ist, dass die beiden Eingangssignale die gleiche Phase haben, weshalb die Phasenschieber ϕ1, ϕ2, ϕ3 und ϕ4 bereitgestellt werden, um diese Voraussetzung zu erfüllen. Für die Phasenschieber ϕ3 und ϕ4 ist kein Koppler erforderlich, weil ihre Phasenverschiebungen 0° betragen.
Ausgangssignale f, d und b der Leistungsverstärker PA1, PA2 und PA3 werden den ersten 3dB-Kopplern M1, M3 und M5 in den ihnen zugeordneten Kopplern CU1, CU2 und CU3 zugeführt und durch die ersten 3dB-Koppler M1, M3 bzw. M5 mit Ausgangssignalen e und c der Koppler CU2 und CU3 der Bits (niedrigen Bits) der vorangehenden Stufe und dem Ausgangssignal a des Leistungsverstärkers PA4 des niedrigstwertigen Bits (LSB) gekoppelt.
Weil die Koppler CU1, CU2 und CU3 die gleiche Konstruktion haben, wird nachstehend exemplarisch der Koppler CU1 unter Bezug auf 8 beschrieben. Wenn eine Eingangsspannung E₁ (Signal e) und ein Eingangssignal E₂ (Signal f) mit der gleichen Phase (0°) über zwei Eingangsanschlüsse in 8 zugeführt werden, werden den beiden Ausgangsanschlüssen des ersten 3dB-Kopplers M1 durch Vektoren g und h dargestellte Spannungen mit gleicher Amplitude zugeführt. Die Phasen der Ausgangsspannungen variieren gemäß den folgenden Ausdrücken in Abhängigkeit vom Amplitudenverhältnis zwischen den Spannungen E₁ und E₂:
Die Phasenwinkel der durch die Vektoren h und g dargestellten Ausgangsspannungen werden gemäß den nachstehenden Ausdrücken auf –45° eingestellt, weil ihre Phasen durch die Phasenschieber PH11 bzw. PH12 durch -{(y° – x°)/2} und +{(y° – x°)/2} derart geregelt werden, dass sie einander gleich sind:
Die Phase eines vom vorstehend beschriebenen Phasenschieber PH11 ausgegebenen Signals mit einer Phase von –45° eines in 8 durch j bezeichneten Vektors wird durch den Phasenschieber SH1 weiter um –90° phasenverschoben, so dass ein durch den Vektor k dargestelltes Signal mit einer Phase von –135° erhalten wird.
Das vom Phasenschieber PH12 ausgegebene Signal mit einer durch den Vektor i in 8 dargestellten Phase von –45° und das vom Phasenschieber SH1 ausgegebene Signal mit einer durch den Vektor k in 8 dargestellten Phase von –135° werden als zwei Eingangssignale mit gleicher Amplitude und einer Phasendifferenz von 90° den beiden Eingangsanschlüssen des zweiten 3dB-Kopplers M2 zugeführt. Der zweite 3dB-Koppler M2 koppelt die beiden Eingangssignale und gibt eine Ausgangsspannung E_OUT und eine Dummy-Spannung E_DUM die durch die folgenden Ausdrücke dargestellt werden und in 8 dargestellte Vektoren aufweisen, an seine beiden Ausgangsanschlüsse aus:
Wie anhand der vorstehenden Ausdrücke ersichtlich ist, werden alle Spannungen E₁ und E₂ als Ausgangsspannung E_OUT ausgegeben, während die an den Dummy-Ausgangsanschluss auszugebende Dummy-Spannung E_DUM null beträgt (d.h. es wird kein Signal ausgegeben).
Auf diese Weise wird, weil, wie in 8 dargestellt, dem ersten 3dB-Koppler M1 zwei Eingangssignale mit der gleichen Phase zugeführt werden und die beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M1 durch die Phasenschieber PH11 und PH12 derart gesteuert werden, dass sie die gleiche Phase haben, und außerdem die beiden dem zweiten 3dB-Koppler M2 zuzuführenden Eingangssignale durch den Phasenschieber SH1 derart gesteuert werden, dass sie eine relative Phasendifferenz von 90° aufweisen, und die derart gesteuerten Eingangssignale dem zweiten 3dB-Koppler M2 zugeführt werden, die Dummy-Spannung E_DUM auf null reduziert, und die beiden Eingangssignale werden alle als Ausgangsspannung E_OUT ausgegeben. Die Phase der Ausgangsspannung E_OUT ist in diesem Fall bezüglich der Phase der Eingangssignale E₁ und E₂ um –135 verschoben und unabhängig von den Pegeln der Eingangsspannungen E₁ und E₂ fest.
Wenn die Amplituden der beiden Eingangssignale e und f voneinander verschieden sind, sind die Amplituden der beiden vom ersten 3dB-Koppler M1 ausgegebenen Signale (die durch die Vektoren g und h in 8 dargestellt sind) einander gleich, aber ihre Phasen unterscheiden sich voneinander. Diese Signale werden durch die Phasenschieber PH11 und PH12 derart gesteuert, dass sie die gleiche Phase haben. Für die Phasenschieber PH11 und PH12 wird eine Schaltung mit der vorstehend beschriebenen Konstruktion von 9 verwendet, und ein Verfahren zum Erhalten gleichphasiger Signale unter Verwendung der Phasenschieber PH11 und PH12 wird nachstehend beschrieben.
In diesem Fall wird, um die Steuerung der Phasenverschiebungen der Phasenschieber PH11 und PH12 zu vereinfachen, eine Toleranz von 90±18° für die Phasendifferenz zwischen den Eingangssignalen jedes der Phasenschieber PH11 und PH12 festgelegt, und die Phasen werden schrittweise gesteuert. Der durch einen Phasenfehler von ±18° erhaltene Verlust beträgt maximal 2,3% und kann ignoriert werden.
Um zu erreichen, dass die vorstehenden Bedingungen erfüllt werden können, werden die Leistungsverhältnisbeziehungen zwischen den Leistungen E und F der Eingangssignale e und f, die Phasendifferenz zwischen den vom ersten 3dB-Koppler M1 ausgegebenen (durch die Vektoren g und h in 8 dargestellten) beiden Signalen, die Phasenverschiebungen der Phasenschieber PH11 und PH12 durch die Steuerung durch den Phasenverschiebungscontroller 15 und die Phasendifferenz zwischen den dem zweiten 3dB-Koppler M2 zugeführten (durch die Vektoren i und k in 8 dargestellten) Signalen beispielsweise wie in einer Tabelle von 10 dargestellt eingestellt. Der Grund, warum die Phasendifferenz zwischen den vom ersten 3dB-Koppler M1 ausgegebenen (durch die Vektoren g und h in 8 dargestellten) beiden Signalen in 10 in Bereiche von 18° eingeteilt ist, ist, dass beabsichtigt ist, die Phasensteuerung zu vereinfachen (wobei jedoch ein Fehler von 2 bis 3% zulässig ist). Außerdem sind die Spannungsverhältnisse in 10 quadriert, um sie in Leistungsverhältnisse umzuwandeln.
Wie in 10 ersichtlich ist, ist, weil die Zustände der beiden Eingangssignale auf mehrere Kombinationen beschränkt sind, für alle Winkel über 360° keine Phasenverschiebungssteuerung erforderlich, es kann jedoch ein Stufenphasenschieber als Phasenschieber PH11 verwendet werden, der Phasenverschiebungen von +36°, 0°, –9°, –18°, –27° und –36° bereitstellen kann, während ein anderer Stufenphasenschieber verwendet werden kann, der Phasenverschiebungen von –36°, 0°, +9°, +18°, +27° und +36° bereitstellen kann. Die Basis-Phasenverschiebungen in 10 werden wie vorstehend erwähnt durch –{(y° – x°)/2} und +{(y° – x°)/2} dargestellt.
Die Phasenschieber PH11 und PH12, die die vorstehend beschriebenen Phasenverschiebungen erzeugen, sind in den 11(A) bzw. 11(B) dargestellt. Jeder der Phasenschieber PH11 und PH12 weist eine π-Struktur mit einer Übertragungsleitung 31, die in eine Signalleitung in Serie eingefügt ist, und Kondensatoren oder Spulen auf, die an den entgegengesetzten Enden der Übertragungsleitung 31 zwischen der Signalleitung und einer Referenzspannung (Erde) angeordnet sind. Schaltelemente S11 bis S20 oder S21 bis S30, die durch ein Ausgangssteuersignal des in 7 dargestellten Phasenverschiebungscontrollers 15 selektiv ein- oder ausgeschaltet werden, sind mit den entsprechenden Kondensatoren oder Spulen zwischen den Kondensatoren oder Spulen und der Referenzspannung (Erde) in Serie geschaltet.
Um eine nacheilende Phase oder eine Phasenverzögerung zu erhalten, wird ein Schaltelement auf einen eingeschalteten Zustand gesteuert, so dass ein Kondensator mit dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss der Übertragungsleitung 31 verbunden wird, um eine vorauseilende Phase zu erhalten, wird ein anderes Schaltelement auf einen ein geschalteten Zustand geschaltet, so dass eine Spule mit dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss der Übertragungsleitung 31 verbunden wird. In den 11(A) und 11(B) stellt jeder Zahlenwert eine erzielbare Phasenverschiebung dar, und ein zugeordneter Pfeil stellt Schaltelemente dar, die eingeschaltet werden, um die Phasenverschiebung zu erzielen. Um eine Phasenverschiebung von 0° zu erzielen, werden alle Schaltelemente S11 bis S20 und S21 bis S30 geöffnet (ausgeschaltet). Dann durchläuft ein Signal nur die Übertragungsleitung 31, so dass der Phasenschieber auf einen Durchlasszustand eingestellt ist, wodurch eine Phasenverschiebung von 0° erhalten wird.
Die Ausgangsverstärkungssignale der Leistungsverstärker PA4 und PA3 werden durch den Koppler CU3 derart gesteuert, dass die Phasendifferenz dazwischen 90° beträgt, wenn sie als Signale a und b mit der gleichen Phase an den ersten 3dB-Koppler M5 ausgegeben und durch den ersten 3dB-Koppler M5 gekoppelt werden, und die beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M5 werden durch variable Phasenschieber PH31 und PH32 derart phasenverschoben, dass sie die gleiche Phase aufweisen, woraufhin das Ausgangssignal des variablen Phasenschiebers PH31 um –90° phasenverschoben wird, und die auf diese Weise gesteuerten Signale werden dem zweiten 3dB-Koppler M6 zugeführt. Dadurch werden zwei zugeführte Eingangssignale a und b als eine Ausgangsspannung ausgegeben und dem ersten variablen 3dB-Koppler M5 des Kopplers CU2 als Signal c zugeführt.
Weil die einem der beiden Eingangsanschlüsse des ersten 3dB-Kopplers M3 des Kopplers CU2 zugeführte Ausgangsspannung c des Kopplers CU3 bezüglich den Eingangssignalen a und b um –135° phasenverschoben ist, wird es durch den Phasenschieber ϕ2 um –135° phasenverschoben und dem ersten 3dB-Koppler M3 zugeführt, so dass das dem anderen Eingangsanschluss des er sten 3dB-Kopplers M3 über den Schalter SW2 und den Leistungsverstärker PA2 zuzuführende Signal d die gleiche Phase haben kann wie das Signal c. Daher werden zwei Eingangssignale c und d durch den ersten 3dB-Koppler M3 gekoppelt. Die beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M3 werden durch die variablen Phasenschieber PH21 und PH22 phasengesteuert, so dass sie die gleiche Phase aufweisen, und das Ausgangssignal des Phasenschiebers PH1 wird durch den Phasenschieber SH2 um –90° phasenverschoben, so dass die beiden Ausgangssignale des ersten 3dB-Kopplers M3 derart gesteuert werden, dass sie eine Phasendifferenz von 90° aufweisen, und dem zweiten 3dB-Koppler M4 in diesem Zustand zugeführt werden. Dann werden die beiden Signale durch den zweiten 3dB-Koppler M4 derart gesteuert, dass sie als eine Ausgangsspannung vom zweiten 3dB-Koppler M4 ausgegebeen und dem ersten 3dB-Koppler M1 des Kopplers CU1 als Signal e zugeführt werden.
Weil die einem der beiden Eingangsanschlüsse des ersten 3dB-Kopplers M1 des Kopplers CU1 zugeführte Ausgangsspannung e des Kopplers CU2 bezüglich den Eingangssignalen c und d um –135° phasenverschoben ist (bezüglich der Signale a und b um –270°), wird sie durch den Phasenschieber ϕ1 im Voraus um –270° phasenverschoben, so dass das dem anderen Eingangsanschluss des ersten 3dB-Kopplers M1 über den Schalter SW1 und den Leistungsverstärker PA1 zuzuführende Signal f die gleiche Phase wie das Signal e aufweist, und die auf diese Weise phasenverschobene Ausgangsspannung e wird dem Koppler CU1 zugeführt. Die Eingangssignale e und f werden durch den Koppler CU1 gekoppelt, der die beiden zugeführten Signale e und f als Ausgangsspannung E_OUT ausgibt, während die Dummy-Spannung E_DUM auf null reduziert wird.
Die Schalter SW1 bis SW4 des in 7 dargestellten digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers ermöglichen ins gesamt 16 (= 2⁴) Kombinationen von Ein/Aus-Zuständen in Antwort auf verschiedene Pegel des Modulationssignals, und die Eingangssignalleistungen der Koppler CU1 bis CU3 und die Leistungsverhältnisse dazwischen und die Phasenverschiebungen der ersten variablen Phasenschieber PH11 bis PH31 und der zweiten variablen Phasenschieber PH12 bis PH32 in den 15 Kombinationen von Ein/Aus-Zuständen mit Ausnahme der Kombination, gemäß der alle Schalter SW1 bis SW4 ausgeschaltet sind, sind in der Tabelle von 12 dargestellt. In 12 stellen A, B, C, D, E und F die Leistungen der Eingangssignale a, b, c, d, e bzw. f dar, wobei, wenn irgend einem der Leistungsverstärker PA1 bis PA4 der Wert "1" zugeordnet ist, ein dem entsprechenden der Leistungsverstärker PA1 bis PA4 zugeordneter Schalter SW1 bis SW4 eingeschaltet ist und dieser eine der Leistungsverstärker PA1 bis PA4 ein Eingangssignal und ein Ausgangssignal aufweist.
13 zeigt eine Tabelle zum Darstellen der Beziehung zwischen dem Eingangsmodulationssignalpegel des in 7 dargestellten digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers und der Eingangsleistung P_IN, der Ausgangsleistung P_OUT und der Verlustleistung LOSS in den vorstehend beschriebenen 15 Kombinationen von Ein/Aus-Zuständen der Schalter SW1 bis SW4. Hierbei wird der Eingangsmodulationssignalpegel durch INPUT bezeichnet, und die Eingangsleistung PIN ist die Gesamtleistung der Eingangssignale a, b, c und d. Die Ausgangsleistung P_OUT stellt die Ausgangsleistung am Ausgangsanschluss des Kopplers CU1 dar.
Wie in 13 ersichtlich ist, ist die Verlustleitung (LOSS), die durch die Dummy-Widerstände R1 bis R3 der Koppler CU1 bis CU3 absorbiert wird, kleiner als 0,2dB und damit im Vergleich zu derjenigen eines herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers wesentlich geringer. Die Verlustleistung kann durch Erhöhen der variablen Schrittweiten für die Phasenverschiebungen der Phasenschieber PH11 bis PH32 weiter vermindert werden.
Nachstehend wird eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. 14 zeigt ein Blockdiagramm der zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers. In 14 sind die gleichen Komponenten wie in 7 durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet, so dass diese nicht wiederholt beschrieben werden. Die in 14 dargestellte Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, dass ein einzelner Amplitudenmodulator 17 und ein einzelner Leistungsverstärker 18 der Klasse A oder der Klasse AB für die niedrigeren Bits eines digitalen Ausgangssignals des A/D-Wandlers 13 vorgesehen sind.
Gemäß 14 wird ein digitales Ausgangssignal des A/D-Wandlers 13 in höhere Bits und niedrigere Bits geteilt, die im Voraus festgelegt werden, wobei nur die höheren Bits dem Ein/Aus-Controller 14 zugeführt werden, während die niedrigeren Bits dem D/A-Wandler 16 zugeführt und durch den D/A-Wandler 16 in ein Analogsignal umgewandelt werden. Die höheren Bits und die niedrigeren Bits werden beliebig festgelegt. Zur vereinfachenden Beschreibung wird hierin beispielhaft vorausgesetzt, dass das Digitalsignal 4 Bits aufweist und 1 Bit als die niedrigeren Bits und die anderen 3 Bits als die höheren Bits verwendet werden.
Das analoge Ausgangssignal des D/A-Wandlers 16 wird dem Amplitudenmodulator 17 zugeführt, durch den ein Träger, der ihm vom Trägergenerator 11 über den Phasenschieber ϕ4 zugeführt wird, auf analoge Weise mit dem zugeführten analogen Ausgangssignal amplitudenmoduliert wird. Die durch den Amplitudenmodulator 17 erhaltene amplitudenmodulierte Welle, die den niedrigeren Bits entspricht, wird zunächst durch den linearen Leistungsverstärker 18 der Klasse A oder der Klasse AB leistungsverstärkt und dann dem Koppler CU1 zugeführt, durch den sie mit einem den höheren Bits des Leistungsverstärkers PA1 entsprechenden Ausgangssignal gekoppelt (leistungsverstärkt) wird.
Daher werden in der vorliegenden Ausführungsform die niedrigeren Bits durch den Leistungsverstärker 18 der Klasse A oder AB ersetzt. Obwohl zur vereinfachenden Darstellung in 14 1 Bit als die niedrigeren Bits verwendet wird, kann, wenn beispielsweise vorausgesetzt wird, dass das Digitalsignal 8 Bits aufweist und die niedrigeren Bits aus 3 Bits bestehen, während die höheren Bits aus 5 Bits bestehen, ein digitaler Amplitudenmodulationsverstärker aus fünf Leistungsverstärkern PA und fünf Kopplern und einem Leistungsverstärker 18 der Klasse A oder der Klasse AB gebildet werden.
Daher hat, während in der ersten Ausführungsform, in der die Anzahl von Leistungsverstärker der Bitzahl des Digitalsignals gleich sein muss, die Anzahl der Leistungsverstärker mit zunehmender Bitzahl zunimmt, die vorliegende Ausführungsform den Vorteil, dass, auch wenn die Bitzahl des Digitalsignals zunimmt, die Ausführungsform unter Verwendung einer Anzahl von Leistungsverstärkern gebildet werden kann, die kleiner ist als in der ersten Ausführungsform.
15 zeigt eine schematische Ansicht zum Darstellen eines Konzepts zum Zusammensetzen einer amplitudenmodulierten Ausgangswelle in der in 14 dargestellten zweiten Ausführungsform. In 15 bezeichnen pa1 bis pa3 Ausgangssignalkomponenten der den höheren Bits der amplitudenmodulierten Ausgangswelle entsprechenden Leistungsverstärker PA1 bis PA3, und der Kurvenabschnitt pa0 stellt eine den niedrigeren Bits entsprechende analoge amplitudenmodulierte Wellenkomponente dar.
Obwohl durch die Verwendung eines Leistungsverstärkers der Klasse A oder der Klasse AB die Leistungseffizienz vermindert wird, hat, weil der den niedrigeren Bits entsprechende Signalpegel im Vergleich zu denjenigen der höheren Bits sehr klein ist, wie in 15 dargestellt ist, die Verschlechterung der Leistungseffizienz durch die niedrigeren Bits keinen großen Einfluß auf die Effizienz des gesamten Verstärkers. Außerdem werden die Hüllkurven der amplitudenmodulierten Welle glatt und kann außerdem die Erzeugung von Harmonischen vermindert werden.
Nachstehend wird eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. 16(A) zeigt ein Blockdiagramm der dritten Ausführungsform des erfindungsgemäßen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers. Wie in 16(A) dargestellt ist, weist der digitale Amplitudenmodulationsverstärker einen Generator 21 für einen phasenmodulierten Träger, einen Modulationssignalgenerator 22 und ein digitales Amplitudenmodulationsverstärkungselement 23 auf. Das digitale Amplitudenmodulationsverstärkungselement 23 hat mit Ausnahme des Trägergenerators 11 und des Modulationssignalgenerators 12 eine Schaltungskonstruktion, die derjenigen der in den 7 und 14 dargestellten Ausführungsformen gleicht.
D.h., die dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist an Stelle eines Trägergenerators 11 der ersten oder zweiten Ausführungsrom den Generator 21 zum Erzeugen eines phasenmodulierten Trägers auf, der als Eingangssignale der den einzelnen Bits entsprechenden Leistungsverstärker einen Träger empfängt, der mit einem Informationssignal phasenmoduliert ist, das sich von dem Modulationssignal des Modulationssignalgenerators 22 unterscheidet, so dass eine modulierte Welle erhalten werden kann, die sowohl amplituden- als auch phasenmoduliert ist.
Mit der dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann, weil ein phasenmodulierter Träger amplitudenmoduliert werden kann, ein Einzelseitenband(SSB)signal erhalten werden durch Amplitudenmodulation eines Trägers, der mit einer Phaseninformation θ phasenmoduliert ist, mit einem Modulationssignal, das eine Amplitudeninformation r aufweist und durch Vm·cosωmt dargestellt wird, wie in 16(B) dargestellt ist. Außerdem kann ein Restseitenband(VSB)signal, das durch einen Vektor dargestellt wird, der eine elliptische Ortskurve beschreibt, erhalten werden durch Amplitudenmodulation eines Trägers, der mit einer Phaseninformation σ phasenmoduliert ist, mit einem Modulationssignal Vm1·cosωm1t oder Vm2·cosωm2t mit einer Amplitudeninformation r, wie in 16(C) dargestellt ist.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorstehend beschriebenen Ausführungsformen beschränkt. Beispielsweise kann, obwohl in 7 die Anzahl der Koppler, d.h. der Koppler CU1 bis CU3, "3" beträgt und die Anzahl der Leistungsverstärker, d.h. der Leistungsverstärker PA1 bis PA4, "4" beträgt, eine einer Digitalisierungsbitzahl eines Digitalsignals entsprechende beliebige Anzahl N von Kopplern verwendet werden, wobei die Anzahl von Leistungsverstärkern der Klasse C (N + 1) betragen kann. In der Ausführungsform von 14 kann, wenn die Anzahl der niedrigeren Bits m beträgt, der Verstärker unter Verwendung von (N + 1 – m) Leistungsverstärkern PA der Klasse C und eines Leistungsverstärkers 18 der Klasse A oder AB konstruiert werden.
Wie vorstehend beschrieben wurde, wird erfindungsgemäß, wenn mehrere Leistungsverstärker der Klasse C verwendet werden, die eine hohe Leistungseffizienz aufweisen, und die Ausgangssignale der Leistungsverstärker unter Verwendung von Kopplern zusammengesetzt werden, weil der durch Dummy-Lasten der Koppler absorbierte Leistungsverlust im wesentlichen eliminiert werden kann, ein digitaler Amplitudenmodulationsverstärker mit einer im Vergleich zu herkömmlichen digitalen Amplitudenmodulationsverstärkern höheren Leistungseffizienz erhalten werden, der die Amplitude eines Eingangsmodulationsgrades mit einer hohen Genauigkeit regeneriert.
Außerdem kann erfindungsgemäß, weil Leistungsverstärker verwendet werden, die entsprechend den höheren Bits eines Digitalsignals bereitgestellt werden und eine Klasse-C-Operation ausführen, während ein einzelner Leistungsverstärker der Klasse A oder der Klasse AB gemeinsam für die niedrigeren Bits des Digitalsignals verwendet wird, auch wenn die Bitzahl des Digitalsignals groß ist, die Konstruktion des digitalen Amplitudenmodulationsverstärkers einfach sein.
Außerdem kann erfindungsgemäß, wenn ein Eingangsträger mit einem gewünschten Informationssignal im Voraus phasenmoduliert wird, weil eine modulierte Welle ausgegeben werden kann, die sowohl Amplitudeninformation als auch Phaseninformation enthält, ein digitaler Amplitudenmodulationsverstärker mit einer hohen Universalität realisiert werden.
Nachstehend werden Ausführungsformen eines erfindungsgemäßen Fernsehrundfunkgeräts unter Bezug auf die Zeichnungen beschrieben.
17 zeigt ein Blockdiagramm eines Fernsehrundfunkgeräts. Gemäß 17 wird ein über einen Eingangsanschluss 101 zugeführtes analoges Videosignal durch einen A/D-Wandler 102 in ein Digitalsignal umgewandelt und anschließend durch einen Signalinvertierer 103 invertiert, woraufhin es einem ersten FIR- (Finite Impulse Response) Digitalfilter 104 und einem zweiten FIR- (Finite Impulse Response) Digitalfilter 105 zugeführt wird.
Das erste FIR-Digitalfilter 104 hat eine beispielsweise in 18(A) dargestellte Frequenzcharakteristik, gemäß der es Signalkomponenten eines Bandes durchlässt, das dem DSB-Abschnitt eines VSB-Signals entspricht, und begrenzt die Amplitude von Signalkomponenten eines anderen Bandes, das dem SSB-Abschnitt entspricht, auf die Hälfte. In 18(A) sind Frequenzkomponenten, die niedriger ist als 0,75 MHz, Signalkomponenten des Bandes, das dem DSB-Abschnitt eines VSB-Signals entspricht, und Frequenzkomponenten von 0,75 MHz bis 4,2 MHz sind Frequenzkomponenten des Bandes, das dem SSB-Abschnitt entspricht. Von diesem ersten FIR-Digitalfilter 104 wird I-Information 106 extrahiert.
Das zweite FIR-Digitalfilter 105 hat eine beispielsweise in 18(B) dargestellte Frequenzcharakteristik, gemäß der es nur Signalkomponenten eines Bandes, das dem SSB-Abschnitt eines VSB-Signals entspricht, mit der halben Amplitude des dem Filter zugeführten Eingangssignals durchlässt, und die Phase seines Ausgangssignals ist bezüglich derjenigen des Ausgangssignals des ersten FIR-Digitalfilters 104 um 90° phasenverschoben. In 18(B) sind Frequenzkomponenten von 0,75 MHz bis 4,2 MHz Signalkomponenten eines Bandes, das einem SSB-Abschnitt entspricht. Von diesem zweiten FIR-Digitalfilter 105 wird Q-Information 107 extrahiert.
Impulsantworten zum Berechnen von Koeffizienten der FIR-Digitalfilter 104 und 105 sind durch die nachstehenden Ausdrücke gegeben. Hierbei stellt N die Anzahl der Tap-Koeffizienten der FIR-Digitalsfilter 104 und 105 dar, wobei, um die Spezifikationen für ein Fernsehsignal zu erfüllen, 128 oder mehr Taps erforderlich sind.
Erstes FIR-Digitalfilter 104:
Zweites FIR-Digitalfilter 105:
Die Übertragungsfunktion H(k) ist bezüglich der Kreisfrequenz ω = 0 asymmetrisch, wie durch den folgenden Ausdruck dargestellt ist:
Ein Beispiel der Amplituden-Frequenz-Charakteristik des vorstehend beschriebenen ersten FIR-Digitalfilters 104 ist in 19(A) dargestellt, und ein Beispiel der Phasen-Frequenz-Charakteristik ist in 19(B) dargestellt. Ein Beispiel der Amplituden-Frequenz-Charakteristik des zweiten FIR-Digitalfilters 105 ist in 19(C) dargestellt, und ein Beispiel der Phasen-Frequenz-Charakteristik ist in 19(D) dargestellt.
I-Information 106 und Q-Information 107, die von den vorstehend beschriebenen FIR-Digitalfiltern 104 und 105 ausgegeben werden, werden, wie in 17 dargestellt, einer Polarkoordinatentransformationsschaltung 108 zugeführt, die sie in Amplitudeninformation A(t) und Phaseninformation θ(t) umwandelt. Die Beziehung zwischen der I-Information 106 bzw. der Q-Information 107 zur Amplitudeninformation A(t) und Phaseninformation θ(t) ist in 20 dargestellt.
Gemäß 17 wird von der von der Polarkoordinatentransformationsschaltung 108 extrahierten Amplitudeninformation A(t) und Phaseninformation θ(t) die Amplitudeninformation A(t) einer Amplitudensteuerungsschaltung 115 zugeführt, während die Phaseninformation θ(t) einem Phasenmodulator 111 zugeführt wird, durch den ein vom Trägergenerator 112 zugeführter Träger durch eine Phasenmodulation mit der Phaseninformation θ(t) in eine phasenmodulierte Welle umgewandelt wird. Die phasenmodulierte Welle wird einem D/A-Wandler 113 zugeführt, durch den sie in ein Analogsignal umgewandelt wird. Dann werden unnötige Hochfrequenzkomponenten durch ein Tiefpassfilter (TPF) 114 vom Analogsignal entfernt, und das erhaltene Signal wird einem Leistungsverstärker 116 zugeführt.
Während der Leistungsverstärker 116 die ihm über das Tiefpassfilter 114 zugeführte phasenmodulierte Welle leistungsverstärkt und ausgibt, wird der Ausgangsamplitudenpegel durch das von der Amplitudensteuerungsschaltung 115 zugeführte Amplitudensteuerungssignal gemäß der Amplitudeninformation A(t) gesteuert. Dadurch wird ein durch Amplitudenmodulation der phasenmodulierten Welle mit dem Amplitudensteuerungssignal erzeugtes Signal, d.h. ein Restseitenband(VSB)signal an den Ausgangsanschluss 117 ausgegeben. Auf diese Weise kann ein VSB-Signal ohne Verwendung eines Restseitenbandfilters erhalten werden.
Gemäß einem Beispiel eines Verfahrens zum Steuern des Amplitudenpegels des Leistungsverstärkers 116 wird, wie in 21(A) dargestellt, die Drain-Elektrode eines Feldeffekttransistors (FET) 121, der ein Verstärkungselement ist, über eine Spule 122 mit einem Ausgangsanschluss der Amplitudensteuerungsschaltung 115 verbunden, so dass die Drain-Spannung des FET 121 durch eine Ausgangsspannung der Amplitudensteuerungsschaltung 115 gesteuert wird, um die Drain-Ausgangsspannung zu steuern.
21(B) zeigt ein anderes Beispiel, in dem an Stelle des FET 121 ein bipolarer Transistor (npn-Transistor) 123 als Verstärkungselement verwendet wird. In diesem Beispiel kann die Kollektorspannung des bipolaren Transistors 123 durch Steuern des Transistors durch eine Ausgangsspannung der Amplitudensteuerungsschaltung 115 über eine Spule 124 geändert werden.
22 zeigt ein Blockdiagramm eines Fernsehrundfunkgeräts. In 22 sind die gleichen Elemente wie in 17 durch die gleichen Bezugszeichen bezeichnet, so dass diese nicht wiederholt beschrieben werden. Gemäß 22 wird einem Tiefpassfilter (TPF) 123 und einem Bandpassfilter (BPF) 134 ein durch einen Signalinvertierer 103 invertiertes Analogsignal zugeführt, nachdem dem Signal durch einen Addierer 131 eine Gleichspannung von einer Gleichspannungsquelle 132 hinzugefügt wurde.
Das Tiefpassfilter 133 lässt nur Signalkomponenten (von weniger als 0,75 MHz) eines Bandes durch, das dem DSB-Abschnitt eines VSB-Signals entspricht. Das Bandpassfilter 134 lässt nur Signalkomponenten (0,75 MHz bis 4,2 MHz) eines anderen Bandes durch, das dem SSB-Abschnitt des VSB-Signals entspricht. Ein Ausgangssignal des Bandpassfilters 134 wird durch einen 1/2-Dämpfer 135 auf die halbe Amplitude reduziert und dann durch einen Addierer 136 zu einem Ausgangssignal des Tiefpassfilters 133 addiert, um I-Information zu erzeugen. Das Ausgangssignal des 1/2-Dämpfers 135 wird außerdem einer Hilbert-Transformationseinrichtung 137 zugeführt, die es um 90° phasenverschiebt, um Q-Information zu erzeugen.
Die I-Information und die Q-Information werden der analogen Polarkoordinatentransformationseinrichtung 138 zugeführt, die sie in eine Amplitudeninformation r (= (I² + Q²)^1/2) und eine Phaseninformation θ (= tan^–1 (Q/I)) umwandelt.
Die analoge Polarkoordinatentransformationseinrichtung 138 besteht, wie in 23 dargestellt ist, aus Multiplizierern 141 und 142, einer Verarbeitungsschaltung 143 für eine trigonometrische Funktion, einem Addierer 144 und einer Quadratwurzelverarbeitungsschaltung 145. Gemäß 23 werden zunächst ein Signal, das durch Quadrieren der zugeführten I-Information durch den Multiplizierer 141 erhalten wird, und ein anderes Signal, das durch Quadrieren der zugeführten Q-Information durch den Multiplizierer 142 erhalten wird, durch den Addierer 144 addiert und dann der Quadratwurzel verarbeitungsschaltung 145 zugeführt und einer Quadratwurzelverarbeitung unterzogen. Dadurch wird von der Quadratwurzelverarbeitungsschaltung 145 eine durch (I² + Q²)^1/2 dargestellte Amplitudeninformation r ausgegeben.
Die Verarbeitungsschaltung 143 für eine trigonometrische Funktion empfängt die I-Information und die Q-Information und berechnet den Ausdruck tan^–1(Q/I) und gibt ein Ergebnis der Rechenverarbeitung als Phaseninformation θ aus. Die Multiplizierer 141 und 142, die Verarbeitungsschaltung 143 für eine trigonometrische Funktion und die Quadratwurzelverarbeitungsschaltung 145 können unter Verwendung eines linearen IC-Bausteins oder eines ähnlichen Elements realisiert werden.
Von der von der analogen Polarkoordinatentransformationseinrichtung 138 ausgegebenen Amplitudeninformation r und Phaseninformation θ wird die Amplitudeninformation r, ähnlich wie in der vierten Ausführungsform, der Amplitudensteuerungsschaltung 115 zugeführt, während die Phaseninformation θ dem Phasenmodulator 111 zugeführt wird, der einen Träger vom Trägergenerator 112 mit der Phaseninformation θ phasenmoduliert. Die phasenmodulierte Welle vom Phasenmodulator 111 wird dem Leistungsverstärker 116 zugeführt, der sie mit einem Steuersignal von der Amplitudensteuerungsschaltung 115 amplitudenmoduliert. Dadurch wird vom Leistungsverstärker 116 ein VSB-Signal erhalten.
Mit dem vorliegenden Beispiel kann unter Verwendung einer Analogschaltung Amplitudeninformation und Phaseninformation von einem Videosignal erfasst werden, und ein VSB-Signal kann von der Amplitudeninformation und der Phaseninformation ohne Verwendung eines Restseitenbandfilters erhalten werden.
Wie vorstehend beschrieben wurde, kann, weil ein Träger gemäß von einem Eingangsvideosignal erhaltener Amplitudeninformation und Phasenmodulation ampliduden- und phasenmoduliert wird, ein Restseitenbandsignal ohne Verwendung eines Restseitenbandfilters erhalten werden. Dadurch kann ein Fernsehrundfunkgerät im Vergleich zu einem herkömmlichen Fernsehrundfunkgerät, in dem ein Restseitenbandfilter verwendet wird, kostengünstiger hergestellt werden.

Claims

Digitaler Amplitudenmodulationsverstärker mit: einem A/D-Wandler (13) zum Umwandeln eines analogen Modulationssignals in ein Digitalsignal mit einer vorgegebenen Quantisierungsbitzahl; gekennzeichnet durch: mehrere Leistungsverstärker (PA1 bis PA4), deren Anzahl der Quantisierungsbitzahl N, wobei N eine ganze Zahl ist, die größer ist als 2, des Digitalsignals für eine Operation der Klasse C entspricht, deren Verstärkungsgrade für die einzelnen Bits gewichtet sind, einschließlich eines Leistungsverstärkers (PA1) für das höchstwertige Bit und eines Leistungsverstärkers (PA4) für das niedrigstwertige Bit; einer selektiven Eingabeeinrichtung (SW1 bis SW4, 14) zum selektiven Zuführen eines Trägers zu den mehreren Leistungsverstärkern (PA1 bis PA4) gemäß den Werten der einzelnen Bits des Digitalsignals; einer Kopplungseinrichtung zum Zusammensetzen von Ausgangssignalen (a, b, d, f) der Leistungsverstärker (PA1 bis PA4) zum Ausgeben einer amplitudenmodulierten Welle (Pout), mit N–1 Kopplern (CU1 bis CU3), die den vom Leistungsverstärker (PA4) für das niedrigstwertige Bit verschiedenen Leistungsverstärkern (PA1 bis PA3) zugeordnet sind und jeweils einen ersten und einen zweiten Eingangsanschluss und mindestens einen Ausgangsanschluss aufweisen, wobei die Koppler derart konfiguriert sind, dass das Ausgangssignal (f) des Leis tungsverstärkers (PA1) für das höchstwertige Bit dem zweiten Eingangsanschluss des Kopplers (CU1) der letzten Stufe zugeführt wird, die amplitudenmodulierte Welle (Pout) vom Ausgangsanschluss des Kopplers (CU1) der letzten Stufe ausgegeben wird, das Ausgangssignal (a) des Leistungsverstärkers (PA4) für das niedrigstwertige Bit dem ersten Eingangsanschluss des Kopplers (CU3) der ersten Stufe zugeführt wird, ein Ausgangssignal (e, c), das von den vom Koppler (CU1) der letzten Stufe verschiedenen Kopplern (CU2, CU3) ausgeben wird, dem ersten Eingangsanschluss des Kopplers (CU1, CU2) der jeweils vorangehenden Stufe zugeführt wird, und das Ausgangssignal (f, d, b) der vom Leistungsverstärker (PA4) für das niedrigstwertige Bit verschiedenen Leistungsverstärker (PA1 bis PA3) dem zweiten Eingangsanschluss der entsprechenden Koppler (CU1 bis CU3) zugeführt wird, wobei jeder der Koppler (CU1 bis CU3) jeweils zwei Ausgangssignale (f, e; d, c; b, a) basierend auf einem extern zugeführten Phasenregelungssignal phasensteuert; und einer Phasenregelungseinrichtung (15) zum Empfangen des Digitalsignals als Eingangssignal und zum Er zeugen und Zuführen des extern zugeführten Phasenregelungssignals zu jedem der Koppler (CU1 bis CU3).
Verstärker nach Anspruch 1, ferner mit gleichen Phasenschiebern (ϕ1 bis ϕ4) zum Einstellen der Phasen der den Kopplern (CU1 bis CU3) zugeführten beiden Ausgangssignale (f, e; d, c; b, a) derart, dass sie die gleiche Phase aufweisen.
Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, wobei die Koppler (CU1 bis CU3) jeweils aufweisen: einen ersten 3dB-Koppler (M1, M3, M5) zum Zusammensetzen des seinem ersten Eingangsanschluss zugeführten Signals (e, c, a) und des seinem zweiten Eingangsanschluss zugeführten Ausgangssignals (f, d, b) eines der mehreren Leistungsverstärker und zum Ausgeben eines ersten und eines zweiten Signals; eine Phasenschiebereinrichtung (PH11 bis PH32) zum Steuern einer Phasendifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal auf einen vorgegebenen Wert basierend auf dem extern zugeführten Steuersignal von der Phasenregelungseinrichtung (15); und einen zweiten 3dB-Koppler (M2, M4, M6) mit einem Dummy-Anschluss und einem Ausgangsanschluss zum Empfangen des ersten und des zweiten Signals, nachdem die Phasendifferenz dazwischen durch die Phasenschiebereinrichtung (PH11 bis PH32) auf den vorgegebenen Wert gesteuert worden ist, als Eingangssignale, zum Zusammensetzen der Eingangssignale und Ausgeben eines zusammengesetzten Signals vom Ausgangsanschluss; wobei das Ausgangssignal (a) eines der mehreren Leistungsverstärker, der dem niedrigstwertigen Bit entspricht, oder das Ausgangssignal (e, c) vom Ausgangsanschluss des zweiten 3dB-Kopplers (M4, M6) des Kopplers (CU2, CU3) des der vorangehenden Stufe entsprechenden Bits dem ersten Anschluss des ersten 3dB-Kopplers (M1, M3, M5) zugeführt wird, während die amplitudenmodulierte Welle (Pout) vom Ausgangsanschluss des zweiten 3dB-Kopplers (M2) des Kopplers (CU1) an den zweiten Eingangsanschluss des ersten 3dB-Kopplers (M1) ausgegeben wird, dem das Ausgangssignal (f) des dem höchstwertigen Bit entsprechenden der mehreren Leistungsverstärker (PA1) zugeführt wird.
Verstärker nach Anspruch 3, wobei die Phasenschiebereinrichtung aufweist: einen ersten und einen zweiten variablen Phasenschieber (PH11, PH12; PH21, PH22; PH31, PH32) zum Phasenverschieben des vom ersten 3dB-Koppler (M1, M3, M5) ausgegebenen ersten und zweiten Signals unabhängig voneinander um Phasenbeträge basierend auf dem extern zugeführten Phasenregelungssignal zum Erzeugen gleichphasiger Signalen und Ausgeben der gleichphasigen Signale; und einen Phasenschieber (SH1 bis SH3) zum Phasenverschieben des vom ersten variablen Phasenschieber (PH11, PH21, PH31) ausgegebenen ersten Signals um –90°, wobei das vom zweiten variablen Phasenschieber (PH12, PH22, PH32) ausgegebene zweite Signal und das vom ersten variablen Phasenschieber (PH11, PH21, PH31) ausgegebene erste Signal dem zweiten 3dB-Koppler (M2, M4, M6) zugeführt werden.
Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die selektive Eingabeeinrichtung mehrere Schalter (SW1 bis SW4) aufweist, die an einer Eingangsseite der mehreren Leistungsverstärker (PA1 bis PA4) angeordnet und diesen eins-zu-eins zugeordnet sind, um den Eingangsträger nur dann individuell an die entsprechenden Leistungsverstärker auszugeben, wenn die Schalter eingeschaltet sind, und einen Controller (14) zum Ausgeben eines Steuersignals zum unabhängigen Steuern der mehreren Schalter auf Ein- oder Aus-Zustände gemäß Werten der einzelnen Bits des Digitalsignals.
Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Phasenregelungseinrichtung (15) das Digitalsignal als Adresse empfängt, in Antwort auf die zugeführte Adresse ein extern zugeführtes Phasenregelungssignal erzeugt, das eine vorgegebene Phasenverschiebung anzeigt, und das extern zugeführte Phasenregelungssignal jedem der Koppler (CU1 bis CU3) zuführt.
Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 6, ferner mit: einem D/A-Wandler (16), der von einem Digitalsignal, das im Voraus in vorgegebene niedrigere Bits und höhere Bits geteilt wurde, das Digitalsignal der niedrigeren Bits in ein Analogsignal umwandelt; einem Amplitudenmodulator (17) zum Amplitudenmodulieren des Trägers mit dem analogen Ausgangssignal des D/A-Wandlers; und einem einzelnen Leistungsverstärker (18) der Klasse A oder der Klasse AB, der an Stelle des einen, der zwei oder mehr der Verstärker (PA4) der Klasse C unter den mehreren Leistungsverstärkern bereitgestellt wird, die den niedrigeren Bits zugeordnet sind, wobei ein Ausgangssignal des Verstärkers (18) der Klasse A oder der Klase AB dem entsprechenden Koppler (CU3) zugeführt wird, während das Digitalsignal der höheren Bits der selektiven Eingabeeinrichtung (SW1 bis SW3, 14) zugeführt wird, um den Träger den vom Verstärker (18) der Klasse A oder der Klase AB verschiedenen Verstärkern (PA1 bis PA3) selektiv zuzuführen.
Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei der Träger mit einem gewünschten Informationssignal phasenmoduliert wird.
Verstärker nach einem der Ansprüche 4 bis 8, wobei der erste und der zweite variable Phasenschieber (PH11 bis PH32) eine π-Struktur mit einer Übertragungsleitung (31) mit einer vorgegebenen Länge, die in einer Signalleitung in Serie angeordnet ist, und mehrere Serienschaltungen aufweisen, die zwischen der Signalleitung und einer Referenzspannung an entgegengesetzten Enden der Übertragungsleitung parallel geschaltet sind, wobei jede Serienschaltung ein Impedanzelement. und ein Schaltelement (S11 bis S30) aufweist, die in Serie geschaltet sind, und wobei die mehreren Schaltelemente durch das extern zugeführte Phasensteuerungssignal von der Phasenregelungseinrichtung (15) unabhängig voneinander selektiv ein- oder aus geschaltet werden.