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Die Erfindung betrifft Verbesserungen
bei Steuerstrategien für
Elektromotoren zur Verwendung insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, in
einem elektrischen Servolenksystem.
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In der Fachwelt ist es bekannt, ein
elektrisches Servolenksystem für
Fahrzeuge bereitrustellen, bei dem ein Elektromotor die traditionelle
hydraulische Unterstütrung
ersetzt, um so ein kompaktes effizientes Lenksystem herzustellen.
Die Lenkunterstützung
erfolgt dadurch, dass der Motor in Antwort auf eine Messung des
Drehmoments in der Lenksäule
angetrieben wird. Bei einer derartigen Anwendung ist es wesentlich,
die ausgangsseitigen Eigenschaften des Motors, das heißt das Motordrehmoment,
gut steuern zu können.
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Aus der europäischen Patentveröffentlichung
EP 521 709 ist eine Steuerstrategie
des Stands der Technik bekannt.
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Eine typische Motor- und Treiberschaltung derjenigen
Art, auf die sich die Erfindung bezieht und die in einem Servolenksystem
eingesetzt werden kann, umfasst drei Elemente: einen mehrphasigen bürstenlosen
Permanentmagnetmotor, bei dem die Phasen in Sternschaltung verbunden
sind, eine Mehrphasenbrücke,
wobei jeder Zweig der Brücke ein
oberes Schaltmittel und ein unteres Schaltmittel aufweist, sowie
eine Sensiereinrichtung zur Erfassung der Rotorposition und/oder
des Motorstroms. Das obere und untere Schaltmittel umfassen typischerweise
einen einzelnen Transistor oder zwei oder mehr parallel geschaltete
Transistoren.
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Die Steuerstrategie steuert die zur
Ansteuerung der Transistoren benutzte Modulationsart, wobei der
Strom in den Motorwicklungen unter Kenntnis der Rotorposition gesteuert
wird und somit das Motordrehmoment gesteuert wird.
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Herkömmlicherweise wird ein derartiges
Motorsystem mittels einer speziellen integrierten Schaltung angesteuert,
die die Aufgabe der Steuerstrategie erfüllt, beispielsweise der integrierten
Schaltung (IC) MC33035 von Motorola. Diese stellt all diejenigen
Merkmale bereit, die notwendig sind, um eine Motorsteuerstrategie
für einen
drei- oder vierphasigen Motor zu implementieren. Der IC sieht drei
Ausgänge
zur Ansteuerung der oberen Transistoren sowie drei Ausgänge zur
Ansteuerung der unte ren Transistoren in jedem Zweig vor. Für jede gegebene Rotorposition
wird der IC zur Freigabe lediglich eines oberen und eines unteren
Transistors der Treiberschaltung verwendet. Ein zusätzliches
Merkmal dieser Art von Motorsteuerung ist, dass der freigegebene
obere und untere Transistor auf verschiedenen Zweigen der Brücke liegen.
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Im freigegebenen Zustand wird der
untere Transistor lediglich pulsbreitenmoduliert, wobei der freigegebene
obere Transistor während
der ganzen Modulationsperiode im eingeschalteten Zustand ist. Eine
Veränderung
des Pulsbreitenmodulationstastverhältnisses des unteren Transistors
bestimmt die Motorspannung und kann dazu genutzt werden, die Höhe des Motorstroms
und die Geschwindigkeit zu steuern. Die Auswahl des gewünschten
oberen und unteren Transistors erfolgt unter der einfachen Steuerstrategie
des IC, die die Daten eines Positionssensors zusammen mit Messungen
des in den Motorwicklungen fließenden
Stroms interpretiert. Diese Modulationsart wird als ausschließlich untere
Modulationsart bezeichnet, weil nur die unteren Transistoren pulsbreitenmoduliert
werden.
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Ein Nachteil der herkömmlichen
Kommutation mit der Unten-Steuerung wie vorstehend beschrieben ist,
dass in einem offenschleifigen Spannungssteuermodus bei Kommutation
von einer Phase zur nächsten
ein transienter Abfall im insgesamt resultierenden Motorstromniveau
(und damit im Drehmoment) auftritt. Bei der angegebenen Servorlenkanwendung
werden diese Übergangserscheinungen
vom Fahrer über
das Lenkrad gefühlt.
Andere Probleme entstehen bei Richtungswechseln des Motors aufgrund
schlechter Stromsteuerung mit ausschließlich unterer Modulation, wenn
der Motor verzögert
wird.
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Eine Zielsetzung der vorliegenden
Erfindung ist es, eine verbesserte Motorsteuerstrategie anzugeben,
welche für
eine genaue Steuerung des Motordrehmoments ungeachtet der Rotordrehzahl
und – position
sorgt, um Welligkeiten im Motordrehmoment zu minimieren und akustische
Geräusche
des Motors zu minimieren.
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Nach einem ersten Gesichtspunkt der
Erfindung ist bei einer Steuerstrategie zur Steuerung der Pulsbreitenmodulation
eines mehrphasigen bürstenlosen
Motors mit wenigstens drei Phasen, bei dem jede Phase des Motors
mit einem Zweig einer Mehrphasenbrücke verbunden ist und jeder
Zweig der Brücke
eine obere Schaltvorrichtung und eine untere Schaltvorrichtung umfasst,
wobei die Schaltvorrichtungen mindestens einen Transistor aufweisen,
die Steuerstrategie dadurch gekennzeichnet, dass sie das Ansteuern
der Schaltvorrichtungen mit einem ersten Modulationsmodus umfasst,
in dem komplementäre
pulsbreitenmodulierte Eingangssignale an die oberen und unteren
Schaltvorrichtungen in zwei Zweigen der Brücke angelegt werden, so dass
sich in jedem der beiden Zweige die obere Schaltvorrichtung im eingeschalteten
Zustand befindet, während sich
die untere Vorrichtung im ausgeschalteten Zustand befindet, und
am Ende des Pulsbreitenmodulations-Tastzyklus der Zustand der beiden
Schaltvorrichtungen umgekehrt ist, wobei die Wahl des Pulsbreitenmodulations-Tastzyklus
und derjenigen Schaltvorrichtungen, die moduliert werden, von einem
Steueralgorithmus in Antwort auf das Ausgangssignal eines Sensiermittels
getroffen wird.
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Bei dieser Steuerstrategie sind die
an den oberen und unteren Transistor in einem gegebenen Zweig der
Brücke
angelegten pulsbreitenmodulierten Eingangssignale zueinander komplementär, d. h. während einer
einzelnen Modulationsperiode ist ein Transistor eingeschaltet, während sich
der andere Transistor im ausgeschalteten Zustand befindet, wobei
am Ende des Pulsbreitenmodulations-Tastverhältnisses innerhalb der Modulationsperiode
der Zustand der beiden Transistoren umgekehrt ist. Die an den Motor
angelegte Durchschnittsspannung wird dann durch das Verhältnis der
Einschaltzeiten der beiden Transistoren bestimmt. Der Zustand der
beiden Transistoren wechselt daher während jeder Modulationsperiode.
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Diese Modulationstechnik wird als
komplementäre
Modulation bekannt werden, weil die Transistoren in jedem Zweig
der Brücke
als gegenseitiges Komplement angesteuert werden. Die Richtung der angelegten
Motorspannung kehrt sich bei jedem PWM-Zyklus um. Eine Motorspannung von Netto Null
liegt bei einem PWM-Tastverhältnis
von 50% an, wenn die Vorwärtsspannung
für die
gleiche Zeit wie die Rückwärtsspannung
angelegt wird, wobei es keine Diskontinuität in der Funktion der Brücke bei
Umkehr der angelegten Netto-Motorspannung gibt. Steuerschwierigkeiten,
die bei der ausschließlich
unteren Modulationstechnik auftreten, werden auf diese Weise beseitigt,
und es können
sanfte Wechselbewegungen des Lenkrads bei Verwendung in einem EPAS-System
erzielt werden. Durch Einsatz des Umschaltens im komplementären Modus
sind außerdem die
Kommutationsübergänge symmetrisch
sowohl für positive
als auch negative Halbzyklen des Motorstroms, wohingegen dies nicht
für den
Fall der ausschließlich
unteren Steuerung gilt.
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Vorzugsweise kann ferner eine Interlock-Verzögerung vorgesehen
sein, falls dieses Merkmal nicht im Treiber-IC für jeden Transistor enthalten
ist.
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Das Hinzufügen einer Interlock-Verzögerung verhindert "Durchschießen". Durchschießen tritt
auf, wenn ein oberer und unterer Transistor im selben Zweig der
Brücke
beide eingeschaltet werden. MOS-FET- und andere Transistoren benötigen eine endliche
Zeit zum Ein- und Ausschalten, weswegen die Interlock-Verzögerung dazu
benutzt werden kann, das Einschalten des unteren Transistors nach dem
Ausschalten des oberen Transistors zu verzögern (oder umgekehrt).
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Vorzugsweise kann das Sensiermittel
einen Stromsensor zur Erfassung des im Motor fließenden Stroms
sowie einen Winkelpositionssensor zur Erfassung der Rotorposition
des Motorrotors umfassen, wobei die Ausgangssignale beider Sensoren
vom Steueralgorithmus verarbeitet werden.
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Der Motorstrom wird in diesem Fall
gesteuert, indem die Stromsensoren gelesen werden, die gemessenen
Werte nach Maßgabe
der Ausgabe der Positionssensoren verarbeitet werden, um einen "Motorstrom"-Wert bereitzustellen,
ein geeigneter Rückkopplungs-Steueralgorithmus
angewendet wird, welcher diesen "Motorstrom" mit einem Soll-Wert
in Software vergleicht, und das PWM-Tastverhältnis entsprechend der Ausgabe
des Steueralgorithmus eingestellt wird. Das PWM-Tastverhältnis wird
an die geeigneten Transistoren der Brücke entsprechend der Ausgabe
der Winkelpositionssensoren angelegt.
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Vorzugsweise kann der Motor einen
dreiphasigen Motor umfassen, wobei dann eine Dreiphasenbrücke verwendet
werden wird.
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Hall-Efekt-Bauelemente können als
Positionssensoren verwendet werden und können in einer Weise angeordnet
werden, die es ermöglicht,
die Ausgabe der Hall-Sensoren als digitalen 3-Bit-Code auszudrücken. Dieser
digitale Code kann dann von der Steuerstrategie bei der Bestimmung
benutzt werden, welche Transistoren pulsbreitenmoduliert werden.
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Im komplementären PWM-Modus kann es sein,
dass mit Ausnahme von Kommutationsübergängen, bei denen alle drei Phasen
für eine
kurze Zeitdauer leiten, bei einer beliebigen gegebenen Rotorposition
lediglich zwei der Motorphasen erregt sind, typischerweise die gleichen
zwei Phasen, wie sie bei der ausschließlich unteren Modulationstechnik
verwendet würden.
Auf diese Weise ist es nicht erforderlich, teure hochauflösende Positionssensoren
zu verwenden.
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Wenngleich das vorstehende Modulationskonzept
eine wesentliche Verbesserung gegenüber der ausschließlich unteren
Modulationstechnik bei Motorumkehrungen bietet, ist ein Nachteil
des komplementären
Konzepts, dass es einen höheren
Welligkeitsstrom im Brückenfilterkondensator
erzeugt.
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Daher stellen wir nach einem zweiten
Gesichtspunkt der Erfindung eine Steuerstrategie zur Steuerung der
Pulsbreitenmodulation eines mehrphasigen bürstenlosen Motors mit drei
Phasen bereit, bei dem jede Phase des Motors mit einem Zweig einer
Mehrphasenbrücke
verbunden ist und jeder Zweig der Brücke eine obere Schaltvorrichtung
und eine untere Schaltvorrichtung umfasst, wobei die Schaltvorrichtungen
mindestens einen Transistor enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass
die Steuerstrategie aus einem ersten Modulationsmodus und einem
zweiten Modulationsmodus auswählt,
wobei in dem ersten Modulationsmodus die obere Schaltvorrichtung
und die untere Schaltvorrichtung in mindestens einem Zweig der Brücke durch
komplementäre pulsbreitenmodulierte
Eingangssignale angesteuert werden, die an die obere und die untere
Schaltvorrichtung angelegt werden, so dass eine der oberen und der
unteren Schaltvorrichtung sich im eingeschalteten Zustand befindet,
während
die andere der oberen und der unteren Schaltvorrichtung sich im ausgeschalteten
Zustand befindet, und am Ende des Pulsbreitenmodulations-Tastzyklus
der Zustand der beiden Schaltvorrichtungen umgekehrt ist, und wobei bei
dem zweiten Modulationsmodus ein pulsbreitenmoduliertes Eingangssignal
an eine untere Schaltvorrichtung in einem der Zweige der Brücke angelegt wird,
während
eine obere Schaltvorrichtung in einem anderen der Zweige der Brücke eingeschaltet
ist, wobei die Wahl des Pulsbreitenmodulations-Tastzyklus und derjenigen
Schaltvorrichtungen, die moduliert werden, von einem Steueralgorithmus
getroffen wird.
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Vorzugsweise verwendet der Steueralgorithmus
die Informationen vom Sensiermittel, um die geeignetste Modulationstechnik
zu bestimmen.
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Vorzugsweise wird die komplementäre Modulation
bei niedrigen Motordrehzahlen eingesetzt, um eine gute Steuerung
der Motorumkehrungen zu erhalten, während die ausschließlich untere
PWM bei hohen Motorströmen
eingesetzt wird, um den Welligkeitsstrom im Brückenfilterkondensator zu minimieren.
Der Steueralgorithmus kann die Motorsteuerung bei einem Motorstrom
von annährend
der Hälfte
des maximalen Motorstroms von einem Modus auf den anderen umschalten
können.
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Der in der Masserückleitung von der Brücke und
in jeder der Motorphasen und/oder den einzelnen Phasenzweigen fließende Strom
kann mittels des Potentialabfalls an einem Reihentransistor in diesen
Pfaden erfasst werden.
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Ein dritter Gesichtspunkt der Erfindung
ist die Implementierung eines weichen Kommutationsmodus oder eines
harten Kommutationsmodus, wenn von dem Steueralgorithmus entweder
komplementäre
Modulation oder die ausschließlich
untere Modulation ausgewählt
ist.
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Bei einem weichen Kommutationsmodus wird
die Abnahmerate des Endphasenstroms bis zur Angleichung an die Steigerungsrate
des Anfangsphasenstroms verringert. Dies bietet den Vorteil, dass
der Strom in der dritten Phase ohne die unerwünschten Stromübergänge, die
ansonsten aufgrund induktiver Effekte auftreten, auf einem konstanten
Niveau gehalten wird. Die reduzierte Änderungsrate am Kommutationspunkt
verringert die Größe der induzierten
EMF in den Motorphasen und verringert außerdem akustische Geräusche.
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Vorzugsweise wird die Dauer der weichen Kommutation
durch den Steueralgorithmus in Antwort auf den Motorstrom und die
Rotorposition gesteuert, um so das Verhalten bei niedriger Rotordrehzahl
zu optimieren und den Abfall im Motordrehmoment bei hoher Rotordrehzahl
zu minimieren.
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Alternativ kann harte Kommutation
angewendet werden. In diesem Fall wird die Steigerungsrate des Anfangsphasenstroms
bis zur Angleichung an die Abnahmerate des Endphasenstroms erhöht, um einen
konstanten Strom in der dritten Phase aufrechtruerhalten und wiederum
den unerwünschten momentanen
Abfall im Strom (und damit im Drehmoment) zu vermeiden, der ansonsten
auftritt. Die Dauer einer solchen harten Kommutation kann durch
den Steueralgorithmus oder in Software gesteuert werden.
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Eine zweite Zielsetzung der vorliegenden
Erfindung ist es, ein Mittel zur Bestimmung der Absolutposition
des Rotors des Motors bereitzustellen, das weitere Verbesserungen
bei der Erfassung und Steuerung des Kommutationsereignisses ermöglicht.
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Nach einem vierten Gesichtspunkt
der Erfindung umfasst ein Verfahren zur Berechnung der Position
eines mit einer Ausgangswelle über
ein Zwischenverbindungsmittel verbundenen Motors zu einem zeitlichen
Moment die Schritte:
- – Erhalten einer ersten Messung
der Ist-Rotorposition zu einem ersten Zeitpunkt mit Hilfe eines
an dem Motor vorgesehenen Sensiermittels,
- – Berechnen
der Drehgeschwindigkeit der Ausgangswelle mit Hilfe eines an der
Ausgangswelle vorgesehenen Sensiermittels,
- – Berechnen
eines die Verlagerung des Rotors des Motors zwischen dem ersten
Zeitpunkt und dem zeitlichen Moment angebenden Versatzes auf Grundlage
der Drehgeschwindigkeit der Ausgangswelle sowie
- – Modifizieren
der zu dem ersten Zeitpunkt erhaltenen ersten Messung der Rotorposition
durch Addieren des Versatzes, um eine Ausgabe zu erzeugen, die die
absolute Motorrotorposition zu dem zeitlichen Moment angibt.
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Vorzugsweise umfasst das Motorpositionssensiermittel
einen hochpräzisen
Motor-Absolutpositionssensor.
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Alternativ umfasst das Motorpositionssensiermittel
eine Kombination von Positionsmessungen seitens des Sensiermittels
an der Ausgangswelle zusammen mit der Ausgabe von Positionssensoren
am Motor.
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Alternativ umfasst das Motorpositionssensiermittel
eine Kombination eines Absolutpositionssensors an der Ausgangswelle
mit einem inkrementalen Positionssensor am Rotor des Motors.
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Vorzugsweise kann der Motorpositionssensor
Hall-Effekt-Sensoren umfassen, welche einen digitalen 3-Bit-Code
erzeugen können.
Im Fall eines elektrischen Servolenksystems beispielsweise können die
Zwischenverbindungsmittel eine Kupplung und/oder eine Getriebeeinheit
umfassen, wobei der Motor die Ausgangswelle über eine Schnecke und ein Schneckenrad
antreiben kann.
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Die Position der Ausgangswelle, die
im Fall eines elektrischen Servolenksystems die Lenksäule wäre, kann
von einem speziellen Positionssensor oder von einem geeigneten Ausgangssignal
eines Drehmomentsensors erhalten werden, etwa dem "Linear Array"-Drehmomentsensor
von Lucas.
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Die Rotorpositionssensoren, d. h.
Hall-Effekt-Sensoren, stellen eine absolute Angabe über den
elektrischen Motorwinkel bereit. Jedes Mal, wenn ein Hall-Sensor
den Zustand wechselt, wird ein Versatz auf Null gesetzt. Bei jeder
periodischen Abtastung kann die Geschwindigkeit der Ausgangswelle
mit dem Ausgangswellenpositionssensor bestimmt werden. Dies kann
durch Vergleich der letzten beiden Wellenpositions messungen erfolgen.
Das Getriebeübersetzungsverhältnis kann
mit der Wellengeschwindigkeit multipliziert und zu diesem Versatz
addiert werden. Der Hall-Effekt-Zustand
plus den Versatz ermöglichen
es, Hochauflösungs-Absolutpositionsinformationen
zu ermitteln.
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Auf diese Weise werden durch Rücksetzen des
Versatzes bei jedem Hall-Sensor-Übergang
die Gegenreaktions- und Torsionsverwindungseffekte minimiert, so
dass die Positionsinformationen an der Ausgangswelle zur Angabe
der Position des Motorrotors verwendet werden können.
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Gemäß einem weiteren Gesichtspunkt
der vorliegenden Erfindung können
Informationen über die
absolute Winkelposition zur Optimierung der Motorkommutationsposition
unter verschiedenen Motorbetriebsbedingungen verwendet werden.
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Die Kommutationsposition kann dadurch
variiert werden, dass diejenige Position, bei der ein Kommutationsereignis
stattfindet, in Antwort auf die Ablesungen der absoluten Motorposition
vor- oder zurückverlegt
wird. Dies minimiert die Drehmomentstufe, die am Kommutationspunkt
bedingt durch Änderungen
in den magnetischen Effekten im Motor bei ansteigenden Stromhöhen auftreten
kann. Der Kommutationspunkt kann außerdem als Funktion der Motordrehzahl
variiert werden, um ein höheres
Drehmoment bei höheren
Motordrehzahlen bereitzustellen, wodurch die Drehmoment/Drehzahl – Dauerzustandseinhüllende des
Motors für
eine gegebene Batteriespannung verbessert wird.
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Auch der Soll-Strom kann gesteuert
werden, um vorhersagbare Einschalt-Motordrehmomentwelligkeiten zu minimieren,
indem der Strom in Antwort auf den Motorstrom, die Motorgeschwindigkeit
und die Absolutpositionsinformationen justiert wird.
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Einige Ausführungsformen unserer Erfindung
sind in den beigefügten
Zeichnungen dargestellt, in denen:
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1a und 1b einen dreiphasigen bürstenlosen
Gleichstrommotor und eine zugehörige
Servosteuerschaltung mit einer Dreiphasenbrücke zeigen,
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2 die
verwendete ausschließlich
untere Modulationstechnik sowie den momentanen Zustand jedes Transistors
für einen
gegebenen Hall-Sensor und Code zeigt,
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3 die
komplementäre
PWM-Strategie nach einem ersten Gesichtspunkt der Erfindung darstellt,
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4 die
zwei PWM1- und PWM2-Signale darstellt,
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5 eine
umfassende Steuerstrategie darstellt, welche komplementäre und ausschließlich untere
Modulation einsetzt, nach einem zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden
Erfindung,
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6 die
Hall-Sensor-Codeänderungen zeigt,
die zu oberer Kommutation führen,
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7 die
Hall-Sensor-Codeänderungen zeigt,
die zu unterer Kommutation führen,
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8 ein
Beispiel der unteren weichen Kommutationsstrategie zeigt,
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9 ein
Beispiel einer Steuerroutine zur Implementierung unterer weicherer
Kommutation zeigt,
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10 ein
Beispiel der oberen weichen Kommutationsstrategie zeigt,
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11 ein
Beispiel einer Software-Steuerroutine zur Implementierung der oberen
weichen Kommutationsstrategie zeigt,
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12 den
Zusammenhang zwischen Hall-Effekt-Sensoren und dem Motoranker darstellt, so
dass Rotorpositionsinformationen erhalten werden können,
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13 schematisch
ein elektrisches Servolenksystem darstellt, welches die Steuerstrategie
der 5 verkörpert,
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14(a) und (b) den Einsatz einer Stromformung durch
Anlegen einer Unterstützungsspannung
zwecks Minimierung positionsabhängiger
Welligkeiten darstellt, und
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15 den
Zusammenhang zwischen dem vorübergehenden
Abfall im Strom in den positiven A und negativen B Zyklen für (a) das
komplementäre und
(b) das ausschließlich
untere Modulationskonzept zeigt.
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Es ist wohlbekannt, dass das momentane Drehmoment
bei einem permanentmagneterregten Elektromotor so gesteuert werden
kann, dass es im Wesentlichen proportional zum momentanen Motorstrom
in den erregten Phasen ist. Eine Steuerung des Motorstroms steuert
somit auch das Motordrehmoment. Da es billiger ist, den Motorstrom
zu messen, als direkt das Motordrehmoment zu messen, wird ein Stromsteuersystem
implementiert.
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Eine spezielle Ausführungsform
eines Motors und einer Servotreiberschaltung ist in 1 gezeigt. Der gezeigte Motor (1)
ist ein bürstenloser
dreiphasiger Gleichstrommotor, wobei die Phasen des Motors in Sternanordnung
zusammengeschaltet sind. Die Treiberschaltung enthält eine
Dreiphasenbrücke.
Jeder Zweig der Brücke
weist ferner ein Paar in Reihe zwischen einer Versorgungsschiene
und Masse geschalteter Transistoren auf, wobei die Motorwicklungen
zwischen den beiden Transistoren abgehen. Es werden Transistoren
vom MOS-FET-Typ verwendet. Die Transistoren in jedem Zweig werden in
diesem Text als obere Transistoren (2, 3, 4)
bzw. untere Transistoren (5, 6, 7) bezeichnet.
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Diese Art von Motor und Treiberschaltung wird
oftmals mit Hilfe eines speziellen IC, wie etwa Motorola MC 33035,
gesteuert, der einen oberen Feldeffekttransistor (FET) voll einschaltet
und ein pulsbreitenmoduliertes (PWM) Steuersignal an einen unteren
FET anlegt. Die speziellen FETs werden von dem IC bestimmt, der
Informationen von einem Winkelpositionssensor in Verbindung mit
Strominformationen dekodiert.
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Bei einem Beispiel wird die Winkelposition des
Motorrotors unter Verwendung von Magneteffektsensoren erfasst, welche
so angeordnet werden, dass sie das Vorbeigehen eines überhängenden
Bereichs der Rotormagnete detektieren, wobei der Sensor mit einem
magnetischen Schild ausgeführt
ist, der einen magnetischen Pfad für die Sensorschaltung selbst
bereitstellt, während
er den Sensor gegenüber
den Effekten äußerer Magnetfelder
abschirmt.
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Im Betrieb schaltet das Sensierelement
jedes Mal, wenn ein magnetischer Kreis geschlossen oder aufgetrennt
wird, was stattfindet, wenn ein Pol des Motors oder ein Rotormagnet 27 ein
Sensierelement passiert. Dieses Schaltsignal wird über nicht gezeigte
Verbindungen zur Motorsteuerschaltung weitergeleitet.
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Der Rotor trägt eine rückseitige Eisenmanschette 26,
an deren Umfang Magnete 27 befestigt sind, die von einer
Rotormanschette 28 überdeckt sind.
Ein Freiraum oder Luftspalt 29 ist dazu vorgesehen, dem
Rotor eine Winkelbewegung relativ zur Sensorbaugruppe 30 und
zum Motorstator (nicht gezeigt) zu ermöglichen.
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Die in 12 gezeigte
Sensorbaugruppe ist eine Dreielementen-Einrichtung, die einen Bogen oder äußeren Bereich
des Rotors umgibt. Die Größe und Zahl
der Elemente 31 in der Sensorbaugruppe kann zwischen 1
und einer beliebigen Anzahl variieren, die den gesamten Umfang des
Rotors abdeckt, abhängig
von der Ausgestaltung, d. h. der Anzahl der Rotorpolstücke des
Motors.
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Die Sensorbaugruppe umfasst einen nicht-magnetischen
Sensorträger 32,
in dem die magnetischen Sensierelemente 31 angeordnet sind. Dieser
ist von einem Magnetsensor-Stützeisen 33 umschlossen,
welches dazu dient, die magnetische Feldstärke um die Sensierelemente
zur Verbesserung des Schaltens zu verstärken und magnetische Störungen zu
beseitigen und, wichtig, die Sensorbaugruppe mit mechanischer Robustheit
zu versehen, da die Materialien, aus denen ein geeigneter nichtmagnetischer
Sensorträger
hergestellt würde, typischerweise
nur geringe mechanische Festigkeit aufweisen.
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Das Ausgangssignal des Hall-Effekt-Sensiermittels
kann so ausgelegt sein, dass es einen digitalen 3-Bit-Code bereitstellt.
Die Notwendigkeit eines 3-Bit-Codes ist optional; bei den in dieser
Anmeldung offenbarten bevorzugten Ausführungsformen wird er lediglich
beispielhaft benutzt. Wenigstens ein oder mehrere Sensoren, die
ein oder mehr Bits an Positionsinformation bereitstellen, können abhängig vom
Design und den Leistungseigenschaften sowie den Fehlertoleranzeinschränkungen
verwendet werden, die der tatsächlichen
Arbeitsapplikation auferlegt sind.
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Informationen über den Motorstrom werden durch
Messen des in der Masserückleitung
von der Brücke
und/oder in jedem der drei Motorphasen fließenden Stroms erhalten.
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In 1b ist
lediglich ein einzelner Sensierwiderstand 8 gezeigt. Das
Messen des in dem Widerstand fließenden Stroms kann dadurch
geschehen, dass der Potentialabfall an dem Widerstand gemessen und
das Ohm'sche Gesetz
angewendet werden. Dieser einzelne Widerstand liefert Informationen über den
in der Masserückleitung
vom Motor fließenden
Strom.
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Alternativ kann ein Widerstand 8a, 8b, 8c für jeden
Zweig der Brücke
vorgesehen werden, wie in 1b gezeigt.
Dies erlaubt es, den Strom in jeder Phase zu messen, d. h. Phasenzweigerfassung.
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Sowohl die Strom- als auch die Positionsinformationen
können
von der Steuerstrategie wie nachstehend verwendet werden.
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Der Motorstrom wird gesteuert, indem
die Stromsensoren gelesen werden, die gemessenen Werte entsprechend
dem digitalen 3-Bit-Code von den Hall-Effekt-Sensoren verarbeitet werden, um einen
Motorstromwert bereitzustellen, ein geeigneter Rückkopplungs-Steueralgorithmus
angewendet wird, der diesen "Motorstrom" mit einem Soll-Wert
in Software vergleicht, und das PWM-Tastverhältnis nach Maßgabe der
Ausgabe des Steueralgorithmus eingestellt wird. Das PWM-Tastverhältnis wird
an die geeigneten Transistoren der Dreiphasenbrücke entsprechend dem digitalen
3-Bit-Code von den
Hall-Effekt-Sensoren angelegt. Diese Methode der Motorsteuerung
ist vorteilhaft, da sie weniger Komponenten als elektronische Hardware
erfordert, unter der Annahme, dass der Mikroprozessor bereit vorhanden ist.
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Eine Form von Motormodulationstechnik,
die zusammen mit der vorstehenden Steuerstrategie eingesetzt werden
kann, ist als ausschließlich
untere PWM-Modulation bekannt, da in allen Umständen der Motorsteuerung nur
die unteren Transistoren 5, 6, 7 pulsbreitenmoduliert
werden, während
die oberen Transistoren 2, 3, 4 entweder
im eingeschalteten Zustand oder im ausgeschalteten Zustand sind,
wie durch die Steuerstrategie festgelegt. 2 zeigt ein ausschließlich unteres Modulationskonzept,
das den Zustand der Transistoren in jedem Zweig der Brücke für einen
gegebenen Hall-Effekt-Schaltcode
zeigt. Man kann erkennen, dass bei dieser Modulationstechnik lediglich
ein einzelner Modulationskanal, PWM1, benötigt wird.
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Ein Nachteil der vorstehenden Steuerstrategie,
bei der herkömmliche
Kommutation eingesetzt wird, ist, dass es im Motorstrom (und somit
im Drehmoment) in der nichtkommutierten Phase bei Kommutation der
anderen beiden Phasen einen vorübergehenden
Abfall gibt. Dieser stammt vom Versuch, schnelle Stromänderungen
in den Induktionswicklungen des Motors zu erzwingen. Der vorübergehende Abfall
im Motordrehmoment, der bei Kommutation auftritt, kann am Lenkrad
gefüllt
und gehört
werden, wenn der Motor in einem EPAS-System arbeitet.
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Ein weiterer Nachteil der ausschließlich unteren
PWM-Technik ist, dass sie nur eine schlechte Steuerung des Stroms
bei Motorumkehr vorsieht. Die wichtigste Umkeh rung ist eine, bei
der sich das Vorzeichen des Motorstroms ändert, so dass statt des Zuführens mechanischer
Leistung in das Lenksystem der Motor mechanische Leistung aus dem
Lenksystem entnimmt (das heißt
die Bewegung der Ausgangswelle bremst). Bei solchen Umkehrungen
ist es schwierig, den Motorstrom mit ausschließlich unterer PWM exakt zu
steuern.
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Dies ist deshalb so, weil die Brücke ein nicht-lineares
Antwortverhalten auf eine derartige Umkehrung besitzt. Wenn der
Motor bremst, werden regenerative Ströme in den Motorwicklungen erzeugt.
Bei ausschließlich
unterem Schalten können diese
regenerativen Ströme
nur fließen,
wenn die Brücke
umgekehrt ist (d. h. wenn die oberen Transistoren geschaltet werden).
Wenn somit die Brücke umgekehrt
wird, beginnt der regenerative Strom, sehr plötzlich zu fließen, was
eine drastische Änderung
des Motorstroms (und damit des Motordrehmoments) bewirkt. Eine solche
scharfe Änderung
des Drehmoments ist unerwünscht.
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In einem elektrischen Servolenk-(EPAS) System
ist es wesentlich, den Strom bei Motorumkehrung – und der Motorstrom wird oft
bei bewegtem (und somit bremsenden) Motor umgekehrt – gut steuern
zu können.
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3 liefert
Einzelheiten eines Beispiels eines alternativen PWM-Modus, der als
komplementärer
PWM-Modus bekannt ist und einen ersten Gesichtspunkt dieser Erfindung
bildet. Er ist als komplementäre
PWM bekannt, weil die Transistoren mit Hilfe komplementärer PWM-Signale
zueinander komplementär
pulsbreitenmoduliert werden. Bei diesem Modulationskonzept kehrt
sich die Richtung der angelegten Motorspannung mit jedem PWM-Zyklus
um. Man kann folglich erkennen, dass die Transistoren zueinander
komplementär
erregt werden und sowohl die oberen als auch die unteren Transistoren
moduliert werden können.
Es ist erkennbar, dass zwei PWM-Kanäle benötigt werden,
PWM1 und PWM2.
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Die beiden PWM-Kanäle sind
im Detail durch Merkmale charakterisiert, wie sie in 4 gezeigt sind. Eine PWM-Periode 50 ist
die Gesamtzeit eines Modulationszyklus. PWM1-Hoch-Zeit 51 ist
die Arbeitszeit, während
der PWM1 hoch ist (d. h. der Transistor eingeschaltet ist), und
PWM2-Hoch-Zeit 52 ist diejenige Zeit, während der PWM2 hoch ist (d.
h. der Transistor eingeschaltet ist). Im normalen komplementären Betrieb
sind die beiden Kanäle
komplementär,
wobei jeweils nur ein Transistor eingeschaltet ist und die Transistoren
während
jeder Modulationsperiode wechseln. Außerdem ist eine Interlock-Verzögerung 53 vorgesehen,
um Durchschießen
zu verhindern.
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Im Betrieb ist eine Netto-Motorspannung
von Null bei einem PWM-Tastverhältnis
von 50% angelegt, wenn die Vorwärtsspannung
für die
gleiche Zeit wie die Rückwärtsspannung
anliegt. In diesem Modus gibt es keine Diskontinuität im Brückenbetrieb
bei Umkehr der angelegten Netto-Motorspannung, weswegen keine Drehmomenttransienz
erzeugt wird. Dies resultiert in weichen Wechseln des Lenkrads.
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Ein ähnlicher PWM-Modus wird gemein
hin bei bürstenlosen
Wechselstromantrieben benutzt, wo ein "Fluss"-Vektor etabliert wird, indem alle drei
Motorphasen mit unterschiedlicher Stärke erregt werden. Dies erfordert
jedoch einen hochauflösenden Positionssensor,
der teuer ist. Bei der komplementären PWM-Technik werden bei
einer gegebenen Rotorposition lediglich zwei Phasen erregt, weshalb
niedrigauflösende
Positionsinformationen, wie etwa der von den Hall-Sensoren erzeugte
3-Bit-Code, verwendet werden können.
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Die komplementäre PWM-Technik bietet den Vorteil,
dass die Übergangserscheinungen,
die während
der ausschließlich
unteren Modulation auftreten, beseitigt werden. Ein Nachteil der
komplementären
Modulationstechnik ist allerdings, dass sie einen höheren Welligkeitsstrom
in der Treiberschaltung als die ausschließlich unterer Modulation erzeugt.
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Angesichts der Nachteile und Vorteile
zwischen den beiden PWM-Modi setzt die in 5 gezeigte Steuerstrategie eine Kombination
von ausschließlich
unterer Modulation und komplementärer Modulation ein. Die komplementäre Modulation
wird für
Ströme
niedrigen Werts beidseits Null (z. B. ± 10 A) gewählt, um
eine weiche Steuerung von Motorumkehrungen zu erzielen. Für höhere Ströme schaltet die
Steuerstrategie dann auf ausschließlich untere Modulation um,
um die Stromwelligkeiten in der Treiberstufe zu minimieren. Das
Umschalten zwischen den beiden wird vom Steueralgorithmus in Verbindung
mit dem Stromsensiermittel bewirkt. Diese duale Modulationssteuerstrategie
bildet den zweiten Gesichtpunkt der Erfindung.
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13 stellt
ein elektrisches Servolenksystem dar, welches eine Motorsteuerstrategie
der in 5 dargestellten
Art beinhaltet. Eine elektronische Steuereinheit 34 ist
dazu eingerichtet, Signale von einem Zündschalter 35, einem
Fahrzeuggeschwindigkeitsmeldemittel 36, einem Diagnosemittel 37,
einem CAN-Schnittstellenmittel 38 sowie einem elektronischen
Drehmomentsensormittel 39 zu erhalten. Die elektronische
Steuereinheit 34 verarbeitet die verschiedenen Signale
und gibt einen Erregerstrom aus, um die Hilfskraftunterstützung für einen
Lenkmechanismus 40 zu steuern.
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Wie dargestellt, steuert ein Lenkrad 41 die Aktionen
eines Lenkgestänges 42 über eine
Säulenwelle 43.
Das an die Säulenwelle 43 angelegte
Drehmoment wird durch einen elektrischen Aktuator 44 unter
Steuerung des Erregerstroms von der elektronischen Steuereinheit 34 verstärkt.
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5 stellt
verschiedene Software-Logikmittel dar, die in dem 13 gezeigten Kontroller verkörpert sein
würden.
Bei dieser Steuerstrategie werden sowohl komplementäre 9 als
auch ausschließlich untere 10 Modulation
eingesetzt.
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Die komplementäre Modulation wird bei niedrigen
Motorströmen
eingesetzt, typischerweise bis zur Hälfte des maximalen Motorstroms.
Wenn die Ausgabe des Stromsensiermittels zeigt, dass der Strom einen
im Voraus festgelegten Wert übersteigt, wird
ausschließlich
untere Modulation verwendet. Die Steuerstrategie schaltet die Modulation
zurück auf
komplementäre
Modulation, wenn der Strom unter diesen im Voraus festgelegten Wert
fällt.
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Wenn ausschließlich untere Modulation gewählt ist,
verwendet die Steuerstrategie entweder untere weiche Kommutation 11 oder
obere weiche Kommutation 12. Die Auswahl der korrekten
Kommutationsstrategie geschieht in Antwort daraufhin, ob eine untere
Kommutation oder eine obere Kommutation stattfindet. Nach Abschluss
des oberen oder unteren Kommutationsereignisses kehrt die Steuerstrategie
zur normalen ausschließlich
unteren Modulation 10 zurück.
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Die Steuerstrategie kann von der
unteren weichen Kommutation 11 oder der oberen weichen Kommutation 12 auch
direkt zur komplementären Modulation
zurückschalten.
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Bei ausschließlich unterer Modulation können zwei
Arten von Kommutationsereignis stattfinden. Eine obere Kommutation
findet statt, wenn die Hall-Sensoren den Zustand ändern, was
dazu führt, dass
ein oberer FET ausgeschaltet wird und ein anderer oberer FET eingeschaltet
wird. Der Hall-Sensor-Code ändert
sich, wenn diese Form von Kommutation stattfindet, wie in 6 gezeigt.
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Eine untere Kommutation findet statt,
wenn ein unterer FET ausgeschaltet wird und ein anderer unterer
FET eingeschaltet wird. Der Hall-Sensor-Code ändert sich, wenn diese Form
von Kommutation stattfindet, wie in 7 gezeigt.
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Um den Zweck der beiden Formen von
weicher Kommutation zu verstehen, muss das Verhalten des Motors
bei normaler Kommutation berücksichtigt werden.
Das Kommutationsereignis besteht darin, den Stromfluss in einer
Motorphase zu beenden, einen äquivalenten
Stromfluss in einer zweiten Motorphase zu beginnen und einen nominell
konstanten Strom in einer dritten Motorphase aufrechtzuerhalten.
Da die drei Motorphasen in Sternanordnung mit einem Sternpunkt verbunden
sind, muss die Summe der in den drei Phasen fließenden Ströme Null bleiben. Allerdings
ist die Zunahmerate des Anfangsphasenstroms geringer als die Abnahmerate
des Endphasenstroms, weswegen der Dritte (normalerweise konstante)
Phasenstrom kurzfristig abfällt,
wobei er einen Wert behält,
der die Summe der drei Phasenströme
gleich Null macht. Dieser Abfall entspricht einem vorübergehenden
Abfall im Motordrehmoment.
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Eine Lösung ist es, die Zunahmerate
des Anfangsphasenstroms bis zur Angleichung an die Abnahmerate des
abnehmenden Phasenstroms zu erhöhen,
um einen konstanten dritten Phasenstrom und somit ein konstantes
Motordrehmoment beizubehalten. Dies wird als harte Kommutation bezeichnet.
Diese harte Kommutation nutzt eigentlich ein "Spannungsunterstützungs"-Merkmal, durch das das PWM-Tastverhältnis für eine kurze
Weile erhöht
wird, während
Kommutationstransienzen vorliegen. Im ausschließlich unteren Modus ist der
vorübergehende
Stromabfall in der nichtkommutierten Phase nicht symmetrisch für die positive
und negative Stromrichtung in der Phase. Dies ist in 15 gezeigt. Daher ist ein
unterschiedlicher Grad an Spannungsunterstütrung erforderlich, um den
Stromabfall abhängig von
der Stromrichtung zu minimieren. Im komplementären Modus ist der Abfall in
der nicht kommutierten Phase für
beide Richtungen des Stromflusses gleich, weswegen lediglich ein
Grad an Spannungsunterstütrung
für eine
gegebene Stromhöhe
in jeder Richtung benötigt
wird.
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Eine weitere Lösung ist es, die Abnahmerate des
Endphasenstroms bis zur Angleichung an die Zunahmerate des Anfangsphasenstroms
zu verringern. Wenn die beiden aneinander angeglichen sind, bleibt der
resultierende Strom in der dritten Phase während das Kommutationsereignisses
konstant, weswegen auch das Motordrehmoment konstant bleibt. Diese Lösung wird
als weiche Kommutation bezeichnet.
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Die 8 und 10 zeigen die benutzte Steuerstrategie,
um untere weiche und obere weiche Kommutation in Antwort auf Codeänderungen
der Hall-Sensorausgabe während
ausschließlich
unterer Modulation zu bewirken.
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Bei einer Verfeinerung der unteren
weichen und unteren harten Kommutationstechniken wird die Dauer
der Kommutation, d. h. die Anzahl der PWM-Zyklen, über die
hinweg die Kommutation bewirkt wird, unter Sofwaresteuerung eingestellt.
Dies erlaubt es, die Kommutationsfunktion bei niedrigen Rotordrehzahlen
zu optimieren und den Abfall im Motordrehmoment bei hohen Rotordrehzahlen
zu minimieren. Dies ist für
den Fall der weichen Kommutation in den 8 bis 11 dargestellt.
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Die weiche und die harte Kommutationstechnik
können
durch Variieren der Pulsbreitenmodulationsperiode PWM2-Hoch-Zeit
realisiert werden. Im Fall unterer weicher und oberer weicher Kommutation
kann der Wert von PWM2-Hoch-Zeit nach Maßgabe der Steuerstrategie in
Antwort auf das Motordrehmoment und die Motorgeschwindigkeit variiert
werden.
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Ein Beispiel der Realisierung einer
unteren weichen Modulation auf diese Weise ist in den 8 und 9 gezeigt. Bei Eintritt in den unteren
weichen Modulationszustand wird PWM2-Hoch-Zeit auf den gleichen
Wert wie PWM1-Hoch-Zeit initialisiert. Es wird dann über eine
vorbestimmte Anzahl von PWM-Zyklen hinweg allmählich auf Null abgesenkt. Die
Anzahl der PWM-Zyklen wird dabei von der Steuereinheit entsprechend
den Motorarbeitsbedingungen bestimmt.
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Bei dem in 9 vorgesehenen Beispiel bestimmt die
Sub-Routine für
untere weiche Kommutation der Steuerstrategie die Anzahl der PWM-Zyklen, über die
hinweg PWM2-Hoch-Zeit verringert wird, wie folgt. Nach Initialisierung
von PWM2-Hoch-Zeit 13 prüft die Steuerstrategie, um
zu sehen, ob der nächste
PWM-Zyklus erreicht ist 14. Wenn der nächste Zyklus erreicht ist,
geht die Steuerstrategie weiter zum nächsten Schritt, welcher darin
liegt zu bestimmen, ob eine Kommutation stattgefunden hat oder nicht 15.
Wenn eine Kommutation stattgefunden hat, wird die Routine für untere
weiche Kommutation verlassen 18. Wenn allerdings keine
Kommutation stattgefunden hat, wird PWM2-Hoch-Zeit um einen Betrag verringert 16,
der vom Motordrehmoment und der Motorgeschwindigkeit abhängig ist.
Wenn nach dieser Verringerung PWM2-Hoch-Zeit kleiner oder gleich
Null ist 17, wird der untere weiche Kommutationsmodus verlassen.
Wenn PWM2-Hoch-Zeit immer noch größer als Null ist, geht die
Routine zurück,
um zu prüfen,
ob der nächste
PWM-Zyklus erreicht ist 14. Dies wird wiederholt, bis PWM2-Hoch-Zeit
gleich oder kleiner Null ist und die untere weiche Kommutation verlassen
wird.
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Der untere weiche Kommutationszustand wird
normalerweise verlassen, wenn PWM2-Hoch-Zeit Null erreicht, wobei
die ansteigende Flanke von PWM1 und die abfallende Flanke von PWM2
zu allen Zeiten synchronisiert bleiben.
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Eine ähnliche Modulationstechnik
kann für die
obere weiche Kommutation, gezeigt in den 10 und 11,
realisiert werden. In diesem Fall wird bei Eintritt in diesen Zustand
PWM2-Hoch-Zeit auf das gleiche wie PWM-Periode initialisiert. Es
wird dann über
ein vorbestimmte Anzahl von PWM-Zyklen hinweg nach und nach auf
Null verringert. Wie im Fall unterer weicher Kommutation ist die
Anzahl der Zyklen vorbestimmt, wobei dieser Zustand verlassen wird,
wenn PWM2-Hoch-Zeit Null erreicht. Die ansteigende Flanke von PWM1
und die abfallende Flanke von PWM2 bleiben synchronisiert.
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11 sieht
ein Beispiel einer Sub-Routine für
obere weiche Kommutation vor, das mit Hilfe der Software-Logikmittel
ausgedrückt
ist, die in einer Steuerstrategie zur Implementierung der oberen
weichen Kommutation eingebettet sein können. Nachdem zunächst der
PWM-Modus auf obere weiche Kommutation eingestellt wird 19,
wird PWM2-Hoch-Zeit auf den gleichen Wert wie PWM1-Hoch-Zeit initialisiert 20.
Die Steuerroutine prüft
dann, ob der nächste
PWM-Zyklus erreicht wurde 21. Falls nicht, bleibt die Routine
im diesem Zustand, bis der nächste
Zyklus erreicht ist, woraufhin die Steuerroutine abfragt, ob eine
Kommutation stattgefunden hat 22. Falls eine Kommutation
stattgefunden hat, wird die obere weiche Kommutation verlassen 25.
Falls keine Kommutation stattgefunden hat, wird die Rate von PWM2-Hoch-Zeit
um einen Betrag verringert 23, der vom Motordrehmoment
und der Motorgeschwindigkeit abhängig
ist. Die Steuerroutine prüft
dann 24, um zu sehen, ob der neue Wert von PWM2-Hoch-Zeit
gleich oder kleiner Null ist. Falls ja, wird die obere weiche Kommutation
verlassen. Falls aber der neue Wert größer als Null ist, geht die
Routine zurück
zu dem Zustand, wo sie wartet, bis der nächste PWM-Zyklus erreicht ist 21.
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Bei einer weiteren Verfeinerung der
Motorsteuerstrategie können
hochauflösende
Absolutmessungen der Motorrotorposition verwendet werden, damit
der Steuersystemalgorithmus die Rotorposition optimieren kann, bei
der der Motorstrom von einer Gruppe von Phasenwicklungen auf eine
andere umgeschaltet wird, d. h. die Position einer jeden Kommutation.
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Typischerweise wird die Position
des Rotors, bei der die Kommutation stattfindet, durch die Position
der Hall-Sensoren bestimmt, wobei die Kommutation durch eine Änderung
im Hall-Sensor-Ausgabecode veranlasst wird. Weil die Hall-Sensoren
am Stator angebracht sind, sind diese Kommutationspositionen fest.
Unter bestimmten Bedingungen kann das Motorverhalten verbessert
werden, indem die Kommutationspositionen relativ zum Stator körperlich
verlegt werden, was helfen kann, Drehmomentdiskontinuitäten zu verringern
oder zu beseitigen, die bei der Kommutation auftreten. Wenn der
Motorstrom ansteigt, stört
das elektromagnetische Feld des Stators das magnetische Feld des
Rotors. Diese Störung verschiebt
den Arbeitswinkel der Phase. Die Störung kann kompensiert werden,
indem der Kommutationspunkt in Richtung des Motordrehmoments vorverlegt wird.
Der benötigte
Betrag an Vorverlegung hängt von
der Größe des Motorstroms
ab, wobei bei negativem Motorstrom die Vorverlegung ebenfalls negativ ist
(d. h. eine Verzögerung).
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Die 14(a) und (b) zeigen, wie Motorstromänderungen
durch Anwendung einer Stromformungstechnik minimiert werden können. 14(a) zeigt das Motordrehmoment
ohne Formung. In 14(b) ist
ein Spannungsunterstüzungssignal
an den Motor angelegt, wobei dieses Signal das Spiegelbild oder
die Inverse der Motordrehmomentwelligkeiten ist, die ohne Glättung auftreten
würden
(d. h. das in 14(a) gezeigte
Drehmoment). Der resultierende Motorstrom ist in diesem Fall nominell
frei von Welligkeiten, weil er die Summe des positionsabhängigen Stroms
und des angelegten Unterstützungssignals
ist, wie in 14(b) gezeigt.
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Der Kommutationspunkt kann zudem
als Funktion der Motordrehzahl variiert werden, um bei hohen Motordrehzahlen
ein höheres
Drehmoment bereitzustellen und so die Dauerzustands-Einhüllende des
Drehmoments bzw. der Drehzahl des Motors für eine gegebene Batteriespannung
zu verbessern.
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Mit Hilfe von hochauflösenden Absolutdaten für die Motorposition
kann der Kommutationspunkt unter Sofwaresteuerung verändert werden.
Dies erlaubt es, die optimale Kommutationsposition für jeden
Motorbetriebszustand zu wählen.
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Hochauflösende Positionsinformationen können bereitgestellt
werden, indem die Hall-Effekt-Schalter
in Verbindung mit einer Winkelpositionsmessung verwendet werden,
welche von einem in dem EPAS-System zur Bereitstellung von Lenkdrehmomentdaten
vorgesehenen Drehmomentsensor erhalten wird. Die Funktionsweise
dieser Absolutpositionsmessung ist in den nachfolgenden Absätzen erläutert.
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Die Winkelposition des Motorrotors
wird mittels der Hall-Effekt-Sensoren gemessen. Die Positionsinformation
hat eine Auflösung
von 360°/(3 × Anzahl
der Motorpole), z. B. 20° bei
einem sechspoligen Motor. Von dem Drehmomentsensor gelieferte Winkelpositionsdaten
stellen Informationen über
die Winkelposition des Schneckenrads an der Lenkwelle bereit. Wenn
die Motorkupplung eingerückt
ist, ist der Motor über
eine Schnecke und die Kupplungs-Getriebe-Anordnung physikalisch
mit dem Schneckenrad verbunden. Die Winkelpositionsinformation des Drehmomentsensors
liefert somit Winkelpositionsinformationen über den Motorrotor. Die Winkelposition der
Schnecke in Bezug auf eine beliebige Startposition ist bekannt,
indem jedes Mal, wenn ein Hall-Sensor den Zustand wechselt, ein
Versatz auf Null zurückgesetzt
wird. Der Drehmomentsensor stellt Positionsinformationen relativ
zu dieser beliebigen Position bereit, so dass die Absolutposition
des Motors ermittelt werden kann.
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Indem die gemessene Winkelposition
des Motors in Bezug zur festen Winkelposition eines bestimmten Hall-Effekt-Sensorübergangs
(d. h. Kommutationsposition) gesetzt wird, ist es möglich, eine absolute
Motorposition mit hoher Genauigkeit zu berechnen. Solange die Winkelposition
vom Drehmomentsensor bei jeder Kommutation in Bezug zu den Hall-Effekt-Sensoren
gesetzt wird, ist es möglich,
den Effekt der Gegenreaktion im Getriebe und der Torsionsverwindung
in der Schnecke und im Rad unter Bedingungen hoher Last zu kompensieren.
Ein geeigneter Drehmomentsensor zur Bereitstellung der benötigten Winkelpositionsinformation
ist der Lucas "Linear
Array "-Drehmomentsensor
oder der Achtkanalsensor.
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Bei einer weiteren Ausführungsform
ist es bekannt, dass bestimmte Komponenten der Motordrehmomentwelligkeit
vorhersagbar sind und abhängig
von der Winkelposition des Rotors sind. Die vorstehend beschriebene
hochauflösende
Absolutinformation über
die Motorposition kann dazu verwendet werden, eine Korrektur des
Soll-Motorstroms
zu bestimmen, um diese Welligkeitskomponente auszugleichen. Auf
diese Weise können
die Welligkeiten beseitigt werden.
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Daneben kann, indem beobachtet wird, wann
ein Kommutationsereignis von den Hall-Effekt-Sensoren gemeldet wird,
ein aus den letzten zwei Hochauflösungs-Ablesungen für die absolute Motorposition
erhaltener Geschwindigkeitswert zur Berechnung einer Verzögerungszeit
verwendet werden. Wenn beispielsweise ein Vorlaufwinkel von 2° benötigt wird,
kann die Geschwindigkeitsmessung dazu verwendet werden zu bestimmen,
wie lang es dauern wird, um 2° zu
wandern. Diese Zeitverzögerung
kann dann von der Steuerstrategie gestoppt werden und dazu genutzt
werden, das Kommutationsereignis nach der verstrichenen Zeit auszulösen. Dies
erweist sich als am effektivsten, wenn der Kommutationspunkt nahe
beim Hall-Effekt-Signal liegt.
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Aus der vorstehenden Beschreibung
heraus ist zu verstehen, dass die vorliegende Erfindung bei einem
ihrer Gesichtspunkte eine zur Verwendung in einem EPAS-System geeignete
Motorsteuerstrategie für
einen Elektromotor betrifft, bei der zwei Modulationstechniken (Treibermodi)
abhängig
von Motorbedingungen genutzt werden. In einem Modus findet ausschließlich untere
Modulation statt, während
im anderen Modus komplementäre
Modulation stattfindet, wobei die Wahl des Treibermodus von einem Steueralgorithmus
getroffen wird. Außerdem
sind mehrere Weiterbildungen zur Verbesserung der Motordrehmomentausgabe
beschrieben. Erhebliche Verbesserungen gegenüber einer Basissteuerstrategie
werden auf diese Weise erzielt, was in einer verbesserten Drehmomentabgabe
vom Rotor resultiert.
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Die verbesserte Motorsteuerstrategie
ist im Zusammenhang mit einer Servolenkanwendung beschrieben. Es
versteht sich freilich, dass die Steuerstrategie zur Verwendung
in jeder beliebigen Anwendung geeignet ist, bei der es erwünscht ist,
eine verbesserte Drehmomentabgabe von einem Elektromotor vorzusehen.