DE3009450A1 - Echoausgleichsanordnung fuer homochrone datenuebertragungssysteme - Google Patents

Description

4.2.1980 /j PHN. 9379

"Echoausgleichsanordnung für homoehrone Datenübertragungssysteme".

A. Hintergrund der Erfindung. A.(i) Gebiet der Erfindung.

Die Erfindung bezieht sich auf eine Echoausgleichsanordnung, insbesondere zum Gebrauch in einem Datenmodem für simultane Zweirichtungsübertragung von Datensignalen über Zweidrahtverbindungen. A.(2) Beschreibung des Standes der Technik.

Moderne Ubertragungssysteme bestehen meistens aus einer Kombination von Zwei- und Vierdrahtverbindüngen. Vierdrahtverbindungen bestehen aus zwei Einrichtungsstrecken, und zwar aus einer Einrichtungssendestrecke und aus einer Einrichtungsempfangsstrecke. Eine Zweidraht— verbindung wird durch eine Zweirichtungsstrecke gebildet, Über die in zwei Richtungen gleichzeitig Signale in ein und demselben Frequenzband übertragen werden können. Diese unterschiedlichen Strecken werden mit Hilfe eines hybriden Koppelnetzwerkes (Gabelschaltung) miteinander verbunden. Bekanntlich wird ein hybrides Koppelnetzwerk durch eine Viertorschaltung gebildet. Ein erstes Tor, das sogenannte Sendetor, ist mit der Einrichtungssendestrecke verbunden, ein zweites Tor, das sogenannte Emp— gangstor, ist mit der Einrichtungsempfangsstrecke verbunden, ein drittes Tor, das sogenannte Kabeltor, ist mit der Zweirichtungsstrecke verbunden, und an das vierte Tor, das sogenannte Balanciertor, ist ein Balancenetzwerk angeschlossen. Dieses Balancenetzwerk dient dazu, das Koppelnetzwerk an die Kabelimpedanz anzupassen. Bei einwandfreier Einstellung dieses Netzwerkes wird ein Signal auf der Sendestrecke ausschliesslieh an dem Kabeltor erscheinen.

Wird dagegen über die Zweirichtungsstrecke ein Signal dem Kabeltor zugeführt, so wird dieses Signal ausschliesslich in der Empfangsstrecke erscheinen.

Weil jede Zweirichtungsstrecke eine oder

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mehrere Diskontinuitäten aufweist, an denen ein Signal reflektieren kann, kann in der Empfangsstrecke eine reflektierte Version desjenigen Signals auftreten, das in der Sendestrecke auftritt.

Durch die unterschiedlichen Kabellängen und Kabelarten ist die Kabelimpedanz meistens nicht genau bekannt, so dass das Balancenetzwerk niemals einwandfrei eingestellt werden kann. Dies führt dazu, dass ein Teil des Signals, das in der Sendestrecke auftritt, auch unmittel— bar über das Koppelnetzwerk in die Empfangsstrecke gelangt.

Die auf obenstehende Art und Weise in der

Empfangsstrecke auftretenden Teile des Signals, das in der Sendestrecke vorhanden ist, werden üblicherweise als Echosignal bezeichnet.

Derartige Echosignale haben einen besonders schlechten Einfluss auf die Qualität des Signals in der Empfangsstrecke. Um diese Qualität zu verbessern, sind Schaltungsanordnungen entworfen worden, um die Echosignale auszugleichen oder wenigstens den Einfluss derselben stark zu verringern. Derartige Schaltungsanordnungen sind als Echoausgleichsanordnungen bekannt.

Wie aus dem Bezugsmaterial 1 in dem Abschnitt D hervorgeht, enthält eine Echoausgleichsanordnung meistens:

- eine einstellbare Signalverarbeitungs

anordnung, die mit der Einrichtungs— sendestrecke gekoppelt ist;

- einen Differenzerzeuger, der mit der Einrichtungsempfangsstrecke verbunden ist zum Erzeugen eines Restsignals, das den

Unterscheid zwischen dem Signal, das in der Empfangsstrecke auftritt, und dem Signal, das von der Signalverarbeitungsanordnung geliefert wird, angibt; - Eine Einstellanordnung, die auf Steuer

signale reagiert zum Einstellen der Sig— nalverarbeitungsanordnung;

- einen Steuersignalgenerator zum Erzeugen

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der genannten Steuersignale und der auf das genannte Restsignal reagiert. Durch die Signalverarbeitungsanordnung wird ausgehend von einem Signal, das in der Sendestrecke auftritt, ein synthetisches Echosignal erzeugt, das in der Form dem zu erwartenden Echosignal möglichst entspricht. Das Ausmass an Übereinstimmung zwischen dem synthetischen Echosignal und dem Ist-Echosignal wird durch die Einstellung der Signalverarbeitungsanordnung bestimmt, die durch die Einstellanordnung durchgeführt wird, der das Ausgangssignal des Steuersignalgenerators zugeführt wird. Diese Einstellanordnung und dieser Steuersignalgenerator sind meistens derart aufgebaut, dass sie aus dem Restsignal ein Signal ableiten, das ein Ausmass für das nicht unterdrückte Echosignal ist, das in dem Restsignal vorhanden ist, und zwar für das sogenannte Restecho, und mit Hilfe dieses Signals auf iterative Weise die Signalverarbeitungsanordnung derart einstellen, dass ein minimaler Wert des mittleren quadratischen Wertes des Restechos erhalten wird.

In dem Bezugsmaterial 1 wird noch insbesondere vorgeschlagen, den Steuersignalgenerator mit einer Begrenzerschaltung zu versehen, der das Restsignal zugeführt wird und die dieses Signal in eine Reihe positiver und negativer Impulse umwandelt, die auf die Polarität dieses Rest— signals hinweisen. Diese auf diese Weise erhaltene Reihe von Impulsen wird nun als Steuersignal der Einstellanordnung zugeführt.

Eine derartige Ausführungsform eines Steuersignalgenerators ist besonders nützlich, wenn die Echo — ausgleichsanordnung völlig mit digitalen Bauelementen aufgebaut werden soll (siehe beispielsweise das Bezugsmaterial 2 und 3)· Eine Begrenzerschaltung bildet nämlich einen besonders einfachen Analog-Digital-Wandler für das analoge Restsignal.

Die Anmelderin hat nun jedoch ermittelt, dass, obschon eine Begrenzerschaltung zum Digitalisieren des Restsignals in einer digitalen Echoausgleichsanordnung, für ein sogenanntes plesiochrones Übertragungssystem,

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durchaus verwendbar ist, eine derartige Digitalisierung in einer Echoausgleichsanordnung, die in einem sogenannten homochronen Übertragungssystem verwendet werden muss, zu einem unzureichenden Ausgleich des Echosignals führt. Unter derartigen Umständen muss dann statt einer Begrenzerschaltung ein Analog-Digital-¥andler verwendet werden, der das Restsignal in eine Reihe von Kodeworten umwandelt, die je mehrere Bits enthalten. Ein derartiger Analog-Digital-Wandler ist jedoch relativ teuer, verbraucht viel Energie und ist ein schwer integrierbares Element. B. Zusammenfassung der Erfindung.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine

Echoausgleichsanordnung, in der zum Digitalisieren des Restsignals eine Begrenzerschaltung verwendet wird, auf einfache Weise zum Gebrauch in einem homochronen digitalen Übertragungssystem geeignet zu machen.

Nach der Erfindung enthält der Steuersignalgenerator weiterhin?

- einen Generator zum Erzeugen eines Hilfssignals, das mit dem Restsignal nicht kor-

reliert ist,

- einen zweiten Kombinierkreis, der zum Erzeugen des Begrenzereingangssignals das Hilfssignal mit dem Restsignal kombiniert.

C. Kurze Beschreibung der Figuren.

Fig. 1 zeigt auf schematische Weise einen Teil eines homochronen Datenübertragungssystems;

Fig. 2 die Quantisierungskennlinie einer Begrenzerschaltung,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel einer einstellbaren Signalverarbeitungsanordnung und einer Einstellanordnung,

Fig. k eine detaillierte Darstellung eines

Ausführungsbeispiels einer Rechenschaltung zum Gebrauch in der Einstellanordnung nach Fig. k,

Fig. 5 eine schematische Darstellung eines

Eingangskreises der Signalverarbeitungsanordnung, wenn die Abtastfrequenz des Restsignals M-mal höher ist als die

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Symbolfrequenz.

D. Bezugsmaterial.

1. Closed loop adaptive echo canceller using

generalized filter networks; US-PS.Nr. 3 499 999· 2. A new digital echo canceller for two—wire

full-duplex data transmission; K.H.Müller; IEEE transactions on communications, Vol. COM-24. Nr. 9, September 1976,

s. 956-962.

3· A passband data—driven echo canceller for

full-duplex transmission on two-wire circuits; S.B. Veinstein; IEEE transactions on communications, Vol.COM-25, Nr. 7, July 1977, S. 654-666.

4. Anordnung zum Umwandeln diskreter Signale in ein diskretes Einseitenband-frequenzmultiplexsignal und umgekehrt; DE-OS 28 11 576.

5. Digitales Filter; DE-AS 24 03 233.

6. Parallel realizations of digital interpolation filters for increasing the sampling rate; H.Urkowitz; IEEE transactions on circuits and systems; Vol. CAS-22, Nr. 2, February 1975, S. 146-154.

7· Nine digital filters for decimation and

interpolation; D.J.Goodman, M.J. Carey; IEEE Transactions on acoustics, speech and signal processing, Vol. ASSP-25, Nr. 2, April 1977, S. 121-126.

8. Digitaler Echoausgleicher für einen Modem

für Datenübertragung mit Hilfe von Modulation eines Trägers; DE-OS 28 01 375·

E. Begriffsbestimmungen.

1 . Zwei Signale sind homochron, wenn entsprech-

ende signifikante Zeitpunkte eine konstante, feste Phasenbeziehung zueinander aufweisen.

2. Zwei Signale sind plesiochron, wenn entsprechende signifikante Zeitpunkte mit derselben Nenngeschwindigkeit auftreten (zwei Signale, die dieselbe Nenn-Bit-Geschwindigkeit aufweisen, die aber nicht von demselben Taktimpulsgenerator oder von homochronen Taktimpulsgeneratoren herrühren, sind meistens plesiochron). 3· Ein homochrones übertragungssystem ist ein

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System zur übertragung von Signalen in zwei entgegengesetzten Richtungen, wobei Signale, die in der einen Richtung übertragen werden, zu Signalen, die in der entgegengesetzten Richtung übertragen werden homochron sind.

F. Beschreibung der Ausführungsbeispiele. F. (1) Der Aufbau.

In Fig. 1 ist auf blockschematische Weise

ein Teil eines homochronen Datenübertragungssystems dargestellt. Dieses System besteht aus einer Einrichtungs— sendestrecke 1, einer Einrichtungsempfangsstrecke 2 sowie aus einer Zweirichtungsstrecke 3· Diese unterschiedlichen Strecken sind mit Hilfe eines hybriden Koppelnetzwerkes h aneinander angeschlossen, und an dieses Koppelnetzwerk ist zugleich ein Balancenetzwerk 5 angeschlossen, um die Impe— danz dieses Koppelentzwerkes an die der Zweirichtungsstrecke anzupassen.

In dem dargestellten übertragungssystem

ist die Sendestrecke 1 mit einem Tiefpassfilter 6 versehen. An den Eingang dieser Sendestrecke ist eine Datenquelle 7 angeschlossen, die Datensymbole a(k) liefert. Die Grosse k stellt darin die Rangnummer des Datensymbols dar. Diese Datensymbole treten mit einer Frequenz 1/T auf. Dazu wird dieser Datenquelle über einen Taktimpulssignaleingang 8 ein Taktimpulssignal zugeführt. Die Impulswiederholungsfrequenz dieses Taktimpulssignals beträgt ebenfalls 1/T.

Der Einrichtungsempfangskanal 2 ist in dem

dargestellten AusfUhrungsbeispiel mit einem Tiefpassfilter 9 und einem Impulsregenerator 10 versehen. Dieser Impuls— regenerator 10 wird von einem Taktimpulssignal gesteuert, dessen Impulswiederholungsfrequenz ebenfalls gleich 1/T ist. An dem Ausgang des Impulsregenerators 10 werden nun mit einer Frequenz 1/T auftretende Datensymbole b(k) erhalten, die von einer in einem Abstand liegenden Datenquelle über die Zweirichtungsstrecke 3 zu dem Koppelnetzwerk h übertragen worden sind, das diese empfangenen Datensymbole der Einrichtungsempfangsstrecke 2 zuführt.

Das Taktimpulssignal, das dem Impulsregenerator 10 sowie der Datenquelle 7 zugeführt wird, wird von

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einem Taktimpulsextraktionskreis 11 erzeugt, der mit der Empfangsstrecke 2 gekoppelt ist und dieses Taktsignal aus den Signalen ableitet, die in dieser Empfangsstrecke 2 auftreten.

¥eil in der Praxis die Impedanz der Zweirichtungsstrecke 3 nicht genau bekannt ist, bildet das Balancenetzwerk keinen einwandfreien Abschluss des Kopplungsnetzwerkes 4. Dies führt zu einem direkten Lecken von der Sendestrecke 1 zu der Empfangsstrecke 2 über dieses Koppelnetzwerk h. Weiterhin führen Impedanzdiskontinuitäten in der Zweirichtungsstrecke zu Signalreflexionen. Die beiden Effekte führen dazu, dass Echos des Ausgangssignals des Tiefpassfilters in der Empfangsstrecke 2 erscheinen.

Um den störenden Einfluss dieser Echosignale möglichst zu verringern, ist das Übertragungssystem, das in Fig. 1 dargestellt ist, mit einer Echoausgleichsanordnung 12 versehen, die mit einer einstellbaren Signalverarbeitungsanordnung 13 versehen ist, die mit der Einrichtungssendestrecke 1 verbunden ist. Diese Signalverarbeitungsanordnung I3 kann auf bekannte Weise als Digitalfilter mit einstellbaren Filterkoeffizienten aufgebaut werden (siehe beispielsweise das Bezugsmaterial 2 und 3)» vorzugsweise als nicht-rekursives Digitalfilter. Diese Signalverarbeitungsanordnung 13 liefert ein synthetisches Echo — signal e"(i)in digitaler Form, das über einen Digital-Analog-Wandler 14 einem Kombinierkreis I5 zugeführt und von den Signalen in der Empfangsstrecke 2 subtrahiert wird. An dem Ausgang des Kombinierkreises I5 erscheint nun ein Restsignal r(t), das im wesentlichen frei von Echos ist und dem Impulsregenerator 10 zugeführt wird.

Zum Einstellen der Signalverarbeitungsanordnung 13 ist daran eine Einstellanordnung 16 angeschlossen, der ein Steuersignal v(i) von einem Steuersignalgenerator 17 zugeführt wird. Im Abschnitt f(3) ist ein möglicher Aufbau der Signalverarbeitungsanordnung und der Einstellanordnung näher beschrieben.

Der Steuersignalgenerator 17 ist mit einem Hilfssignalgenerator 18 versehen, der ein mit dem Rest-

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signal nicht korreliertes Hilfssignal p(t) erzeugt. Dieses Hilfssignal wird in einem Kombinierkreis 19 zu dem Restsignal r(t) addiert, und das auf diese Weise erhaltene Summensignal u(t) wird über eine Abtastschaltung 20 einer Begrenzerschaltung 21 zugeführt. Die Abtastschaltung wird durch Abtastimpulse gesteuert, die mit Hilfe eines Frequenzmultiplizierers 22 von den Taktimpulsen abgeleitet werden, die von dem Taktimpulsextraktionskreis 11 geliefert werden. Der Multiplizierer 22 hat einen Multiplikationsfaktor M, so dass die Abtastimpulse mit einer Frequenz M/T auftreten. Nachstehend wird vorausgesetzt, dass M eine ganze Zahl ist. Unter Ansteuerung dieser Abtastimpulse liefert die Abtastanordnung 20 Abtastwerte u(i) des Signals u(t), und jeder dieser Abtastwerte wird durch die Begrenzerschaltung 21 entweder in einen positiven Impuls oder in einen negativen Impuls umgewandelt, und zwar abhängig von der Polarität des Abtastwertes. Das Ausgangssignal v(i) dieser Begrenzerschaltung dient nun als Steuersignal für die Einstellanordnung 16.

F. (2) Die Wirkungsweise des Steuersignalgenerators.

Bevor näher auf die Wirkungsweise des Steuersignalgenerators und insbesondere auf den Einfluss des Hilfssignals p(t), das von dem Hilfssignalgenerator 18 erzeugt wird, eingegangen wird, sei folgendes bemerkt.

Ein Signal x(t) ist auf eine Frequenz f harmonisch bezogen, wenn die harmonischen Komponenten, aus denen x(t) aufgebaut ist, eine Frequenz haben, die gleich nf und/oder f /k für alle ganzen Werte von η und k ist.

Nachstehend wird vorausgesetzt, dass das Signal u(t), das der Abtastsignal 20 zugeführt wird, einen augenblicklichen Wert hat, für den immer gilt, dass:

- U < u(t) < +U

max ·* \ / — _max

Wenn u(t) mit einer Frequenz abgetastet wird, die auf die Symbolfrequenz l/T nicht harmonisch bezogen ist, so gilt für u(i), dass:

- U 4u(i) < +U'

max ■» ^v ' — max

Wenn u(t) mit einer Frequenz abgetastet wird,

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die auf die Symbolfrequenz l/T harmonisch, bezogen ist, ist die Reihe von Abtastwerten u(i) eine periodische Reihe, wobei jede Periode M Abtastwerte enthält. Wird der Absolutwert des kleinsten Abtastwertes als U . vorausgesetzt,

mxn ⁶ ' so gilt, dass

U . < } u(i)| < U
mxn «- I ^v ' ι -» max

Die Begrenzerschaltung 21 liefert jeweils

einen positiven Impuls, wenn u(i) positiv ist, und jeweils einen negativen Impuls, wenn u(i) negativ ist.

In Fig. 2 ist zur Erläuterung die Q_uantisierungskennlinie der Begrenzerschaltung 21 dargestellt.

Wird nun vorausgesetzt, dass das Restsignal r(t) ausschliesslich durch ein Datensignal s(t) gebildet wird, das von der entfernten Stelle übertragen ist, so gilt, dass r(t) = s(t), und wird vorausgesetzt, dass dieses Restsignal unmittelbar der Abtastanordnung 20 zugeführt wird, so gilt weiterhin, dass u(t) = s(t); dass u(i) = s(i) und dass v(i) = sign f s(i) j . Untenstehend wird zugleich vorausgesetzt dass - S ^Z s(t) :- + S

max — ^- ' ■— max Das Datensignal s(t) hat eine Symbolgeschwindigkeit l/T, die auf diese Weise auf die Abtastfrequenz M/T harmonisch bezogen ist. Aus dem Obenstehenden

folgt dann S . ^fsiiif-iS . So dass sich sagen lässt, ^& mxn"~ ι ^v Ί — max ^& '

dass U . = S . und U = S ist. In Fig. 2 sind zur mxn mxn max max °

Erläuterung schraffiert die Gebiete angegeben, für die gilt:

S . < ί s(i)|< S
mxn — I ^v ' I ^t max

Die Regelschaltung 16 ist nun derart ausgebildet, dass die Ausgangsimpulse v(i) = sign I s(i)I , die von der Begrenzerschaltung erzeugt werden, die Signalverarbeitungsanordnung 13 derart einstellen, dass das synthetische Echosignal S(i) ebenso wie das empfangene Echosignal e(t) etwa gleich O ist,

Wird nun zu dem Datensignal s(t) ein Echosignal e(t) addiert und wird vorausgesetzt, dass S(t) nicht gleich Null ist, so wird das Restsignal angegeben durch:

r(t) = s(t) + e(t) - e(t) ,

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so dass

u(t) = s(t) + e(t) - g(t)

u(i) = s(i) + e(i) - e(i)

v(i) = sign £s(i) + e(i) - 6(±)] Weil e(t) sowie δ(ΐ) amplitudenbegrenzte Funktionen sind, ist auch die Funktion e(t) - §(t) amplitudenbegrenzt.

Die Funktion e(t) - S(t) wird als Restecho e(t) bezeichnet. Für das Restecho lässt sich sagen:

-B < 'e'(t) g. +B . Weil e(t) und e(t) beide als ein

max ^- ν / ^- max ^s ' ^v ' Datensignal betrachtet werden können, dessen Symbole mit einer Frequenz l/T auftreten, kann auch das Restecho als solches betrachtet werden. In dem betreffenden homochronen übertragungssystem, in dem das Restecho mit einer Frequenz M/T abgetastet wird, die auf diese Weise harmonisch auf 1/T bezogen ist, gilt dann, dass B . ^J e"(i) j ^ B .

Wie aus dem Ausdruck für v(i) folgt, wird

der Wert des Ausgangsimpulses v(i) durch die Polarität des grössten Signalwertes bestimmt, mit anderen Worten, v(i) wird durch die Polarität von s(i) bestimmt, wenn [ s(i) j > j 'e(i) } ist; wenn jedoch j s(i)|<je(i) ist, wird v(i) durch die Polarität von e(i) bestimmt. Daraus folgt, dass :

- Wenn die Signalverarbeitungsanordnung derart eingestellt ist, dass der maximale Wert B , den

ΙΠ et X das Restecho *e(i) annehmen kann, kleiner ist als S . ,

also B ^S., wird v(i) ausschliesslich durch s(i) max mm ^K ' ^v '

bestimmt. Dies führt dazu, dass die Einstellung-der Signal» Verarbeitungsanordnung sich nicht ändert, sogar nicht,

wenn B nahezu gleich S . ist. Dies bedeutet, je grosser max ^& mm ^{f d to}

S . ist, umso grosser ist auch das Restecho.

- Wenn die Signalverarbeitungsanoxdnung derart eingestellt ist, dass der maximale Wert B , den

llleLZrC

das Restecho 'es(i) aiuaehmen kann, grosser ist als S . , also

B > S . , dann wird v(i) durch s(i) bestimmt, falls max mm' ^v ' ^K '

j s(i)|>B , und wird v(i) durch e(i) bestimmt, falls ' ^v '· max ^v ' '

I s(i)|<[;B . Das Ausgangssignal v(i) der Begrenzerschaltung 21 enthält nun Information in bezug auf das Datensignal sowie in bezug auf das Restecho "e(i). Die Signal—

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Verarbeitungsanordnung 13 wird nun derart eingestellt, dass sie ein synthetisches Echosignal 'e(i) liefert, und zwar derart, dass das Restecho e(t) verringert wird, bis es eine Amplitude hat, die dem Wert S . nahezu entspricht.

Weil S . durch die Phase der Abtastimpulse

mm

bestimmt wird, die der Abtastanordnung 20 zugeführt werden, ist der Amplitudenwert des Restechos nicht im voraus feststellbar. Um dafür zu sorgen, dass der Amplitudenwert des Restechos immer kleiner wird als S . , wird nun, wie in

mm '

Fig. 1 angegeben, das Restsignal r(t) nicht unmittelbar der Abtastschaltung 20 zugeführt, sonders es wird zu diesem Restsignal ein Hilfssignal p(t) addiert. Von diesem Hilfssignal wird nun vorausgesetzt, dass es nicht mit r(t) korreliert ist.

Es stellt sich heraus, dass als Hilfssignal mit Vorteil ein sinusförmiges Signal gewählt werden kann, aber es wird vorzugsweise ein dreieckfSrmiges Signal gewählt. Für die beiden Signale muss jedoch gelten, dass diese Frequenz auf die Symbolfrequenz 1/Τ nicht harmonisch bezogen ist.

Die Abtastschaltung 20 liefert nun Abtastwerte u(i), für die gilt: u(i) = s(i) + p(i) + e(i) - *e(i). Weil p(t) auf 1/T nicht harmonisch bezogen ist, wird der Absolutwert von s(i) + p(i)- im allgemeinen grosser sein als ein Wert D . und kleiner als ein Wert D . Die Amplitude mxn max ^e

von p(t) kann nun derart gewählt werden, dass D . viel kleiner ist als S . . Aus dem Vorstehenden folgt, dass

mm °

die Signalverarbeitungsanordnung derart eingestellt wird, dass die Amplitude des Restechos ^(t) höchstens gleich D .

ist. Wird die Amplitude von p(t) etwa gleich S gewählt,

max

wird D . etwa gleich Null und damit auch der Wert des mm ^B

Restechos 'e(t).

F. (3) Signalverarbeitungs— und —einstellanordnung.

Ein Ausführungsbeispiel einer Signalverarbeitungsanordnung zum Gebrauch in dem Übertragungssystem, das in Fig. 1 dargestellt ist, ist in Fig. 3 dargestellt. Diese Signalverarbeitungsanordnung ist mit einem Schieberegister 23 versehen, dem Datensymbole a"(i) zugeführt

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werden. Dieses Schieberegister 23 enthält N Schieberegisterelemente 23(0), 23(1), ... 23(N-1), die je eine Verzögerungszeit entsprechend L haben. Der Ausgang des Schieberegisterelementes 23(q) ist an den Eingang einer Multiplizieranordnung 24(q) angeschlossen. Dabei stellt q Zahlen der Menge O, 1, 2, ... N-1 dar. Der Multiplizieranordnung 24(q) werden nun ausser den Datensymbolen a (i), die von dem Schieberegisterelement 23(q) geliefert werden, Koeffizienten C (i) zugeführt, die von der Einstellanord-

jQ nung 16 erzeugt werden. Die N Produkte, die von den N Multiplizieranordnungen 24(q) simultan geliefert werden, werden in einer Addieranordnung 25 addiert, und die Summe dieser N Produkte wird an dem Ausgang dieser Addieranordnung im Form eines synthetischen Echosignalabtastwertes

J₅ e(i) verfügbar.

Wie bereits erwähnt, werden die Koeffizienten C (i) von der Einstellanordnung 16 erzeugt. Diese ist dazu mit N Rechenschaltungen 26(o), 26(i), 26(2), ... 2ö(N-1) versehen. Jeder dieser Rechenschaltungen 26(q) wird das digitale Ausgangssignal v(i) der Begrenzerschaltung 21 zugeführt sowie das Ausgangssignal a (i) des Schieberegisterelementes 23(q).

In Fig. k ist detailliert ein Ausführungsbeispiel der Rechenschaltung 26(q) angegeben. Diese Rechen— schaltung ist mit einem Multiplizierer 27 versehen, dem die Impulse v(i) sowie die Datensymbole a (i) zugeführt werden. Das Produkt v(i).a (i) wird in einem zweiten Multiplizierer 28 mit einem Faktor d multipliziert, der im Absolutwert kleiner als 1 ist, zur Erzeugung eines Produktes d.v(i).

2Q a (i), das mit Δ C (i) bezeichnet wird und den Betrag angibt, um den C (i) geändert werden muss, um das Restecho ei(t) weiter zu verringern. Diese Zahlen Δ C (i) werden dazu einem Akkumulator zugeführt, der auf bekannte Weise durch einen Addierer 29 und eine Verzögerungsanordnung JO mit einer Verzögerungszeit '"C gebildet wird. Dieser Akkumulator liefert infolge der ihm zugeführten Zahl Δ C (i) den Koeffizienten C (i+i), der dem Wert C (i) +AC (i) entspricht.

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Feim in dem in Fig. 1 dargestellten übertragungssystem der Multiplizierfaktor M grosser als 1 gewählt wird, wird die Verzögerungszeit 'C der Schieberegis— terelemente 23(q) und der Verzögerungsanordnung 30 gleich T/M, und die Impulse v(i) treten mit einer Geschwindigkeit M/T auf. Die Datensymbole a(k) können nun nicht unmittelbar dem Schieberegister 23 zugeführt werden, sondern sie müssen in einem Eingangskreis in Hilfsdatensymbole a"(i) umgewandelt werden, die mit einer Geschwindigkeit M/T auftreten. Dieser Eingangskreis kann auf die Art und Weise, wie im Bezugsmaterial 3 angegeben ist, durch einen M—Stellungen-Schalter gebildet werden. In der digitalen Signalverarbeitungstechnik ist es jedoch üblich, zum Erhalten des gewünschten Resultates diesen Eingangskreis auf die Art und Weise auszubilden, wie in Fig. 5 angegeben ist.

Dabei werden die Datensymbole a(k) mit Hilfe einer Abtastanordnung 31 abgetastet, und die auf diese Weise erhaltenen Abtastwerte werden einem Interpolator 32 zugeführt. Der Abtastanordnung werden Abtastimpulse zugeführt, die mit einer Frequenz l/T auftreten und von dem in Fig. 1 dargestellten Taktimpulsextraktionskreis 11 abgegeben werden. Diese Abtastanordnung 3I liefert auf diese Weise nur zu dem Zeitpunkt kT einen Signalabtastwert a'(k), dessen Grosse dem Wert a(k) entspricht. Diese Signalabtastwerte a¹(k) werden dem Interpolator 32 zugeführt, der jeweils zwischen zwei aufeinanderfolgende Abtastwerten a'(k), M-1 Abtastwerte mit dem Amplitudenwert O einfügt (siehe auch das Bezugsmaterial 4). Am Ausgang dieses Interpolators tritt nun das digitale Signal a"(i) auf, wofür gilt:

a"(i) = a^f (i/M) für 1 =0, ± M, _+ 2M ...

= 0 für alle anderen Werte von i.

Wie im Bezugsmaterial 4 bereits erwähnt, wird die Reihenschaltung des Interpolators 32 und des digitalen Filters 23 als interpolierendes Digitalfilter bezeichnet. In praktischen Ausführungsformen eines interpolierenden Digitalfilters werden die Funktion des Interpolators und die des digitalen Filters miteinander verwoben. Für die Implementation eines interpolierenden Digitalfilters sei auf das

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Bezugsmaterial 5» 6 und 7 verwiesen.

F. (h) Allgemeine Bemer! igen.

1. In Fig. 1 werden die Datensymbole a(k) einem

Tiefpassfilter 6 zugeführt, bevor diese Datensymbole dem Kopplungsnetzwerk k zugeführt werden. Das Filter 6 ist
dabei meistens derart bemessen, dass das Ausgangssignal
in dem sogenannten Basisband liegt. In einem derartigen
Fall wird dann von Basisbanddatenübertragung gesprochen. Ausser Basisbanddatenübertragung ist auch Sprachbanddatenübertragung bekannt. In diesem Fall muss
zwischen der Datenquelle 7 und dem Filter 6 eine Modulationsanordnung vorgesehen werden, die dafür sorgt, dass
das Datensignal, das dem Kopplungsnetzwerk h zugeführt
wird, in dem Frequenzband von 300 bis 3^+00 Hz liegt.

2. Wenn die obengenannten Modulationsanordnung

in der Sendestrecke zwischen dem Ausgang der Datenquelle 7 und dem Punkt vorgesehen wird, wo die Signalverarbeitungsanordnung 13 an die Sendestrecke angeschlossen ist, muss meistens bei der in Fig. 5 dargestellten Kaskaden-

schaltung zwischen der Abtastanordnung 31 und dem Interpolator 32 ein Analog-Digital-Wandler vorgesehen werden, der Mehr-Bit-Kodeworte liefert.

3· Die obengenannte Modulationsanordnung kann

in der Sendestrecke auch zwischen dem Punkt, wo die Sig— naiverarbeitungsanordnung I3 an diese Sendestrecke 1 angeschlossen ist, und dem Filter 6 vorgesehen werden. Unter diesen Umständen muss auch die Signalverarbeitungsanordnung 13 einen Modulationsprozess durchführen. Diese Signalverarbeitungsanordnung kann dann auf die Art und Weise aus— gebildet werden, wie im Bezugsmaterial 3 oder im Bezugsmaterial 8 beschrieben worden ist.

h. Zwischen dem Punkt, wo die Signalverarbeitungsanordnung 13 an die Sendestrecke 1 angeschlossen ist, und dem Filter 6 kann ein lineares Kodiernetzwerk vorgesehen werden, wie beispielsweise ein Zweiphasenkoder oder beispielsweise ein sogenannter AMI-Koder oder beispielsweise ein bipolarer Köder. Bei Verwendung eines derartigen Kodiernetzwerkes braucht diese Filter 6 nicht unbedingt

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verwendet zu werden.

5· Ausser auf die Art und Weise, wie in Fig.

angegeben, kann der Kombinierkreis 19 auch zwischen dem Ausgang der Abtastschaltung 20 und dem Eingang der Begrenzerschaltung 21 vorgesehen werden.

6. Die Abtastschaltung 20 kann ausser an den

Eingang der Begrenzerschaltung 21, wie in Fig. 1 dargestellt, auch an den Ausgang dieser Begrenzerschaltung angeschlossen werden.

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Claims (1)

1. 4.2.1980 ' jf PHN 9379

   G. PATENTANSPRUCH.

   Echoausgleichsanordnung mit :

   - einer einstellbaren Signalverarbeitungsanordnung, die mit einer ersten von zwei Einrichtungsübertragungsstrecken eines Übertragungssystems verbunden ist; - einem ersten Kombinierkreis, der mit der zweiten Einrichtungsübertragungsstrecke verbunden ist und Signalen, die in der zweiten Einrichtungsübertragungsstrecke auftreten, mit Signalen, die von der Signalverarbeitungsanordnung geliefert werden, zur Erzeugung von Restsignalen kombiniert;

   - einer Einstellanordnung, die Steuersignale empfängt und die Signalverarbeitungsanordnung einstellt,

   - einem Steuersignalgenerator, der die Restsignale empfängt und eine Begrenzerschaltung enthält zum Umwandeln des diesem zugeführten Begrenzereingangssignals in eine Reihe positiver und negativer Impulse entsprechend der Polarität des Begrenzereingangssignals, die als Steuersignal der Einstellanordnung zugeführt werden, dadurch gekennzeichnet, dass der Steuersignalgenerator weiterhin enthält:

   - einen Generator zum Erzeugen eines Hilfssignals, das mit den Restsignalen nicht korreliert ist;

   - einen zweiten Kombinierkreis, der zum Erzeugen des Begrenzereingangssignals das Hilfssignal mit den Restsignalen kombiniert.

   030039/0735