DE69610505T2

DE69610505T2 - Digitaler phasenumkehrdetektor

Info

Publication number: DE69610505T2
Application number: DE69610505T
Authority: DE
Inventors: John Miller; Alexander Tulai
Original assignee: Mitel Corp
Current assignee: Microsemi Semiconductor ULC
Priority date: 1995-10-20
Filing date: 1996-10-16
Publication date: 2001-05-03
Anticipated expiration: 2016-10-17
Also published as: EP0856212B1; US6259750B1; WO1997015989A1; EP0856212A1; CA2161042C; CA2161042A1; DE69610505D1

Description

Diese Erfindung betrifft das Gebiet der Telekommunikation und genauer ein Verfahren zum Erfassen einer gültigen Phasenumkehr.
Es gibt bestimmte Situationen in der Telekommunikation, in denen eine Phasenumkehr benutzt wird, um eine bestimmte Bedingung zu signalisieren. Zum Beispiel wird im ITU (International Telecommunications Union)-Standard G.165 mit dem Titel "General Characteristics of International Telephone Connections and International Telephone Circuits (Allgemeine Eigenschaften internationaler Telefonverbindungen und internationaler Telefonschaltungen)" ein Tonsignal mit 2100 Hz, das alle 550±25 ms eine Phasenumkehr hat, benutzt, um einen Echolöscher zu sperren. Eine gültige Phasenumkehr ist als eine Phasenvariation in dem Bereich von 180º ± 25º eines Tons mit 2100 Hz (± 21 Hz) definiert. Eine ungültige Phasenumkehr ist als eine Phasenvariation in dem Bereich von 00 ± 110º definiert.
Einige Einrichtungen müssen vorgesehen sein, um gültige Phasenumkehrungen zu erfassen und ungültige Phasenumkehrungen zurückzuweisen. Der benutzte Detektor muß perfekt bei Signalen arbeiten, die einen Pegel von - 31 dBms bis 06 dBms unter Bedingungen des weißen Rauschens weniger als oder gleich 11 dB unterhalb des Pegels des Tonsignals mit 2100 Hz haben. Für Weißrauschenpegel zwischen 11 dB und 5 dB unterhalb des Pegels des Tonsignals sollte der Prozentanteil der korrekten Operation um nicht mehr als 1% für jedes dB abfallen.
Die Tonsperreinrichtung muß innerhalb einer Sekunde auf den Empfang des Freigabesignals hin arbeiten (den Echolöscher sperren).
Während der G.165-Standard zusätzliche Erfordernisse spezifiziert, ist die zuverlässige Erfassung der Phasenumkehr wesentlich für das richtige Funktionieren des Tonsperr-Detektors für den Echolöscher.
Die WO 94/18759 beschreibt ein Verfahren zum Erfassen von Phasenumkehrungen durch Messen ihrer Trennung in der Quadraturebene. Das beschriebene Verfahren erfordert einen FIR-Filter, der kompliziert zu implementieren ist, und weiterhin beansprucht dieses Patent nur, eine Toleranz von ± 10º bei der Phaseninversion zu erreichen, was für praktische Anforderungen nicht ausreichend ist.
Die EP-A-0 629 041 offenbart eine automatische Frequenzsteuervorrichtung, die einen lokalen Oszillator, einen Quadratur-Detektor, eine Schaltung zum Abschätzen eines Frequenzversetzungswertes, eine Demodulierschaltung, eine Synchronisations-Bestimmungsschaltung, einen Speicher und eine AFC-Schaltung umfaßt. Die Synchronisations-Bestimmungsschaltung bestimmt die Empfangssynchronisation auf der Basis demodulierter Signale von der Demodulierschaltung, um ein Synchronisation-Bestimmungssignal an die AFC-Schaltung auszugeben, wenn die Empfangssynchronisation eingerichtet ist, und gibt den Wert an die AFC-Schaltung aus.
Die EP-A-0 589 277 offenbart, daß ein empfangenes Hochfrequenzsignal in zwei Mischern mit Signalen eines lokalen Oszillators gemischt wird, die um 90º phasenverschoben sind. Dies führt zu zwei niederfrequenten IF-Signalen, die in Quadratur sind. Beim Fehlen weiterer Verzerrungen überspannen die Signale einen Kreis in der komplexen Ebene, wobei der Kreis aus dem Mittelpunkt verschoben ist. Die Koordinaten des Mittelpunktes werden bestimmt und von den I- und Q-Signalen subtrahiert.
Die US-A-3 993 956 offenbart ein digitales Erfassungssystem für binäre differentielle phasenverschobene verschlüsselte Signale, einschließlich eines ersten und zweiten Multiplizierers, an die das Signal angelegt wird, und das Referenzsignale empfängt, die in Quadratur zu den beiden Multiplizierem angelegt sind. Die Ausgaben der Multiplizierer werden alle durch einen Filter an eine Ein-Bit-Verzögerungsschaltung gelegt, wobei die Ausgaben der Filter und der Verzögerungsschaltungen an einen dritten und vierten Multiplizierer gelegt werden. Die Ausgaben des dritten und vierten Multiplizierers, die Signale von den beiden Filtern empfangen, werden summiert, um das erfaßte digitale Signal zur Verfügung zu stellen.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen zuverlässigen Phasenumkehrdetektor zur Verfügung zu stellen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Phasenumkehr-Detektor zur Verfügung gestellt, mit Mitteln zum Empfang eines Eingangssignals, welches als Folge einer gelegentlichen Phasenumkehr auftritt, mit einem Bandpaßfilter zur Begrenzung der Bandbreite des Eingangssignals, mit einer Einrichtung zur Erzeugung von Signalen, welche die Quadraturkomponenten des in der Bandbreite begrenzten Eingangssignales repräsentieren, und mit Mitteln, die auf die Auswanderung der Lage der Quadraturkomponenten in der Quadraturebene ansprechen, wenn diese Auswanderung größer ist als ein vorbestimmter Pegel, wodurch ein Signal erzeugt wird, welches eine zulässige Phasenumkehr anzeigt, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung von Signalen, welche die Quadraturkomponenten des Eingangssignals repräsentieren, Mittel aufweist, um örtliche Sinus- und Cosinussignale zu erzeugen, deren Frequenz so verändert wird, daß eine beste Anpassung bezüglich der Frequenz des ankommenden Signals erreicht wird, und daß Multiplizierstufen vorgesehen sind, um die örtlich erzeugten Sinus- und Cosinussignale mit dem Eingangssignal zu multiplizieren und um die Signale zu erzeugen, die die Quadraturkomponenten des Eingangssignals repräsentieren.
Der Detektor kann auch eine Einrichtung zum Durchlassen des einlaufenden Signals umfassen, das hart begrenzt sein kann, um die Notwendigkeit einer automatischen Verstärkungssteuerschaltung auszuschalten, während die Funktionalität des Detektors über einen großen dynamischen Bereich des Eingangssignals sichergestellt ist. Diese hart begrenzende Operation ist äquivalent dazu, die Vorzeichenfunktion auf das durchgelassene Signal aufzugeben.
Die Erfindung stellt auch ein Verfahren zum Erfassen gültiger Phasenumkehrungen in einem Eingangssignal zur Verfügung, das einer gelegentlichen Phasenumkehr unterworfen ist, mit den folgenden Schritten: die Eingangssignale werden in der Bandbreite durch einen Bandpaßfilter begrenzt; es werden Signale erzeugt, die die Quadraturkomponenten hiervor repräsentieren; es wird der Abstand zwischen den Signalen zu unterschiedlichen Zeiten in der Quadraturebene bestimmt, und es wird ein Signal erzeugt, das eine zulässige Phasenumkehr anzeigt, wenn der Abstand oder ein hiervon abhängiger Wert einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale, welche die Quadraturkomponenten des Eingangssignals erzeugen, durch Multiplikation des Eingangssignals mit örtlich erzeugten Sinus- und Cosinussignalen erzeugt werden, deren Frequenz so verändert wird, daß sie am besten der Frequenz des ankommenden Signals angepaßt sind.
Die Erfindung wird nun in weiteren Einzelheiten lediglich beispielhaft mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, wobei:
Fig. 1 ein allgemeines Blockschaubild einer Echolösch-Tonsperr-Detektorschaltung ist, die einen Phasenumkehr-Detektor gemäß der Erfindung benutzt; und
Fig. 2 ein detailliertes Blockschaubild eines Phasenumkehr-Detektors gemäß der Erfindung ist.
Weitere Einzelheiten unten, und auch an die Schaltung 5 für den Schutz gegen falschen Betrieb aufgrund von Sprache. Die Schaltung 5 empfängt auch das Eingangssignal 15 (KT).
Das Eingangssignal 1 S(KT) wird auch an den Eingang einer Schaltung 6 zum Schutz gegen falsche Operation aufgrund eines Datensignals gelegt, und die Ausgänge der Schaltungen 4,5 und 6 werden mit einer Steuerlogikeinheit 7 verbunden, die ein Echolöscher-Sperrsignal erzeugt, wenn eine gültige Phasenumkehr erfaßt wird.
Die Arbeitsweise der Schaltungen 5, 6 und 7 an sich ist herkömmlich und wird von einem Fachmann gut verstanden.
Die Phasenumkehr-Detektorschaltung ist in weiteren Einzelheiten in Fig. 2 gezeigt. Diese umfaßt eine Rechenschaltung 10 für die Quadraturkomponente und eine lokale Frequenzsteuerschaltung 11.
Das bandbegrenzte Eingabesignal bpf_S(KT) wird an den (Vorzeichenfunktion-)harten Begrenzer 12 gelegt, der das Signal sign (bpf_S(KT)) ableitet. Die Bandbegrenzungsfunktion ist äquivalent dazu, die Signum-Funktion bei dem Bandpaßsignal anzuwenden.
{-1 wenn x ist < 0)
(1) sign (x) = {0 wenn x ist = 0)
{1 wenn x ist > 0)
Die Quadraturkomponenten werden berechnet, indem das Eingangssignal mit einem lokal berechneten Sinus/Cosinus-Signal von 2100 Hz (anfangs) multipliziert wird. Die Komponenten der Ausdrücke sind A sin (ωLKT) und A cos ((ωLKT), wobei A eine skalierende Konstante ist und ωL = 2πfL, wobei fL die lokale Sinuswellenfrequenz ist, die auf 2100 Hz initialisiert ist.
Das Signal A sin ωL(KT) wird in dem Sinuswellengenerator erzeugt und durch einen 90º- Phasenschieber 14 zum Multiplizierer 15 und direkt zum Multiplizierer 16 geleitet.
Die Ausgaben der Multiplizierer 15 und 16 werden jeweils durch zwei Tiefpaßfilter 17 und 18 gegeben, um die Quadraturkomponenten Qb(KT) und Ib(KT) abzuleiten. Die Eingaben an die Filter 17 und 18 sind somit jeweils sign (bpf_S(KT) · A sin (ωLLKT) und sign (bpf_S(KT) · A cos (ωLKT).
Bei einer Ausführungsform haben die Tiefpaßfilter 17 und 18 die folgenden Eigenschaften: Typ: elliptisch, Tiefpaß; Ordnung: 2; Abtastfrequenz: 8000 Hz; Durchlaßbandbreite: 100 Hz; Durchlaßband-Welligkeit: 0.1 dB; und Stopbanddämpfung: 40 dB.
Die Ausgabe der Tiefpaßfilter 17, 18 wird dann an Mittelungsschaltungen 19 und 20 gegeben, die die mittleren Quadraturkomponenten über 4 ms ableiten (d. h. 32 Abtastwerte bei 8000 Hz).
Die Erfindung basiert auf der Idee, daß eine Auswanderung der Koordinaten in der Quadraturebene bei jeder Phasenumkehr auftritt. Während es möglich sein würde, die euklidischen Abstand zwischen der Position des Quadraturpunktes (Ib(KT), Qb(KT)) vor und nach der Phasenumkehr in der Quadraturebene zu bestimmen, tritt die Auswanderung des Quadraturpunktes, wenn ein Phasensprung auftritt, aufgrund von Filterungseffekten in dem Telefonnetzwerk, dem Analog/Digital-Wandler usw. im allgemeinen nicht augenblicklich auf. Es kann wenigstens 5 ms dauern, bevor die Position des Quadraturpunktes sich nach einem Phasensprung in einem neuen Bereich stabilisiert (wobei angenommen wird, daß fi - fL sehr klein oder Null ist, sonst beginnt die neue Position sich um einen Kreis in der Quadraturebene zu verschieben.
Obwohl dieses Problem überwunden werden könnte, indem der euklidische Abstand zwischen dem gegenwärtigen Quadraturpunkt und einem vorangehenden mit einer gegebenen Verzögerung, zum Beispiel einer Verzögerung von 6 ms (48 Abtastwerte bei 8000 Hz) überwunden werden könnte, entsteht eine Schwierigkeit aus der Tatsache, daß das ankommende Signal nicht immer sauber ist. Es ist im allgemeinen durch schweres Rauschen, Quantisierungseffekte usw. beeinflußt.
Bei der bevorzugten Ausführungsform werden diese Effekte mit den Mittelungsschaltungen 19 und 20 behandelt, da die Erfassung der Phasenumkehr auf der mittleren Position in der Quadraturebene über eine vorbestimmte Zeitdauer basiert, in diesem Fall 4 ms. Diese Mittelwerte werden an die Eingänge der Verzögerungsschaltungen 21, 22 in der Steuerschaltung 11 für die lokale Frequenz gegeben.
Das lokale Sinus- und Cosinussignal wird in dem Sinuswellengenerator 13 erzeugt. Dies wird durch die Steuerschaltung 11 für die lokale Frequenz gesteuert. Diese Signale werden berechnet, indem die folgenden rekursiven Gleichungen benutzt werden.
(2) sin (nωLT) = 2 · sin ((n-1)ωLT) · cos (ωLT) -sin ((n-2)ωLT)
(3) cos (nωLT) = 2 · cos ((n-1)ωLT) · cos (ωLT) -cos ((n-2)ωLT)
Als eine Anfangsbedingung können die Sinus- und Cosinuswerte bei n = 1 und n = 2 benutzt werden, und der Sinus/Cosinus bei n = 3 (und so weiter) berechnet werden, indem die Gleichungen (2) und (3) oben benutzt werden.
Wenn beim Anstarten die Frequenz der erzeugten Sinuswelle exakt 2100 Hz ist, wird später beim Andauern des Prozesses zum Erfassen einer Phasenumkehr die Frequenz des erzeugten Signales geändert, damit sie am besten zu der des ankommenden Tons paßt, der sich in dem Bereich von 2079 Hz bis 2121 Hz ändern kann, das heißt 2100 ± 21 Hz. Wenn die Frequenz des lokal erzeugten Sinus/Cosinus-Wellensignals, die benutzt wird, um die Quadraturkomponenten zu berechnen, sich von der Frequenz des ankommenden Signals unterscheidet, dreht sich der Punkt Ib(KT), Qb(KT) auf einem Kreis in der Quadraturebene I, Q mit einer Frequenz, die gleich der Differenz zwischen den beiden Frequenzen ist, wie oben diskutiert.
Um dieses zu verhindern, muß wegen des Einflusses auf die Wahrscheinlichkeit des Erfassens einer gültigen Phasenumkehr oder des Zurückweisens eines ungültigen Phasensprunges die Frequenz der lokal erzeugten Sinuswelle gesteuert werden.
Die Gleichungen (2) und (3) oben können in einer unterschiedlichen Form wie folgt neu geschrieben werden:
(4) A · sin (nωLT) = A · sin ((n- 1) OLT) · FAF - A · sin ((n-2) ωLT)
(5) A · cos (nωLT) = A · cos ((n-1) ωLT) · FAF - A · cos ((n-2) ωLT)
Der FAF-(Frequenzanpaßfaktor) wird initialisiert auf: 2 · cos (ωLT), und A ist der Skalierungsfaktor.
Ein Frequenzsteuersignal ΔfL wird benutzt, um den FAF (Frequenzanpaßfaktor) zu modifizieren, und durch ihn die Frequenz der erzeugten Sinus/Cosinus-Wellen. ΔfL ist proportional zu der Signaldifferenz fI - fL, wobei fI die Frequenz des ankommenden Tonsignals ist. Ein Zuwachs in dem Wert des FAF führt zu einer Abnahme der Frequenz des erzeugten Signals, während eine Abnahme im Wert von FAF den entgegengesetzten Effekt hat. Experimente haben gezeigt, daß bei einer Ausführungsform das Subtrahieren von ΔfI/32 vom FAF einmal alle 4 ms das fL nahe genug bringt, so daß die Phasenumkehr-Erfassung die Anforderungen des 0.165-Standards ohne eine signifikante Zunahme in der Komplexität erfüllt.
In der Steuerschaltung für die lokale Frequenz werden die Signale Iav (nT) und Qav (nT) über vier Abtastwerte angereiht, um das zuverlässige Funktionieren der Schaltung sicherzustellen, wenn eine Phasenumkehr zu einer Übergangsperiode von bis zu 12 ms führt. Bei dieser Ausführungsform wird die Warteschlange alle 4 ms verschoben.
Um zu bestimmen, wann Phasenumkehr auftritt, wird der euklidische Abstand zwischen dem neusten Punkt Iav (nT), Qav (nT) und dem ältesten in der Warteschlange bestimmt, und wenn der Abstand einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, wird angenommen, daß eine gültige Phasenumkehr aufgetreten ist. Um die erforderliche Rechenleistung zu verringern, wird in der Praxis, wie in Fig. 2 gezeigt, das Quadrat des euklidischen Abstandes mit der vorbestimmten Schwelle im Schwellendetektor 23 verglichen. Wie es aus Fig. 2 deutlich wird, berechnet die Steuerschaltung 11 für die lokale Frequenz das Signal ΔfL, das an den Sinuswellengenerator 13 entsprechend den folgenden Gleichungen eingegeben wird:
Der beschriebene Phasenumkehr-Detektor ist einfach zu implementieren, arbeitet über einen weit größeren dynamischen Bereich als von dem G.165-Standard gefordert, erfordert keine AGC-Schaltung und widersteht einem hohen Rauschpegel extrem gut.

Claims

1. Phasenumkehr-Detektor (4) mit Mitteln zum Empfang eines Eingangssignals, welches als Folge einer gelegentlichen Phasenumkehr auftritt, mit einem Bandpaßfilter (2) zur Begrenzung der Bandbreite des Eingangssignals, mit einer Einrichtung (10) zur Erzeugung von Signalen, welche die Quadraturkomponenten des in der Bandbreite begrenzten Eingangssignales repräsentieren und mit Mitteln (11), die auf die Auswanderung der Lage der Quadraturkomponenten in der Quadraturebene ansprechen, wenn diese Auswanderung größer ist als ein vorbestimmter Pegel, wodurch ein Signal erzeugt wird, welches eine zulässige Phasenumkehr anzeigt, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (10) zur Erzeugung von Signalen, welche die Quadraturkomponenten des Eingangssignals repräsentieren, Mittel (13, 14) aufweist, um örtliche Sinus- und Cosinussignale zu erzeugen, deren Frequenz so verändert wird, daß eine beste Anpassung bezüglich der Frequenz des ankommenden Signals erreicht wird, und daß Multiplizierstufen (15, 16) vorgesehen sind, um die örtlich erzeugten Sinus- und Cosinussignale mit dem Eingangssignal zu multiplizieren und um die Signale zu erzeugen, die die Quadraturkomponenten des Eingangssignals repräsentieren.

2. Phasenumkehr-Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Multiplizierstufen (15, 16) dem Eingang von Tiefpaßfiltern (17, 18) zugeführt werden.

3. Phasenumkehr-Detektor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Tiefpaßfilter (17, 18) jeweiligen mittelwertbildenden Stufen (19, 20) zugeführt werden, die Mittelwerte Qav(nT) und Iav(nT) während einer vorbestimmten Zeit ableiten.

4. Phasenumkehr-Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (13, 14) zur Erzeugung der Sinus- und Cosinussignale einen einstellbaren Frequenzoszillator aufweisen, und daß Mittel vorgesehen sind, um die Frequenz des Oszillators auf der Frequenz des Eingangssignals zu halten.

5. Phasenumkehr-Detektor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Halten der Frequenz eine Schaltung umfassen, die ein Fehlersignal (ΔfL) von den Signalen ableitet, die die Quadraturkomponenten des Eingangssignals repräsentieren.

6. Phasenumkehr-Detektor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (11), die auf die Auswanderung in der Quadraturebene ansprechen, Mittel aufweisen, um den euclidischen Abstand zwischen aufeinanderfolgenden Punkten in der Quadraturebene zu bestimmen, und daß ein Schwellwert-Detektor (23) eine zulässige Phasenumkehr anzeigt, wenn ein Abstandswert, der von diesem Abstand abhängt, einen vorbestimmten Wert überschreitet.

7. Phasenumkehr-Detektor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß er weiter Mittel aufweist, um Signale zu erzeugen, die das Quadrat des euclidischen Abstands repräsentieren, wobei der Abstandswert das Quadrat des euclidischen Abstandes repräsentiert.

8. Phasenumkehr-Detektor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale, die die Quadraturkomponenten des Eingangssignals repräsentieren, während einer vorbestimmten Zeitdauer einer Mittelwertbildung unterworfen werden.

9. Phasenumkehr-Detektor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittelwertsignale einer Verzögerungsschaltung (21, 22) zugeführt werden und daß die Differenz zwischen den Mittelwertsignalen am Ausgang der Verzögerungsschaltung (21, 22) und dem Eingang hiervon nacheinander bestimmt wird, um ein Signal zu erzeugen, das den euclidischen Abstand repräsentiert.

10. Phasenumkehr-Detektor nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Bandpaßfilter ein Chebyshev- Filter ist.

11. Phasenumkehr-Detektor nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß er ferner eine Hartbegrenzerstufe (12) aufweist, um die Eingangssignale hart zu begrenzen.

12. Verfahren zur Bestimmung zulässiger Phasenumkehrungen in einem Eingangssignal, das einer gelegentlichen Phasenumkehr unterworfen ist, mit den folgenden Schritten: die Eingangssignale werden in der Bandbreite durch ein Bandpaßfilter begrenzt; es werden Signale erzeugt, die die Quadraturkomponenten hiervon repräsentieren; es wird der Abstand zwischen den Signalen zu unterschiedlichen Zeiten in der Quadraturebene bestimmt, und es wird ein Signal erzeugt, das eine zulässige Phasenumkehr anzeigt, wenn der Abstand oder ein hiervon abhängiger Wert einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale, welche die Quadraturkomponenten des Eingangssignals erzeugen, durch Multiplikation des Eingangssignals mit örtlich erzeugten Sinus- und Cosinussignalen erzeugt werden, deren Frequenz so verändert wird, daß sie am besten der Frequenz des ankommenden Signals angepaßt sind.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Signale, die die Quadraturkomponenten repräsentieren, den Mittelwert der Quadraturkomponenten über die Zeit hin betrachtet repräsentieren.

14. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die örtlich erzeugten Sinus- und Cosinussignale von einem einstellbaren Frequenzoszillator (13) erzeugt werden, dessen Frequenz durch ein Fehlersignal gesteuert wird, das von den Quadratursignalen abgeleitet wird.

15. Verfahren nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß das Signal, das eine zulässige Phasenumkehr anzeigt, erzeugt wird, wenn das Quadrat des Abstandes einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangssignal in der Bandbreite beim Durchlaufen eines Bandpaßfilters (2) begrenzt wird.

17. Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das in der Bandbreite begrenzte Eingangssignal durch eine Hartbegrenzerstufe (12) geschickt wird.