DE69710568T2 - Schaltung zur Schätzung der Frequenzverschiebung zwischen der Trägerfrequenz eines digitalen Signals und der Frequenz eines Überlagerungsoszillators und zugehöriger Empfänger - Google Patents

Description

• Das Gebiet der Erfindung ist das der Übertragung von digitalen Signalen, sie betrifft insbesondere eine Vorrichtung zum Abschätzen der Frequenzabweichung zwischen der Trägerfrequenz eines von einem Empfänger empfangenen digitalen Signals und der Frequenz des Ausgangssignals eines lokalen Oszillators, der in diesem Empfänger enthalten ist und zur Demodulation des empfangenen Signals oder wenigstens zu dessen Umsetzung auf eine Zwischenfrequenz dient.
• Die Erfindung ist insbesondere anwendbar auf die Übertragung von Signalen über Satellit, wo insbesondere der Dopplereffekt, die Driften des Satelliten und die Instabilität der Frequenzumsetzungsanlagen zu Frequenzverschiebungen des empfangenen Signals führen. An einer Bodenstation, die das Signal des Satelliten empfängt, wird nach Frequenzumsetzung des empfangenen Signals ins Basisband eine Drehung der Konstellation beobachtet, wodurch das empfangene Signal nicht zu den Zeitpunkten abgetastet werden kann, wo das Augendiagramm am weitesten offen ist.
• Fig. 1 ist ein Übersichtsschema eines Empfängers für digitale Signale mit einem Abschätzer für die Frequenzabweichung zwischen der Trägerfrequenz eines empfangenen digitalen Signals und der Frequenz eines lokalen Empfänger-Oszillators.
• Der Empfänger aus Fig. 1 umfaßt einen Quadratur-Demodulator mit direkter Umwandlung, in den das empfangene Signal, mit SR bezeichnet, eingegeben wird. Genauer gesagt wird das Signal SR in zwei Mischer 10, 11 eingegeben, die außerdem zwei Demodulationssignale eines lokalen Oszillators 12 empfangen, der eine (10) über einen mit 13 bezeichneten 90º-Phasenschieber. Die Mischer 10 und 11 liefern Basisbandsignale an zwei Analog- Digital-Wandler (ADC) 14, 15, auf welche Empfangsfilter 16, 17, herkömmlicherweise Nyquist-Wurzel-Bandpaßfilter (komplexe Nyquist-Filter) folgen. Die Filter 16 und 17 gewährleisten eine Unterdrückung der benachbarten Kanäle außerhalb des Bandes des modulierten Signals SR und liefern Züge I und Q, die jeweils die In-Phase- und Quadratur-Komponenten des modulierten Signals SR darstellen. Jedes empfangene Signal ist mit K Abtastwerten (K ist zum Beispiel gleich 4) codiert. Die Züge I und Q werden in einen Abschätzer 18 eingegeben, der dazu dient, die Frequenzabweichung zwischen dem Signal SR und dem Ausgangssignals des lokalen Oszillators 12 zu bestimmen. Diese Frequenzabweichung ist mit ε bezeichnet und wird in den lokalen Oszillator 12 eingegeben, um eine automatische Frequenzkontrolle zu realisieren.
• Der Abschätzer 18 arbeitet herkömmlicherweise nach dem Alberty-Algorithmus. Der Nachteil dieses Algorithmus ist, daß er in Gegenwart von Störern nur für Frequenzverschiebungen von mehr als Ds/4 funktioniert, wobei Ds die Symbolrate ist. Diese Störer sind bei der Satellitenübertragung die dem demodulierten Kanal benachbarten Kanäle. Sobald einer dieser benachbarten Kanäle bis auf ±Ds/2 in das Band der Empfangsfilter eindringt, koppelt der Abschätzer 18 an den benachbarten Kanal, und die Frequenzabweichung kann nicht mehr gemessen werden. Dies führt zu einem Verlust des erwarteten Signals.
• Ziel der vorliegenden Erfindung ist insbesondere, diese Nachteile zu beheben.
• Genauer gesagt ist eines der Ziele der Erfindung, eine Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenzabweichung zwischen der Trägerfrequenz eines empfangenen digitalen Signals und der Frequenz eines Signals eines lokalen Oszillators zu schaffen, der in einem Empfänger dieses empfangenen Signals enthalten ist, wobei diese Frequenzabschätzungsvorrichtung in einem größeren Frequenzbereich als der Alberty-Algorithmus funktioniert und weniger empfindlich auf das Vorhandensein von Störern als dieser Algorithmus ist.
• Dieses Ziel sowie andere, die nachfolgend deutlich werden, werden erreicht durch eine Vorrichtung zur Abschätzung der Frequenzabweichung zwischen der Trägerfrequenz eines empfangenen digitalen Signals und der Frequenz eines Signals einen lokalen Oszillators, der in einem Empfänger des empfangenen Signals vorhanden ist, wobei der Empfänger eine Quadratur-Demodulation des empfangenen Signals gewährleistet, wobei die Vorrichtung umfaßt:
• - Mittel zum Erfassen des im Band der Empfangsfilter empfangenen Rauschpegels;
• - Mittel zum Berechnen von diskreten Fouriertransformierten des ins Basisband verschobenen empfangenen Signals;
• - Mittel zum Akkumulieren der erfaßten Energien beiderseits der Mittenfrequenz der Empfangsfilter;
• - Mittel zum Subtrahieren des Rauschpegels von diesen Energiebändern;
• - Mittel zum Vergleichen der resultierenden Energien, wobei diese Vergleichsmittel eine Abschätzung der Frequenzabweichung liefern.
• Ein solcher Abschätzer hat den Vorteil, in Abwesenheit von Störern bei Frequenzverschiebungen von weniger als Ds/2 zu funktionieren.
• Vorteilhafterweise sind die Vergleichsmittel Mittel zum Berechnen des Verhältnisses der resultierenden Energien.
• Die erfindungsgemäße Vorrichtung umfaßt vorzugsweise Mittel zum Erfassen einer Frequenzverschiebung von mehr als Ds/4, wobei Ds die Symbolrate ist.
• Diese Mittel zum Erfassen einer Frequenzverschiebung von mehr als Ds/4 vergleichen vorteilhafterweise den Energiepegel des Mittenpunktes (pm) des mit Hilfe der Rechenmittel erhaltenen Spektrums mit den Energiepegeln von zwei Punkten, die unmittelbar diesseits der Energiepegel bei -3 dB dieses Spektrums liegen, und bewirken eine Verschiebung der Frequenz des lokalen Oszillators um ±Ds/4, wenn einer der zwei Energiepegel größer als der Energiepegel des Mittenpunktes ist.
• Die Erfindung betrifft auch einen Empfänger für ein digitales Signal, der eine solche Abschätzungsvorrichtung umfaßt.
• Andere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich deutlicher aus der Lektüre der nachfolgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausgestaltung, die zur Erläuterung und nicht zur Einschränkung angegeben wird, und der beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:
• - Fig. 1 ein Übersichtsschema eines bekannten Empfängers für digitale Signale, wobei dieser Empfänger einen Abschätzer für die Frequenzabweichung zwischen der Trägerfrequenz eines empfangenen digitalen Signals und der Frequenz eines lokalen Empfangsoszillators umfaßt;
• - Fig. 2 ein Übersichtsschema eines Abschätzers einer solchen Frequenzabweichung gemäß der vorliegenden Erfindung;
• - Fig. 3 ein Spektrum auf N = 16 FFT-Punkten, erhalten nach einer Glättung über L = 1000 Vektoren aufeinanderfolgender, am empfangenen Signal realisierter FFTs;
• - Fig. 4 die Schwankung einer Abschätzung ε in Abhängigkeit von der auf die Symbolzeit normierten Frequenzabweichung, also ΔF · Ts in Abwesenheit von Störern für N = 16 Punkte und L = 1000;
• - Fig. 5 die Schwankung dieser Abschätzung ε als Funktion von ΔF · Ts in Gegenwart von Störern, gebildet durch zwei beiderseits benachbarte Kanäle, um 13 dB unterhalb des Pegels des demodulierten Kanals.
• Fig. 1 wurde bereits mit Bezug auf den Stand der Technik beschrieben.
• Fig. 2 ist ein Übersichtsschema eines Frequenzabweichungsabschätzers nach der vorliegenden Erfindung. Die Züge I und Q im Basisband werden in einen fakultativen Dezimierer 20 eingegeben, der eine eventuelle Dezimierung der empfangenen Bits um einen Faktor M gewährleistet. Die Verwendung dieses Dezimierers 20 ist verknüpft mit einer Mehr-Raten-Funktionalität des Empfängers. Wenigstens 4 Abtastwerte pro Symbol sind am Ausgang des Dezimierers 20 verfügbar. Die dezimierten Züge werden in Mittel 21 zum Berechnen diskreter Fouriertransformierten auf N Punkten eingegeben (FFT steht für Fast Fourier Transform), die für die Amplituden der berechneten FFT-Punkte repräsentative Signale Xk und Yk liefern. Diese Signale werden eingegeben in eine Einheit 22 zum Berechnen des quadrierten Betrages der Amplituden Xk und Yk. Die Einheit 22 liefert also am Ausgang Vektoren mit dem Wert Xk² + Yk². Jeder dieser Vektoren besteht aus N FFT-Punkten. Eine Anzahl L von aufeinanderfolgenden Vektoren werden in einem Summierer 23 akkumuliert, der mit einer Verschiebungseinheit 24 zusammenwirkt. Diese Summation hat das Ziel, eine Glättung des Spektrums zu realisieren und so die Varianz der getrennt aufgenommenen N FFT- Punkte zu verringern.
• Fig. 3 zeigt ein Spektrum über N = 16 FFT-Punkte, erhalten nach einer Glättung über L = 1000 FFT-Vektoren. Das Verhältnis Eb/No ist gleich 3 und die Frequenzverschiebung ist gleich Ds/2 (ungünstigster Fall, da die Hälfte des Bandes eines benachbarten Kanals in das Band des Empfangsfilters eindringt.) Die erfaßte Energie ist mit E bezeichnet. Es wird eine Asymmetrie des Spektrums aufgrund dieser Frequenzabweichung beobachtet.
• Um die erwähnte Frequenzabweichung abzuschätzen, schlägt die Erfindung vor, die beiderseits der Mittenfrequenz der Empfangsfilter 16 und 17 erfaßten Energien zu vergleichen (Fig. 1), nachdem von ihnen der Pegel des im empfangenen Spektrums vorhandenen Rauschen abgezogen ist, wie im folgenden beschrieben wird.
• Die L akkumulierten Vektoren werden einem Demultiplexer 25 zugeführt, der die Verteilung der verschiedenen Punkte des Spektrums auf vier Module 26 bis 29 gewährleistet.
• Das Modul 26 berechnet die im unteren Band des Spektrums der Fig. 3 enthaltene Energie, zum Beispiel die zwischen den Punkten 0 und b&sub1;&submin;&sub1; enthaltene, wobei b&sub1; ein Punkt in einem gegebenen Abstand vom Mittelpunkt des Spektrums ist. Genauer gesagt berechnet das Modul 26 den folgenden Wert:
• wobei Ei die Energien der Punkte zwischen 0 und b&sub1; - 1 sind.
• Umgekehrt berechnet das Modul 28 die im oberen Band des Spektrums der Fig. 3 enthaltene Energie, z. B. die zwischen den Punkten b&sub2; + 1 und N - 1 enthaltene, wobei b&sub2; ein Punkt im gleichen Abstand von der Mitte des Spektrums wie der Punkt b&sub1; ist. Genauer gesagt berechnet das Modul 28 den folgenden Wert:
• wobei Ei die Energien der Punkte zwischen b&sub2; + 1 und N - 1 sind.
• Das Modul 27 berechnet das Minimum der Punkte b&sub1; und b&sub2;, um eine Information über den Rauschpegel zu liefern. In Fig. 3 ist dieser Rauschpegel gegeben durch den Punkt b&sub1;, denn der Punkt b&sub2; liegt auf einem höheren Energiepegel. Allgemein wird das Rauschen abgeschätzt durch Vergleichen der Punkte des Spektrums, die sich bei ungefähr ±Ds/5 von der Mittenfrequenz befinden. Die Punkte b&sub1; und b&sub2; können durch die folgenden Beziehungen erhalten werden:
• b&sub1; = (2.N.M/n.K) und b&sub2; = N - b&sub1;
• Der Wert von n hängt ab vom Roll-off der beim Empfang verwendeten Nyquist-Filter. Typischerweise liegt ein solcher Roll-off in der Größenordnung von 0,3 oder 0,4, und der Wert von n ist 5.
• Mittel zum Subtrahieren 30, 31 sind vorgesehen, um den durch das Modul 27 gegebenen Rauschpegel von den von den Modulen 26 und 28 ausgegebenen Energiepegeln abzuziehen. Am Ausgang dieser Subtraktionsmittel 30, 31 liegen also die in Fig. 3 schraffierten Energiepegel vor. So wird man den im Band der Empfangsfilter aufgefangenen variablen Rauschpegel los.
• Die Erfindung schlägt vor, anschließend diese resultierenden Energiepegel zu vergleichen, wobei ihre Differenz proportional zur zu bestimmenden Frequenzabweichung ist. Zum Beispiel kann dieser Vergleich wie folgt ablaufen:
• Die von den Subtraktionsmitteln 30, 31 herrührenden resultierenden Energien werden in Absolutwertschaltungen 32, 33 eingegeben, auf welche Logarithmierer 34, 35 folgen. Die Ausgänge der Logarithmierschaltungen 34, 35 werden auf einen Subtrahierer 36 gegeben, der die Abschätzung ε liefert.
• Die Abschätzung ε wird anschließend an eine Transcodiertabelle geliefert, die für jede Abschätzung ε eine am lokalen Oszillator 12 des Empfängers (Fig. 1) durchzuführende Frequenzverschiebung liefert. Die eventuelle Restfrequenzverschiebung wird anschließend mit Hilfe eines anderen Algorithmus korrigiert, der es erlaubt, die vorgenommene Korrektur zu verfeinern.
• Fig. 4 zeigt die Schwankung der Abschätzung ε als Funktion der auf die Symbolzeit normierten Frequenzabweichung in Abwesenheit von Störern für N = 16 Punkte und L = 1000.
• Man erkennt, daß diese Charakteristik 40 in einem Bereich zwischen -0,5 und +0,5 vom Verhältnis Eb/No unabhängig ist, wobei dieser Bereich dem Intervall [-Ds/2, +Ds/2] entspricht.
• Die bis hier beschriebene erfindungsgemäße Vorrichtung funktioniert also für Frequenzverschiebungen zwischen ±Ds/2, also in einem zweimal größeren Bereich als der Alberty-Algorithmus.
• Fig. 5 zeigt die Schwankung der Abschätzung ε bei Vorhandensein von zwei benachbarten Kanälen, die beiderseits des demodulierten Kanals in einer Entfernung von 13 dB von dessen Pegel vorhanden sind (starke Störer). Zu Vergleichszwecken ist auch die Kennlinie 40, die derjenigen der Fig. 4 (Nichtvorhandensein von benachbarten Kanälen) entspricht, ebenfalls dargestellt. Die Kennlinien 50, 51 und 52 werden bei Vorhandensein der besagten benachbarten Kanäle jeweils für Eb/No = 3, 5 und 10 aufgenommen. Alle diese Kennlinien werden für N = 16 und L = 1000 erhalten.
• Man stellt fest, daß unabhängig vom Pegel des Störers die Abschätzung ε für Verschiebungen unterhalb Ds/4 (ΔF · Ts zwischen ± 0,25) zuverlässig ist. Eine sehr deutliche Divergenz (ein abrupter Wechsel des Vorzeichens der Ableitung) der Abschätzung ε wird erhalten, sobald die Frequenzabweichung ΔF · Ts diese Grenzen verläßt. Dies führt zu einer Mehrdeutigkeit hinsichtlich der durchzuführenden Frequenzkorrektur.
• Um diesen Nachteil zu beheben, schlägt die Erfindung ferner vor, zu erfassen, ob die auf die Symbolzeit normierte Abweichung der Frequenzen ΔF · Ts größer als Ds/4 wird. Zu diesem Zweck vergleicht das Modul 29 die Energiepegel b&sub3; und b&sub4; der Fig. 3 mit dem Mittenpunkt pm des empfangenen Spektrums in dem betreffenden Band. Dieser Mittenpunkt pm ist der für die FFT von Rang 0 erhaltene. Er befindet sich um 3 dE diesseits des maximalen Pegels für eine Frequenzverschiebung von Ds/2. Die Punkte b&sub3; und b&sub4; liegen typischerweise bei N/2 ± 2. In der Praxis sind die Punkte b&sub3; und b&sub4; diejenigen Punkte des Spektrums, die ±Ds/2 entsprechen und sind die ersten Punkte des Spektrums, die diesseits der Energiepegel bei -3 dB liegen.
• Das Modul 29 befiehlt dem lokalen Oszillator des Empfängers eine Verschiebung um +Ds/4, wenn der Energiepegel des Punktes b&sub3; höher als der Energiepegel des Punktes pm ist, und eine Verschiebung um -Ds/4, wenn der Energiepegel des Punktes b&sub4; höher als der Energiepegel des Punktes pm ist. Wenn nämlich einer dieser zwei Punkte eine höhere Energie als pm besitzt, bedeutet dies, daß ein Teil der Energie eines benachbarten Störers im Band der Nyquist-Filter liegt, und daß die Analyse um einen Wert von Ds/4 oder mehr verschoben ist. Diese Verschiebung um ±Ds/4 ermöglicht somit eine Neuzentrierung des Spektrums in dem Band, wo eine Abschätzung ε nur einer einzigen durchzuführenden Frequenzverschiebung ΔF · Ts entspricht (eindeutige Charakteristik). Das Modul 29 bildet also ein Mittel zur Erfassung einer Frequenzverschiebung von mehr als Ds/4.
• In Abhängigkeit von der bestehenden Frequenzverschiebung zwischen der Trägerfrequenz des empfangenen Signals und der Frequenz des lokalen Oszillatorsignals können eine oder mehrere aufeinanderfolgende Akkumulationen von L Vektoren notwendig werden:
• - In Abwesenheit eines Störers oder bei einer Verschiebung von weniger ±Ds/4 wird die Konvergenz unmittelbar nach Akkumulierung von L Vektoren erreicht;
• - In Gegenwart einer Verschiebung von mehr als ±Ds/4 und in Gegenwart von Störern sind zwei aufeinanderfolgende Akkumulationen von L Vektoren notwendig, eine erste, um das Spektrum durch Verschiebung um ±Ds/4 zu repositionieren, und eine zweite, um eine zuverlässige Abschätzung von ε zu erhalten.
• Die erfindungsgemäße Abschätzungsvorrichtung ist anwendbar auf Übertragungssysteme, die mit Modulationen arbeiten, die wenigstens 4 Abtastwerte pro Symbol verwenden. Sie eignet sich insbesondere für den Empfang von über Satellit empfangenen Daten und für eine ASIC-Implementierung.

Claims (5)

1. Vorrichtung zum Abschätzen der Frequenzabweichung, die zwischen der Trägerfrequenz eines empfangenen digitalen Signals und der Frequenz eines Signals eines lokalen Oszillators besteht, der in einem Empfänger des empfangenen Signals enthalten ist, wobei der Empfänger eine Quadratur-Demodulation des empfangenen Signals bewirkt, wobei die Vorrichtung umfasst:

- Mittel (27) zum Erfassen des im Band der Empfangsfilter (16, 17) empfangenen Rauschpegels;

- Mittel (21) zum Berechnen von diskreten Fouriertransformierten des ins Basisband (I, Q) verschobenen empfangenen Signals (SR);

- Mittel (23) zum Akkumulieren der erfassten Energien beiderseits der Mittenfrequenz der Empfangsfilter (16, 17);

- Mittel (30, 31) zum Subtrahieren des Rauschpegels von den Energiebändern;

- Mittel (32 bis 36) zum Vergleichen der resultierenden Energien, wobei diese Vergleichsmittel (32 bis 36) eine Abschätzung (E) der Frequenzabweichung liefern.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel zum Vergleichen (32 bis 36) Mittel zum Berechnen des Verhältnisses der resultierenden Energien sind.

3. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner Mittel (29) zum Erfassen einer Frequenzverschiebung von mehr als Ds/4 umfasst, wobei Ds die Symbolrate ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (29) zum Erfassen einer Frequenzverschiebung von mehr als Ds/4 den Energiepegel des Mittenpunktes (pm) des mit Hilfe der Rechenmittel (21) erhaltenen Spektrums mit den Energiepegeln von zwei Punkten (b&sub3;, b&sub4;) vergleichen, die unmittelbar jenseits der Energieniveaus bei -3 dE des [Spektrums] liegen, und dass sie eine Verschiebung der Frequenz des lokalen Oszillators (12) um ±Ds/4 bewirken, wenn einer der zwei Energiepegel (b&sub3;, b&sub4;) höher als der Energiepegel des Mittenpunktes (pm) ist.

5. Empfänger für ein digitales Signal, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4 umfasst.