DE69637235T2

DE69637235T2 - Tonsignaldetektor mit verbesserter Leistung in Gegenwart von Gesprächen

Info

Publication number: DE69637235T2
Application number: DE69637235T
Authority: DE
Inventors: Ronald Jay Naperville Canniff; Ali Noory Aurora Jablway
Original assignee: AT&T Corp; AT&T IPM Corp
Current assignee: AT&T Corp
Priority date: 1995-05-31
Filing date: 1996-05-21
Publication date: 2008-06-12
Anticipated expiration: 2016-05-22
Also published as: EP0746170A3; EP0746170A2; JPH08331614A; MX9601995A; DE69637235D1; US5619564A; EP0746170B1; CA2172642A1; CA2172642C

Description

Allgemeiner Stand der Technik
Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Tondetektoren und insbesondere Tondetektoren, die wirken müssen, um Töne auf einem Kommunikationskanal, in dem Sprach- oder andere Signale vorliegen können, zu detektieren. Die vorliegende Erfindung eignet sich insbesondere aber nicht ausschließlich für die Mehrfrequenz- bzw. DTMF-Ziffern-Detektion, wie zum Beispiel in einem Telekommunikationssystem.
Es wird immer wichtiger, in der Lage zu sein, Töne wie etwa DTMF-Ziffern auf einem Kommunikationskanal zu detektieren, der auch andere Signale, wie etwa Voice, trägt. Ein idealisierter Detektor detektiert eine vorbestimmte Menge von Tönen und hält keine anderen Signale, wie etwa Sprache, für einen der vorbestimmten Töne. Dienste, die durch DTMF-Signalisierung über ein Telekommunikationssystem auswählbar sind, werden immer beliebter. Da jedoch auf demselben Kanal, der die DTMF-Ziffern trägt, andere Hintergrundgeräusche oder Signale vorliegen können, muß der Tondetektor oder Empfänger, wie zum Beispiel in einer Vermittlungsstelle in der Lage sein, die DTMF-Ziffern zuverlässig zu detektieren, während gleichzeitig falsche Detektionen, die durch andere Signale oder Voice auf dem Kanal verursacht werden können, minimiert werden.
DTMF-Ziffern-Detektoren müssen unter schwierigen Bedingungen operieren. Erstens muß der Detektor in der Lage sein, die empfangene DTMF-Ziffer korrekt über einen Umfang von Kenngrößen detektieren zu können, die durch Signalisierungsstandards definiert werden, die eine gültige Ziffer definieren, darunter Schwankungen der Frequenz des Tons, der Amplitude des Tons (sowohl als Absolutwert als auch relativ zu der Amplitude des Zweitonpaars) und bei Intermodulationsverzerrungen oder anderem Rauschen innerhalb definierter Grenzen.
Zweitens muß der DTMF-Detektor auch die Anzahl der falschen oder Stillzeit-Detektionen aufgrund der Anwesenheit von Sprache minimieren. Viele bisherige DTMF-Detektoren haben bei einer dieser beiden Anforderungen eine relativ gute Leistungsfähigkeit erzielt, waren aber in der Regel bei der gleichzeitigen Erzielung beider Anforderungen nicht völlig erfolgreich. Deshalb wird ein verbesserter Tondetektor benötigt, der nicht nur erforderliche Schwankungen der Töne berücksichtigt, sondern auch Falschdetektion, wie zum Beispiel aufgrund von Stillzeit, minimiert.
Aus EP-A-0423787 ist ein Mehrfrequenzempfänger bekannt, der separate Niedrig- und Hochfrequenz-Bandpaßfilter für jedes der beiden durch Mehrfrequenzsignale, die durch Tastentelefone erzeugt werden, belegten Frequenzbänder verwendet. Aus dem Eingangssignal wird eine Amplitudenschwankungsüberwachungsschaltung abgeleitet und dient zum Negieren einer sonstigen gültigen Detektion einer der Tastentöne.
Kurzfassung der Erfindung
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung eines Tondetektors und eines entsprechenden Verfahrens zur Bereitstellung verbesserter Leistungsfähigkeit, während im wesentlichen beide der oben angegebenen Anforderungen erfüllt werden.
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung trennt ein DTMF-Empfänger die Bearbeitung der Töne in eine Niedrigfrequenzgruppe und eine Hochfrequenzgruppe auf. Ein Hochtonbandeliminationsfilter eliminiert die hohen Töne aus der Niedrigfrequenzgruppe; ein Niedrigtonbandeliminationsfilter eliminiert die niedrigen Töne aus den Hochfrequenzsignalen. An dem gefilterten Niedrigfrequenzsignal operieren separate Bandpaßfilter für jeden Niedrigfrequenzton; separate Bandpaßfilter wirken zum Filtern jedes Hochfrequenztons aus dem gefilterten Hochfrequenzsignal. Die gefilterten Niedrigfrequenz- und Hochfrequenzsignale werden zur Erzeugung von variablen Schwellensignalen für niedrige und hohe Frequenzen verwendet. Die Bandpaßgefilterten Niedrigfrequenzsignale und die Bandpaßgefilterten Hochfrequenzsignale werden mit den variablen Niedrigfrequenz- bzw. Hochfrequenz-Schwellensignalen verglichen, um zu bestimmen, ob einer oder mehrere Niedrigfrequenz- oder Hochfrequenztöne vorliegen.
Vor einer letztendlichen Entscheidung, ob ein gültiger DTMF-Ton empfangen wurde, wird außerdem Nachton-Detektions-Verarbeitung verwendet. Die Niedrigfrequenz- und Hochfrequenz-Tonentscheidungen werden validiert, um zu bestimmen, ob ein gültiger Ton empfangen worden sein könnte. Die Amplituden der jeweiligen Niedrigfrequenz- und Hochfrequenztöne werden verglichen, um sicherzustellen, daß sie die als gültige Ziffer definierten Amplitudenanforderungen erfüllen. Außerdem wird die Dauer der Niedrig- und Hochfrequenztöne mit Timing-Anforderungen verglichen, die Anforderungen an eine gültige Ziffer weiter spezifizieren. Es wird nur dann eine gültige DTMF-Ziffer gemeldet, wenn entsprechende Niedrigfrequenz und Hochfrequenztöne bestimmt wurden und wenn die Nachbearbeitungsprüfungen ferner die Detektion einer Ziffer validieren.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 und 2 zeigen ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Tonempfängers gemäß der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt ein Telekommunikationsnetz, das einen DTMF-Ziffernempfänger gemäß der vorliegenden Erfindung enthält.
4 zeigt eine beispielhafte Ausführungsform eines DTMF-Ziffernempfängers, wie zum Beispiel in 3 gezeigt.
5, 6, 7 und 8 sind Graphen der Beziehung der Amplitude eines detektierten Signals relativ zu der Amplitude der variablen Schwelle für verschiedene Signalumgebungen.
Ausführliche Beschreibung
Um die Erläuterung einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung besser zu verstehen, ist es wichtig, die Beschaffenheit der zu detektierenden DTMF-Töne zu erkennen. Die nachfolgende Tabelle 1 zeigt die in vier Töne niedrigerer Frequenz und vier Töne höherer Frequenz aufgetrennten acht Töne. Jede gültige DTMF-Ziffer besteht aus der gleichzeitigen Übertragung eines Tons aus der Gruppe niedrigerer Frequenzen und eines Tons aus der Gruppe höherer Frequenzen. Tabelle 1 DTMF-Frequenzkombination

Niedrige Gruppenfrequenz: (Hz) Hohe Gruppenfrequenz: (Hz)

1209 1336 1477 1633

697 1 2 3 A

770 4 5 6 B

852 7 8 9 C

941 * 0 # D
Es ist ersichtlich, daß für einen typischen Voice-Frequenz-Kanal, wie zum Beispiel von 300–3000 Hz die Töne Inband-Signalisierung darstellen. Somit erzeugen auch andere Signale, darunter Sprache, Signale mit denselben Frequenzen, die von den DTMF-Tönen benutzt werden.
Zusätzliche Parameter spezifizieren Anforderungen für gültige Zifferndetektion. Es muß eine Frequenzschwankung jedes Tons von ± 1,8% akzeptiert werden. Es werden ein maximaler und ein minimaler Leistungspegel von ≤ –0,8 dbm bzw. ≥ –33,55 dbm definiert. Die maximale Differenz (twist) zwischen Amplituden der beiden Töne muß zwischen –8,75 und 7,25 dB liegen. Außerdem ist eine Tondauer von ≥ 39,5 Millisekunden erforderlich. Zusätzliche Anforderungen betreffen die Störsignale und Rauschanforderungen. Zum Beispiel sollten um bis zu 20 Millisekunden verzögerte Signalechos von 16 dB unter dem Primärsignal die Detektion einer Ziffer nicht stören. Außerdem müssen Störsignale im Bereich von 300–480 Hz mit einem Gesamtleistungsspiegel von –46 dbm toleriert werden, wie auch Störsignale in dem Bereich 480–3400 Hz mit einem Gesamtleistungspegel von 20 dB unter dem Pegel der niedrigen Signalisierungsfrequenz oder –46 dbm, je nachdem, welcher größer ist. Ein Empfänger muß bei einem Signal/Rausch-Verhältnis von 16 dB relativ zu der niedrigsten Amplitude funktionieren. Obwohl Signalverzerrungen nicht klar im Hinblick auf akzeptable Parameter definiert sind, müssen auf der Basis der zulässigen Verzerrungen, die für entsprechende DTMF-Sender erlaubt sind, bestimmte Grade der Signalverzerrung toleriert werden. Somit versteht sich, daß der Umfang von Bedingungen und Schwankungen, die toleriert werden müssen, einem DTMF-Empfänger große Lasten auferlegen, insbesondere wenn man berücksichtigt, daß es wünschenswert ist, Stillzeit und andere Voice- und Signalstörbedingungen zu minimieren.
Mit Bezug auf 1 empfängt ein Kommunikationskanal 10 digitale Abtastwerte empfangener Daten im Format der Pulscodemodulation (PCM), zum Beispiel mit einer Rate von 8 Kilohertz (kHz). Diese Daten können von einem Teilnehmer in einem Telekommunikationssystem empfangene Informationen repräsentieren und enthalten DTMF-generierte Töne sowie Information wie etwa Voice, Rauschen und andere durch den Kanal getragene Signale. Bei der beispielhaften Ausführungsform werden die Daten in einem digitalen Format bearbeitet, um zu bestimmen, ob eine DTMF-Ziffer empfangen wurde. Für Fachleute ist jedoch erkennbar, daß analoge Komponenten oder eine Kombination von analogen und digitalen Implementierungen verwendet werden könnten, um die Schritte und Elemente gemäß der beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung durchzuführen.
Ein Mechanismus 12 zum Down-Sampling setzt die 8-Kilohertz-PCM-Daten in 4-Kilohertz-Daten um, die zu dem Hochpaßfilter 14 gesendet werden. Das Hochpaßfilter 14 dient zum Dämpfen von Stromleitungsfrequenzkomponenten bei 60 Hz und Oberschwingungen solcher Stromleitungskomponenten. Bei Anwendungen, in denen ein Wählton vorliegt, kann das Hochpaßfilter 14 außerdem dafür ausgelegt werden, dieses wie auch die Stromleitungskomponenten zu dämpfen. Die hochpaßgefilterten Daten werden geteilt und als Eingaben dem Hochtonbandeliminationsfilter 16 und dem Niedrigtonbandeliminationsfilter 18 zugeführt. Beide dieser Filter sind insofern ähnlich als ihr Ziel ist, andere Frequenzen durchzulassen, während ein vorbestimmtes Frequenzband beseitigt wird. Im Fall des Filter 16 werden Frequenzen von 1209 Hz-1633 Hz (Hochfrequenztongruppe) eliminiert, während Frequenzen, die höher und niedriger als dieses Band sind, durchgelassen werden. Ähnlich sperrt oder dämpft das Filter 18 Signale in den Frequenzen 697 Hz–941 Hz (Niedrigfrequenztongruppe), während andere Frequenzen durchgelassen werden. Somit dienen die Filter 16 und 18 zum Dämpfen des anderen Niedrigfrequenz- oder Hochfrequenztons des Paars von Tönen, das eine einzelne DTMF-Ziffer darstellt.
Die gefilterte Ausgabe 20 des Filters 16 liefert eine Eingabe für die Bandpaßfilter BPF1, BPF2, BPF3 und BPF4. Jedes dieser Bandpaßfilter ist jeweils um jeden der vier Niedrigfrequenztöne des DTMF-Tonpaars herum zentriert. Die Ausgabe 20 wird außerdem von dem Energiedetektor 22 empfangen, der die in dem gefilterten Signal auf der Leitung 20 vorliegende Gesamtenergie bestimmt. Der Energiedetektor 22 kann einen Detektor des quadrierenden Typs umfassen, der einen mittleren Energiepegel und unerwünschte Hochfrequenzkomponenten erzeugt. Das detektierte Energiesignal aus dem Energiedetektor 22 wird durch das Tiefpaßfilter 24 geglättet, um ein variables Schwellensignal (LVT) der Gruppe niedrigerer Frequenzen zu erhalten.
Ähnlich führt der Ausgang 26 des Filters 18 den Bandpaßfiltern BPF5, BPF6, BPF7 und BPF8, die um jeden Ton in der Gruppe hoher Frequenzen herum zentriert sind, eine Eingabe zu. Die Energie in der Ausgabe 26 des Filters 18 wird durch den Energiedetektor 28 detektiert. Das detektierte Energiesignal wird durch das Filter 30 tiefpaßgefiltert, um zu dem variablen Schwellensignal (HVT) der Gruppe hoher Frequenzen zu führen.
Die bandpaßgefilterten Ausgangssignale der Bandpaßfilter BPF1–BPF8 sowie die Signale LVT und HVT werden mit einer Rate von 4 Kilohertz erzeugt und werden dann vorzugsweise durch die Down-Sampling-Schaltung 32 in eine Rate von 1 kHz konvertiert. Zum Beispiel kann das Down-Sampling erreicht werden, indem man einfach nur an jedem vierten Signalabtastwert operiert. Ähnlich kann der Down-Sampler 12 einfach arbeiten, indem er nur an jedem zweiten auf dem Kanal 10 bereitgestellten Abtastwert operiert. Der Zweck des Down-Sampling ist die Minimierung der Struktur, der Anzahl der Vergleichsschritte und der Rechenleistung, die erforderlich ist, um die Signale zu verarbeiten, während sich immer noch eine zuverlässige DTMF-Zifferdetektionsentscheidung ergibt. Durch Verwendung von Down-Sampling wird die Anzahl der Anweisungen pro Sekunde, die erforderlich ist, um die angegebene Funktionalität bereitzustellen, dadurch reduziert, wodurch die Anzahl der erforderlichen Berechnungen sowie die erforderliche Rechenleistung zur Implementierung der beispielhaften Technik minimiert werden.
Die Amplitudendetektoren 34, 36, 38 und 40 detektieren die Amplitude der downgesampelten Ausgangssignale der Bandpaßfilter BPF1, BPF2, BPF3 bzw. BPF4. Ähnlich detektieren die Amplitudendetektoren 42, 44, 46 und 48 die Amplitude der downgesampelten Ausgangssignale der Bandpaßfilter BPF5, BPF6, BPF7 bzw. BPF8. Die Ausgaben F1–F8 der Amplitudendetektoren 34–48 repräsentieren die mit Signalen assoziierte etwaige Energie, die während des entsprechenden Datenabtastwerts für jeden der acht diskreten Töne, aus denen eine DTMF-Ziffer bestehen kann, auftritt. Die downgesampelten LVT- und HVT-Signale werden als Ausgangssignale LVT1 und HVT1 bereitgestellt.
Mit Bezug auf 2 empfängt ein Maximum-Selektor 54 Eingaben der LVT1- und LVT2-Singale und wählt das Signal mit dem größeren Betrag, das ausgegeben und als Eingabe für einen Maximum-Selektor 56 empfangen wird. Das Register 50 empfängt die Ausgabe des Maximum-Selektors 54 und speichert diesen Wert für eine Iteration (Absatzwert). Der Wert dieses Registers ist eine Eingabe für den Multiplizierer 51, der außerdem eine Eingabe aus dem Abklingfaktorregister 55 empfängt. Die Ausgabe des Multiplizierers 51 ist LVT2. Der in dem Register 55 gespeicherte Abklingfaktor ist ein konstanter Wert von weniger als 1, der die Abklingrate des Signals aus dem Maximum-Selektor 54 begrenzt. Die andere Eingabe für den Selektor 56 umfaßt ein in dem Register 58 gespeichertes Signal, daß eine Niederfrequenzgruppenminimalamplitudenschwelle für die Detektion eines gültigen Niedrigfrequenztons repräsentiert. Der Selektor 56 wählt den maximalen Wert von seinen Eingaben, der zu seinem Ausgang 60 durchzuleiten ist.
Ähnlich wählt ein Maximum-Selektor 62 das Maximalamplitudensignal aus den Signalen HVT1 und HVT2, um eine Ausgabe für den Maximum-Selektor 64 bereitzustellen. Das Register 52, der Multiplizierer 53 und das Abklingfaktorregister 57 arbeiten auf ähnliche Weise wie das zuvor beschriebene Register 50, der zuvor beschriebene Multiplizierer 51 und das zuvor beschriebene Abklingfaktorregister 55. Der Selektor 64 empfängt außerdem als Eingabe ein Signal, daß die minimal zulässige Amplitudenschwelle einer Hochfrequenztongruppe repräsentiert, die als gültiger Ton einer DTMF-Ziffer detektiert werden darf. Der Maximum-Selektor 64 wählt das größere der beiden Eingangssignale und liefert dieses gewählte Signal als eine Ausgabe 68. Die in den Registern 58 und 66 gespeicherten Werte setzen eine Minimalamplitudenschwelle, unter der empfangene Töne zurückgewiesen werden.
Zwei Mengen von Komparatoren verwenden Referenzsignale 60 bzw. 68, um individuell zu bestimmen, ob jedes der möglichen Signale F1–F8 vorliegt. Die Komparatoren 70, 72, 74 und 76 verwenden die dynamisch variable Schwelle auf der Basis des LVT-Signals und vergleichen die mit dem Signal F1, F2, F3 bzw. F4 assoziierten Energiepegel. Die Ausgabe dieser Komparatoren ist TRUE oder logisch "1", wenn das assoziierte Frequenzsignal größer als die Schwelle ist; die Ausgabe ist FALSE oder logisch "0", wenn das jeweilige Signal kleiner als die Schwelle ist. Ähnlich verwenden die Komparatoren 78, 80, 82 und 84 das dynamische Schwellensignal 68 auf der Basis des HVT-Signals und führen komparative Bestimmungen aus, ob mit den Signalen F5, F6, F7 bzw. F8 assoziierte Töne vorliegen. Die Register 86 und 88 enthalten für jeden Abtastwert die jeweiligen Ausgangsentscheidungen aus der Niederfrequenz- und Hochfrequenzmenge von Komparatoren. Bei der beispielhaften Ausführungsform war nur die Ausgabe der Komparatoren 72 und 82 TRUE, wodurch eine Zwischenentscheidung repräsentiert wird, daß der niederfrequente Ton 697 Hz und der hochfrequente Ton 1477 Hz detektiert wurden (d.h. DTMF-Ziffer 3).
Ein Validierer 90 validiert oder bestimmt, ob der Inhalt der Register 86 und 88 während jedes 1-Kilohertz-Absatzwerts eine gültige DTMF-Ziffer enthalten kann. Die Validierung umfaßt das Bestimmen, ob ein und nur ein Ton in jedem der Register 86 und 88 detektiert wird. Um eine gültige DTMF-Ziffer zu bilden, müssen nur ein niederfrequenter Ton und ein hochfrequenter Ton während jedes Abtatzwerts vorliegen. Wenn der Validierer 90 bestimmt, daß ein gültiger DTMF-Ton vorliegen kann, wird eine Validierungsausgabe einem weiteren Validierer 92 zugeführt, der die Amplituden der Töne relativ zueinander prüft, d.h. muß ein Ton innerhalb eines vordefinierten Bereichs der Amplitude des anderen Tons liegen.
Unter der Annahme, daß die Töne F1 und F7 vorliegen, bestimmt der Validierer 92, ob die Amplitude des Tons F1 innerhalb des erforderlichen Amplitudenbereichs relativ zu der Amplitude des Tons F7 liegt. Eine Validierungsausgabe des Validierers 92 wird einem Endvalidierer 94 zugeführt, der die Tondauer mit spezifischen Grenzen vergleicht. Das heißt die Anzahl der Abtastwerte, während derer die Register 86 und 88 konstant geblieben sind, wird gezählt, um eine Zeitdauer der Länge empfangener Töne, die eine DTMF-Ziffer repräsentieren können, zu bestimmen. Außerdem muß während dieses Zählvorgangs der Validierer 92 erfüllt sein. Bei der beispielhaften Ausführungsform wird bevorzugt, daß die Töne für eine maximale Zeitdauer detektiert werden, die mit der minimalen definierten Ziffernlänge vereinbar ist, um eine Bestimmung einer gültigen Ziffer durchzuführen. Dies hilft bei der Unterscheidung gegenüber Falschdetektionen, indem eine längere kontinuierliche Dauer erfordert wird, in der dieselben Töne detektiert worden sein müssen. Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform wird gefordert, daß ungefähr 25 Millisekunden einer Minimaldauer von 40 Millisekunden eines DTMF-Tons detektiert werden, um eine gültige Entscheidung durch den Validierer 94 zu bilden, daß eine DTMF-Ziffer empfangen wurde. Weitere Besprechungen bezüglich der Timing-Kriterien werden in Bezug auf 5–8 besprochen. Der Ausgangskanal 96 trägt eine Ziffernausgabeentscheidung des Validierers 94, die die Endbestimmung der empfangenen Ziffern darstellt. Gemäß der beispielhaften Ausführungsform würde die Ausgabe 96 anzeigen, daß die DTMF-Ziffer "3" empfangen wurde. Wenn die durch die Register 86 und 88 repräsentierten Töne nicht stabil und konstant bleiben oder die Validierer 90 und 92 nicht für die durch den Validierer 94 bestimmte minimale Zeit bestehen, wird der Validierungsprozeß zurückgesetzt.
Obwohl verschiedene Implementierungen und Elemente verwendet werden können, um unterschiedlichen Entwurfsanforderungen zu genügen, werden die folgenden spezifischen Elemente für eine beispielhafte Ausführungsform beschrieben. Das Hochpaßfilter 14 kann zwei (digital implementierte) Filterteile mit einer Grenzfrequenz zur Minimierung von Stromleitungs- und anderen sehr niederfrequenten Signalen umfassen. Die Bandeliminationsfilter 16 und 18 können jeweils 3 (digital implementierte) Filterteile mit Eckfrequenzen aufweisen, die so eingestellt sind, daß die jeweiligen Hochband- und Niederbandmengen von Tönen eliminiert werden. Die Bandpaßfilter BF1–BF8 können jeweils mit Zweipol-IIR-Bandpaßfiltern realisiert werden. Obwohl ein Zweipolfilter keine extrem hohe Selektivität bereitstellt, erzielt jedes Filter eine relativ hohe (schnelle) Ansprechzeit. Dies verbessert die Fähigkeit zur Bereitstellung einer entsprechenden Stillzeitleistungsfähigkeit. Die durch die Filter bereitgestellte Dämpfung bei ± 1,8 % Entfernung von der Mittenfrequenz sollte so eingestellt werden, daß gleiche Amplituden relativ zu den Amplituden des variablen Schwellensignals bereitgestellt werden. Die Sperrung oder Dämpfung des Signals muß ausreichen, um einer Anforderung zum Zurückweisen von Tönen zu genügen, die ± 3% von der spezifizierten Mittenfrequenz jeder der 8 Töne entfernt sind. Diese Filter stellen eine Differenz von 1,5 dB zwischen Frequenzen bei ± 1,8% Entfernung von der Mittenfrequenz und Frequenzen von ± 3,0% Entfernung von der Mittenfrequenz bereit. Bei der beispielhaften Ausführungsform wird angenommen, daß die ordnungsgemäße Justierung der Bandpaßfilter relativ zu den Ausgaben und Ansprecheigenschaften der Tiefpaß-VTN-Filter 24 und 30 zu einer verbesserten Leistungsfähigkeit des Zifferndetektors beiträgt.
Die Energiedetektoren 22 und 28 können herkömmliche Energiedetektionstechniken umfassen, wie zum Beispiel Verwendung einer Quadrierungsfunktion, um Energiepegel zu bestimmen. Die individuellen Tonamplitudendetektoren 34–48 verwenden eine Technik, die auf der folgenden Formel basiert: Quadrierte Amplitude = X1·x1 –2·cos(w0 + T)·x1·x2 + x2·x2mit:

w0: = Frequenz einer Sinuswelle
T: = Abtastperiode
X1: = ein Abtastwert der Sinuswelle
X2: = nächster sequentieller Wert der Sinuswelle

Mit dieser Formel wird die quadrierte Amplitude der Töne bei jeder Mittenfrequenz w0 bestimmt. Die gemessene Amplitude ist im wesentlichen innerhalb eines konstanten Multiplikators exakt und ist von den gewählten Abtastwerten unabhängig. Wenn die Frequenz eines tatsächlichen Signals w0 nahekommt, ist die Amplitude dieser Sinuswelle auch durch diese Formel meßbar, aber mit zunehmendem Fehler mit Variieren der Frequenz des tatsächlichen Tons von der Mittenfrequenz. Innerhalb der erforderlichen Bandbreite von ± 1,8% liegt die Genauigkeit, mit der die Amplitude gemessen werden kann, innerhalb einiger Zehntel eines Decibel (dB). Im Hinblick auf das Down-Sampling auf 1 Kilohertz, das praktisch einen Abtastwert pro Millisekunde bedeutet, minimiert diese Technik die Anzahl der erforderlichen Berechnungen zum Berechnen der entsprechenden Amplituden für die Ausgaben der 8 Bandpaßfilter. Die Amplitudendetektoren 34–48 stellen außerdem eine Skalierungsfunktion relativ zu den variablen Schwellenpegeln bereit.
Mit Bezug auf 3 unterstützt eine Vermittlungsstelle 100 mehrere Geräte 102 und 104 am Kundenstandort, die herkömmliche Telefonapparate sein können, die DTMF-Signalisierung verwenden. Die Vermittlungsstelle 100 ist durch Verbindungsleitungen 106 mit einem Ferntelekommunikationsnetz 108 verbunden. Die Vermittlung enthält einen DTMF-Ziffernempfänger 110, der selektiv gekoppelt werden kann, um digitalisierte PCM-Daten von einem Teilnehmeranschluß zu empfangen, um zu bestimmen, ob ein entsprechender Benutzer eine oder mehrere DTMF-Ziffern gesendet hat. Die Ausgabe des Ziffernempfängers 110 wird der Vermittlungsstelle zugeführt, die Entscheidungen bezüglich des Routens der Verbindung oder anderer Dienste auf der Basis der DTMF-Ziffern, die empfangen wurden, trifft. Natürlich könnten auch andere Dienste als eine Vermittlungsstelle von der vorliegenden Erfindung Nutzen ziehen. Die Anwendung eines DTMF-Empfängers wie in 1 und 2 beschrieben kann als der DTMF-Ziffernempfänger 110 wie etwa der in einer Telekommunikationsanwendung verwendete verwendet werden. Für Fachleute ist jedoch ersichtlich, daß andere Anwendungen eines solchen Ziffernempfängers in vielfältigen Anwendungen genutzt werden können, bei denen die Detektion von Tönen oder Ziffern erforderlich ist, insbesondere in einer Umgebung, in der andere Signale anwesend sind und die von der Detektion solcher Töne unterschieden werden müssen.
4 zeigt eine Konstruktionsimplementierung der beispielhaften Ausführungsform des Detektors von 1 und 2. Ein digitaler Signalprozessor wie zum Beispiel ein von AT&T erhältlicher DSP32C wird zur Implementierung der in 1 und 2 dargestellten Funktionalität verwendet. Ein Nur-Lesespeicher (ROM) 114 liefert Steueranweisungen für den DSP112. An dem DSP112 ist ein assoziierter Direktzugriffsspeicher (RAM) 116 angekoppelt und liefert eine Speicherstelle, in der empfangene Daten und andere Parameter des DSP gespeichert werden können. Der digitale Datenkanal 118 ist an den DSP 112 und an die Eingangs-/Ausgangschnittstelle 120 angekoppelt, die eine Schnittstelle bereitstellt, die ankommende digitale Daten auf den Kanälen 122 und 124 zum Beispiel im PCM-Format empfängt und einen Mechanismus zum Ausgeben digitaler Daten auf die Leitung 126 bereitstellt, die DTMF-Entscheidungen repräsentieren, auf die hin (nicht gezeigte) Hilfsgeräte wirken können. Vorzugsweise kann der DSP 112 gleichzeitig mehrere Eingangs-PCM-Datenabtastwerte, d.h. mehr als einen einzigen Kanal, verarbeiten und kann Tonentscheidungen bezüglich mehr als einem Kanal auf einmal treffen. Der Ausgangskanal 126 (der dem Ausgangsentscheidungskanal 96 in 2 entspricht) liefert ähnlich Entscheidungsinformationen bezüglich einer gleichzeitigen Vielzahl von gleichzeitig durch den digitalen Signalprozessor 112 zollverarbeiteten Eingangsdaten. Die Anzahl der Kanäle, die durch den DSP gleichzeitig versorgt werden kann, wird von der konkreten Entwurfsimplementierung, dem verwendeten Verhältnis des Down-Sampling und der konkreten Implementierung der Filter und der Berechnung der erforderlichen Energien gemäß der beispielhaften Ausführungsform abhängen.
5–8 sind Graphen, die den relativen Betrag eines variablen Schwellensignals relativ zu der Amplitude entsprechender Tonausgaben demonstrieren. Die horizontale Achse repräsentiert Zeit und repräsentiert bei der beispielhaften Ausführungsform eine Gesamtzeit von ungefähr 50 Millisekunden bei einer Tondauer von 40 Millisekunden. In diesem Graphen wird angenommen, daß der Signalwert der quadrierten Amplitude des Tons F1 entspricht und daß das variable Schwellensignal der Ausgabe 60 des Maximum-Selektors 56 entspricht.
5 zeigt ein variables Schwellensignal 130 (quadrierte Amplitude) relativ zu einem detektierten quadrierten Energiepegel F1, repräsentiert durch den Graph 132. Es ist zu beobachten, daß die Anstiegszeit der Kurve 130, die die variable Schwelle repräsentiert, schneller als die des Signals 132 ist; dies ist auf die etwas größere Bandbreite des VTN-Tiefpaßfilters im Vergleich zu dem Bandpaßfilter BPF1 zurückzuführen. Die Kurve 132 schneidet anfänglich die Kurve 130 im Punkt 134 und wird größer als diese Punkte. Die Kurve 132 nimmt ab und wird an dem Punkt 136 kleiner als die Kurve 130. Die Zeit T5 zwischen den Punkten 134 und 136 definiert die Zeit, in der bestimmt wird, daß die Abtastwerte die ordnungsgemäßen Tonkriterien erfüllen, daß heißt, die Kurve 132 bleibt während dieses Zeitintervalls T5 kontinuierlich über der variablen Schwellenkurve 130. Dies spiegelt einen kontinuierlichen Zeitraum der Detektion des entsprechenden Tons, der die Kurve 132 erzeugt hat, wider. Bei der in 5 gezeigten beispielhaften Kurve besitzt der Ton eine exakte Mittenfrequenz und wurde mit einem ordnungsgemäß gepaarten höherfrequenten Ton in einer relativ rauschfreien Umgebung gesendet. Die vertikale Distanz zwischen den Kurven 132 und 130 an dem Punkt maximaler Trennung repräsentiert einen kleinen relativen Betrag, wie zum Beispiel 1,7 dB. Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung hilft die Nähe dieser beider Kurven während der Zeit, in der die Kurve 132 die Kurve 130 übersteigt, bei der Leistungsfähigkeit der beispielhaften Ausführungsform bei der Zurückweisung von Stillzeit- und Falschsignalen.
6 ist 5 ähnlich, wobei die variable Schwellenkurve 140 relativ zu einer Kurve 142 dargestellt ist, die die Signaldetektionsfrequenz F1 repräsentiert. Es ist zu sehen, daß die Kurve 142 relativ uneben ist und sogenanntes Jitter oder Rauschen mit ihr assoziiert ist. Dies ist auf die Tatsache zurückzuführen, daß 6 darstellt, daß der mit der Kurve 142 assoziierte Ton 1,8% über der ordnungsgemäßen Mittenfrequenz lag. Es ist zu sehen, daß dies zu einer bestimmten Zackigkeit oder Unbestimmtheit um die Kurve 142 relativ zu der Kurve 132 herum führt, insbesondere in dem Bereich, in dem die Kurve 142 die Kurve 140 übersteigt, der zwischen den Punkten 144 und 146 bestimmt ist, die das Zeitintervall T6 definieren. Diese Schwankung von 1,8% repräsentiert die maximale Frequenzabweichung, um die ein Ton abweichen und eine gültige Ziffer bilden kann. Nicht gezeigt ist der komplementäre hochfrequente Ton, der gleichzeitig erzeugt worden wäre. Das Zeitintervall T6 ist im wesentlichen zu T5 äquivalent und würde dazu führen, daß die erforderlichen Kriterien für die Erkennung einer gültigen DTMF-Ziffer erfüllt werden. Außerdem ist zu sehen, daß der Betrag der Kurve 142 relativ zu der Kurve 140 während der Zeit T6 wesentlich näher als die Distanz zwischen der Kurve 132 und der Kurve 130 in dem Zeitintervall T5 ist. Dies wird hauptsächlich durch die Tatsache verursacht, daß die Außermittenfrequenz durch ihr entsprechendes Bandpaßfilter mehr gedämpft wird, da sie nicht bei der Mittenfrequenz liegt. Die vertikale Distanz zwischen den Kurven 142 und 140 an dem Punkt maximaler Trennung beträgt 1 dB.
7 zeigt einen Graph, in dem sowohl das variable Schwellensignal 150 als auch das detektierte Energiesignal 152 sogar in dem Intervall zwischen den Kreuzungspunkten 154 und 156, die das Zeitintervall T7 definieren, wesentliche Oszillationen aufweisen. Dieser Graph zeigt einen empfangenen Ton, der + 1,8% oberhalb seiner Mittenfrequenz liegt, einen begleitenden höherfrequenten Ton (nicht gezeigt), der 6 dB über dem niederfrequenten Ton liegt, und Intermodulationsprodukte, die 16 dB unter dem Betrag des niederfrequenteren Tons liegen (Intermodulationsmodulprodukt), die bei 1813 Hertz und bei 767 Hertz auftreten. Die Auswirkung der Intermodulationsprodukte, insbesondere des Frequenzprodukts mit 767 Hertz, das dem niederfrequenteren Ton F1 relativ nahe kommt, führt zu einer sinusförmigen Schwankung während des Zeitraums T7. Deshalb ist zu sehen, daß die Kurve 152 zu keinem Zeitpunkt während der Periode T7 die Kurve 150 schneidet oder unter diese fällt. Sogar bei Anwesenheit solcher störenden Signale und eines (nicht gezeigten) höherfrequenten Tonpaars mit Überamplitude schneidet oder kreuzt das durch 152 repräsentierte Signal nicht während des Zeitintervalls T7 die entsprechende variable Schwellenkurve 150. Das heißt, T7 repräsentiert ein kontinuierliches Intervall, in dem der Ton 152 gemäß der vorliegenden Erfindung detektiert werden würde.
8 zeigt einen Graph, in dem sowohl das variable Schwellensignal 160 als auch das detektierte Energiesignal 162 während des Intervall zwischen den Überkreuzungspunkten 164 und 166, die das Zeitintervall T8 definieren, wesentliches Rauschen aufweisen. Dieser Graph zeigt ein Signal/Rausch-Verhältnis von 16 dB unter Verwendung von Gaußschem weißem Rauschen. Es ist zu sehen, daß sogar während der Anwesenheit dieses Rauschens die Kurve 162 die Kurve 160 während der Periode T8 nicht überkreuzt oder schneidet. Auch bei Anwesenheit von solchem weißem Rauschen schneidet oder kreuzt das durch die Kurve 162 repräsentierte Signal also während des Zeitintervalls T8 nicht die entsprechende variable Schwellenkurve 160. Das heißt, T8 repräsentiert ein kontinuierliches Intervall, in dem der Ton 162 gemäß der vorliegenden Erfindung detektiert werden würde. 7 und 8 zeigen, daß mit zusätzlichen Signalen außerhalb der Bandbreite des gewünschten Tons die Reserve oder Differenz zwischen der Signalkurve und der variablen Schwellenkurve tendenziell schmaler wird. Die in 5 und 6 gezeigten größeren Reserven zwischen dem Empfangssignal und dem variablen Schwellensignal wird so vorgesehen, daß sogar bei Anwesenheit von störenden Signalen und Rauschbedingungen, wie zum Beispiel in 7 und 8 gezeigt ausreichend Reserve besteht, um eine einheitliche Tondetektion aufrechtzuerhalten.
Mit Bezug auf 5 ist zu sehen, daß die hinteren Ränder der Kurven 130 und 132 so angeordnet sind, daß die Kurve 132 eine schnellere Abfallrate als die Kurve 130 aufweist. Dies ist im allgemeinen wünschenswert, um sich wiederholende Messungen bereitzustellen, die schwieriger zu erreichen wären, wenn beide Kurve am Punkt des Schnitts an dem Punkt 136 ungefähr dieselbe Steigung hätten. Die Verflachung der Steigung der Kurve 130 wird durch die Rückkopplungsschleife der Elemente 50, 51 und 55 von 2 und durch die Auswahl des Maximum-Selektors 54 gesteuert. Dies ergibt eine allmählichere Neigung für die Kurve 130, als produziert worden wäre, wenn man nur einen aktuellen Abtastwert verwendet hätte.
Die Anwesenheit von im wesentlichen Voice-Energie, die nicht durch die Bandzurückweisungsfilter 16 und 18 gedämpft wird, relativ zu dem Betrag eines Tons, der gleichzeitig auftreten kann, führt nominal dazu, daß die variable Schwellenkurve aufgrund der durch die Inband-Voice-Eigenschaften bereitgestellten zusätzlichen Energiekomponenten größer als die Schmalband-Tonenergiekurve ist. Dies verhindert natürlich eine Detektion eines gültigen DTMF-Tons, wenn Voice-Signale mit signifikantem Betrag vorliegen. Dies repräsentiert einen Kompromiß zwischen der gewünschten Möglichkeit, einen Ton während anderer störender Signalzustände detektieren zu können, und der Möglichkeit, nicht falsch einen Ton zu detektieren, wenn signifikante andere Signale anwesend sind.
Es wird angenommen, daß sich mehrere Faktoren positiv auf die gute Leistungsfähigkeit des DTMF-Empfängers gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sowohl bei der Detektion von Tönen innerhalb der verschiedenen definierten Parameter für akzeptable Töne unter gleichzeitiger Minimierung von Stillzeit- und Störfalschdetektionen auswirken. Die Auftrennung der Töne in hohe und niedrige Filtergruppen, wobei die entsprechende entgegengesetzte Gruppe durch ein Bandpaßfilter eliminiert wird, wird als vorteilhaft angesehen. Die Verwendung solcher gefilterten hohen und niedrigen Bänder zur Erzeugung einer dynamischen variablen Schwelle, mit der die schmalbandigeren Amplituden verglichen werden, trägt zu den erzielten Ergebnissen bei. Die Möglichkeit des Down-Sampelns minimiert die Anzahl der Anweisungen und die erforderliche Rechenleistung zur Implementierung der Funktionen gemäß der vorliegenden Erfindung. Die sogenannten Nachverarbeitungs-Validierungsschritte 90, 92 und 94 stellen weitere Kriterien dar, wodurch sichergestellt wird, daß eine DTMF-Ziffer als empfangen erkannt werden sollte. Ein entsprechendes beispielhaftes Verfahren auch gemäß der vorliegenden Erfindung, so wie es mit Bezug auf die beispielhafte Ausführungsform erläutert wurde.
Die vorliegende Erfindung zieht außerdem weitere Varianten und Modifikationen in Betracht. Obwohl Down-Sampling auf 4 kHz und dann 1 kHz beschrieben wurde, könnten abhängig von Leistungsfähigkeits- und rechnerischen Kompromissen auch andere Abtastraten benutzt werden. Es könnten Bandpaßfilter mit mehr Polen verwendet werden, um die Inband-Frequenzansprechkurve zu verflachen, um eine einheitlichere vertikale Distanz zwischen der Tonansprechkurve und der VTN-Kurve bereitzustellen. Das Zeitansprechverhalten der Bandpaßfilter relativ zu dem Zeitansprechverhalten der Tiefpaßfilter, die mit den variablen Schwellen assoziiert sind, muß jedoch aufrechterhalten werden.
Obwohl eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung oben beschrieben und in den beigefügten Zeichnungen dargestellt wurde, wird der Schutzumfang der Erfindung durch die folgenden Ansprüche definiert.

Claims

Tondetektor, der die Anwesenheit eines ersten Tons in einem ersten Frequenzband auf einem Kommunikationskanal detektiert, der Voice-Informationen trägt, wozu Spektralkomponenten in dem ersten Frequenzband gehören, wobei der Kommunikationskanal außerdem mindestens einen zweiten Ton in einem zweiten Frequenzband trägt, das sich nicht mit dem ersten Frequenzband überlappt, wobei der Tondetektor folgendes umfaßt: Mittel zum Empfangen von Signalen (10), die auf dem Kommunikationskanal getragen werden, ein an die Empfangsmittel angekoppeltes Bandeliminationsfilter (16, 18), das ein erstes gefiltertes Signal erzeugt, in dem Signale in dem zweiten Frequenzband gedämpft wurden, und ein an das Bandeliminationsfilter angekoppeltes Bandpaßfilter (BPF1–BPF8), das die ersten gefilterten Signale bandpaßfiltert, um ein zweites gefi ltertes Signal zu erzeugen, wobei das Bandpaßfilter ein Durchlaßfrequenzband aufweist, das die erste Frequenz enthält, und daher den ersten Ton in den zweiten gefilterten Signal durchläßt; wobei der Tondetektor durch folgendes gekennzeichnet ist: an das Bandeliminationsfilter angekoppelte Mittel (22, 24, 28, 30) zum Erzeugen eines variablen Schwellensignals auf der Basis der Amplitude des ersten gefilterten Signals; an das Bandpaßfilter angekoppelte Mittel (34–48) zum Erzeugen eines dritten Signals auf der Basis der Amplitude des zweiten gefilterten Signals; Mittel (70–84) zum Vergleichen der Amplituden des dritten Signals und des variablen Schwellensignals; an die Vergleichsmittel angekoppelte Mittel (92, 94) zum Bestimmen, ob der erste Ton empfangen wurde, auf der Basis der Ergebnisse des Vergleichs, wobei die Bestimmungsmittel bestimmen, daß der erste Ton anwesend ist, wenn die Amplitude des dritten Signals die Amplitude des variablen Schwellensignals für einen vorbestimmten Zeitraum überschreitet.
Tondetektor nach Anspruch 1, wobei das Bandeliminationsfilter ein zweites Frequenzband aufweist, das keine Frequenzen in dem ersten Frequenzband enthält und die höchste von dem Kommunikationskanal getragene Frequenz nicht enthält.
Tondetektor nach Anspruch 1, wobei die Mittel zum Erzeugen eines variablen Schwellensignals ein Niedrigpaßfilter umfassen, das das dritte Signal niedrigpaßfiltert.
Tondetektor nach Anspruch 3, wobei Zeitverzögerungen von durch das Bandpaßfilter durchgelassenen Signalen im wesentlichen gleich Zeitverzögerungen von durch das Niedrigpaßfilter durchgelassenen Signalen sind, so daß mit dem dritten Signal und dem variablen Schwellensignal assoziierte Zeitverzögerungen im wesentlichen gleich sind.
Tondetektor nach Anspruch 1, wobei der Kommunikationskanal digital codierte Signale trägt, die Abtastwerte von Informationen mit einer ersten Abtastrate repräsentieren, und das dritte Signal und das variable Schwellensignal digital codierte Signale sind, die mit einer zweiten Abtastrate erzeugt werden, die kleiner als die erste Abtastrate ist.
Tondetektor nach Anspruch 1, wobei die Mittel zum Erzeugen des dritten Signals umfassen, die quadrierte Amplitude des zweiten gefilterten Signals auf der Basis einer Formel unter Verwendung von ersten und zweiten Abtastwerten des zweiten gefilterten Signals, die Frequenz des ersten Tons und die Periode zwischen den ersten und zweiten Abtastwerten abzuleiten.
Verfahren zum Detektieren von Mehrfrequenz- bzw. DTMF-Ziffern mit gleichzeitigen ersten und zweiten Tönen mit ersten und zweiten Frequenzen in hohen bzw. Niedrigen Frequenzbändern, mit den folgenden Schritten: Empfangen von auf dem Kommunikationskanal getragenen Signalen, wobei die Signale Voice-Informationen und die ersten und zweiten Töne enthalten, Erzeugen erster und zweiter gefilterter Signale durch Elimination des Bands hoher Frequenzen (HF) und Niedriger Frequenzen (LF), die die ersten bzw. zweiten gefilterten Signale filtert, wobei die HF- und LF-Bandeliminationsfilterung DTMF-Töne in dem Band hoher bzw. Niedriger Frequenzen dämpft, so daß bei dem ersten gefilterten Signal DTMF-Töne des HF-Bands gedämpft und bei dem zweiten gefilterten Signal DTMF-Töne des LF-Bands gedämpft sind, und Bandpaßfiltern der ersten und zweiten gefilterten Signale, um eine erste bzw. eine zweite Menge von bandpaßgefilterten Signalen zu erzeugen, wobei die erste Menge von bandpaßgefilterten Signalen ein erstes BPF-Signal für jeden DTMF-Ton in dem Band Niedriger Frequenzen und die zweite Menge von bandpaßgefilterten Signalen ein zweites BPF-Signal für jeden DTMF-Ton in dem Band hoher Frequenzen enthält, wobei das Verfahren durch die folgenden Schritte gekennzeichnet ist: Erzeugen von dritten und vierten variablen Schwellensignalen (LVT, HVT) auf der Basis der Amplitude der ersten bzw. zweiten gefilterten Signale; Erzeugen einer entsprechenden fünften und sechsten Menge von Signalen (F1–F4, F5–F8) auf der Basis der Amplitude der ersten und zweiten Menge von Signalen; Vergleichen der Amplituden jedes der ersten BPF-Signale und des dritten variablen Schwellensignals und Vergleichen der Amplituden jedes der zweiten BPF-Signale und des vierten variablen Schwellensignals; Bestimmen, ob eine DTMF-Ziffer anwesend ist, auf der Basis der Ergebnisse der Vergleiche, wobei der Bestimmungsschritt bestimmt, daß eine DTMF-Ziffer anwesend ist, wenn die Amplitude eines der ersten BPF-Signale die Amplitude des dritten variablen Schwellensignals für einen vorbestimmten Zeitraum (55, 94, 92) überschreitet und die Amplitude eines der zweiten BPF-Signale die Amplitude des vierten variablen Schwellensignals für den vorbestimmten Zeitraum (57, 94, 92) überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei der Bestimmungsschritt bestimmt, daß eine DTMF-Ziffer anwesend ist, wenn die Amplitude von nur einem der ersten BPF-Signale die Amplitude des dritten variablen Schwellensignals für einen kontinuierlichen vorbestimmten Zeitraum überschreitet und die Amplitude von nur einem der zweiten BPF-Signale die Amplitude des vierten variablen Schwellensignals für den kontinuierlichen vorbestimmten Zeitraum überschreitet.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei die HF-Bandeliminationsfilterung nur Signale mit Frequenzen zwischen dem DTMF-Ton mit der Niedrigsten Frequenz in dem Band hoher Frequenzen und dem DTMF-Ton mit der höchsten Frequenz in dem Band hoher Frequenzen dämpft.
Verfahren nach Anspruch 7, wobei Zeitverzögerungen der ersten und zweiten BPF-Signale im wesentlichen gleich Zeitverzögerungen der dritten bzw. vierten Schwellensignale sind.