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Die
vorliegende Erfindung betrifft eine Antriebsschaltung eines Motors.
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Ein
System einer Drehzahl-Rückkopplungsregelung
wurde bisher allgemein als eine Antriebsschaltung für den Betrieb
eines bürstenlosen
Motors bei hohen Drehzahlen eingesetzt. Dieses System einer Drehzahl-Rückkopplungsregelung
ist eine Art eines Rückkopplungssystems,
welches einen Drehzahl-Sollwert
mit einem aktuellen detektierten Wert unter Verwendung eines Regelungsverstärkers vergleicht
und welches einen zu regelnden Motor (bürstenlosen Motor) so regelt,
dass eine Abweichung zwischen diesen eliminiert wird.
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Diesbezüglich kann
die Drehzahl des bürstenlosen
Motors auf der Basis des Ausgangssignals eines Hall-Effektsensors
für die
Detektion der Polarität
des Feldmagneten eines in dem bürstenlosen
Motor eingebauten Rotors detektiert werden.
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Im
Allgemeinen wird der bürstenlose
Motor in großem
Umfang eingesetzt, wenn eine konstante Drehzahl erforderlich ist,
und wenn hohe und niedrige Drehzahlen erforderlich sind, wird ein
Bürstenmotor eingesetzt,
da er leicht bei verschiedenen Drehzahlen zu betreiben ist. Mit
anderen Worten, ein Problem entsteht dahingehend, dass, wenn der
vorstehend erwähnte
bürstenlose
Motor unter Verwendung eines Drehzahlregelungs-Rückkopplungssystems auf der Basis
des Ausgangssignals des Hall-Effektsensors geregelt und der bürstenlose
Motor bei niedrigen Drehzahlen betrieben wird, da das Ausgangssignal des
Hall-Effektsensors eine kleine Informationsmenge besitzt, ein Ansprechen
auf die Rückkopplung
reduziert ist, was die Rotation instabil macht und die Rotation
aufgrund einer Lastveränderung
verlangsamt. Zur Lösung
dieses Problems kann der bürstenlose
Motor mit einem Codierer für
die Detektion der Rotationsposition zusätzlich zu dem Hall-Effekt-Sensor
für die
Detektion der Polarität
des Feldmagneten versehen werden, um die Informationsmenge bezüglich der
Geschwindigkeitsregelung zu erhöhen,
wobei jedoch die Kosten für
den bürstenlosen
Motor erheblich erhöht
werden, wenn der bürstenlose
Motor mit einem teueren Codierer nur für die Geschwindigkeitsregelung
versehen wird.
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US-A-5,043,642
betrifft eine Vorrichtung zur Regelung eines bürstenlosen Gebläsemotors
einer Automobilklimaanlage mit einer Drehzahleinstelleinheit zum
Einstellen einer Drehzahl des bürstenlosen Motors,
einer Antriebseinheit zum Betreiben des bürstenlosen Motors gemäß der durch
die Drehzahleinstelleinheit eingestellten Drehzahl und einer Umschaltsteuereinheit
zum Steuern der durch die Antriebseinheit erzielten Erregungszeitsteuerung
des bürstenlosen
Motors. Die Antriebseinheit enthält
eine Wellenformspeichereinheit zum Verändern der Wellenform einer
dem bürstenlosen
Motor einzuprägenden
Spannung. Die Wellenformspeichereinheit gibt eine Sinuswellenform,
eine Trapezwellenform oder eine Rechteckwellenform in Abhängigkeit
von der von der Drehzahleinstelleinheit eingestellten Drehzahl aus.
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DE 19610994 betrifft einen
elektronisch kommutierten Elektromotor mit sinusförmiger Erregungsstromwellenform,
wobei der Motor durch ein PWM-Signal geregelt wird.
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Die
Antriebsschaltung eines dreiphasigen bürstenlosen Motors hinsichtlich
einer verwandten Technik wird unter Bezugnahme auf 12 beschrieben.
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Die
vorstehend beschriebene Antriebsschaltung wird durch die Bereitstellung
von sechs Treiberelementen aus Feldeffekttransistoren FET41 bis FET46
mit Schaltern SW1 bis SW6 gebildet. Diesbezüglich wird, wenn ein Strom
einer U-Phase–V-Phase zugeführt wird,
der FET41 durch den SW1 eingeschaltet und der FET44 durch den Schalter
SW4 eingeschaltet. Gleichzeitig wird, wenn ein Strom einer V-Phase–W-Phase
zugeführt
wird, der FET43 durch den SW3 eingeschaltet und der FET46 durch
den SW6 eingeschaltet. Ferner wird, wenn ein Strom einer W-Phase–U-Phase
zugeführt
wird, der FET45 durch den SW5 eingeschaltet und der FET42 durch den
SW2 eingeschaltet.
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Diesbezüglich benötigen, wie
es in 12 dargestellt ist, die (beispielsweise
Transistoren oder dergleichen aufweisenden) Schalter SW1 bis SW6 zum
Ein/Aus-Schalten des FET41 bis FET46 Versorgungsschaltungen V1 bis
V6. Diesbezüglich
können, da
die Schalter SW2, SW4 und SW6 zum Ein/Aus-Schalten der unteren FET42,
FET44 und FET46 mit Masse verbunden sind, die Versorgungsquellen
V2, V4 und V6 gemeinsam genutzt werden, aber vier Versorgungsschaltungen
sind erforderlich.
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Zusätzlich sind
sechs Halbleiterschalter zum Erregen von drei Phasen von U, V und
W erforderlich, und die (beispielsweise Transistoren oder dergleichen
aufweisenden) Schalter SW1 bis SW6 für die Ansteuerung dieser sechs
Halbleiterschalter müssen
jeweils mit einem Steuersignal versorgt werden, d.h., eine Schaltung
für die
Erzeugung der Steuersignale für
die drei Phasen U, V und W ist erforderlich.
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Die
vorliegende Erfindung ist für
die Lösung der
vorstehend beschriebenen Probleme gemacht. Es ist eine Aufgabe der
vorliegenden Erfindung, eine Antriebsschaltung bereitzustellen,
welche den bürstenlosen
Motor in einem breiten Drehzahlbereich betreiben kann.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Motorantriebsschaltung
bereitzustellen, um einen FET mit nur einer Energiequelle zu steuern.
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Es
ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Motorantriebsschaltung
bereitzustellen, welche einen Motor rasch wieder starten kann, nachdem
eine elektrische Stromversorgung für längere Zeit beendet war.
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Es
ist noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Antriebsschaltung
für einen dreiphasigen
bürstenlosen
Motor bereitzustellen, welcher einen Motor in einem breiten Drehzahlbereich
mit einem einfachen Aufbau betreiben kann.
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Die
Aufgaben der Erfindung werden mit den Merkmalen der Ansprüche gelöst.
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Zur
Lösung
der vorstehend beschriebenen Aufgaben wird gemäß einem Aspekt der technischen Merkmale
der vorliegenden Erfindung eine Antriebsschaltung für einen
dreiphasigen bürstenlosen
Motor bereitgestellt, der einen Rotor mit einem Feldmagneten, einen
Stator mit einer ersten Phasenwicklung, einer zweiten Phasenwicklung
und einer dritten Phasenwicklung für die Drehung des Rotors, und
einen Hall-Effekt-Sensor für
die Detektion der Positionen der magnetischen Pole, die der ersten
Phasenwicklung, der zweiten Phasenwicklung und der dritten Phasenwicklung
entsprechen, aufweist, wobei, wenn der bürstenlose Motor mit niedrigen
Drehzahlen betrieben wird, dieser durch Erregen der ersten Phasenwicklung,
der zweiten Phasenwicklung und der dritten Phasenwicklung mit einem
Sinuswellen-PWM-System mit einer Phasendifferenz von etwa 120° voneinander
betrieben wird, und wobei, wenn der bürstenlose Motor bei hohen Drehzahlen betrieben
wird, er mittels eines Rechteckwellen-PWM-Signals auf der Basis
eines Dreiphasen-120°-Leitungstyps
betrieben wird.
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In
der vorliegenden Erfindung wird, wenn der bürstenlose Motor bei niedrigen
Drehzahlen (unter einer vorbestimmten Umdrehungsanzahl) betrieben wird,
dieser mittels eines Sinuswellen-PWM-Systems betrieben, und wenn
der bürstenlose
Motor bei hohen Drehzahlen (nicht unter einer vorbestimmten Umdrehungsanzahl)
betrieben wird, dieser mittels eines Rechteckwellen-PWM-Systems
betrieben, wodurch der bürstenlose
Motor sanft ohne stark pulsierendes Drehmoment über den vollen Bereich von
Umdrehungen von einer niedrigen Drehzahl (0 Umdrehungen) bis zu
hohen Drehzahlen (mehre Zehntausende Umdrehungen) betrieben werden
kann.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird, wenn der bürstenlose Motor bei niedrigen
Drehzahlen betrieben wird, wenigstens eine Phasendifferenz zwischen
den von dem Hall-Effekt-Sensor detektierten Positionen magnetischer
Pole und den erregenden Spannungsformen der Wicklungen der ersten
Phase, der zweiten Phase und der dritten Phase detektiert, um eine
Drehmomentregelung auszuführen,
wodurch der bürstenlose Motor
selbst in dem Bereich niedriger Drehzahlen stabil betrieben werden
kann.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird, wenn der bürstenlose Motor bei hohen Drehzahlen
betrieben wird, die Umdrehungsanzahl durch das Signal des Hall-Effektsensors
detektiert, um eine Drehzahlregelung durchzuführen, und ein Vervielfachungsverhältnis oder
Teilungsverhältnis
des Signals des Hall-Effektsensors wird als Reaktion auf die Umdrehungsanzahl
umgeschaltet, wodurch der bürstenlose
Motor bei hohen Drehzahlen ohne Verschlechterung der Detektionsgenauigkeit
der Umdrehungsanzahl stabil betrieben werden kann.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der technischen Merkmale der vorliegenden Erfindung
wird eine Antriebsschaltung für
einen Einphasen- oder Mehrphasenmotor mit oberen MOSFETs (hierin nachstehend
als "FET" bezeichnet), die
mit einer Seite hohen elektrischen Potentials verbunden sind, einer
oberen Steuerschaltung zum Ein/Aus-Schalten der oberen FETs, mit
Masse oder einem elektrischen Minuspotential verbundenen unteren
FETs, einer unteren Steuerschaltung zum Ein/Aus-Schalten der unteren
FETs und mit in Reihe zu den unteren FETs und parallel zu der Energiequelle
der oberen Steuerschaltung angeordneten Kondensatoren bereitgestellt,
wobei die oberen FETs in Reihe zu den unteren FETs geschaltet sind,
um Brückenschaltungen
auszubilden, wobei die oberen FETs und die untere FETs durch eine
Pulsbreitenmodulationsregelung (hierin nachstehend als "PWM-Regelung" bezeichnet) geschaltet
werden, wobei, wenn die unteren FETs durch die Steuerschaltung der
unteren Seite eingeschaltet werden, die Kondensatoren geladen und
die oberen FETs durch die Steuerschaltung der oberen Seite eingeschaltet
werden, indem die in den Kondensatoren geladene Ladungen verwendet
werden, um die Antriebsschaltung für einen Einphasen- oder Mehrphasenmotor
mittels nur einer Energieversorgung zu betreiben, und wobei, wenn
eine Energieversorgung beendet wird, die oberen FETs durch die Steuerschaltung
der oberen Seite ausgeschaltet werden und die FETs der Unterseite
durch die Steuerschaltung der Unterseite eingeschaltet werden, um
die Kondensatoren zu laden.
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In
der vorliegenden Erfindung werden, wenn die unteren FETs durch die
untere Steuerschaltung eingeschaltet werden, die in Reihe zu den
unteren FETs geschalteten Kondensatoren geladen, und die oberen
FETs werden durch die obere Steuerschaltung unter Verwendung der
in den Kondensatoren geladenen Ladungen eingeschaltet, wodurch die oberen
und unteren FETs der Antriebsschaltung für einen Einphasen- oder Mehrphasenmotor
mittels einer einzigen Energiequelle gesteuert werden kann.
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Ferner
werden, wenn eine Energieversorgung beendet wird, die oberen FETs
durch die obere Steuerschaltung ausgeschaltet und die unteren FETs durch
die untere Steuerschaltung eingeschaltet, um die Kondensatoren aufzuladen
und die oberen FETs werden durch die obere Steuerschaltung unter
Verwendung der in den Kondensatoren geladenen Ladungen eingeschaltet,
wodurch der Motor schnell neu gestartet werden kann, selbst wenn
die Energieversorgung für
eine lange Zeit beendet wird.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
detektiert die Antriebsschaltung für den Motor den Rotationszustand
und den Anhaltezustand des Motors, und wenn der Motor über eine
vorbestimmte Zeit hinaus angehalten wird, werden die Kondensatoren,
bis der nächste
Drehbefehl gegeben wird, geladen und der Motor kurzgeschlossen und
gebremst.
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In
der bevorzugten Ausführungsform
weisen die oberen Steuerschaltungen und unteren Steuerschaltungen
Optokoppler auf, und ein Eingang und ein Ausgang sind durch die
Optokoppler getrennt, um eine durch Störungen auf einer Eingangsleitung
verursachte Fehlfunktion zu verhindern.
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Gemäß noch einem
weiteren Aspekt der technischen Merkmale der vorliegenden Erfindung wird
eine Antriebsschaltung für
eine dreiphasigen bürstenlosen
Motor bereitgestellt, der einen Rotor mit einem Feldmagneten, radiale
Luftlager zum drehbaren Lagern des Rotors und einen Stator mit einer
ersten Phasenwicklung, einer zweiten Phasenwicklung und einer dritten
Phasenwicklung, die auf den Außenumfangsoberflächen der
radialen Luftlager angeordnet sind und den Rotor drehen, aufweist,
wobei, wenn der bürstenlose
Motor bei niedrigen Drehzahlen betrieben wird, Zweiphasen-Sinuswellen-PWM-Erregungssignale
mit einer Phasendifferenz von 60° an
die Wicklungen angelegt werden, und wenn der bürstenlose Motor bei hohen Drehzahlen
betrieben wird, Zweiphasen-Rechteckwellen-PWM- Erregungssignale mit einer Phasendifferenz
von 60° an
die Wicklungen geliefert werden.
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In
der vorliegenden Erfindung gibt, wenn der bürstenlose Motor bei niedrigen
Drehzahlen betrieben wird, eine Niedrigdrehzahl-Erregungsschaltung ihre
Zweiphasen-Sinuswellen-PWM-Erregungssignale
mit einer Phasendifferenz von 60° aus.
Ferner gibt, wenn der bürstenlose
Motor bei hohen Drehzahlen betrieben wird, eine Hochdrehzahl-Erregungsschaltung
ihre Zweiphasen-Rechteckwellen-PWM-Erregungssignale mit einer Phasendifferenz
von 60° aus.
Diesbezüglich
kann ein bürstenloser
Motor, der mit einer Niedrigdrehzahl-Erregungseinrichtung zum Betreiben
des bürstenlosen
Motors bei niedrigen Drehzahlen und mit einer Hochdrehzahl-Erregungseinrichtung
zum Betreiben des bürstenlosen
Motors bei hohen Drehzahlen versehen ist, einfach durch Erzeugen
eines rotierenden magnetischen Feldes mittels zwei Phasen zum Betreiben
des bürstenlosen
Motors aufgebaut werden. Demzufolge kann ein dreiphasiger bürstenloser
Motor für
eine kieferchirurgische Maschine mit hohen Drehzahlen und ultraniedrigen
Drehzahlen mittels eines einfachen Aufbaus betrieben werden.
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KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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In
den Zeichnungen sind:
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1 eine
Querschnittsansicht, die den Aufbau eines bürstenlosen Motors in Zusammenhang mit
der ersten bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung darstellt.
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2 ein
Blockschaltbild einer Antriebsschaltung eines bürstenlosen Motors in Zusammenhang
mit der ersten bevorzugten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung.
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3 ein
Schaltbild einer in 2 dargestellten Leistungsschaltung.
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4 ein
Wellenformdiagramm, das ein Signal für die Sinuswellen-Pulsbreiten-Modulations-(PWM)-Steuerung
und ein Signal für
eine Rechteckwellen-PWM-Steuerung einer in 2 dargestellten
Leistungsschaltung darstellt.
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5 ein
Flussdiagramm, das eine Regelungsumschaltungsverarbeitung bei hohen
Geschwindigkeiten und niedrigen Geschwindigkeiten durch eine in 2 dargestellte
CPU darstellt.
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6 ein
Flussdiagramm, das eine Regelungsumschaltungsverarbeitung einer
Erregungsphase durch eine in 2 dargestellte
CPU darstellt.
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7 ein
Schaltbild einer Leistungsschaltung in Bezug auf eine Modifikation
der ersten bevorzugten Ausführungsform.
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8(A) und 8(B) eine
Darstellung einer Verbindung eines bürstenlosen Motors in Zusammenhang
mit der zweiten bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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9 ein
Schaltbild einer Leistungsschaltung für die Ansteuerung von zwei
Phasen in Zusammenhang mit der zweiten bevorzugten Ausführungsform.
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10 ein
Flussdiagramm, das eine Regelungsumschaltungsverarbeitung einer
Antriebschaltung der zweiten bevorzugten Ausführungsform bei hohen Drehzahlen
und niedrigen Drehzahlen durch eine in 2 gezeigte
CPU darstellt.
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11 einen
Schaltkreis einer Leistungsschaltung einer einzelnen Phase in Zusammenhang mit
der dritten bevorzugten Ausführungsform
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12 ein
Schaltbild einer Leistungsschaltung in Zusammenhang mit einer verwandten
Technik.
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BESCHREIBUNG
DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die
bevorzugten Ausführungsformen
einer Schaltung zum Betreiben eines bürstenlosen Motors gemäß der vorliegenden
Erfindung werden hierin nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen
beschrieben. 1 stellt einen mechanischen Aufbau
eines bürstenlosen
Motors einer für
die Zahnbehandlung verwendete Maschine gemäß einer ersten bevorzugten
Ausführungsform
dar. Der vorstehend beschriebene bürstenlose Motor 40 wird
mit einer Drehzahl von 40.000 Umdrehungen/Minute betrieben, wenn
ein Zahn geschliffen wird, und bei einer extrem niedrigen Drehzahl
von 100 Umdrehungen/Minute, wenn eine Zahnwurzel behandelt wird.
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Ein
aus einer keramischen Hülse
bestehender Stator 60 ist an dem Außenumfang eines aus einer keramischen
Hülse bestehenden
Rotors 50 vorgesehen und Luft wird dem Stator 60 zugeführt und aus
einem Durchtrittsloch 66 ausgegeben, um ein radiales hydrostatisches
Lager auszubilden. Ein Feldmagnet 52 mit vier Polen ist
auf dem Außenumfang des
Rotors 50 angeordnet. Ferner sind drei Sätze von
Wicklungen 62 auf dem Außenumfang des Stators 60 vorgesehen.
Ferner ist ein Joch 69 außerhalb der Wicklung 62 vorgesehen.
Magnete 54A und 54B sind auf dem rechten Ende
und dem linken Ende des Rotors 50 in der Zeichnung montiert,
um die Bewegung in der Schubrichtung des Rotors 50 durch
dessen Abstoßungskräfte zu den
Magneten 64A und 64B zu regeln, die auf der Seite
des Stators 60 montiert sind. Außerdem ist der bürstenlose
Motor mit einem nicht dargestellten Hall-Effekt-Sensor für die Detektion
der Polarität
des Feldmagneten 52 versehen.
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2 stellt
eine Betriebsschaltung für
einen bürstenlosen
Motor in Zusammenhang mit einer ersten bevorzugten Ausführungsform
dar. Die Antriebsschaltung für
einen bürstenlosen
Motor ist mit einer Wellenform-Formungsschaltung 12 zum Erzeugen eines
Treibersignals aus einem Signal aus dem Hall-Effekt-Sensor (Hall IC) 10 für die Detektion
der Polarität
des vorstehend beschriebenen Feldmagneten 52, einer Dreieckswellen-Erzeugungsschaltung 18 zum
Erzeugen einer Dreieckswelle, einer D/A-Wandlerschaltung 19 zum
Erzeugen eines D/A-Signals,
das durch Umwandeln der Drehzahl des bürstenlosen Motors, welche durch
das Signal des Polsensors detektiert wird, in einen Spannungswert
erzeugt wird, einer Vervielfachungsschaltung 13 zum Vervielfachen
des Signals aus dem Hall-Effekt-Sensor, einer Teilung/Vervielfachungs-Umschaltungsschaltung 15 zum
Teilen des Signals aus dem Hall-Effekt-Sensor oder Vervielfachen des Signals, und
einem Komparator 16 versehen, um ein Rechteckwellen-PWM-Ausgangssignal
für die
Steuerung des bürstenlosen
Motors durch ein System einer Rechteckwellen-PWM zu senden, wenn
der bürstenlose
Motor bei hohen Drehzahlen betrieben wird.
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Der
Komparator 16 vergleicht das D/A-Signal, das durch Umwandeln
der durch das Signal aus dem Hall-IC detektierten Drehzahl des bürstenlosen Motors
in einen Spannungswert erzeugt wird, mit einer Dreieckswelle der
Dreieckswellen-Erzeugungsschaltung 18 und
gibt ein PWM-Ausgangssignal aus.
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Eine
CPU 14 erzeugt ein Steuersignal einer Leistungsschaltung 20 auf
der Basis des Signals des Hall-Effekt-Sensors 10 aus einem Filter 12 und
des PWM-Ausgangssignals aus dem Komparator 16 oder der
Basis des von einem CT detektierten Laststroms.
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Der
Schaltungsaufbau der in 2 dargestellten Leistungsschaltung 20 wird
unter Bezugnahme auf 3 beschrieben.
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Eine
Optokoppler-Leistungsschaltung 20 ist als eine Brückenschaltung
aufgebaut, die drei mit einer Seite der Energieversorgung Vcc verbundenen oberen
FET1, FET3 und FET5 und drei mit einer Masseseite verbundenen unteren
FET2, FET4 und FET6 umfasst. Sechs Optokoppler FC1 bis FC6 sind mit
den oberen und unteren FET1 bis FET6 verbunden, um diese ein- und
auszuschalten.
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Der
Eingang der Optokopplers FC1 zum Ein/Aus-Schalten des oberen FET1
ist mit einer FET-Steuerspannungsleitung von +15 V über eine Diode
D1 verbunden, und die Ausgangsseite des Optokopplers FC1 ist mit
der Gate-Seite des FET1 verbunden. Ein Widerstand R1 ist mit dem
Optokoppler FC1 in Reihe geschaltet. Der untere FET2 ist mit dem Optokoppler
FC1, dem Widerstand R1 und einem Kondensator C1 in Reihe geschaltet.
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Der
Eingang des Optokopplers FC2 zum Ein/Aus-Schalten des unteren FET2
ist mit der FET-Steuerspannungsleitung von +15 V über eine Diode
D2 verbunden, und die Ausgangsseite des Optokopplers FC2 ist mit
der Gate-Seite des FET2 verbunden und ist mit der Masse über einen
Widerstand R2 verbunden. Diesbezüglich
ist der obere FET1 mit dem unteren FET2 in Reihe geschaltet, und
ein Strom wird auf der Statorwicklung 62 (U-Phase) des vorstehend
beschriebenen bürstenlosen
Motors aus dem Verbindungspunkt des FET1 und des FET2 (siehe 3)
eingeprägt.
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3 und
ein Flussdiagramm in 6, das die Verarbeitung der
CPU 14 für
den Betrieb der Leistungsschaltung zeigt, wird für den Steuerablauf der Optokoppler-Leistungsschaltung 20 beschrieben. Diesbezüglich wird,
wenn ein Storm durch die W-Phase–U-Phase der Statorwicklung
geführt
wird (die Antwort eines Schrittes S22 ist JA), die in 2 dargestellten
Optokoppler FC5 und FC2 durch das Signal der in 2 dargestellten
CPU 14 eingeschaltet, und der obere FET5 wird durch den
Optokoppler FC5 und der unter FET2 wird durch den Optokoppler FC2
(S24) eingeschaltet, um die Energiequellenspannung Vcc auf die W-Phase–U-Phase
der Statorwicklung einzu prägen.
Mit anderen Worten, ein Strom wird durch Vcc–FET5–W-Phase und U-Phase der (nicht
dargestellten) Statorwicklung –FET2–Widerstand
R7–Masse
in dieser Reihenfolge hindurchgeführt. Diesbezüglich wird
ein Strom aus der FET-Steuerspannungsleitung von +15 V zu der Seite des
FET2 über
die Diode D1 und einen Kondensator C1 zum Ansammeln von Ladung mit
einer in den Zeichnungen dargestellten Polarität in dem Kondensator C1 geleitet.
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Anschließend werden,
wenn ein Strom durch die U-Phase–V-Phase der Statorwicklung (die Antwort
eines Schrittes S26 ist JA) geführt
wird, die Optokoppler FC1 und FC4 durch das Signal der CPU 14 eingeschaltet.
Dann werden, wenn der Optokoppler FC1 eingeschaltet ist, die in
dem Kondensator C1 geladenen Ladungen, wenn der vorstehend beschriebene
FET2 eingeschaltet wird, auf das Gate des FET1 über den Optokoppler FC1 eingeprägt, um den FET1
einzuschalten. Andererseits wird ein Strom aus der FET-Steuerspannungsleitung
von +15 V zu der Masseseite über
eine Diode D4, den Optokoppler FC4 und einen Widerstand R4 geleitet,
um ein durch den Widerstand R4 geteiltes elektrisches Potential an
die Gate-Seite des FET4 anzulegen, um dadurch den FET4 (S28) einzuschalten.
Eine Energiequellenspannung Vcc wird auf eine Wicklung der U-Phase–V-Phase
eingeprägt,
wenn der FET1 und der FET4 eingeschaltet sind. Ferner wird, wenn
der FET4 eingeschaltet ist, der Kondensator C3 mit der in der Zeichnung
dargestellten Polarität
geladen.
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Wenn
ein Strom durch die V-Phase–W-Phase
der Statorwicklung geführt
wird, (die Antwort eines Schrittes S30 ist JA) werden die Optokoppler
FC3 und FC6 eingeschaltet. Diesbezüglich wird, wenn der Optokoppler
FC3 eingeschaltet wird, der FET3 durch die in dem Kondensator C3
geladenen Ladungen eingeschaltet. Andererseits wird, wenn der Optokoppler FC6 eingeschaltet
wird, der FET6 eingeschaltet (S34). Wenn der FET3 und der FET6 eingeschaltet sind,
wird die Energiequellenspannung Vcc auf die Wicklung der U-Phase–W-Phase
eingeprägt.
Ferner wird, wenn der FET6 eingeschaltet ist, der Kondensator C5
mit der in der Zeichnung dargestellten Polarität geladen. Wenn die vorstehend
beschriebene W-Phase erregt wird, wird der FET5 durch die Ladungen
eingeschaltet.
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Wie
es vorstehend beschrieben wurde, werden die unteren FET2, FET4 und
FET6 durch die unteren Optokoppler FC2, FC4 und FC6 eingeschaltet, die
mit den unteren FET2, FET4 und FET6 in Reihe geschalteten Kondensatoren
C1, C3 und C5 geladen, und die oberen FET1, FET3 und FET5 der Reihe
nach durch die oberen Optokoppler FC1, FC3 und FC5 unter Verwendung
der geladenen Ladungen eingeschaltet, wodurch die oberen und unteren
FET1 bis FET6 einer Dreiphasenleistungsumwandlungsschaltung mit
einer einzigen Energieversorgungsquelle (FET-Steuerspannung von +15 V) gesteuert werden
können.
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Anschließend wird
der Steuerablauf, wenn die Energieumwandlerschaltung den bürstenlosen Motor
stoppt, beschrieben. Die in 1 dargestellte CPU 14 überwacht
das Signal aus dem Hall-IC 10. Diesbezüglich werden, wenn die CPU 14 detektiert, dass
sich das Signal aus dem Hall-IC 10 über eine vorbestimmte Zeit
hinweg nicht verändert
hat, mit anderen Worten, dass der bürstenlose Motor angehalten
ist (die Antwort eines Schrittes S36 ist JA) alle oberen Optokoppler
FC1, FC3 und FC5 der in 2 dargestellten Optokoppler-Leistungsschaltung 20 ausgeschaltet
(S38) und alle unteren Optokoppler FC2, FC4 und FC6 werden eingeschaltet
(S40), um den Motor kurzzuschließen und zu bremsen, d.h., um auf
eine Ladefolge umzuschalten, wodurch alle Kondensatoren C1, C3 und
C5, die mit dem FET2, FET4 und FET6 in Reihe geschaltet sind, geladen
werden.
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Wenn
dann der bürstenlose
Motor neu gestartet wird, wird jeder von den oberen und unteren Optokopplern
so eingeschaltet, dass irgendeine von den vorstehend beschriebenen
U-Phasen, V-Phasen und
W-Phasen erregt wird. Diesbezüglich
können
in dieser bevorzugten Ausführungsform,
da alle Kondensatoren C1, C3 und C5 zum Einschalten des oberen FET1,
FET3 und FET5 in dem geladenen Zustand gehalten werden, während der
bürstenlose Motor
angehalten ist, wenn die Optokoppler eingeschaltet werden, die oberen
FET1, FET3 und FET5 schnell in einen Leitungszustand versetzt werden.
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Mit
anderen Worten, in einem in 3 dargestellten
Aufbau werden, wenn der bürstenlose
Motor angehalten ist, wenn die oberen FET1, FET3 und FET5 nicht
ausgeschaltet werden und die unteren FET2, FET4 und FET6 in einen
Leitungszustand versetzt werden, die Ladungen in den Kondensatoren C1,
C3 und C5 allmählich
entladen. Nachdem der bürstenlose
Motor für
eine lange Zeit angehalten ist, können, selbst wenn die Optokoppler
FC1, FC3 und FC5, welche von Masse getrennt sind, eingeschaltet werden,
der FET1, FET3 und FET5 nicht eingeschaltet werden, solange keine
Spannung auf diesen über die
Kondensatoren C1, C3 und C5 eingeprägt ist. Andererseits können in
der Leistungsumwandlungsschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform, wenn
alle Kondensatoren C1, C3 und C5 geladen werden, während der
bürstenlose
Motor angehalten ist, der obere FET1, FET3 und FET5 durch die in
dem Kondensator geladenen Ladungen eingeschaltet werden, und so
der bürstenlose
Motor selbst dann neu schnell gestartet werden, wenn er für eine lange Zeit
angehalten war.
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Diesbezüglich kann
nur der Kondensator für den
oberen FET für
die Durchführung
eines Stroms durch eine zuerst zu erregende Wicklung, wenn der bürstenlose
Motor neu gestartet wird, geladen sein. Beispielsweise wird, wenn
die U-Phase zu erst erregt wird, empfohlen, dass nur der Kondensator
C1 für
die Ansteuerung des oberen FET1 geladen ist. Andererseits werden
in dieser bevorzugten Ausführungsform alle
unteren FET2, FET4 und FET6 eingeschaltet, um alle Kondensatoren
C1, C3 und C5 zum Ansteuern der oberen FETs zu laden, während der
bürstenlose Motor
angehalten ist. Daher können,
da es nicht erforderlich ist, den FET für die Durchleitung eines Stroms
durch eine zuerst zu erregende Wicklung zu spezifizieren und Kondensatoren
allmählich
zu laden, nachdem der bürstenlose
Motor gestartet wird, da alle Kondensatoren C1, C3 und C5 zuvor
geladen wurden, alle oberen FET1, FET3 und FET5 sanft eingeschaltet
werden, wenn der bürstenlose
Motor gestartet wird.
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Diesbezüglich werden
in dieser bevorzugten Ausführungsform
die Kondensatoren weiter geladen, während der bürstenlose Motor angehalten
ist, wobei es jedoch auch möglich
ist, dass unmittelbar bevor der bürstenlose Motor gestartet wird,
die Kondensatoren geladen werden und dann ein Strom mit dem Durchfluss
durch die Wicklung beginnt.
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Ferner
bestehen in dieser bevorzugten Ausführungsform die Elemente für die Steuerung
der oberen und unteren FETs aus Optokopplern FC1 bis FC6. Da Eingang
und Ausgang durch den Optokoppler getrennt werden, kann, selbst
wenn in dem bürstenlosen
Motor oder einer Ansteuerschaltung für den bürstenlosen Motor erzeugte Störungen der
Eingangsleitungsseite überlagert
sind, keine Fehlfunktion auftreten.
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Anschließend wird
eine Modifikation einer Optokoppler-Schaltung einer Motorantriebsschaltung
in Zusammenhang mit der in 3 dargestellten
ersten Ausführungsform
unter Bezugnahme auf 7 beschrieben.
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In
diesem Schaltungsaufbau sind in Zusammenhang mit der in 7 dargestellten
Modifikation die Kondensatoren C2, C4 und C6 mit den unteren Optokopplern
FC2, FC4 und FC6 parallel geschaltet. In dem Schaltungsaufbau in
Zusammenhang mit dieser Modifikation werden, wenn die unteren FET2, FET4
und FET6 eingeschaltet werden, die Ladungen der Kondensatoren C2,
C4 und C6, welche mit den unteren Optokopplern FC2, FC4 und FC6
verbunden sind, auf die unteren FET2, FET4 und FET6 eingeprägt, wodurch
die unteren FETs sanft in einen Leitungszustand umgeschaltet werden
können.
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In
der Motorantriebsschaltung der ersten bevorzugten Ausführungsform
schaltet die CPU 14 das Regelsystem des bürstenlosen
Motors von einem Niedrigdrehzahlsystem (Sinuswellen-PWM-System) auf ein
Hochdrehzahlsystem (Rechteckwellen-PWM-System) um. Bezüglich des Umschaltsystems wird
das Flussdiagramm zur Verarbeitung durch die CPU 14 unter
Bezugnahme auf 5 beschrieben.
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Zuerst
wird die Steuerung einer Antriebschaltung, wenn der bürstenlose
Motor bei hoher Drehzahl (40.000 Umdrehungen pro Minute) betrieben
wird (die Antwort eines Schrittes S12 ist NEIN) beschrieben (S18,
S20).
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Die
Antriebsschaltung für
den bürstenlosen Motor
detektiert eine Drehzahl mittels des Signals aus dem Hall-Effekt-Sensor 10 und
führt eine
Drehzahl-Rückkopplungsregelung
in dem Bereich hoher Drehzahlen aus, d.h., wenn ein Motor die in
dem Bereich von 1000 bis 5000 Umdrehungen/Minute (beispielsweise
2000 Umdrehungen/Minute) eingestellte Umdrehungsanzahl überschreitet,
die durch eine Solldrehzahl eingestellt wird. Diesbezüglich wird
ein Strom auf die Wicklung unter Verwendung eines Rechteckwellen-PWM-Systems
auf der Basis eines Dreiphasen-120°-Leitungstyps eingeprägt. Ein 180°-Leitungstyp
mit etwas niedrigerem Wirkungsgrad kann ebenfalls anstelle des 120°-Leitungstyps verwendet
werden.
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Der
Hall-Effekt-Sensor 10 detektiert die Polarität des auf
dem Rotor 50 des bürstenlosen
Motors montierten Feldmagneten 52 und gibt dessen Signal aus.
Eine D/A-Wandlerschaltung 19 wandelt die durch das Signal
detektierte Drehzahl des bürstenlosen
Motors in einen Spannungswert um, um ein D/A-Signal zu erzeugen.
Ein Komparator 16 vergleicht das D/A-Signal mit einer Dreieckswelle
aus einer Dreieckswellen-Erzeugungsschaltung 18, um ein in
den 4(a) und (b) dargestelltes Rechteckwellen-PWM-Signal
zu erzeugen. Das Rechteckwellen-PWM-Signal ist eine Rechteckwelle
mit einer kurzen Wellenbreite t1 und einer Periode T (20 KHz) gemäß Darstellung
in 4(a), wenn eine Ist-Drehzahl gleich
einer Soll-Drehzahl ist, und eine Rechteckwelle mit einer langen
Breite t1' und einer
Periode von T (20 KHz), gemäß Darstellung
in 4(b), wenn die Ist-Drehzahl niedriger
als die Soll-Drehzahl ist.
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Die
CPU 14 erzeugt, wenn ein Strom durch eine Wicklung 62 geleitet
wird, einen Zeitablauf auf der Basis des Signals des Hall-Effekt-Sensors (Hall-IC) 10 aus
einem Filter 12 unter Verwendung eines 120°-Leitungstyps
und erzeugt ein Treibersignal für
eine Leistungsschaltung 20 auf der Basis des PWM-Ausgangssignals aus
dem Komparator 16. Wenn der bürstenlose Motor bei hohen Drehzahlen betrieben
wird, wird die Umdrehungsanzahl direkt detektiert und zurückgekoppelt,
was eine Drehzahl mit hoher Genauigkeit realisieren kann.
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Diesbezüglich wird
in dem Bereich hoher Drehzahlen die Umdrehungsanzahl durch das Signal des
Hall-Effekt-Sensors detektiert und gesteuert und die Detektionsgenauigkeit
der Umdrehungsanzahl wird erhöht,
indem das Vervielfachungsverhältnis des
Signals des vorstehend beschriebenen Hall-Effekt-Sensors durch eine in 2 dargestellte
Vervielfachungsschaltung 13 umgeschaltet wird, oder dessen
Frequenzteilungs verhältnis
unter Verwendung einer Frequenzteilerumschaltkreises 15 (S20)
als Reaktion auf die Umdrehungsanzahl umgeschaltet wird. Genauer
gesagt wird, da das Signal des Hall-Effekt-Sensors als ein Signal aus "hohen"–"niedrigen" Perioden eingegeben wird und die CPU
die Umdrehungsanzahl aus der "hohen" Periode berechnet,
das Signal mit drei vervielfacht, wenn die Umdrehungsanzahl niedriger
als die spezifizierte Umdrehungsanzahl ist, und durch zwei oder
vier geteilt, wenn die Umdrehungsanzahl höher als die spezifizierte Umdrehungsanzahl
ist, um die Detektionsgenauigkeit der Umdrehungsanzahl zu erhöhen.
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Anschließend wird
eine Steuerung der Antriebsschaltung, wenn der bürstenlose Motor bei einer ultraniedrigen
Drehzahl (mehrere Umdrehungen/Minute) betrieben wird (die Antwort
eines Schrittes S12 ist JA), beschrieben (S14, S16).
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In
der Antriebsschaltung für
den bürstenlosen
Motor gibt, wenn der bürstenlose
Motor bei niedrigeren Drehzahlen als der innerhalb des Bereichs von
1000 bis 5000 Umdrehungen/Minute durch die Soll-Drehzahl eingestellten
Drehzahlen betrieben wird, die CPU 14 Sinuswellen-PWM-Signale
mit einer Phasendifferenz von 120° zueinander
aus, um die Rotation des bürstenlosen
Motors auf eine zyklische Rotation umzuschalten. Diesbezüglich wird
das vorstehend beschriebene Rechteckwellen-PWM-System der Drehzahl-Rückkopplungsregelung
bei hohen Drehzahlen auf das Sinuswellen-PWM-System der Drehmoment-Rückkopplungsregelung umgeschaltet,
um den bürstenlosen
Motor zu regeln. Mit anderen Worten, eine Belastung wird durch eine
Phasendifferenz zwischen einer Magnetpolposition und einer Wicklungserregungs-Spannungswellenform
(wenigstens äquivalent
zu einer der drei Phasen) detektiert, und der Scheitelwert des PWM-Systems
wird als Reaktion auf die Phasendifferenz (Belastung) so eingestellt,
dass die Phasendifferenz 60° nicht überschreitet.
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Diesbezüglich dient
es dem Zweck der Vermeidung einer komplexen Steuerung, dass nur
eine Phase in dieser bevorzugten Ausführungsform detektiert wird.
Wenn drei Phasen detektiert werden, kann eine noch genauere Regelung
durchgeführt werden,
da die Detektionsperiode der Belastung (Regelungsperiode) auf das
Dreifache vervielfacht wird. Im Gegensatz dazu ist es, um drei Phasen
zu detektieren, erforderlich, Veränderung in der Magnetisierung
der Feldmagnete des Motors und Veränderungen in den Wicklungen
zu kompensieren.
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Diesbezüglich detektiert
die CPU 14 in dem Bereich niedriger Drehzahlen die Belastung
durch die Phasendifferenz zwischen der Magnetpolposition und der
Wicklungserregungs-Spannungswellenform, um die Wicklung des bürstenlosen
Motors so zu erregen, dass die Phasendifferenz 60° nicht überschreitet.
Diesbezüglich überlagert
die CPU 14, wie es in 4(c) dargestellt
ist, zwei Sinuswellen einer Dreieckswelle, um ein in 4(f) dargestelltes Sinuswellen-PWM-Signal
zu erhalten. Dieses Sinuswellen-PWM-Signal wird durch drei Phasen
mit einer Phasendifferenz von 120° zueinander
gebildet. In der ersten bevorzugten Ausführungsform wird eine Belastung
detektiert und eine Rückkopplungsregelung durchgeführt und
ein Strom als Reaktion auf die Belastung durchgeleitet, um das Drehmoment
zu regeln. Mit anderen Worten, der Scheitelwert der Sinuswelle wird
als Reaktion auf das stark durch die Belastung veränderte Drehmoment
geregelt und somit kann ein Phasenverschiebungsphänomen, welches
in einer periodischen Rotation auftreten kann, von vornherein verhindert
werden. Ferner wird, da, wenn das Rechteckwellen-PWM-Signal in dem
Bereich niedriger Drehzahlen aufgeprägt wird, der bürstenlose
Motor intermittierend gedreht wird, das Sinuswellen-PWM- Signal in der vorliegenden
bevorzugten Ausführungsform
eingeprägt,
um dadurch den bürstenlosen
Motor sanft drehen zu lassen.
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Ferner
wird eine Niedrigdrehzahlregelung auf eine Hochdrehzahlregelung
oder eine Hochdrehzahlregelung auf eine Niedrigdrehzahlregelung
sanft ohne Schwingung durch Synchronisation des Umschaltzeitpunktes
mit dem 60°-Schritt
(elektrischer Winkel) des Rechteckwellen-Treibersignals umgeschaltet.
Dieses beruht darauf weil, da ein unterschiedliches Regelungssystem
für eine
niedrige Drehzahl und eine hohe Drehzahl verwendet wird, wenn die
Regelung für
die niedrige Drehzahl auf die Regelung für die hohe Drehzahl umgeschaltet
wird, oder die Regelung für
die hohe Drehzahl auf die Regelung für die niedrige Drehzahl zu
einem beliebigen Zeitpunkt umgeschaltet wird, ein Strom diskontinuierlich
verändert
wird, so dass er eine Schwingung erzeugt.
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Wie
es vorstehend beschrieben wurde, wird in der Antriebsschaltung der
ersten bevorzugten Ausführungsform
die Umdrehungsanzahl auf der Basis des Ausgangssignals des Hall-Effekt-Sensors zur Detektion
der Polarität
des Feldmagneten detektiert, wenn der bürstenlose Motor bei hohen Drehzahlen geregelt
wird, und somit kann eine Drehzahl-Rückkopplungsregelung ohne ein
zusätzliches
Element für
die Detektion der Umdrehungsanzahl durchgeführt werden. Andererseits reicht,
wenn der bürstenlose
Motor bei niedrigen Drehzahlen geregelt wird, das Ausgangssignal
des Hall-Effekt-Sensors im Informationsgehalt nicht aus, um die
Umdrehungsanzahl zu detektieren und eine Rückkopplungsregelung durchzuführen. Daher
wird, wenn der bürstenlose Motor
bei niedrigen Drehzahlen betrieben wird, dieser periodisch durch
ein Sinuswellensignal betrieben, und eine Drehmoment-Rückkopplungsregelung
auf der Basis des Laststroms durchgeführt, was die Drehung des bürstenlosen
Motors stabiler macht.
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Ferner
wird, wenn der bürstenlose
Motor bei niedrigen Drehzahlen (niedriger als eine eingestellte Umdrehungszahl
von 1000 bis 5000 Umdrehungen/Minute) betrieben wird, dieser durch
das Sinuswellen-PWM-System betrieben und wenn der bürstenlose
Motor bei hohen Drehzahlen betrieben wird (höher als eine eingestellte Umdrehungsanzahl
von 1000 von 5000 Umdrehungen/Minute) dieser durch das Rechteckwellen-PWM-System
betrieben, wodurch der bürstenlose
Motor stabil bei niedrigen Drehzahlen und hohen Drehzahlen betrieben
werden kann.
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Diesbezüglich besteht
der Grund, warum die Drehzahlregelung des bürstenlosen Motors von dem Sinuswellen-System
auf das Rechteckwellen-System umgeschaltet wird, wenn die Drehzahl
hoch ist, wie es vorstehend in der ersten bevorzugten Ausführungsform
beschrieben wird, darin, dass es schwierig ist, eine Sinuswelle
zu erzeugen, da die Frequenz erhöht
ist, wenn die Frequenz der PWM festgelegt ist (beispielsweise 20
KHz). Ferner besteht er darin, weil, da keine Drehzahlregelung erfolgt,
wenn der bürstenlose
Motor mittels der Sinuswelle bei ultraniedrigen Drehzahlen betrieben
wird, der bürstenlose Motor
synchron mit der Frequenz der Sinuswelle betrieben wird und dazu
neigt, aus der Phase zu kommen, wenn die Frequenz erhöht wird.
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Die
bevorzugte Ausführungsform
der Antriebsschaltung für
den bürstenlosen
Motor in Zusammenhang mit der zweiten bevorzugten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung wird nachstehend unter Bezugnahme auf
die 8 und 9 beschrieben.
In der zweiten bevorzugten Ausführungsform
wird der aus den drei Phasen U, V und W bestehende bürstenlose
Motor über
zwei Phasen U und W erregt. Das Rotationsprinzip dieses bürstenlosen
Motors wird unter Bezugnahme auf 8 vor
der Be schreibung der zweiten bevorzugten Ausführungsform beschrieben.
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Das
rotierende Magnetfeld der drei Phasen U, V und W kann in der Wicklung
des bürstenlosen Motors
durch die Einprägung
der nachstehenden Signale erzeugt werden. U = αsinωt V = αsin(ωt – 120°) W = αsin/(ωt – 240°)
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Jedoch
kann in einer in 8(A) dargestellten Verbindung
ein rotierendes Magnetfeld durch die Eingabe eines Signals mit einer
verschobenen Phase in der U-Phase und der W-Phase erzeugt werden.
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Wenn
die Phase in der Reihenfolge U–V–W gewechselt
wird, kann die nachstehende Gleichung erzielt werden: U – V = αsinωt – αsin(ωt – 120°)
= α·2sin120° × 1/2cos1/2(2ωt – 120°)
= α·2sin60° × cos(ωt – 60°)
= α(√3)cos(ωt – 60°)
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In
gleicher Weise können
die nachstehenden Gleichungen erzielt werden. V – W = α(√3)cosωt W – U
= –α(√3)cos(ωt – 60°)
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Daher
wird es, wie es aus diesen Gleichungen offensichtlich ist, empfohlen,
dass ein Signal mit einer Phasendifferenz von 60° auf die U-Phase und die W-Phase
eingeprägt
wird, um dadurch ein Dreiphasenrotationsmagnetfeld in den in 8(A) dargestellten Wicklungen zu erzeugen.
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Mit
anderen Worten, wenn ein Erregungssignal auf der U-Phase (erste
Phase) und ein Signal mit einer Phasendifferenz von 60° gegenüber dem
Erregungssignal der ersten Phase an die W-Phase (zweite Phase) angelegt
wird und die V-Phase (dritte Phase) mit Masse verbunden wird, können die
erste Phase, die zweite Phase und die dritte Phase (V-Phase) ein
rotierendes Magnetfeld erzeugen. Ein Motor mit einer Dreieckschaltung
ist in 8(A) dargestellt, jedoch kann
in einem Motor mit einer in 8(B) dargestellten
Sternschaltung ebenfalls ein rotierendes Magnetfeld durch Erregung
von zwei Phasen erzeugt werden. Sowohl die Sinuswelle als auch die
Rechteckwelle kann als Erregungssignal dienen.
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Da
der Aufbau der Antriebsschaltung für den bürstenlosen Motor der zweiten
bevorzugten Ausführungsform
derselbe wie der in vorstehend unter Bezugnahme auf 2 beschriebenen
ersten Ausführungsform
ist, wird dessen Beschreibung unterlassen. Diesbezüglich wird,
da die Leistungsschaltung der zweiten bevorzugten Ausführungsform
sich von der der ersten bevorzugten Ausführungsform unterscheidet, der
Aufbau der Leistungsschaltung der zweiten bevorzugten Ausführungsform
unter Bezugnahme auf 9 beschrieben.
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Die
Leistungsschaltung 20 ist als eine Brückenschaltung mit einem oberen
FET21 und FET23, die mit einer Energieversorgung Vcc verbunden sind und
einem unteren FET22 und FET24 aufgebaut. Vier Optokoppler FC21 bis
FC24 zum Einschalten der oberen und unteren FET21 bis FET24 sind
mit den oberen bzw. unteren FET21 bis FET24 verbunden.
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Der
Eingang des Optokopplers FC21 zum Ein/Aus-Schalten des oberen FET21
ist mit einer FET-Steuerspannungsleitung von +15 V über eine Diode
D22 verbunden, und der Ausgang des Optokopplers FC21 ist mit der
Gate-Seite des FET21 verbunden. Ein Widerstand R21 ist in Reihe
zu dem Optokoppler FC21 ge schaltet. Der untere FET22 ist zu dem
Optokoppler FC21, dem Widerstand R21 und zu dem Kondensator C21
in Reihe geschaltet.
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Der
Eingang des Optokopplers FC22 zum Ein/Aus-Schalten des unteren FET22
ist mit einer FET-Steuerspannungsleitung von +15 V über eine Diode
D21 verbunden, und der Ausgang des Optokopplers FC22 ist mit der
Gate-Seite des FET22 verbunden und ist mit der Masse über den
Widerstand R22 verbunden. Diesbezüglich sind der obere FET21 und
der untere FET22 in Reihe geschaltet, und ein Strom wird durch die
W-Phase der Statorwicklung des bürstenlosen
Motors von einem Verbindungspunkt des FET21 und des FET22 aus geleitet.
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Der
Steuerablauf der Leistungsschaltung 20 wird beschrieben.
Diesbezüglich
werden, wenn die W-Phase der Statorwicklung erregt wird, die in 9 dargestellten
Optokoppler FC21 und FC24 durch das Signal aus der in 2 dargestellten
CPU 14 eingeschaltet, und der obere FET21 wird durch den
Optokoppler FC21 und der untere FET24 wird durch den Optokoppler
FC24 eingeschaltet, um die Energiequellenspannung Vcc auf die W-Phase
der Wicklung einzuprägen.
Diesbezüglich
wird der Strom aus der FET-Steuerspannungsleitung von +15 V durch
den FET24 über
die Diode D23 und den Kondensator C23 geführt, um die Ladungen mit der
in 9 dargestellten Polarität in den Kondensator C23 zu
bringen.
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Anschließend werden,
wenn die U-Phase der Statorwicklung erregt wird, die Optokoppler
FC23 und FC22 eingeschaltet. Diesbezüglich werden, wenn der Optokoppler
FC23 eingeschaltet wird, die in dem Kondensator C23 geladenen Ladungen, wenn
der vorstehend beschriebene FET24 eingeschaltet wird, auf das Gate
des FET23 durch den Optokoppler FC23 hindurch zum Einschalten des FET23
eingeprägt.
Andererseits wird, wenn der Optokoppler FC22 eingeschaltet wird,
der Strom aus der FET- Steuerspannungsleitung
von +15 V zu der Masseseite über
die Diode D22, den Optokoppler FC22 und den Widerstand R22 geleitet,
um ein durch den Widerstand R22 geteiltes elektrisches Potential
an die Gate-Seite des FET22 anzulegen, welches den FET22 einschaltet.
Wenn der FET23 und FET22 eingeschaltet sind, wird die Energiequellenspannung Vcc
auf der Wicklung der U-Phase eingeprägt. Ferner wird, wenn der FET22
eingeschaltet ist, der Kondensator C21 in der in der Zeichnung dargestellten Polarität geladen.
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Wie
es vorstehend beschrieben wurde, werden, wenn der untere FET22 und
FET24 durch die unteren Optokoppler FC22 und FC24 eingeschaltet werden,
die in Reihe zu dem unteren FET22 und FET24 geschalteten Kondensatoren
C21 und C23 geladen und der obere FET21 und FET23 werden durch die
geladenen Ladungen oder durch die zu den Kondensatoren C21 und C23
parallelgeschalteten oberen Optokoppler FC21 und FC23 eingeschaltet. Daher
können
die oberen und unteren FET21 bis FET24 der Antriebsschaltung für den dreiphasigen bürstenlosen
Motor aus einer einzigen Energiequelle (FET-Steuerspannung von +15
V) betrieben werden.
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In
der Antriebsschaltung für
den bürstenlosen
Motor wird das Regelsystem für
die hohe Drehzahl und für
die niedrige Drehzahl umgeschaltet. Die Umschaltung des Regelsystems
wird unter Bezugnahme auf 10 beschrieben.
Zuerst wird die Regelung, wenn der bürstenlose Motor bei hoher Drehzahl
(40.000 Umdrehungen/Minute) durch die Antriebsschaltung betrieben
wird (die Antwort eines Schrittes S52 ist NEIN) beschrieben (S58).
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Die
Antriebsschaltung für
den bürstenlosen Motor
detektiert die Umdrehungsanzahl durch das Signal aus dem Hall-IC 10 und
führt eine
Drehzahl-Rückkopplungsregelung
aus, wenn der bürstenlose
Motor bei hohen Drehzahlen über
der einge stellten Umdrehungszahl von 1000 bis 5000 Umdrehungen/Minute
betrieben wird. Diesbezüglich
wird ein Strom durch die Wicklungen des Motors unter Verwendung
eines Zweiphasen-Rechteckwellen-PWM-Regelsystems mit einer Phasendifferenz von
60° geleitet.
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Mit
anderen Worten, das Hall-IC detektiert die Polarität des auf
dem Rotor 50 des bürstenlosen Motors
montierten Feldmagneten 52 und gibt dessen Signal aus.
Die D/A-Wandlerschaltung 19 glättet das Signal und wandelt
die Drehzahl des bürstenlosen Motors
in einen Spannungswert zum Erzeugen eines D/A-Signals um. Dann vergleicht
der Komparator 16 das D/A-Signal mit der durch die Dreieckswellen-Erzeugungsschaltung 18 erzeugten
Dreickswelle, um ein in den 4(a),
(b) dargestelltes Rechteckwellen-PWM-Signal wie in dem Falle der
ersten bevorzugten Ausführungsform
zu erzeugen. Das Rechteckwellen-PWM-Signal ist eine kurze Rechteckwelle mit
einer Wellenbreite von t1 und einer spezifizierten Periode T (beispielsweise
20 KHz) gemäß Darstellung
in 4(a), wenn die Ist-Geschwindigkeit
gleich einer Soll-Geschwindigkeit ist, und ist eine lange Rechteckwelle
mit einer Wellenbreite von t1' und
einer spezifizierten Periode T (beispielsweise 20 KHz) gemäß Darstellung
in 4(b), wenn die Ist-Drehzahl kleiner
als die Soll-Drehzahl ist.
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Die
CPU 14 detektiert eine relative Position der Wicklung 62 und
des Feldmagneten 52 auf der Basis des Signals des Hall-IC 10 aus
der Wellenform-Formungsschaltung 12 und erzeugt ein Treibersignal
für die
Antriebsschaltung 20 auf der Basis des von dem Komparator
ausgegebenen PWM-Signals. Wenn der bürstenlose Motor bei hohen Drehzahlen betrieben
wird, wird die Umdrehungsanzahl direkt detektiert und zurückgekoppelt,
was eine Drehzahl mit hoher Genauigkeit realisieren kann.
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Anschließend wird
eine Regelung der Antriebsschaltung, wenn der bürstenlose Motor bei einer ultraniedrigen
Drehzahl (Dutzende Umdrehungen/Minute) betrieben wird (eine Antwort
des in 10 dargestellten Schrittes S52
ist JA), beschrieben (S54).
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Wenn
der bürstenlose
Motor bei niedrigen Drehzahlen von weniger als der eingestellten
Umdrehungsanzahl von 1000 bis 5000 Umdrehungen/Minute betrieben
wird, schaltet die Antriebsschaltung für den bürstenlosen Motor das Rechteck-Wellen-PWM-System
der Drehzahl-Rückkopplungsregelung,
wenn der bürstenlose
Motor bei hohen Drehzahlen gemäß vorstehender
Beschreibung betrieben wird, auf das Sinuswellen-PWM-System der
Drehmoment-Rückkopplungsregelung
um, um den bürstenlosen
Motor zu regeln. Mit anderen Worten, die Belastung wird mittels
einer Phasendifferenz zwischen der Magnetpolposition des Feldmagneten
und der Wicklungserregungs-Spannungswellenform detektiert, und der
Scheitelwert der Sinuswelle wird als Reaktion der Belastung verändert, um
ein D/A-Signal zu erzeugen. Das D/A-Signal wird mit der Belastung verglichen
und die Wicklungen werden durch den Erregungsbefehl aus der Sinuswelle
unter Verwendung eines Zweiphasen-Sinuswellen-PWM-Regelsystems mit
einer Phasendifferenz von 60° (S54)
erregt.
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Diesbezüglich detektiert
die CPU 14 die Belastung mittels der Phasendifferenz der
Magnetpolposition des Feldmagneten und der Wicklungserregungs-Spannungswellenform,
um die Wicklungen des bürstenlosen
Motors so zu erregen, dass er nicht außer Phase ist. Diesbezüglich kombiniert
die CPU 14 zwei Sinuswellen mit einer Dreieckswelle, wie
es in 4(c) dargestellt ist, um ein
in 4(f) dargestelltes Sinuswellen-PWM-Signal zu erzeugen.
Da der Scheitelwert der Sinuswelle in Abhängigkeit von dem durch die
Last stark veränderten
Drehmoment in der zweiten bevorzugten Ausführungsform gesteuert wird,
kann ein Phasenverschiebungsphänomen,
welches in der periodischen Rotation auftreten kann, von vornherein
verhindert werden. Ferner wird, da, wenn das Rechteckwellen-PWM-Signal in dem Bereich niedriger
Drehzahlen aufgeprägt
wird, der bürstenlose
Motor intermittierend gedreht wird, das Sinuswellen-PWM-Signal in
der vorliegenden bevorzugten Ausführungsform eingeprägt, um dadurch
den bürstenlosen
Motor sanft drehen zu lassen.
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In
der zweiten bevorzugten Ausführungsform sind,
da das Regelsystem des bürstenlosen
Motors für
die niedrige Drehzahl (Sinuswellen-PWM-System) und für die hohe
Drehzahl (Rechteckwellen-PWM-System) umgeschaltet wird, der Schaltungsaufbau
und der Regelungsvorgang der CPU komplex, wobei jedoch der dreiphasige
bürstenlose Motor
durch zwei Phasen erregt wird, und somit einen Vorteil eines leichten
Aufbaus eines Steuermechanismus erzeugt. Insbesondere kann, wenn
der Einsatzbereich auf den Niedrigdrehzahlbereich oder den Hochdrehzahlbereich
gemäß der Anwendung beschränkt werden
kann, der Regelmechanismus leicht aufgebaut werden.
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Ferner
kann, da die Antriebsschaltung der zweiten bevorzugten Ausführungsform
die Umdrehungsanzahl auf der Basis des Ausgangssignals des Hall-ICs
für die
Detektion der Polarität
des Feldmagneten detektiert, wenn sie den bürstenlosen Motor bei hohen
Drehzahlen steuert, so wie es in der ersten bevorzugten Ausführungsform
der Fall ist, eine Hochdrehzahl-Rückkopplungsregelung
ohne Verwendung eines zusätzlichen
Elementes für
eine Detektion der Umdrehungsanzahl durchgeführt werden. Andererseits reicht,
wenn der bürstenlose
Motor bei niedrigen Drehzahlen geregelt wird, das Ausgangssignal
des Hall-Effekt-Sensors im Informationsgehalt für die Antriebsschaltung nicht
aus, um die Umdrehungsanzahl zu detektieren und eine Rückkopplungsregelung
durchzuführen.
Daher wird, wenn der bürstenlose
Motor bei niedrigen Drehzahlen betrieben wird, das Drehmoment detektiert
und eine Drehmoment-Rückkopplungsregelung
auf der Basis der Belastung durchgeführt, um die Drehung des bürstenlosen
Motors zu stabilisieren.
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Ferner
wird, wenn der bürstenlose
Motor bei niedrigen Drehzahlen (niedriger als eine eingestellte Umdrehungszahl
von 1000 bis 5000 Umdrehungen/Minute) betrieben wird, dieser durch
das Sinuswellen-PWM-System betrieben und wenn der bürstenlose
Motor bei hohen Drehzahlen betrieben wird (höher als eine eingestellte Umdrehungsanzahl
von 1000 von 5000 Umdrehungen/Minute) dieser durch das Rechteckwellen-PWM-System
betrieben, wodurch der bürstenlose
Motor stabil bei niedrigen Drehzahlen und hohen Drehzahlen betrieben
werden kann.
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Außerdem werden
vier Energiequellen für die
FETs in der herkömmlichen
FET-Brücke
des Zweiphasentyps benötigt
(drei Energiequellen werden benötigt,
wenn sie gemeinsam zwischen den oberen und unteren FETs genutzt
werden), wobei jedoch eine einzige Energiequelle alle FETs in der zweiten
bevorzugten Ausführungsform
schalten kann.
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Anschließend wird
die dritte bevorzugte Ausführungsform,
in welcher der Aufbau der vorliegenden Erfindung auf eine Motorantriebsschaltung
eines Einphasentyps angewendet wird, unter Bezugnahme auf 11 beschrieben.
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In
dieser bevorzugten Ausführungsform
ist ein Kondensator C31 zu dem Optokoppler FC31 zum Ein/Aus-Schalten
des oberen FET31 parallel geschaltet. Diesbezüglich wird, wenn der untere
FET32 eingeschaltet ist, der in Reihe zu dem FET32 geschaltete Kondensator
C31 geladen. Dann, wenn der Optokoppler FC31 eingeschaltet wird,
schalten die in dem Kondensator C31 geladenen Ladungen den FET32
ein.
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Ferner
wird in dem Aufbau der dritten bevorzugten Ausführungsform, während der
bürstenlose Motor
M angehalten ist, wenn der untere FET32 eingeschaltet ist, der Kondensator
C31 geladen, und somit der obere FET31 schnell eingeschaltet, wenn
der bürstenlose
Motor M neu gestartet wird.
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Zwei
Energiequellen für
die FETs sind in der herkömmlichen
FET-Brücke
eines Einphasentyps erforderlich, wobei jedoch nur eine Energiequelle
zwei FETs in der dritten bevorzugten Ausführungsform schalten kann. Diesbezüglich ist
es, obwohl die Einphasen-Antriebsschaltung, Zweiphasen-Antriebsschaltung
und Dreiphasen-Antriebsschaltung in den vorstehend beschriebenen
dritten, zweiten und ersten Ausführungsformen
beschrieben worden sind, selbstverständlich, dass die vorliegende
Erfindung auf die Antriebsschaltung mit mehr als vier Phasen angewendet
werden kann.