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Die
vorliegende Erfindung betrifft in erster Linie in Fernsprechsystemen
verwendete Echokompensatoren, insbesondere einen Ausschaltetondetektor
zum Bestimmen, wann ein Echokompensator ausgeschaltet werden sollte.
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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Echo
ist ein in Fernsprechsystemen auftretendes Phänomen, wenn ein Teil der Sprachsignalenergie
von den Impedanzfehlanpassungen in analogen Teilen des Telefonnetzes
zurückreflektiert
wird. Das typische Beispiel ist eine Vierdraht/Zweidrahtumsetzung
in der Teilnehmerschnittstelle im öffentlichen Fernsprechwählnetz (Public
Switch Telephone Network – PSTN).
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Jedes übliche land-basierte
Telefon ist über eine
Zweidrahtleitung mit einem Vermittlungsamt verbunden, die die Übertragung
in beiden Richtungen unterstützt.
Bei Anrufen über
mehr als etwa 35 Meilen müssen
die beiden Übertragungsrichtungen
auf physikalisch getrennte Drähte
aufgespaltet werden, was eine Vierdrahtleitung ergibt. Die Vorrichtung,
die eine Schnittstelle zwischen den Zweidraht- und den Vierdrahtsegmenten
bildet wird als Gabelschaltung bezeichnet. Eine typische Ferntelefonschaltung
kann als zweidrahtig in der Teilnehmerschleife zur lokalen Gabelschaltung,
als vierdrahtig über
das Fernnetz zur Gegengabelschaltung und dann als zweidrahtig zum
Gegentelefon beschrieben werden.
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Obwohl
die Verwendung von Gabelschaltungen die Fernübertragung von Sprache vereinfacht, können Impedanzfehlanpassungen
in der Gabelschaltung Echos verursachen. Die Sprache des Sprechers
A wird von der Gegengabelschaltung (die dem Sprecher B am nächsten gelegene
Gabelschaltung) im Telefonnetz zurück zum Sprecher A reflektiert,
so daß der
Sprecher A ein unangenehmes Echo seiner Stimme hört. Netzechokompensatoren werden
deshalb im land-basierten Telefonnetz angewandt, um Echos zu eliminieren,
die von Impedanzfehlanpassungen in den Gabelschaltungen verursacht
werden und normalerweise zusammen mit der Gabelschaltung im Vermittlungsamt
zu finden sind. Somit wird der Echokompensator, der dem Sprecher A
oder B am nächsten
gelegen ist, zur Kompensation des durch die Gabelschaltung am anderen
Ende der Verbindung verursachten Echos verwendet.
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Es
wird jedoch allgemein empfohlen, daß der Echokompensator bei Verbindungen,
die einen Datenverkehr hoher Bitraten mit ihren eigenen Echokompensator
aufweisenden V-Serien-Modems übertragen,
abgeschaltet werden sollte. Um die Echonetzkompensatoren abzuschalten, übertragen
die Modems einen Ton von 2100 Hz, wobei periodische Phasenumkehrungen
alle 450 ms in den Ton am Beginn einer Datenkommunikationssitzung
eingefügt werden.
Der Echokompensator sollte ausgeschaltet werden, wenn ein derartiger
Ton übertragen
wird, und der Echokompensator sollte nicht ausgeschaltet werden,
wenn ein Ton von 2100 Hz ohne Phasenumkehrungen übertragen wird. Die Charakteristika
des Ausschaltetons sind in der ITU-T-Empfehlung G 165 definiert, von denen
einige wie folgt sind. Der Tondetektor muß Töne im Frequenzbereich von 2079
bis 2121 Hz mit periodischen Phasenwechseln im Bereich von 155 bis
205° detektieren.
Der Tondetektor sollte die Töne
nicht außerhalb
des Frequenzbereiches von 1900 bis 2350 Hz detektieren. Außerdem sollte
der Tonausschalter keine Phasenwechsel im Ton detektieren, die weniger
als 110° betragen.
Die weiße
Rauschenergie, die zum Verhindern der Feststellung erforderlich
ist, sollte nicht größer als
die Energie des Tons sein. Der Tondetektor sollte keine Töne mit Pegeln
von weniger als –35
db detektieren.
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Die
Erkennung einer reinen Sinuswelle in Rauschen stellt bei vielen
Lösungen
ein klassisches Signalverarbeitungsproblem dar. Andererseits gibt
es über
die Feststellung von Sinuswellen mit periodischen Phasenumkehrungen
nicht allzu viele bekannte Werke. Die optimale Lösung des Problems würde in der
Implementierung eines angepaßten
Filters für das
Ausschaltesignal bestehen. Dies würde allerdings zum einem Algorithmus
mit einer inakzeptabel hohen Rechenkomplexität und langen Verarbeitungsverzögerungen
führen.
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Die
bekannten in der Praxis angewandten Tondetektoren enthalten eine
Form einer Phasenregelschleife, die auf Eingangssignale wirkt. Der
Ausgang der Phasenregelschleife wird dann mit möglicherweise zeitversetzten
Eingangssignalen verglichen. Liegt keine Phasenumkehrung vor, so
ist der Ausgang der Phasenregelschleife in der Nähe des Eingangssignals. Findet
eine Phasenumkehrung statt, so weicht der Ausgang der Phasenregelschleife vom
Eingangssignal für
eine durch Zeitkonstanten, die in der Phasenregelschleife involviert
sind, bestimmte Zeit ab. Diese Differenz wird dann zum Feststellen
der Phasenumkehrung verwendet. Ein Problem bei dieser Lösung liegt
darin, daß die
Feststellung der Phasenumkehrung bei Signalen durchgeführt wird,
die Außerband-Störsignale
enthalten, wodurch die Wahrscheinlichkeit einer korrekten Feststellung
verringert wird. Wäre
eine Bandpaßfilterung in
dem System enthalten, so würde
es neben dem Außerbandgeräusch die
Schärfe
der Phasenumkehrung entfernen, und die Phasenregelschleife wäre in der
Lage, den resultierenden glatten Phasenwechsel zu verfolgen. Hierdurch
würde sich
eine geringere Differenz zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen
ergeben und somit die Feststellung verschlechtern.
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Aus
diesem Grund besteht in der Technik der Bedarf an einem Tondetektor,
der die Mängel
des oben zitierten Standes der Technik überwindet.
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Ein
weiterer bekannter Tondetektor ist in RAVEGLIA D et al. offenbart:
,Recognition of a 2100 Hz tone with phase reversal for disabling
an echo canceller' PROCEEDINGS
OF THE FOURTH INTERNATIONAL CONFERENCE ON SIGNAL PROCESSING APPLICATIONS
AND TECHNOLOGY. ICSPAT '93,
Band 1, Oktober 1993, NEWTON, MA, USA, Seiten 179–185, XP000577567.
Das Eingangssignal wird in phasengleiche und Quadraturkomponenten geteilt,
beide werden unterabgetastet, ins Quadrat erhoben und für eine 2100
Hz Tonfeststellung sowie eine Phasenumkehrungsfeststellung summiert.
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ZUSAMMENFASSUNG
DER ERFINDUNG
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Es
ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung einen Tonausschalter bereitzustellen,
wobei die Mängel
beim Stand der Technik durch die Verwendung einer Vorkopplungsempfängerstruktur
mit phasengleichen und Quadraturkanälen anstelle einer Phasenregelschleife
und der Phasenumkehrungsfeststellung überwunden werden.
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Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, werden sowohl ein Verfahren als auch
eine Vorrichtung zum Bestimmen, wann ein Echokompensator in einem
Telefonsystem ausgeschaltet werden sollte, offenbart. Zunächst wird
ein Leistungsschätzwert
aus einem Eingangssignal bestimmt. Zusätzlich wird das Eingangssignal
in phasengleiche und Quadraturkomponenten geteilt. Die phasengleichen
und Quadraturkomponenten werden dann unterabgetastet und zum Bestimmen
eines zweiten Leistungsschätzwertes
verwendet. Die ersten und zweiten Leistungsschätzwerte werden verglichen,
um zu bestimmen, ob ein vorbestimmter Ton vorliegt. Sobald der vorbestimmte
Ton detektiert wird, bestimmt die vorliegende Erfindung, ob eine
Phasenumkehrung in dem vorbestimmten Ton vorliegt, indem sie die
phasengleichen und Quadraturkomponenten verwendet. Wird die Phasenumkehrung
detektiert, so wird der Echokompensator ausgeschaltet.
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KURZE BESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
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Diese
und weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden dem Fachmann
aus der folgenden im Zusammenhang mit den Zeichnungen verwendeten
schriftlichen Beschreibung deutlich. Es zeigen:
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1 einen
Tonanwesenheitsdetektor gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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2 die
Frequenzdiskriminierung des Tonanwesenheitsdetektors;
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3 einen
Phasenumkehrungsdetektor gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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4 ein
Blockdiagramm des Aufbaus eines Tondetektors gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung;
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5 ein
Flußdiagramm,
das die Funktionsweise des Tondetektors gemäß einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung beschreibt;
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6 die
Amplitudenkennlinie des Tiefpaßfilters;
und
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7(a)–(d) Eingangssignale mit Phasenwechsel.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG
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Im
Gegensatz zum Stand der Technik macht die vorliegende Erfindung
bei der Feststellung von Phasenumkehrungen keinen Gebrauch von einer Phasenregelschleife.
Statt dessen wird für
die Feststellung von Tönen
eine Vorkopplungsempfängerstruktur
mit phasengleichen und Quadraturphasenkanälen verwendet. Dieselben tiefpaßgefilterten und
unterabgetasteten phasengleichen und Quadraturkomponenten werden
dann dazu verwendet, um einen Phasenschätzwert des empfangenen Tons
zu berechnen.
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Der
Tondetektor kann in drei Hauptabschnitte eingeteilt werden: ein
Abschnitt zum Detektieren, ob ein Ton vorliegt; ein zweiter Abschnitt
zum Detektieren von Geräuschlosigkeit
sowie ein dritter Abschnitt zum Detektieren von Phasenumkehrungen. Der
Abschnitt zum Detektieren eines Tons ist in der 1 dargestellt.
Der Detektor 10 detektiert den spezifizierten Ton, während er
nicht auf Sprachsignale reagiert, die eine Leistung von 2100 Hz
enthalten. Das Eingangssignal S wird durch zwei Pfade gesendet.
Der erste Pfad wird im Rechner 12 einer Breitbandleistungsberechnung
unterzogen und tiefpaßgefiltert,
woraus sich eine Breitbandleistung PS ergibt, und
der zweite Pfad wird im Rechner 14 einer Schmalbandleistungsberechnung
unterzogen und tiefpaßgefiltert,
woraus sich eine Schmalbandleistung Pt ergibt.
Die Schmalbandleistung Pt wird in einem
Vergleicher 16 mit der Breitbandleistung PS verglichen.
Wird festgestellt, daß Pt > PS, so wird daraus geschlossen, daß der Ton
von 2100 Hz vorliegt.
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Ist
das Eingangssignal ein reiner Ton, der in der Frequenz variiert
wird, so variieren die Pegel von Pt und
PS mit der Frequenz, wie in der 2 dargestellt.
Die Bandbreite des Detektors wird von dem Schmalbandfilter sowie
durch die relative Verstärkung
der beiden Pfade definiert. Wird der Signalpegel erhöht, so bewegen
sich sowohl die Pt- als auch die PS-Kurve in der 2 nach oben,
während
die Bandbreite des De tektors dieselbe bleibt. Bei niedrigen Pegeln
wird der PS-Wert bei einem Schwellenwert entsprechend
Pt = –33
dBmO gesättigt.
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Enthält das Signal
Ton + Geräusch,
so ändert
sich die Schmalbandkurve Pt nur geringfügig, während sich
PS signifikant nach oben bewegt. Bei einem
bestimmten Geräuschpegel
stoppt der Detektor das Detektieren des Tons. Dieser Effekt dient
als Schutz gegen falsche Feststellungen, die von Sprach- oder Datensignalen
verursacht werden, die 2100 Hz aufweisen können, jedoch auch signifikante Leistungen
in anderen Frequenzen enthalten.
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Für den Geräuschlosigkeitsdetektor
wird die Breitbandleistung PS zum Detektieren
der Energie in dem Halteband verwendet. Fällt die Breitbandleistung PS unterhalb eines Schwellenwertes, z. B.
34 dBmO, so wird der Tondetektor ausgelöst.
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Die
Funktionsweise des Phasenumkehrungsdetektors wird in der 3 dargestellt.
Da die Frequenz des Eingangssignals von der Nennfrequenz von 2100
Hz abweichen kann, variiert der Phasenwinkel linear mit der Zeit.
Um ein einfach detektiertes Signal zu erhalten, wird die zweite
Ableitung des Phasenwinkels verwendet, was im folgenden beschrieben
wird. Das Eingangssignal wird mit einem Referenzsignal von 2100
Hz quadratur-demoduliert, um eine Sinus- und Kosinuskomponente des
Eingangssignals zu erzeugen, und der Phasenwinkel wird in dem Phasenwinkelrechner 18 berechnet.
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Ein
Tondetektor gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung ist in der 4 gezeigt,
und die Funktionsweise des Tondetektors soll nun anhand der 5 beschrieben
werden. Das Eingangssignal wird in mehrere Zweige zerteilt, sobald es
in den Detektor eintritt. In einem Zweig wird das Eingangssignal
an einen Leistungsschätzer 22 angelegt,
der einen Leistungsschätzwert
des eingehenden Signals s durch Verwendung einer rekursiven Formel
berechnet. PS(n + 1)
= (1 – α) PS(n) + αs2 (n + 1),wobei 0 < α < 1.
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Im
Hauptteil des Detektors 20 wird das Eingangssignal mit
einer Sinuswelle sin(2π2100t)
und einer Kosinuswelle cos(2π2100t)
jeweils mit den Multiplikatoren 24, 30 multipliziert.
Die von den Multiplikatoren 24 und 30 ausgegebenen
Produkte werden dann in den Tiefpaßfiltern 26 und 32 tiefpaßgefiltert. Schließlich werden
die tiefpaßgefilterten
Signale in den Unterabtastern 28–34 mit einem Faktor
von m unterabgetastet. Das Unterabtasten der phasengleichen und
Quadraturkomponenten wird mit dem Ziel eingeführt, einen rechnerisch effizienten
Algorithmus zu erhalten. Ein geeigneter Wert für m ist 16, jedoch genügen andere
Werte dem Nyquist-Abtasttheorem nach der Tiefpaßfilterung und sind somit ebenfalls möglich.
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Die
Tiefpaßfilterung
kann auf einfache Weise über
eine Summierung über
achtundvierzig sequentielle Abtastungen (samples) implementiert
werden. Die Impulsantwort eines derartigen Filters ist gegeben durch:
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Der
Frequenzgang des Filters kann durch Berechnen der Fourier-Transformierten
der Impulsantwort ermittelt werden.
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Somit
weist der Filter eine lineare Phasenkennlinie und eine Tiefpaßamplitudenkennlinie
auf, die in der 6 dargestellt sind. Wie in der 6 gezeigt,
sind die Nullen der Amplitudenkennlinie an Vielfachen von fS/48 Hz plaziert, wobei fS die
Abtastfrequenz ist. Dies entspricht einem rechteckigen Fenster-FIR-Filterdesign,
das eine schmale Hauptstrahlungskeule mit relativ hohen Nebenbereichspegeln
ergibt. Es gilt jedoch zu berücksichtigen,
daß der Nebenbereichspegel
in der vorliegenden Erfindung keine Hauptsorge darstellt. Da nur
jede sechzehnte Ausgangsabtastung des tiefpaßgefilterten Ausgangssignal
benötigt
wird, kann die Summierung selbstver ständlich durch Verwenden von
drei Untersummen erfolgen, wobei jede sechzehn sequentielle Abtastungen
abdeckt. Der Referenzton kann auf einfache Weise durch die Verwendung
von cosf(n + 1) = cosfncosf – sinfnsinf sinf(n
+ 1) = sinfncosf + cosfnsinferzeugt werden. Der Detektor schätzt dann
die Leistung innerhalb eines kleinen Frequenzbandes von ca. 2100
Hz unter Verwendung von Pt(n
+ 1) = (1 – β)Pt(n) + β(s2q (n
+ 1) + s2i (n + 1))wobei Si und Sq die unterabgetasteten phasengleichen und
Quadraturkomponenten bzw. 0 > β > 1 darstellen. Die
geschätzte
Tonleistung Pt muß mit der geschätzten Eingangssignalleistung
PS verglichen werden, um zu bestimmen, ob
ein Ton vorliegt oder nicht. Es wird entschieden, daß der 2100
Hz-Ton vorliegt, wenn die zwei folgenden Bedingungen gleichzeitig
für eine
vorbestimmte Zeitdauer erfüllt
sind, z. B. 260 ms:
- 1). Tonleistung, Pt ist größer als –33 dBmO;
und
- 2). Pt > 0,5 PS.
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Die
erste Bedingung wird verwendet, um zu bestimmen, ob die Leistung
des Tons hoch genug ist, um gemäß der ITU-T
G.165 Spezifikation signifikant zu sein. Die zweite Bedingung stellt
sicher, daß die Leistung
des Tons im Vergleich zur gesamten Signalleistung, die als reiner
Ton detektiert werden soll, groß genug
ist.
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Wird
festgestellt, daß ein
Ton vorliegt, muß der
Detektor nunmehr bestimmen, ob eine 180°-Phasenumkehrung ebenfalls stattgefunden
hat. Zu diesem Zweck berechnet der Detektor den Phasenwinkel des
unterabgetasteten Signals. Bei einer Festpunktimplementierung kann
der Arkustangens einfach durch Verwendung einer Pade-Approximation berechnet
werden, die gegeben ist durch
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Der
Phasenwinkel wird folglich durch
erhalten, wobei a und b jeweils
die momentanen Quadratur- und phasengleichen Komponenten darstellen.
Das durch die obigen Formeln erhaltenen Resultat kann durch Addieren
oder Subtrahieren von 180° gemäß den Vorzeichen
von a und b weiter in die Intervalle –180, 180° versetzt werden.
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Für einen
reinen Ton ist der Phasenschätzwert
eine lineare Funktion der Zeit, die durch ϕ(t)
= 2π(ϑ – 2100)tgegeben
ist, wobei ϑ die Frequenz des Eingangstons ist. Liegt eine
Phasenumkehrung vor, so enthält
die Phasenfunktion eine Diskontinuität, die durch Differenzieren
des Phasenschätzwertes
und durch Vergleichen des Resultats mit einem Schwellenwert detektiert
werden kann. Die Diskontinuität
erscheint als ein Impuls in der Ableitung. Die erste Ableitung der Phase
enthält
jedoch eine unbekannte Konstantenkomponente 2π(ϑ – 2100), die im Schwellenwert
in Betracht gezogen werden sollte. Diese Komponente liegt in Ableitungen
der zweiten und höheren
Ordnungen nicht vor, so daß die
zweite Ableitung für
Feststellungszwecke gewählt
wurde, wobei jedoch keine Beschränkung
auf diese besteht. Die Ableitung der zweiten Ordnung enthält zwei
aufeinanderfolgende Impulse mit gegensätzlichen Polaritäten, wenn
die Phasenumkehrung auftritt und ist ansonsten nahe 0. Nähert man
die Differenzierung über
die entsprechende Differenz an, so bezieht sich die Höhe der Impulse
direkt auf den vorliegenden Phasenwechsel. Die Differenz zweiter
Ordnung kann als d(t) = ϕ(t) – 2ϕ(t – τ) + ϕ(t – 2τ)berechnet
werden, wobei τ der
ganzzahlige Grundwert des Differenzoperators ist.
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Um
die Phasenumkehrung zu detektieren, berechnet der Detektor somit
eine Differenz zweiter Ordnung der Phase und konvertiert das Resultat
in das Intervall (–180,
180) Grad und vergleicht den Absolutwert des Resultats mit einem
Schwellenwert in Komparator 46. Gemäß einer Ausführungsform
ist der Schwellenwert auf 132,5° gesetzt,
d. h. den Mittelwert von 110 und 155°. Es wird entschieden, daß die Phasenumkehrung
vorliegt, wenn der Ausgang zwei aufeinanderfolgende Spitzen hat,
die zeitlich durch den Grundwert des Differenzoperators getrennt
sind.
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Ändert sich
die Phase des Tones um 180° wie
in den 7(a)–(b) dargestellt,
so besteht die erste Differenz, ϕ(t) – ϕ(t – τ) aus einer
Konstanten, die durch die Frequenz des Tons und eine Spitze mit
einer Höhe
von 180° bestimmt
wird. Die zweite Differenz besteht aus zwei 180°-Spitzen. Die konstante Komponente
wird entfernt. Die Differenz zweiter Ordnung wird dann mit einem
Schwellenwert verglichen. Um den Vergleich zu vereinfachen, wird
die zweite Ableitung zuerst in das Intervall von Hauptwerten von
Arc-Funktionen konvertiert, d. h. in (–180, 180)°, indem 360 Grad gegebenenfalls
addiert oder subtrahiert werden. Eine weitere Vereinfachung wird dadurch
erreicht, daß der
Absolutwert der zweiten Ableitung genommen wird. Somit ist nur ein
positiver Schwellenwert notwendig. Es muß jedoch berücksichtigt
werden, daß es
sich lediglich um eine Vereinfachung der Implementierung handelt. Überschreitet der
Wert der zweiten Ableitung den Schwellenwert bei zwei Zeitmomenten,
getrennt durch τ,
so wird entschieden, daß eine
Phasenumkehrung vorliegt.
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Tiefpaßfilterung
beeinflußt
das Signal derart, daß der
Phasensprung im Ausgang des Demodulators über mehrere aufeinanderfolgende
Abtastungen, selbst in unterabgetasteten Signalen, geglättet wird. Um
den negativen Effekt der Verbreiterung zu reduzieren, muß die Differenz
zweiter Ordnung mit einem Grundwert τ, der groß genug ist, verglichen werden. Gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung, kann ein Grundwert gleich acht Abtastungen verwendet
werden.
