DE69635766T2 - Gemeinsames sendemodul für programmierbares digitales funkgerät - Google Patents

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V. Michael PASCALE
W. Ronald Lutherville MINARIK
M. Kenneth Ellicott City SCHMIDT
F. Benjamin Ellicott City WEIGAND
M. Walter Linthicum DIRNDORFER
S. Robert Allenwood PRILL
B. Arnold Somerset SIEGEL
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Description

  • HINTERGRUND DER ERFINDUNG
  • 1. Gebiet der Erfindung
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein programmierbares Funkgerät, welches ein Empfangsmodul und ein Sendemodul enthält, die digital rekonfiguriert werden können um über ein breites Funkband und mit unterschiedlichen Signalformaten zu arbeiten. Insbesondere bezieht sich die vorliegende Erfindung auf ein Sendemodul eines programmierbaren Funkgeräts, wobei das Sendemodul reprogrammierbar ist, um unterschiedliche Arten von Funkfunktionen auszusenden.
  • 2. Beschreibung des nächstkommenden Stands der Technik
  • Viele gewerbliche und militärische Anwendungen erfordern Funkfunktionen für Mehrfach-Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI = communication, navigation and identification)-Funktionen, die an einem einzelnen Ort durchgeführt werden. Solche Funkfunktionen können z. B. eine Funkfunktion umfassen für ein herkömmliches Instrumentenlandesystem (ILS), ein herkömmliches Luftverkehrskontrolladarleitsystem (ATCRBS = Air Traffic Control Radar Beacon System), ein herkömmliches Typ-(Mode S)-S-Abfragesystem oder ein herkömmliches VHF AM-System. Deshalb gibt es viele Luftfahrzeuge, Schiffe, Raumstationen, erdgebundene Fahrzeuge, erdgebundenes Personal, ortsfeste Stationen und Verkehrsknotenpunkte, welche eine Vielzahl von Funkfunktionen an einem einzelnen Ort erfordern. Ein integriertes Funksystem, welches Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funkfunktionen durchführen kann, wird verwendet, um diese mehrfachen Funkfunktionen durchzuführen.
  • In einem Extrem enthält ein Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funksystem einen unabhängigen und unterschiedlichen Typ von Funkkanal für eine jede Art von Funkfunktion. Im anderen Extrem findet in einem integrierten programmierbaren Funksystem eine Kreuzkopplung verschiedener Elemente von Mehrfachkanälen statt, was zu einem hochkomplexen System mit stark gekoppelten Ressourcen führt. Beide Vorgehensweisen sowie Mischformen der beiden Vorgehensweisen haben sowohl Vorteile als auch gewichtige Nachteile. Z. B. muss ein System mit unabhängen Kanälen ein separates komplettes Ersatzsystem für ein jedes kritisches System aufweisen. Somit wird ein komplettes Ersatzsystem typischerweise bereitgestellt für ein kritisches Instrumentenlandesystem (ILS). Dies ist sehr teuer. Weiterhin ist es bei Systemen mit Kreuzkopplung extrem schwierig, sie aufgrund von Schwierigkeiten beim Auffinden und Einkreisen von Fehlern zu warten.
  • Deshalb besteht ein Bedürfnis für eine verbesserte Unterteilung von Funksystemelementen, welche die Verwendung und Wiederverwendung von identischen gemeinsamen programmierbaren Bauteilen oder Modulen auf kostengünstige Weise und ohne kostspielige Fehlereinkreisung ermöglicht. Genauer gesagt besteht ein Bedürfnis für ein Funksystem mit einem gemeinsamen Sendemodul, welches rekonfiguriert werden kann, um verschiedene Arten von Funkausstrahlung durchzuführen.
  • US-A-4 658 359 bezieht sich auf ein Verfahren zum Verwalten eines Geräts mit redundanter Signalverarbeitung in einem Luftfahrtsystem. Das System umfasst eine Vielzahl von Ressourcen, wie eine Antenne, ein Frontendmodul, einen Mischer, einen IF-Streifen, einen auf dem Bus befindlichen Wandler/Koppler usw. Die Ressourcen sind durch Kettenregeln verknüpft, um die Ressourcenverknüpfungen darzustellen, die notwendig sind, um eine bestimmte Betriebsart zu realisieren. Das System kann eine Datenbank verwenden, um Hinzufügungen oder Streichungen von Ressourcen des Geräts zu bzw. aus den Kettenregeln durchzuführen.
  • EP-A-534 255 verwendet ein Zeitmultiplexverfahren, um die Anzahl von Bauteilen zu reduzieren, die benötigt werden, um eine Vielzahl von Sendebetriebsarten durchzuführen. Durch Verwendung des Zeitmultiplexverfahrens kann ein einzelner Digitalanalogwandler für alte Sendebetriebsarten verwendet werden.
  • Die Veröffentlichung "Architectures and GPS/INS Integration: Impact on Mission Accomplishment", 500 Years after Columbus – Navigation Challenges of Tomorrow, Montery CA., Mar. 23–27, 1992, Proceedings of the Position Location and Navigation Symposium (PLANS), New York, IEEE, US, beschreibt integrierte Luftfahrtarchitekturen wie z. B. das integrierte Kommunikations-, Navigations-, Identifikations-Luftfahrtsystem (ICNIA = Integrated Communications, Navigation, Identifikation Avionics) und das integrierte elektronische Kriegsführungssystem (INEWS = Integrated Electronic Warfare System). Eine integrierte Luftfahrtarchiktektur wird so beschrieben, dass sie aus verschiedenen Gruppen von Modulen in einem gemeinsamen Gehäuse besteht. Sätze von Modulen sind für bestimmte Funktionen bestimmt, wie z. B. eine HF-Verarbeitung oder digitale Verarbeitung. Die verschiedenen benötigten Funktionen werden durchgeführt durch Kombinationen von HF und Prozessormodulen zu jedem gegebenen Zeitpunkt.
  • Die Veröffentlichung "Programmable Chanalized digital radio/MODEM", Military Communications Conference, 1992. MILCOM'92, Conference Record, Communications-Fusing Command, Control and Intelligence, IEEE San Diego, CA, USA 11–14 Oct. 1992, New York, NY, USA IEEE, gibt eine allgemeine Beschreibung einer kanalmäßig implementierten Architektur für ein programmierbares digitales Funksystem. Das kanalmäßig implementierte Konzept verwendet einige gemeinsame aber programmierbare Modularten, und wird mit einem Modulsatz implementiert, welcher für einen jeden Kanal repliziert werden kann. Jeder Kanal ist für jede durchzuführende Funktion unterschiedlich programmiert und Kanäle können während eines Fehlerzustands rekonfiguriert werden.
  • ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
  • Dementsprechend ist ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein programmierbares Sendemodul bereitzustellen mit einer Architektur, welche eine maximale Flexibilität bei minimalen Kosten ermöglicht.
  • Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein programmierbares Sendemodul bereitzustellen, welches digitale und analoge Schaltkreise enthält, die schnell für verschiedene Anwendungen rekonfiguriert werden können.
  • Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beruht auf der Bereitstellung eines programmierbaren digitalen Submoduls, welches ein digitales Verarbeitungsteil und ein Digital-/Analog-Wandler-(DAC = Digital-to-Analog Converter)-Teil enthält, wobei
    das programmierbare digitale Submodul eine serielle Bitstromeingabe mit typischerweise niedriger Geschwindigkeit annehmen kann und verschiedene Arten von Information verarbeiten kann,
    das digitale Submodul solche Informationen auf ein digitales Schwingungssignal geben kann, durch Modulieren des Oszillationssignals mit vielen verschiedenen Formen von Modulation in digitalem Format,
    die Informationen und die Modulation anwendbar sein können auf Kommunikations-, Navigations-, Identifikations-, Radar-, Telemetrie- oder andere Funkfunktionssignale, welche letztendlich im freien Raum oder über andere Medien ausgesendet werden,
    die Modulation verschiedene Kombinationen von Amplituden-, Frequenz- und Phasenmodulation umfassen kann, und
    das programmierbare digitale Submodul schnell für verschiedene Anwendungen rekonfiguriert werden kann.
  • Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, ein programmierbares digitales Submodul bereitzustellen, welches eine einzigartige, flexible und funktionell wirksame digitale Verarbeitungsarchitektur aufweist, die viele verschiedene Arten von Informationen und Signalen in digitalem Format verarbeiten kann, inklusive analoge Signale, welche zuvor in ein digitales Format gewandelt worden sind, und welche Kommunikations-, Navigations-, Identifikations-, Radar-, Telemetrie- oder andere Informationen und Signale umfassen, welche vorab in das digitale Submodul in einem digitalen Format eingegeben worden sind. Genauer gesagt kann das digitale Submodul schnell rekonfiguriert werden für verschiedene Anwendungen und kann eine einzigartige, flexible und funktionell wirksame digitale Verarbeitungsarchitektur bereitstellen, die eine Vielzahl von funktionellen Hardwareelementen umfasst, welche eine rekonfigurierbare Formatierungseinheit umschließt [wie z. B. (einen) frei programmierbare(n) Logikschaltkreis(e) = field-programmable gate array oder (eine) ähnliche dynamisch konfigurierbare Einheit(en)], einen digital dynamisch konfigurierbaren Modulator, welcher einen nummerisch geregelten Schwingkreis umfasst, einen oder mehrere Sequenziell- und/oder Parallel-Verarbeitungsprozessoren (welche manchmal als Zentralverarbeitungseinheiten (CPU = Central Processing Units) oder sogar als Digitalsignalprozessoren (DSP) bezeichnet werden), Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM = random access memory), nichtflüchtige (FLASH) Speicher, dynamisch konfigurierbare programmierbare Digitalfiltereinheiten (PDFU = programmable digital filter unit) und Empfänger, Sender oder Transceiver (= Sende-Empfänger) für Eingabe/Ausgabe.
  • Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung stellt ein programmierbares digitales Submodul bereit, welches die zugehörigen Funkkanalressourcen steuert. Genauer gesagt steuert das digitale Submodul das zugehörige analoge Submodul und die Senderessourcen in einer Schnittstelleneinheit, die mit dem Kanal zusammenhängt.
  • Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung stellt ein rekonfigurierbares analoges Submodul bereit, welches ein analoges Eingabesignal akzeptiert und eine ähnlich modulierte Funkfrequenz-(HF)-Schwingung bereitstellt, wobei
    das analoge Submodul die notwendige Frequenzumsetzung (und damit in Verbindung stehende Funktionalitäten, wie eine Durchstimmung, Filterung, Verstärkung usw.) in verschiedenen Stufen von der Analogsignaleingabe hin zur HF-Ausgabe bereitstellt,
    das analoge Signal eine amplituden-, frequenz- und/oder phasenmodulierte analoge Schwingung oder Schwingungen sein kann, inklusive analoger Signale, die in Zusammenhang stehen mit Kommunikations-, Navigations-, Indentifikations-, Radar-, Telemetrie- oder anderen Informationen,
    das analoge Eingabesignal bereitgestellt wird durch das damit in Verbindung stehende digitale Submodul,
    das analoge Eingabesignal sich bei 10 MHz Eingabe befindet und das analoge Submodul eine Ausgabe bereitstellt über ungefähr den gesamten Frequenzbereich von 2 bis 2000 MHZ, und das analoge Submodul schnell für verschiedene Anwendungen rekonfiguriert werden kann.
  • Eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung stellt ein programmierbares Sendemodul bereit mit programmierbaren externen Schnittstellen, die verwendet werden können für eine Vielzahl von Schnittstellenanwendungen, wobei diese Schnittstellen seriell oder parallel sein können, synchron oder asynchron, bidirektional oder unidirektional, um sowohl Standardprotokolle als auch kundenspezifische Protokolle zu umfassen. Solche externen Schnittstellen verwenden Transceiver, Empfänger oder Sender (d. h. Treiber) für eine Differenz- (d. h. zwei Schienen)-Verbindbarkeit, um das Einfangen von Rauschen zu vermindern.
  • Ein weiteres Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, gemeinsame identische Sendemodule bereitzustellen, welche leicht rekonfiguriert werden können für viele unterschiedliche Arten von CNI-Funkfunktionen, und es als Ergebnis erlauben, die Anzahl von Reserve- oder Ersatzmodulen zu reduzieren, die erforderlich ist, um ein bestimmtes Niveau der Verfügbarkeit des Gesamtsystems zu erzielen.
  • Eine nochmals weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung stellt ein programmierbares Sendemodul bereit, welches ein analoges Submodul aufweist und ein digitales Submodul in derselben kleinen Einheit, wobei
    die relativ stark rauschenden digitalen Schaltkreise die empfindlichen analogen Schaltkreise nicht beeinträchtigen,
    das digitale Submodul elektrisch isoliert ist vom analogen Submodul, um die Beeinträchtigung der empfindlichen analogen Schaltkreise durch die relativ stark rauschenden digitalen Schaltkreise zu minimieren,
    die elektrische Isolierung für analoge Verbindungen zwischen den analogen und digitalen Submodulen erzielt werden kann über Isolationstransformatoren,
    die analoge elektrische Isolierung bevorzugterweise untergebracht ist im analogen Submodul; jedoch könnte die analoge elektrische Isolierung auch in dem digitalen Submodul untergebracht sein.
  • Die elektrische Isolation für digitale Verbindungen zwischen den analogen und digitalen Submodulen wird erzielt über Transceiver, Empfänger oder Sender (d. h. Treiber), die untergebracht sind in den analogen und digitalen Submodulen für eine Differenz- (d. h. zwei Schienen-)-Verbindbarkeit.
  • Zusätzlich ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, ein programmierbares Sendemodul mit programmierbaren externen Schnittstellen bereitzustellen, die für eine Vielzahl von Schnittstellenanwendungen verwendet werden können. Solche Schnittstellen können unidirektional oder bidirektional sein, seriell oder parallel, synchron oder asynchron, und können sowohl Standard- als auch kundenspezifische Protokolle umfassen. Diese Schnittstellen können z. B. einen Systembus umfassen, der verbunden ist mit einer Vielzahl externer Geräte (wie z. B. Computer, Anzeigen, Audiogeräte, Überwachungsgeräte, Messgeräte und Steuerungsvorrichtungen, wie z. B. eine Tastatur oder ein "Touch-Screen" (= Sensor)-Monitor. Der Systembus kann getrennt unterteilt sein in einen Steuerungs-/Datenbus für Steuerungszwecke und in einen Nachrichtenbus. Ein Transponderbus-(= Wiedergabesenderbus) kann das Sendemodul mit einem zugehörigen Empfangsmodul verbinden für Transponder-(= Wiedergabesende-) oder Zwischenverstärkerfunktionen. Ein Sendebus plus unterschiedliche diskrete Bauteile können verwendet werden, um Bauteile in einer Antennenschnittstelleneinheit zu steuern, die in Verbindung steht mit demselben Kanal wie das Sendemodul. Ein Applikationsbus kann verwendet werden, um das Sendemodul mit einem zugehörigen Applikationsmodul zu verbinden, um eine zusätzliche Signalverarbeitung durchzuführen, die über die Leistungsfähigkeit der digitalen Verarbeitungsteile des digitalen Submoduls hinausgeht. Zusätzliche Busse können auch verwendet werden, um das Sendemodul mit anderen externen Elementen oder Modulen zu verbinden, wie sie durch die flexiblen programmierbaren Schnittstellen des Sendemoduls bereitgestellt werden.
  • Die Ziele der vorliegenden Erfindung werden erreicht durch Bereitstellen eines hardwaremäßig verdrahteten Sendemoduls in einem optimalerweise unterteilten Sendekanal, welcher reprogrammierbar ist zum Aussenden von Funksignalen für verschiedene Arten von Funkfunktionen. Ein Sendekanal ist definiert als ein Kanal, in welchem ein oder mehrere Module im Kanal in Reihe verbunden sind und bestimmt sind oder programmiert sind, um ein bestimmtes Signal oder eine bestimmte Art von Informationen durchzulassen. Ein hardwaremäßig verdrahtetes Modul ist definiert als ein Modul, in welchem keines der Schaltkreiselemente jemals in Reihe mit Schaltkreiselementen in einem anderen identischen Modul verwendet wird (z. B. umgeschaltet wird), um ein bestimmtes Signal oder einen bestimmten Informationsfluss zu verarbeiten. Deshalb werden Schaltkreiselemente des hardwaremäßig verdrahteten Sendemoduls nicht mit Schaltkreiselementen eines anderen Sendemoduls in Reihe verwendet, um einen Sendekanal zu bilden.
  • Zwei separate AM/FM-Tischfunkgeräte veranschaulichen ein Beispiel für zwei getrennte Kanäle, welche jeweils in einem einzelnen Modul enthalten sind. Ein jedes Funkgerät (d. h. "Modul") kann durchgestimmt werden, um eine beliebige Anzahl von Funkkanälen (d. h. Funkstationen) zu empfangen, und zwar jeweils einen zu einem bestimmten Zeitpunkt. Jedoch wird während des normalen Betriebs kein Teil des Schaltkreises in einem Funkgerät zusammen mit Schaltkreisen in einem anderen Funkgerät verwendet. In diesem Falle enthält ein jedes Funkgerät ein "hardwaremäßig verdrahtetes" Modul. D. h., dass alle Schaltkreiselemente in einem Gehäuse enthalten sind und keines der Elemente routinemäßig in Zusammenwirkung mit den Elementen in einem anderen Gehäuse verwendet wird. Schaltkreiselemente können umgeschaltet werden innerhalb eines Gehäuses für verschiedene Funkfrequenzkanäle oder für verschiedene Funkwellenformen, wie z. B. AM anstelle von FM. Diese Schaltkreiselemente werden jedoch nicht zwischen Modulen geteilt.
  • Vorteile von zumindest einigen der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung gegenüber herkömmlichen Systemen bestehen darin, dass (i) die vorliegende Erfindung einen relativ großen Teil eines Sendekanals bildet, (ii) das Sendemodul in Reihe mit funktionell spezifischen Antennenschnittstellen (AIU = Antenna interface unit)-Modulen mit relativ geringer Funktionalität geschaltet wird, um einen Sendekanal zu bilden, und (iii) das Sendemodul programmiert wird, um eine wesentlich größere Palette von Funkfunktionen zu bedienen, als dies bei herkömmlichen Sendekanälen der Fall ist.
  • Wenn das Sendemodul für eine bestimmte Art von Funkfunktion aus einer großen Palette von Funkfunktionsarten programmiert wird, so empfängt das Sendemodul einen seriellen Bitstrom, welcher zu übertragende Information darstellt, und erzeugt eine HF-Ausgabe, die den seriellen Bitstrom verwendet, basierend auf der spezifischen Art von Funkfunktion.
  • Die oben genannten Ziele werden gemäß der vorliegenden Erfindung erreicht durch ein Sendemodul gemäß Anspruch 1.
  • KURZE FIGURENBESCHREIBUNG
  • Diese und weitere Ziele und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden ersichtlich und besser verständlich aus der nachfolgenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen, in Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen.
  • Es zeigen:
  • 1 ein Blockdiagramm eines programmierbaren digitalen Funkgerätes gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 2 ein Blockdiagramm eines gemeinsamen Sendemoduls gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 3 ein Blockdiagramm eines analogen Submoduls eines gemeinsamen Sendemoduls gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 4 ein Blockdiagramm einer Steuerschnittstelle eines analogen Submoduls eines gemeinsamen Sendemoduls gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 5 ein Diagramm, welches die Frequenzbereichszuordnung für einige herkömmliche Funkfunktionen veranschaulicht, welche potenziell bereitgestellt werden können durch das gemeinsame Sendemodul, sowie die Frequenz eines zweiten lokalen Oszillationssignals, eines dritten lokalen Oszillationssignals und eines vierten lokalen Oszillationssignals, sowie die zugehörigen Zwischenfrequenzen, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 6 ein Blockdiagramm eines Synthesizers/durchstimmbaren lokalen Schwingkreises, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 7 ein Blockdiagramm eines digitalen Submoduls eines gemeinsamen Sendemoduls gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 8 ein Blockdiagramm eines gemeinsamen Sendemoduls, welches zur Verwendung in verschiedenen Kanälen konfiguriert ist, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • 9 ein detailliertes Blockdiagramm eines digitalen Submoduls, welches programmiert ist zur Verwendung in einem VHF-AM-System, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • 10 ein Blockdiagramm eines Teils eines gemeinsamen Sendemoduls, welches programmiert ist zur Verwendung in einem Flugverkehrskontrollradarsystem (ATCRBS), gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
  • BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
  • Im Folgenden wird Bezug genommen auf die Figuren, wobei übereinstimmende Bezugszeichen durch alle Zeichnungen hindurch ähnlichen Strukturen oder Verfahren entsprechen. 1 ist ein Blockdiagramm eines programmierbaren digitalen Funkgeräts gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Genauer gesagt veranschaulicht 1 ein gemeinsames Empfangsmodul 100 und ein gemeinsames Sendemodul 102 eines programmierbaren digitalen Funkgeräts gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das gemeinsame Empfangsmodul 100 und das gemeinsame Sendemodul 102 sind reprogrammierbar um Signale zu empfangen bzw. Signale auszusenden, für verschiedene Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Anwendungen. So kann z. B. das gemeinsame Sendemodul 102 programmiert werden, um Signale in einem Flugverkehrskontrollradarsystem (ATCRBS) auszusenden, und dann schnell reprogrammiert zu werden, um Signale in einem VHF-AM-System auszusenden.
  • Das gemeinsame Empfangsmodul 100 umfasst ein analoges Submodul 104 und ein digitales Submodul 106. Das gemeinsame Empfangsmodul 100 wird in einer in Bezug genommenen-Offenbarung mit dem Titel COMMON RECEIVE MODULE FOR A PROGRAMMABLE DIGITAL RADIO, welche zuvor erwähnt wurde. Somit wird eine Beschreibung des gemeinsamen Empfangsmoduls 100 an dieser Stelle nicht wiederholt.
  • Das gemeinsame Sendemodul 102 ist unterteilt in ein analoges Submodul 108 und ein digitales Submodul 110. Serielle Datennachrichten mit relativ niedriger Geschwindigkeit, oder Informationssignale, die den verschiedenen Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen entsprechen, werden in das gemeinsame Sendemodul 102 eingespeist. Einige wenige Anwendungen erfordern, dass eine Multibitverarbeitung mit relativ hoher Geschwindigkeit, wie z. B. bei einer niedrigen Abfangwahrscheinlichkeit/niedrigen Erfassungswahrscheinlichkeit (LPI/LPD = Low probability of intercept/low probability of detection) an der empfangenen Wellenform vor der Aussendung durchgeführt wird. Diese Anwendungen verwenden entweder ein speziell dafür bereitgestelltes Sendemodul, ähnlich einem speziell dafür hergestellten Empfangsmodul, oder sie verwenden ein separates Applikationsmodul 107 mit einer Schnittstelle 113 mit mäßiger Geschwindigkeit. Die Parallelbus-Schnittstelle 113, welche als Applikationsschnittstelle bezeichnet wird und im Folgenden als "Applikationsschnittstelle 113" bezeichnet wird, stellt eine Schnittstelle zwischen dem Applikationsmodul 107 und dem digitalen Submodul 110 bereit.
  • Die Datennachrichten oder Informationssignale niedriger Geschwindigkeit werden digital verarbeitet in einem digitalen Submodul 110 gemäß dem Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Aufbau, welcher darin programmiert ist, und mittels des digitalen Submoduls 110 in ein analoges Signal 80 umgewandelt wird. Das analoge Signal 80 wird dann im analogen Submodul 108 frequenzumgesetzt auf das passende HF-Frequenzband im Bereich von ungefähr 2 MHZ bis 2000 MHz. Ein frequenzumgesetztes Analogsignal 105 wird dann auf eine passende AIU 101 bereitgestellt, wo es einer Leistungsverstärkung und einem Filterungsvorgang unterzogen wird, und wird auf die geeignete Antenne (nicht gezeigt) zur Aussendung weiter geleitet. Das digitale Submodul 110 verwendet einen Sendesteuerungsbus 127 und diskrete Sendeelemente, wie z. B. 129a, 129b, und 129c, um Steuerungssignale und Statusinformation auf die AIU 101 auszusenden und um Statusinformationen von der AIU 101 zu empfangen.
  • Im gemeinsamen Sendemodul 102 wird ein Durchstimmbus 117, von dem digitalen Submodul 110 verwendet, um Steuerungssignale auf das analoge Submodul 108 auszusenden. Das analoge Submodul 108 empfängt ein 120 MHz-Referenzsignal 82, welches von einem Synthesizer (siehe Synthesizer 122 in 6) zum Erzeugen von lokalen Schwingungssignalen verwendet wird. Das 120 MHz-Referenzsignal 82 wird durch ein koaxiales Kabel 84 auf das digitale Submodul 110 weitergeleitet, wo es durch einen Isolationstransformator (nicht gezeigt) geleitet wird, um eine Isolation zwischen den empfindlichen Analogschaltkreisen im analogen Submodul 108 und den digitalen Schaltkreisen im digitalen Submodul 110 zu erhalten. Das 120 MHz-Signal wird dann durch drei geteilt, um ein 40 MHz-Taktsignal (nicht gezeigt) für das digitale Submodul 110 zu erhalten.
  • Ein Systembus 109 und ein Transponderbus 115 verbinden das digitale Submodul 110 des gemeinsamen Sendemoduls 102 mit dem digitalen Submodul 106 des gemeinsamen Empfangsmoduls 100. Ein Computer 111 ist mit dem Systembus 109 verbunden, um das gemeinsame Empfangsmodul 100 und das gemeinsame Sendemodul 102 zu steuern. Der Computer 111a enthält eine serielle Schnittstelle 111b, eine Soundkarte 111c und einen Speicher 111d.
  • Bevorzugterweise ist das digitale Submodul 110 vollständig enthalten auf einer einzelnen Schaltplatine und das analoge Submodul 108 ist vollständig enthalten auf einer anderen einzelnen Schaltplatine. Jedoch können für die Zwecke der Herstellung, des Testens, usw., das analoge Submodul 108 und das digitale Submodul 110 auch auf derselben Platine enthalten sein, aber mit analogen und digitalen Teilen, welche voneinander elektrisch isoliert sind, wie später beschrieben. Zusätzlich können das analoge Submodul und das digitale Submodul 110 verschiedene, physikalisch getrennte Platinen enthalten, die geeignet miteinander verbunden sind. Der Ausdruck "Schaltplatine" ist ein allgemeiner Ausdruck, welcher andere Formen von Umhüllungen umfassen kann, wie z. B. Chips, anwendungsspezifische integrierte Schaltkreise (ASIC = application-specific integrated circuits) und monolitische Hybridpackungen (MHP = monolithic hybrid packages). Deshalb können digitale Schaltkreise mit hoher Frequenz, niedriger Leistung, die Rauschen erzeugen, elektrisch auf einem digitalen Submodul 110 isoliert werden und von Bauteilen auf dem analogen Submodul 108 abgeschirmt werden. Eine elektrisch leitende Abschirmung (nicht gezeigt) und möglicherweise ein Rahmen (nicht gezeigt) aus einem Material wie z. B. Mu-Metall werden bevorzugterweise zwischen den Platinen bereitgestellt, obwohl der Mu-Metallrahmen manchmal weggelassen wird, um eine reduzierte Größen- und Kostenreduzierung zu erzielen. Zusätzlich werden die analogen Signale zwischen den Platinen über Koaxialkabel übertragen und durch die Verwendung von Isolationstransformatoren isoliert. Um eine weitere Isolierung bereitzustellen, haben das analoge Submodul und das digitale Submodul 108 bevorzugterweise getrennte Spannungsversorgungsleitungen und Erdungsleitungen, um Probleme mit Rauschen und Erdungsschleifen durch die Spannungsversorgung zu vermeiden. Das analoge Submodul 108 und das digitale Submodul 110 können ihre eigenen externen Anschlüsse für die Spannungsversorgung und Erdung und für digitale Signale zur zusätzlichen Isolierung haben. Um Probleme mit Rauschen zu vermeiden, sind die digitalen Signale zwischen den Platinen und hin zu externen Anschlüssen Differenz-(Zwei-Schienen)-Signale. Zusätzlich werden die digitalen Hoch geschwindigkeitstaktgeber, die mit den digitalen Schaltkreisen zusammenhängen, welche notwendigerweise einen Teil des analogen Submoduls 108 darstellen und eine analoge Leistungsversorgungsquelle benutzen, während der Signalaussendung abgeschaltet.
  • 2 ist ein detaillierteres Blockdiagramm des programmierbaren digitalen Funkgeräts, welches in 1 gezeigt ist. Die detailliert gezeigten Elemente des gemeinsamen Empfangsmoduls 102 werden in der in Bezug genommenen Offenbarung COMMON RECEIVE MODULE FOR A PROGRAMMABLE DIGITAL RADIO, welche zuvor erläutert wurde, diskutiert. Die 2 umfasst eine allgemeine Darstellung eines analogen Submoduls 108, und 3, welche später auführlicher beschrieben wird, ist eine genauere Darstellung des analogen Submoduls 108, und umfasst Filter und Schalter, die in 2 nicht gezeigt sind. Deshalb bezieht sich die nachfolgende Beschreibung auf 2, jedoch werden verschiedene Schalter und Filter in 3 auch in der Beschreibung der 2 angesprochen.
  • Für einen allgemeinen Überblick über die Betriebsweise des gemeinsamen Sendemoduls 102, wie in 2 gezeigt, sei erläutert, dass ein Informationssignal in einem digitalen seriellen Format über einen Systembus 109 empfangen wird und durch einen ("vor Ort", d. h. "im Feld") freiprogrammierbaren Logikschaltkreis (FPGA = Field programmable gate array) 114 reformatiert wird, und dann auf einen herkömmlichen digitalen Signalprozessor (DSP = Digital Signal Processor) 112 des digitalen Suboduls 110 bereitgestellt wird. Wie in der in Bezug genommenen Offenbarung mit dem Titel "DIGITALLY PROGRAMMABLE MULTIFUNCITON RADIO SYSTEM ARCHITECTURE", welche zuvor erwähnt wurde, kann der Systembus 109 unterteilt sein in separate Busse für Steuerungs- und Datenflusszwecke. Der DSP 112 vollführt eine herkömmliche digitale Signalverarbeitung in Übereinstimmung mit der spezifischen Kommunikations-, Navigations- oder Identifikations-(CNI)-Funktion, die darin programmiert ist. Z. B. kann, falls für eine bestimmte Verwendung benötigt, der DSP 112 programmiert werden, um eine Interpolationsverarbeitung sowie eine arithmetische Verarbeitung im Basisband (wie z. B. eine arithmetische Manipulation des Eingabedatenstroms in Übereinstimmung mit Tabelle 2, wie später erläutert) durchzuführen, um die gewünschte Art von Modulationssignal bereitzustellen. Zusätzlich dient der DSP 112 als Steuerung für die Elemente im digitalen Submodul 110. Der DSP 112 überträgt dann das digital verarbeitete Informationssignal auf den FPGA 114 des digitalen Submoduls 110. Der Ausdruck "FPGA" umfasst mehrere, physisch getrennte, frei programmierbare Logikschaltkreise, welche untereinander verbunden sind, um im Wesentlichen wie ein einzelner, größerer FPGA zu wirken.
  • Der FPGA 114 ist rekonfigurierbar für spezielle Kommunikation-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen durch das Laden von Dateien in den FPGA 114, wobei die Dateien die gewünschte Konfiguration anzeigen. Somit vollführt der FPGA 114 eine zusätzliche Signalverarbeitung in Übereinstimmung mit der darin formatierten Kommunikations-, Navigations- oder Abfrage-(CNI)-Funktion. Z. B. kann der FPGA 114 formatiert werden tun eine Pulscodemodulation duchzuführen, wenn er in einem Luftverkehrssteuerungsradarleitsystem (ATCRBS) verwendet wird, oder eine Interpolation, wenn er in einem VHF-AM-System arbeitet. Der FPGA 114 ist eine flexible Einheit, von dem Teile auch intern oder extern konfiguriert werden können, um eine Steuerung des analogen Submoduls 108 zu ergeben. Eine solche Steuerung des analogen Submoduls 108 kann ein Durchstimmen und Umschalten über den Durchstimmbus 117 umfassen, eine Steuerung der Senderessourcen in der AIU 101 über den Sendesteuerungsbus 127 oder über diskrete Sendeelemente 129, 129b und 129c und eine Eingabe-/Ausgabe-Steuerung mit anderen Systemeinheiten. Diese Steuerungsschnittstellen können so programmiert sein, dass sie seriell oder parallel sind, und asynchron oder synchron je nachdem wie benötigt, um sowohl Standard- als auch kundenspezifische Protokolle zu umfassen. Da der FPGA 114 reprogrammierbar ist für die Aussendung unterschiedlicher Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen, kann der FPGA 114 als "rekonfigurierbare Formatierungseinheit" bezeichnet werden, um das Informationssignal in ein Format zu bringen, welches der Art der durchzuführenden Funksendung entspricht. Zum Beispiel kann somit das gemeinsame Sendemodul 102 programmierbar sein zum Senden von Signalen in entweder einem Luftverkehrssteuerungsradarleitsystem (ATCRBS) oder in einem VHM-AM-System durch Reformatieren des FPGA 114 für diese besondere Anwendung.
  • Der FPGA 114 kann konfiguriert werden durch Senden von Dateien, die Formatierungsdaten entsprechen, zum FPGA 114 über den Systembus 109 (wie z. B. ein herkömmliches RS 485 Format) von einem externen Speicher, (wie z. B. den Speicher 111d des externen Computers 111a oder einem Speicher, der in Zusammenhang steht mit einer Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Steuerung (nicht dargestellt, aber beschrieben in der in Bezug genommenen Offenbarung mit dem Titel "DIGITALLY PROGRAMMABLE MULTIFUNCTION RADIO SYSTEM ARCHITECTURE")). Somit kann in 2 der Computer 111a in seiner Arbeitsweise als eine Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Steuerung betrachtet werden. Jedoch erlaubt die Struktur des digitalen Submoduls 110 es ebenfalls, dass der FPGA 114 in einer sehr kurzen Zeit (z. B. 20 Millisekunden) rekonfiguriert wird, um eine verschiedene Art von Funkfunktion durchzuführen, ohne das es dazu einer Änderung in der Hardware oder begleitender Tests bedürfte. Zum Beispiel werden ein herkömmlicher nichtflüchtiger Speicher (NVM = non volatile Memory), wie z. B. ein programmierbarer Flashspeicher (FLASH) 121 und ein herkömmlicher Speicher mit wahlfreiem Zugriff (RAM = random access memory) 125 mit einem herkömmlichen lokalen Bus 119 verbunden, um es dem Flashspeicher 121 und RAM 125 zu ermöglichen, mit dem DSP 112 und dem FPGA 114 in Wechselwirkung zu treten. Deshalb ist, wie in 2 gezeigt, der DSP 112 mit dem FPGA 114 über den lokalen Bus 119 verbunden. Information wird vom Computer 111a auf den Flashspeicher 121 und den RAM 125 mittels einer ersten Übertragungsinformation über den Systembus 109 auf den FPGA 114 übertragen. Der FPGA 114, der einen Teil aufweist, welcher als herkömmlicher UART arbeitet, überträgt dann die Information auf den lokalen Bus 119. Der Computer 111a lädt dann ein Computerprogramm zum Programmieren des DSP 112 sowie Dateien zum Formatieren des FPGA 114 in Übereinstimmung mit der speziellen Art von Funkfunktion, die durchzuführen ist, über den lokalen Bus 119 auf das RAM 125. Auf diese Weise kann Information, welche den verschiedenen Arten von Funkfunktionen entspricht, im RAM 125 gespeichert werden. Diese Information umfasst ein Computerprogramm, welches den DSP 112 treibt, sowie Dateien zum Konfigurieren des FPGA 114.
  • Falls eine schnelle Antwortzeit gewünscht wird, wie z. B. wenn das programmierbare gemeinsame Sendemodul als Ersatzteil arbeitet für ein ausgefallenes Sendemodul, welches mit einer spezifischen Funkfunktion zusammenhängt, kann das heruntergeladene Programm für diese Funkfunktion, inklusive der FPGA-Konfiguration, sofort durchgeführt werden. Dann führt zu einem geeigneten Zeitpunkt, wie z. B. dann wenn die Funkfunktion sich im Empfangsmodus befindet, der DSP 112 automatisch ein Computerprogramm aus, welches den DSP 112 anweist, die Information in den FLASH-Speicher 121 zu kopieren. Wird die Verbindung der Spannungsversorgung zum digitalen Submodul 110 aufgehoben und dann wieder an das digitale Submodul 110 angelegt, so weist ein Startprogramm (Bootprogramm) den DSP 112 an, Information aus dem Speicher 121 zu kopieren, bei dem es sich um einen nicht-flüchtigen Speicher handelt, und zwar in den RAM 125.
  • Abhängig von dem im Flash-Speicher 121 und RAM 125 verfügbaren Speicher, können Computerprogramme für den DSP 112 und FPGA-Dateien für den FPGA 114, welche verschiedenen Funkanwendungen entsprechen, in den RAM 125 heruntergeladen werden und in den Flashspeicher 121 kopiert werden. Dann kann, anstelle des Konfigurierens des FPGA 114 durch Senden von Befehlen und Dateien über den Systembus 109 vom Computer 111a, der FPGA 114 für eine spezielle Art von Funkfunktion konfiguriert werden durch Anweisun gen an den DSP 112 über den Systembus 109 mit einem krzen Konfigurationsbefehl zum Herunterladen der Applikationsdateien vom Flashspeicher 121 in das RAM 125 und anschließendem Konfigurieren des FPGA 114 und des DSP 112 mit den ausgewählten Dateien vor dem Ausführen des Applikationsprogramms. Deshalb muss der DSP 112 nur Information über den Systembus 109 empfangen, um anzuzeigen, welche Art von Funkfunktion gesendet werden soll. Als Ergebnis dessen wird die Zeit zum Rekonfigurieren des FPGA 114 verringert, da Dateien nicht über den Systembus 109 übertragen werden müssen. Ein Beispiel für Programmcode zum Programmieren des gemeinsamen Sendemoduls 102 ist auf einem Mikrofiche im Anhang angefügt. Insbesondere enthält der Mikrofiche ein Programm, welches in das RAM 125 geladen werden und durch den DSP 112 ausgeführt werden kann, um es dem gemeinsamen Sendemodul 102 zu ermöglichen, entweder ATCRBS-Signale oder VHF-AM-Signale auszusenden.
  • Falls es eine bestimmte Applikation erforderlich macht, dass das Informationssignal "geglättet" wird, so der DSP 112 eine Signalinterpolation mittels digitaler Bearbeitung der Abtastungen durch, um die Anzahl der Datenpunkte zwischen Abtastwerten zu vergrößern. Der DSP 112 führt auch eine arithmetische Basisbandverarbeitung durch oder andere Arten von digitaler Signalverarbeitung, je nachdem wie dies für eine bestimmte Anwendung erforderlich ist. Eine Interpolation und andere Signalverarbeitung können auch mittels des FPGA 114 durchgeführt werden. Ist erst einmal ein Datensignal mit dem erwünschten Format und der gewünschten Anzahl von Datenpunkten durch Hindurchschicken durch den DSP 112 und den FPGA 114 erzeugt, so wird das Datensignal vom FPGA 114 auf einen herkömmlichen Quadraturmischer 116 gegeben. Der Quadraturmischer 116 moduliert Schwingungssignale von einem herkömmlichen nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 mit den Datensignalen vom FPGA 114. Die modulierten Datenpunkte werden dann auf einen herkömmlichen Digital-/Analog-Wandler 120 gegeben. Der Digital-/Analog-Wandler 120 stellt ein analoges Ausgabesignal auf ein konventionelles Bandpassfilter (BPF = band pass filter) 128 des analogen Submoduls 108 bereit. Bei dem BPF 128 kann es sich in Wirklichkeit um zwei oder mehr Filter (vergleiche z. B. die BPF 128 und 129 in 3) in einer Bank von Filtern handeln, welche umgeschaltet werden in Übereinstimmung mit der spezifischen CNI-Funkfunktion, die gesendet werden soll. Die Anzahl der Filter in der Filterbank kann vergrößert werden, falls dies durch das Störsignalspektrum für unterschiedliche Funkfunktionen aus dem Digital-/Analog-Wandler 120 erforderlich wird.
  • Die Signalausgabe durch das BPF 128 wird durch einen herkömmlichen ersten Mischer 130 umgewandelt. Der erste Mischer 130 empfängt auch ein lokales Oszillatorsignal (L04) von einer fest eingestellten lokalen Schwingkreiseinheit 126, welche ein zweites lokales Oszillationssignal L02 erzeugt, ein drittes Oszillationssignal L03 und ein viertes lokales Oszillationssignal L04. Abhängig von der gewünschten Funkfrequenz des Signals, führen herkömmliche Schalter 127a (siehe 3), 127b (siehe 3), 134, 138, 140, 148, 149a (siehe 3), 149b (siehe 3) und 151 (siehe 3) L02, L03, L04 und das Signal durch die herkömmlichen Bandpassfilter 128 (siehe 3), 129 (siehe 3), 132, 135a (siehe 6), 135b (siehe 6), 142, 144, die Tiefpassfilter 159, 152, und 154 (man beachte, dass der Tiefpassfilter 154 in 3 dargestellt ist als Bandpassfilter 154a, 154b und 154c,) und die herkömmlichen Mischer 136 und 146. Die Mischer 136 und 146 wandeln das Signal in die gewünschte Frequenz unter der Verwendung von Oszillationssignalen von einem Synthesizer 122.
  • Weiterhin kann der Fachmann eine rekonfigurierbare Formatierungseinheit wie den FPGA 114 verwenden, um Signale in angepasster Weise zwischen den verschiedenen Einheiten innerhalb des digitalen Submoduls 110 zu verschicken. Z. B. könnten Eingabesignale zuerst entweder durch den DSP 112 zum Verarbeiten (inklusive Filterung) geschickt werden, oder durch eine oder mehrere herkömmliche Filtereinheiten, wie z. B. eine herkömmliche optional programmierbare Filtereinheit oder -enheiten (PDFU = Programmable digital filter unit) 133. Zwei solcher Einheiten würden verwendet werden zum Filtern sowohl der I-Signalkomponente als auch der Q-Signalkomponente, und nur ein einzelner solcher Filter würde z. B. zum Filtern der kombinierten Ausgabe des Quadraturmischers 116 verwendet werden. PDFU 133 (wie z. B. das Modell Nr. HSP43124, erhältlich von Harris Corporation) ist eine optionale Einheit, welche zukünftigen Ausführungsformen hinzugefügt werden könnte, um ein effizienteres Filtern in Hardware zu ermöglichen, welche im DSP 112 bereitgestellt sein kann. Das Modell Nr. HSP43124 ist eine serielle Eingabe-/Ausgabeeinheit, welche aufgrund von Größenbetrachtungen verwendet werden könnte. In diesem Falle arbeitet der FPGA 114 auch entweder als ein Seriell-/Parallelwandler oder als ein Parallel-/Seriellwandler, abhängig von der Richtung des Signalflusses. Jedoch könnte eine parallele Eingabe-/Ausgabe-PDFU-Einheit wie z. B. in der Harris 43 000 Serie stattdessen verwendet werden, um die Gesamtverarbeitungsverzögerungszeit zu verringern.
  • Die einzigartige, flexible und funktionell effiziente digitale Verarbeitungsarchitektur wie sie z. B. bereitgestellt wird durch den Quadraturmischer 116, den nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118, den FPGA 114, den DSP 112 (z. B. ein Sequenziell-/Parallel-Anweisungs- Prozessor, eine CPU oder ein digitaler Signalprozessor), Flashspeicher 121, RAM 125 und PDFU 133, können durch den Fachmann programmiert werden, insbesondere mit den Anweisungserläuterungen, die für diese verschiedenen Einheiten verfügbar sind, um verschiedene Bearbeitungsfunktionen an verschiedenen Arten von Signalen durchzuführen, inklusive Signalen, die in Zusammenhang mit verschiedenen Funkfunktionen stehen. Diese Verarbeitungsfunktionen können z. B. umfassen: Interpolation, Filterung, Schwingungserzeugung, Wellenformmodulation mit beliebiger Kombination von Amplitude, Frequenz und Phasenmodulation, Pulsbreiten- und Pulsintervallbildung, Eingabesignalreformatierung, Feinfrequenzsprüngen (Grobfrequenzsprünge werden in dem analogen Submodul durchgeführt), Signalpegelsteuerung, Kanalsteuerung (z. B. Verstärkung, Signalpfadumschaltung, Durchstimmung) in sowohl dem digitalen Submodul 110 als auch dem analogen Submodul 108, Steuerung der zugehörigen AIU (wie z. B. zum Durchstimmen, Schalten, Modulieren oder Abtasten für Impulsregistrierung), Limitieren der Antwortrate, flexible Eingabe-/Ausgabe-Konfiguration für alle Schnittstellen und zwar sowohl intern auf das programmierbare gemeinsame Sendemodul 102 wie auch auf externe Einheiten, Verwaltung und Konfiguration aller programmierbarer gemeinsamer Sendemodulressourcen und BIT-Steuerung und -Berichten. Obwohl manchmal anderswo durchgeführt, kann das gemeinsame Sendemodul 102 abhängig von der implementierten Verarbeitungsleistung eine Bitstromcodierung durchführen inklusive einer solchen für Fehlererfassung und/oder -korrektur, Nachrichtenverarbeitung inklusive Reformatierung, Netzwerkfunktionen, Verwürfeln, Durchführen von Sprachalgorithmen mit niedriger Datenrate, und Formatieren, um Eingaben von verschiedenen externen Steuereinheiten zu empfangen. All diese beispielhaft genannten Verarbeitungsfunktionen sowie andere erreichbare Verarbeitungsfunktionen können unter interner oder externer Steuerung über einen weiten Bereich von Parametern schnell reprogrammiert werden.
  • Die Applikationsschnittstelle 113 (in 1 gezeigt, aber nicht in 2 gezeigt) kann eine Schnittstelle darstellen zu einem optionalen externen Applikationsmodul 107 (in 1 gezeigt aber nicht in 2 gezeigt), und zwar direkt auf den D/A-Wandler 120, bevorzugterweise durch den FPGA 114 durch Hindurchführen durch einen herkömmlichen Transceiver in einer herkömmlichen Transceiverpackung 103 und möglicherweise durch den Quadraturmischer 116. In einigen Fällen kann eine zusätzliche Verarbeitung durchgeführt werden durch andere Verarbeitungselemente. In anderen Fällen kann ein Informationssignal vom Systembus 109 durchgeführt werden auf das Applikationsmodul 107 und dann auf das Sendemodul 102. In anderen Fällen wird ein Informationssignal vom Systembus 109 zunächst durchgeführt auf das Sendemodul 102 zur Vorverarbeitung, inklusive einer Reformatierung des Applikations moduls 107 für eine Applikationsverarbeitung, und dann zurück auf das Sendemodul 102 zur D/A-Wandlung und letzlich Aussendung im HF. Für eine Diskussion dieser Themen sei auf die in Bezug genommene Offenbarung mit dem Titel "DIGITALLY PROGRAMMABLE MULTIFUNCTION RADIO SYSTEM ARCHITECTURE" verwiesen, die zuvor erwähnt worden ist.
  • Durchstimm- und andere Frequenzwandlungsoperationen, die im gemeinsamen Sendemodul 102 durchgeführt werden, umfassen (i) Erhalten einer spezifischen Frequenzkanalnummer oder spezifischen Frequenz in geeigneten Einheiten (wie z. B. Hz) von einer externen Steuerung oder einem externen Computer 111a über den Systembus 109, sowie von weiterer Information (wie z. B. einer Breitband- oder Schmalbandfilterauswahl), (ii) arithmetisches Berechnen und, falls benötigt, Erzeugen von Durchstimmbefehlen im DSP 112 zum Proportionieren einer Durchstimmung zwischen dem nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 und einem durchstimmbaren L01 124, (iii) Reformatieren der Daten im FPGA 114 (iv) Weiterreichen von Daten auf den nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118, und (v) Weiterreichen von Daten zum durchstimmbaren L01 124 über den Durchstimmbus 117, wobei eine Steuerungsschnittstelle (Steuerungs-IF) 123, basierend auf dem ausgesuchten Frequenzband, Steuerungseingaben bereitstellt auf programmierbare Teiler 240 und 232 (siehe 6) und einen Ausgabeteilerauswahlschalter 204 (siehe 6). Weiterhin stellt die Steuerungsschnittstelle 123 basierend auf dem ausgewählten Frequenzband die passenden Steuerungssignale für die Schalter 134, 138, 140, 148, 149a (siehe 3), 149b (siehe 3) und 151 (siehe 3) bereit. Weiterhin stellt die Steuerungsschnittstelle 123 basierend auf den zugeführten Filteranforderungen (wie z. B. Breitband oder Schmalband) die geeigneten Steuersignale für Schalter 127a (siehe 3) und 127b (siehe 3) bereit.
  • Weiterhin werden in ähnlicher Weise Durchstimmdaten sowie zusätzliche AIU-Steuerungsdaten, die erhalten werden von der externen Steuerung oder vom Computer 111a (wie z. B. eine Sendesignalverteilung, z. B. entweder von einem zugeordneten Sendemodul oder einem Ersatzsendemodul), im DSP 112 verarbeitet, reformatiert im FPGA 114 und über den Sendesteuerungsbus 127 zur Steuerung von Filtern, Schaltern usw. auf die zugehörige AIU übertragen. Weiterhin kann der Sendesteuerungsbus 127 (oder ein separater Bus, falls dies für eine Busverkehrsbetrachtung benötigt wird) verwendet werden, um eine augenblickliche Modulationsinformation durchzulassen, um den Betriebspunkt zu optimieren, und somit den Wirkungsgrad eines Leistungsverstärkers im AIU. Befehle auf die AIU, die eine kurze Zeitantwort erfordern, werden im DSP 112 verarbeitet, und falls notwendig, im FPGA 114 reformatiert und in die AIU geleitet über diskrete Sendeelemente 129a, 129b und 129c. Z. B. können Transpondersignale für die obere oder untere Antennenauswahl auf eine AIU gesendet werden über diskrete Sendeelemente 129a. Nicht alle dieser beispielhaften diskreten Sendeelemente werden notwendigerweise für eine jede Anwendung verwendet, und die Flexibilität des Aufbaus ermöglicht es dem FPGA 114 für andere Schnittstellen programmiert zu werden, mit entweder diskreter Funktionalität oder einer Funktionalität für Seriellbusse oder Parallelbusse.
  • Der Betrieb des gemeinsamen Sendemoduls 102 ist unten unter Bezugnahme auf 2 genauer beschrieben. Das digitale Submodul 110 umfasst ein herkömmliches Transceiverpaket 103, wie z. B. Modell Nr. SN75ALS171, welches von Texas Instruments erhältlich ist. Über das Transceiverpaket 103 ist der Systembus 109 mit dem digitalen Submodul 110 hin zu externen Geräten verbunden, wie z. B. einem herkömmlichen Computer 111a, der eine herkömmliche serielle Schnittstelle 111b enthält, eine herkömmliche Soundkarte 111c (wie z. B. das Modell Nr. Soundblaster 16, erhältlich von Creative Labs) und einen herkömmlichen Speicher 111d. Ein herkömmliches Mikrofon (nicht dargestellt) wandelt Sprachsignale in elektrische Signale und stellt die elektrischen Signale auf die Soundkarte 111c bereit. Über das Transceiverpaket 103 verbindet ein Transponderbus 115 das digitale Submodul 110 des gemeinsamen Sendemoduls 102 mit dem digitalen Submodul 106 des gemeinsamen Empfangsmoduls 100. Allgemein gesagt gilt, dass das Transceiverpaket 103 auf herkömmmliche Weise den Spannungspegel der Signale auf dem Systembus 109 bzw. dem Transponderbus 115 umwandelt in Spannungspegel, die vom FPGA 114 benötigt werden. Entsprechend wandelt das Transceiverpaket 103 Spannungspegel auf der Applikationsschnittstelle 113 in die von dem FPGA 114 benötigte. Der Transponderbus 115 wird verwendet, wenn Transponderfunktionen eine Übertragung von Information zwischen dem gemeinsamen Sendemodul 102 und dem gemeinsamen Empfangsmodul 100 benötigen. Z. B. wird der Transponderbus 115 verwendet, wenn das gemeinsame Sendemodul 102 und das gemeinsame Empfangsmodul 100 programmiert sind für ein herkömmliches Luftverkehrssteuerungsradarleitsystem (ATCRBS) wie offenbart in der in Bezug genommenen Offenbarung mit dem Titel "DIGITALLY PROGRAMMABLE RADIO MODULES FOR TRANSPONDER SYSTEMS, welche zuvor erwähnt worden ist. Der Transponderbus 115 wird z. B. nicht verwendet, wenn das gemeinsame Sendemodul 102 für ein herkömmliches VHF-AM-System programmiert wird, da eine Transponderfunktion nicht mit VHF AM benötigt wird.
  • Wie zuvor beschrieben, lädt der DSP 112 Dateien vom RAM 125 in den FPGA 114 zum Rekonfigurieren des FPGA 114 für die bestimmte Anwendung. Der DSP 112 ist ein herkömmlicher digitaler Signalprozessor, wie z. B. ein TMS320 C31 Digitalprozessor, der von Texas Instruments erhältlich ist. Weiterhin wird, wie zuvor beschrieben, ein Teil des FPGA 114 rekonfiguriert, um als herkömmlicher UART zu funktionieren und so eine Schnittstelle zwischen dem Systembus 109 und dem FPGA 114 bereitzustellen. Der FPGA 114 ist eine herkömmliche frei programmierbare Logikschaltkreisanordnung (FPGA = Field Programmable Gate Array), wie z. B. ein EPF 81188 Field Programmable Gate Array, welches von Altera erhältlich ist.
  • Falls für eine bestimmte Anwendung benötigt, z. B. bei VHF AM, kann der FPGA 114 rekonfiguriert werden um an einem über den Systembus 109 erhaltenen Informationssignal eine Interpolation durchzuführen. Wird z. B. ein Eingabesignal mit einer Rate von 8 KHz mit 8 Bit pro Abtastung abgetastet und seriell übertragen auf den FPGA 114, so kann eine tausendfache (1000) Interpolation durchgeführt werden, um einen glatten Satz von Abtastungen bei einer Abtastrate von 8 MHz pro Sekunde bereitzustellen. Dies verringert die Quantisierungsfehler, die durch den Übergang zwischen den ursprünglichen Abtastwerten bei 8 KHz verursacht wird. Der DSP 112 wird bevorzugterweise zusammen mit dem FPGA 114 verwendet, um die Interpolation durchzuführen. Jedoch kann die gesamte Interpolation entweder im DSP 112 oder im FPGA 114 durchgeführt werden. Bestimmte Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen, wie z. B. ein Luftverkehrssteuerungsradarleitsystem (ATCRBS), verlangen keine Interpolation. Somit vollführen der DSP 112 und der FPGA 114 keine Interpolation, wenn das gemeinsame Sendemodul 102 für solch eine Kommunikations-, Navigations-, und Identifikations-(CNI)-Funktion konfiguriert ist. Es gibt viele verschiedene Arten von herkömmlicher Interpolation und die vorliegende Erfindung ist nicht dazu bestimmt, auf spezielle Arten von Interpolation beschränkt zu sein.
  • Wie zuvor beschrieben, ist der DSP 112 programmierbar, in dem man ein Computerprogramms vom Computer 111a über den Systembus 109 auf herkömmliche Weise herunterlädt. Z. B. kann abhängig von einer bestimmten Anwendung und der Art der Modulation der DSP 112 auf herkömmliche Weise programmiert werden, um als arithmetischer Basisbandprozessor (siehe arithmetischer Basisbandprozessor 300 in 9) zu funktionieren, wodurch ein Basisbandinformationsmodulationssignal erzeugt wird, welches ein gleichphasiges I (= inphase)-Signal, ein um 90° dazu verschobenes Q (= quadrature signal)-Signal, ein Phasensignal (ϕ) und ein Frequenzsignal (f) in dem passenden digitalen Format bereitstellt. Das Frequenz signal (f) ist in 2 so gezeigt, dass es eine Schwingungsfrequenzkomponente f0 und eine Frequenzmodulationskomponente (FMOD) für die Frequenzmodulation der Schwingungsfrequenz enthält. Somit ist der DSP 112 programmierbar, sodass das gemeinsame Sendemodul 102 im Prinzip jede Art von Modulation aussendet. Eine solche Basisbandmodulation durch einen digitalen Signalprozessor ist wohlbekannt.
  • Die nachfolgende Tabelle I veranschaulicht herkömmliche Beispiele für die Art der Modulation und die Form der Modulationsinformation für verschiedene Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen, und die nachfolgende Tabelle II veranschaulicht, welche der gleichphasigen, um 90° verschobenen, Phasen- und Frequenzsignale des DSP 112 benötigt werden, um verschiedene Arten von Modulation auszusenden. Die Modulationsinformation wird dargestellt durch m(t). Die Amplitude von m(t) kann im arithmetischen Basisbandprozessor 300 (siehe 9) des DSP 112 arithmetisch manipuliert werden, um die gewünschte Art der Modulation in Übereinstimmung mit Tabelle II, siehe unten, bereitzustellen. In den Tabellen I und II entspricht ASK einer Amplitudenumtastung, AM entspricht einer Amplitudenmodulation, SC entspricht einem unterdrückten Träger, PCM entspricht einer Pulscodemodulation, PPM entspricht einer Pulspositionsmodulation, DSB entspricht einem Doppelseitenband, SSB entspricht einem Einzelseitenband, FM entspricht einer Frequenzmodulation, PM entspricht Phasenmodulation, PSK entspricht einer Phasenumtastung, ASK/PSK entspricht einer gleichzeitigen Amplituden- und Phasenumtastung, MSK entspricht einer Minimalumtastung, und QM entspricht einer Quadratur-(Phasen)-Modulation. ATCRBS, Mode-S-Abfrage, TACAN, VHF-AM und SATCOM sind herkömmliche Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen.
  • Tabelle I:
    Figure 00220001
  • Figure 00230001
    • * TACAN-Impulse können im Leistungsverstärker in der Antennenschnittstelleneinheit (AIU = antenna interface unit) geformt werden.
  • Tabelle II:
    Figure 00230002
  • In Tabelle II bezieht sich m(t)1 auf eine um 90° phasenverschobene Version von m(t). Diese Funktion wird im Allgemeinen als Hilberttransformierte bezeichnet und kann berechnet werden durch die Faltung von m(t) mit 1/(πt). m1(t) und m2(t) beziehen sich auf orthogonale Modulationsindizes. Der Einschluss von anderen Formen von Modulation in Tabelle II, wie z. B. MSK, kann durch den Fachmann durchgeführt werden.
  • Als ein Beispiel gilt, dass wenn der DSP 112 programmiert wird, um eine AM-Modulation auszusenden, dass der DSP 112 ein gleichphasiges (I)-Signal und ein Frequenz (f)-Signal bereitstellen würde, wie in Tabelle II angezeigt. Beim Aussenden der VHF-AM-Modulation, wird der DSP 112 nicht benötigt, um ein Quadratur- oder ein Phasensignal bereitzustellen. Die Bereitstellung von geeigneten gleichphasigen, um 90° phasenverschobenen, Phasen- oder Frequenzsignalen vom DSP 112, basierend auf der benötigten Modulation, ist wohlbekannt.
  • Die gleichphasigen, Quadratur- und Phasensignale, die durch den DSP 112 bereitgestellt wurden, werden auf den FPGA 114 geschickt. Im FPGA 114 und abhängig von der jeweiligen Anwendung bei welcher das gemeinsame Sendemodul 102 verwendet wird, können das gleichphasige, das um 90° phasenverschobene und das Phasensignal z. B. interpoliert oder formatiert werden durch Pulscodemodulation. Der FPGA 114 sendet auch ein Steuersignal über den Durchstimmbus 117, welcher eine Differenzuhr und einen seriellen Differenzdatenstrom umfasst, welche bereitgestellt werden durch das Transceiverpaket 103, um die Schnittstelle 123 des analogen Submoduls 100 zu steuern. Das Steuersignal steuert Aufwärtswandlungsvariablen des analogen Submoduls 100. Diese Aufwärtswandlungsvariablen sind Parameter, die eingebettet sind in die DSP-Programme einer jeden Anwendung. Die Steuerungsschnittstelle 123 umfasst Transceiver die ähnlich sind zu dem Transceiverpaket 103 plus elektronisch programmierbare, logische Vorrichtungen (EPLD = electronically programmable logic device) (wie z. B. Modellnummer EPLDCY7C342, erhältlich von Cypress), welches eine synchrone Serienschnittstelle ist, die synchrone serielle Durchstimmdaten annimmt und in die Art von benötigten Daten formatiert, um die programmierbaren Teiler 240 und 232 (siehe 6) zu steuern, Voreinstellungen für den mit den VCO 228 und 248 (siehe 6) zusammengehörenden D/A-Wandler und den Ausgabeteilerwahlschalter 204 (siehe 6). Wenn sie auf dem ausgewählten Frequenzband basiert, akzeptiert die Steuerungsschnittstelle 123 die synchronen seriellen Durchstimmdaten und formatiert sie in die Art von Daten, die benötigt werden, um die Schalter 127a (siehe 3b), 127b (siehe 3b), 134, 138, 140, 148, 149a (siehe 3), 149b (siehe 3) und 151 (siehe 3) zu steuern, basierend auf den gelieferten Filteranforderungen (wie Breitband oder Schmalband). Die Aufwärtswandlungsvariablen werden festgelegt durch den arithmetischen Basisbandprozessor 300 (siehe 9) im DSP 112.
  • Von dem FPGA 114 werden die interpolierten oder formatierten Signale in den herkömmlichen Quadraturmischer 116 geschickt, wie z. B. in ein Modell Nr. STEL-1130, erhältlich von Stanford Telecom. In ähnlicher Weise können, abhängig von der Anwendung, die Signale des DSP 112 über den FPGA 114 auf den Quadraturmischer 116 geschickt werden, ohne interpoliert oder formatiert zu werden. In diesem Fall agiert der FPGA 110 als eine Schnittstelle zwischen dem DSP 112 und dem Quadraturmischer. Über den FPGA 114 wird das Frequenzsignal, welches vom DSP 112 bereitgestellt wird, durch den herkömmlichen nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 empfangen, wie z. B. einen nummerisch gesteuerten Schwingkreis STEL-1177, erhältlich von Stanford Telecom. In Antwort auf das Frequenzsignal, welches vom DSP 112 bereitgestellt wird, agiert der nummerisch gesteuerte Schwingkreis 118 als digitaler lokaler Schwingkreis, um eine Folge von digitalen Abtastwerten des gewünschten Schwingungssignals bereitzustellen. Der nummerisch gesteuerte Schwingkreis 118 führt auch die Phasen- und Frequenzmodulation der Schwingung durch. Das von dem nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 bereitgestellte digitale Schwingungssignal wird durch den Quadraturmischer 116 empfangen. Der Quadraturmischer 116 erzeugt herkömmlicherweise eine digitale Wellenform in Übereinstimmung mit dem gleichphasigen, dem um 90° phasenverschobenen und dem Phasensignal, welche vom FPGA 114 empfangen werden, und dem digitalen Schwingungssignal, welches vom nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 empfangen wird. Somit bilden die Kombination des nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 und des Quadraturmischers 116 zusammen einen Modulator, welcher ein digital moduliertes Schwingungssignal erzeugt. Tatsächlich werden typischweise der Stanford Telecom STEL-1130 Quadraturmischer und der Standford Telecom STEL-1177 nummerisch gesteuerte Schwingkreis zusammen verwendet, um digital modulierte Schwingungssignale auf herkömmliche Weise bereitzustellen. Somit ist der kombinierte Betrieb des Quadraturmischers 116 und des nummerisch gesteuerten Schwingkreises 118 wohlbekannt. Das digital modulierte Schwingungssignal, welches vom nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 und dem Quadraturmischer 116 erzeugt wird, wird auf den herkömmlichen Digital-/Analogwandler 120 geliefert, wie z. B. ein Modell Nummer AD9721, erhältlich von Analog Devices. Der Digital-/Analogwandler 120 empfängt das digital modulierte Schwingungssignal und wandelt das digital modulierte Schwingungssignal in ein analoges moduliertes Schwingungssignal. Das analoge modulierte Schwingungssignal entspricht einer ersten analogen Zwischenfrequenz-(IF = intermediate frequency)-Signal und wird auf das analoge Submodul 108 gegeben. Die Zwischenfrequenz des analogen modulierten Schwingungssignals liegt bevorzugterweise bei 10 MHz. Der FPGA 114 sendet auch ein Steuerungssignal über den Durchstimmbus 117, um die Schnittstelle 123 des analogen Submoduls 102 zu steuern.
  • Der Digital-/Analogwandler 120 hat eine ausreichende Bandbreite (d. h. eine ausreichend hohe Abtastrate) für eine beträchtliche Anzahl der Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen des breitesten Bandes, und hat eine ausreichende Amplitudenauflösung für niedrige harmonische Oberschwingungen, um die übersendete Reinheit der Ausstrahlungsbedingungen in Übereinstimmung mit der anschließenden Filterung im analogen Submodul 108 zu erfüllen. Weiterhin gibt es mit Hinblick auf die Reinheit der Ausstrahlungen Betrachtungen zur Digital-/Analogwandlung hinsichtlich der Abtastrate relativ zur digitalisierten Ausgabefrequenz, sodass durch den Digital/-Analogwandlungsprozess erzeugte Oberschwingungen in verschiedenen Teilen des letztendlichen HF-Ausgabebereichs durch verschiedene Filter ausreichend abgeschwächt werden können. Diese Bandbreiten- und Ausstrahlungsreinheitsbetrachtungen helfen, die digitalisierte Ausgabefrequenz des Digital-/Analogwandlers 120 festzulegen.
  • Ist die Ausgabefrequenz des Digitalanalogwandlers 120 festgelegt, so erreicht das analoge Submodul 108 die erforderliche IF-nach-HF-Wandlung mit minimaler Hardware, während die Sendeleistungsanforderungen erfüllt werden, wie z. B. Anforderungen hinsichtlich der Signalverzerrung, Oberwellen-/Mischerprodukten, augenblicklichen Bandbreite, Schwingkreisphasenrauschen und Frequenzumschaltgeschwindigkeit.
  • Das analoge Submodul 108 des gemeinsamen Sendemoduls 102 umfasst einen Syntheziser 122, einen durchstimmbaren lokalen Schwingkreis (durchstimmbarer L01) 124, welcher ein erstes lokales Schwingungssignal L01 erzeugt, und eine Reihe von miteinander verbundenen fest eingestellten lokalen Schwingkreisen (fest eingestellte L0 = local oscillator) 126, welche ein zweites lokales Schwingkreissignal L02 erzeugen, ein drittes lokales Schwingkreissignal L03 und ein viertes lokales Schwingkreissignal L04. Diese fest eingestellten Schwingkreise 126 werden unter Bezugnahme auf 6 später ausführlicher beschrieben.
  • Das erste analoge Zwischenfrequenzsignal, welches durch den Digital-/Analogwandler 120 hergestellt wird, wird vom digitalen Submodul 110 weggeleitet und durch das herkömmliche Bandpassfilter (BPF) 128 empfangen. Das BPF 128 hat z. B. eine Modell-Nr. BPF 6/12 SM, erhältlich von Penny Technologies. Das BPF 128 lässt Breitbandsignale bei 10 MHz, plus oder minus 4 MHz, durch; jedoch kann das BPF 128 eine geschaltete Bandpassfilterbank aus Filtern für Breitband- und Schmalbandsignale sein. Somit kann, anstelle dass es durch das BPF 128 geschickt wird, das erste analoge Zwischenfrequenzsignal durchgeschaltet werden, z. B. entweder durch ein erstes Bandpassfilter (nicht gezeigt), welches Breitbandsignale durchlässt, mittels des Durchlassens von Signalen bei 10 MHz, plus oder minus 4 MHz, oder einem zweiten Bandpassfilter (nicht gezeigt), welches Schmalbandsignale durchlässt, mit Durchlassen von Signalen bei 10 MHz, plus oder minus 0,2 MHz. Ein herkömmlicher erster Mischer 130, wie z. B. das Modell Nr. WJM4T, erhältlich von Watkins Johnson) empfängt das gefilterte erste analoge Zwischenfrequenzsignal und das vierte lokale Schwingkreissignal L04, und stellt dann ein entsprechendes zweites analoges Zwischenfrequenzsignal bereit. Das zweite analoge Zwischenfrequenzsignal wird durch ein herkömmliches Bandpassfilter (BPF) 132 (wie z. B. ein Modell Nr. BPF 70 SM, erhältlich von Penny Technologies) gefiltert. Ein herkömmlicher Schalter 134 empfängt das zweite lokale Schwingkreissignal L02 und das dritte lokale Schwingkreissignal L03 und gibt eines der Schwingkreissignale als ein ausgewähltes Schwingkreissignal aus, ein herkömmlicher zweiter Mischer 136 (wie z. B. Modell-Nr. WJM4T, erhältlich von Watkins Johnson) empfängt das ausgewählte Schwingkreissignal vom Schalter 134 und das gefilterte Signal vom BPF 132 und stellt dadurch ein drittes analoges Zwischenfrequenzsignal bereit. Die herkömmichen Schalter 138 und 140 werden gesteuert, um die dritte analoge Zwischenfrequenz durch entweder das BPF 1142 oder BPF 144 zu schalten und dann auf einen dritten Mischer 146, wobei es sich bei allen um herkömmliche Einheiten handelt. Der dritte Mischer 146 empfängt auch das erste lokale Schwingkreissignal L01 und erzeugt ein Endfrequenzsignal. Der Filtermischer 146 entspricht typischerweise der letzten Frequenzumsetzung des ausgesandten Signals. In 2 wird das Endfrequenzsignal, welches im dritten Mischer 146 bereitgestellt wird, entweder auf das Niederpassfilter 150, 152 oder 154 geschaltet (man beachte, dass 3, wie später erläutert, unterschiedliche Aufbauten der Schalt- und Filteranordnung nach dem dritten Mischer 146 zeigt). Die herkömmlichen Verstärker 156, 158 und 160 für mittlere Leistungen stellen eine Leistungsverstärkung des letztlichen Frequenzsignals bereit.
  • Wenn in einem Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-System verwendet, welches eine Steuerung der Antennenschnittstelleneinheit 101 benötigt, stellt der FPGA 114 solche Steuerungssignale entweder über den Sendesteuerungsbus 127 bereit oder über diskreten Sendeelemente, wie z. B. 129a, 129b und 129c. Z. B. werden Durchstimmdaten, sowie zusätzliche AIU-Steuerungsdaten, die von der externen Steuerung oder vom Computer 111a empfangen werden, falls nötig, im DSP 112 bearbeitet, im FPGA 114 reformatiert und auf die dazugehörige AIU über den Sendebus 127 zur Steuerung von Filtern, Schaltern, usw weitergeleitet. Solche Durchstimmdaten und AIU-Steuerungsdaten können Daten umfassen, die sich auf die fremde Signalverteilung beziehen, z. B. entweder von dem zugeordneten Sendemodul oder einem Ersatzsendemodul. Weiterhin werden verschiedene Befehle auf die AIU, welche eine Antwort in kurzer Zeit benötigen, falls nötig, im DSP 112 verarbeitet werden, im FPGA 114 reformatiert werden und auf die AIU gegeben werden über diskrete Sendeelemente 129a, 129b und 129c. Z. B. wird eine Auswahl der oberen oder unteren Antenne mittels des diskreten Sendeelements 129 über den Transponder durchgeführt, und eine Sende- oder Empfangsauswahl wird durchgeführt über das diskrete Sendeelement 129b. Eine Pulsformabtastung für die Synchronisation der Modulatorpulsausgabe mit zusätzlicher Pulsformung (z. B. für Gaus'sche TACAN-Impulse) können in dem AIU-Leistungsverstärker durchgeführt werden. Die Verwendung des gemeinsamen Sendemoduls 102 in einem herkömmlichen Luftverkehrsteuerungsradarleitsystem (ATCRBS) benötigt die Verwendung eines Antennenschnittstelleneinheitssteuerungssignals über ein diskretes Sendeelement 129a. Die Verwendung des gemeinsamen Sendemoduls 102, um Signale in einem Luftverkehrssteuerungsradarleitsystem (ATCRBS) auszusenden, wird weiter unten ausführlicher beschrieben und auch in der in Bezug genommenen Offenbarung mit dem Titel DIGITALLY PROGRAMMABLE RADIO MODULES FOR TRANSPONDER SYSTEMS; die zuvor erwähnt wurden ist.
  • 3 ist ein detaillierteres Blockdiagramm des Signalpfads des analogen Submoduls 108 des gemeinsamen Sendemoduls 102, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Dabei zeigt 3 zusätzliche Schalter und Filter, die in 2 nicht gezeigt sind. Genauer gezeigt veranschaulicht 3 einen Aufbau zum Erzeugen eines Sendesignals im Bereich von 2 MHz bis 2000 MHz, wodurch es dem gemeinsamen Sendemodul 102 erlaubt wird, verschiedene Signale auszusenden, die verschiedenen Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen entsprechen.
  • Wie in 3 gezeigt, wird das letztendliche Frequenzsignal, welches durch den dritten Mischer 146 bereitgestellt wird, durch herkömmliche Schaltungen 148, 149a, 149b und 151 auf eines der herkömmlichen Niederpassfilter (LPF) 150 und 152 geschaltet und auf das herkömmliche Bandpassfilter (BPF) 154a, 154b und 154c, um das letztendliche Frequenzsignal zu filtern. Herkömmliche Verstärker 156a, 156b, 158a, 160a und 160b für mittlere Leistung sind mit den LPF 150 und 152 verbunden, sowie den BPF 154a, 154b und 154c, um das Endfrequenzsignal des Filters zu verstärken. Die Verstärker 156a, 156b und 158, 160a und 160b, die LPF 150 und 152 und die BPF 154a, 154b und 154c werden in Übereinstimmung mit der Ausgabesendefrequenz ausgewählt.
  • In 3 werden die verschiedenen Filter und Verstärker so ausgewählt, dass die Ausgabe des Verstärkers 156a sich ungefähr im Bereich von 1,5 bis 88 MHz befindet, die Ausgabe des Verstärkers 158 im Bereich von ungefähr 88 MHz bis 447 MHz und die Ausgabe des Verstärkers 160 im Bereich von ungefähr 824 bis 1880 MHz. Das verstärkte gefilterte Endfrequenzsignal an der Ausgabe von entweder dem Verstärker 156a, 158 oder 160 wird dann weitergeleitet auf die AIU 101, wo das Signal weiter auf ein benötigtes Leistungsniveau gefiltert und verstärkt werden kann. LPF 150 und 152 und BPF 154a, 154b und 154c können von einem relativ breitbandigen Typ sein, da sie hauptsächlich bereitgestellt werden zum Herausfiltern von Oberwellen und anderen außerhalb des Bandes liegenden Interferenzen, die als Ergebnis der Mischung auftreten, die durch die IF-Wandlung auf die Schwingungsfrequenz erzeugt wird.
  • Wie in 3 gezeigt, werden Schalter (SW) 127a und 127b verwendet, um entweder das Bandpassfilter (BPF) 128 oder 129 auszuwählen. Das BPF 128 wird verwendet für CNI-Funktionen mit breiterer Bandbreite und das BPF 129 wird verwendet für CNI-Funktionen mit schmalerer Bandbreite. Werden die Schaltung 127a und. 127b umgelegt, um das BPF 128 auszuwählen, so lässt das BPF 128 Frequenzen durch, z. B. eine Niederfrequenz (FL = low frequency), die gleich ist oder weniger als 6 MHz, und eine Hochfrequenz (FH), die gleich oder größer ist als 14 MHz. Somit ist das BPF 128 bei 10 MHz zentriert und lässt Signale durch, welche zumindest plus oder minus 4 MHz von der Mittenfrequenz abweichen.
  • Die Schalter 127a und 127b können auch umgeworfen werden, um Bandpassfilter (BPF) 129 auszuwählen. Das BPF 129 ist bei 10 MHz zentriert und lässt Frequenzen für schmalbandige CNI-Funktionen durch. Die Bandbreite des BPF 129 kann individuell angepasst werden, um einen Bereich von Funkkanälen für verschiedene CNI-Funkfunktionen durchzulassen, während D-/A-Oberschwingungen, die in Zusammenhang stehen mit der Erzeugung der ersten Zwischenfrequenz, die mit diesen Funktionen zusammenhängt, blockiert werden. Im Allgemeinen wird die Bandbreite des BPF 129 (oder jeden anderen Filters, der an diesem Punkt in einer umgeschalteten Filterbank verwendet wird) durch die Tatsache festgelegt, dass die kleinste Bandbreite des Filters gegenüber extremen Schwankungen der Umweltbedingungen zumindest so groß sein muss wie die Summe von zweimal der Frequenzstabilität der ersten Zwischenfrequenz, der Bandbreite des breitesten Bandbreitensignals, welches durchgelassen werden soll, der Frequenzschrittgröße des durchstimmbaren L01 in dem entsprechenden interessierenden Band und dem Frequenzdrift des Filters als solchem gegenüber extremen Schwankungen der Umweltbedingungen. Falls gewünscht, können zusätzliche Filter hinzugefügt werden über zusätzliche Schaltvorgänge, oder ein Filter mit variabler Bandbreite kann hinzugefügt werden, um die Antwort des Filters feiner auf die Eigenschaften der gewünschten sowie von ungewünschten Signalen aus dem Digitalanalogwandler 120 abzustimmen. Weiterhin kann in einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung die Ausgabe des Digitalanalogwandlers zumindest bei 10 MHz liegen, wenn der Digitalanalogwandler 120 mit einer 40 MHz-Rate abgetastet wird. Diese Vorgehensweise sorgt dafür, dass die ungeraden Oberschwingungen in den übertragenen Kanal fallen, wo die Anforderungen hinsichtlich von Störungen (d. h. Verzerrungen) am wenigsten streng sind. Weil jedoch der durchstimmbare L01 124 minimale Schrittgrößen hat, welche groß sind verglichen mit den Kanalabständen für einige Funkfunktionen, wird die Kanaldurchstimmung dadurch erreicht, dass sowohl der L01 124 als auch der nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 durchgestimmt werden. Wenn der nummerisch gesteuerte Schwingkreis 118 durchgestimmt wird, so wird die Digital-/Analogausgabefrequenz von 10 MHz weg verschoben, wodurch dafür gesorgt wird, dass ungerade D/A-Oberschwingungen sich in der Frequenz relativ zu der des interessierenden übermittelten Kanals verschieben. Falls diese Oberschwingungen nicht die Störsignalanforderungen für einige Funkgeräte erfüllen, so ist es möglich, die ursprüngliche Verschiebung bei 10 MHz zu ändern (z. B. auf 10,25 MHz), sodass die ursprüngliche Verschiebung plus die durchgestimmte Verschiebung immer ungerade Oberschwingungen niedriger Ordnung erzeugen, die außerhalb des schmalbandigen BPF 129 fallen, wobei die Vorgehensweise beim Aufbau für die Bandbreite des BPF 129 oben gegeben ist.
  • Weiterhin gilt, wie in 3 veranschaulicht, dass das Endfrequenzsignal, welches durch den dritten Mischer 146 erzeugt wird, durchgeschaltet wird durch herkömmliche Schalter 148, 149a, 149b und 151 auf einen der herkömmlichen Niederpassfilter (LPF = lowpass filters) 150 und 152, und herkömmliche Bandpassfilter (BPF) 154a, 154b und 154c, um das Endfrequenzsignal auszufiltern. Herkömmliche Verstärker für mittlere Leistungen 156a, 156b und 158, 160a und 160b (wobei ein jeder ein Verstärker wie z. B. das Modell Nr. AH-B102D-2 ist, erhältlich von TRW), sind verbunden mit den LPF 150 und 152, und den BPF 154a, 154b und 154c, wie in 3 veranschaulicht, um das Endfrequenzsignal des Filters zu verstärken. Die Verstärker 156a, 156b, 158, 160a und 160b, LPF 150 und 152, und die BPF 154a, 154b und 154c werden in Übereinstimmung mit der Ausgabesendefrequenz ausgewählt. Die Verstärker 156a, 156b, 158, 160a und 160b werden bevorzugterweise weit innerhalb ihres linearen Betriebsbereichs betrieben.
  • In 3 werden die verschiedenen Filter und Verstärker so gewählt, dass die Ausgabe des Verstärkers 156a sich ungefähr im Bereich 1,5 bis 88 MHz befindet, die Ausgabe des Verstärkers 158 ungefähr im Bereich von 88 MHz bis 447 MHz und die Ausgabe des Verstärkers 160a ungefähr im Bereich von 824 bis 1880 MHz. Das verstärkte, gefilterte Endfrequenzsignal an der Ausgabe von entweder dem Verstärker 156a, 158 oder 160 wird dann durchgeleitet auf ein Antennenschnittstellenmodul (nicht gezeigt), wo das Signal weiter auf einen benötigten Leistungspegel gefiltert und verstärkt werden kann. LPF 150 und 152 und BPF 154a, 154b und 154c können relativ breitbandig sein, da sie vor allem bereit gestellt werden um Oberschwingungen und andere außerhalb des Bandes liegende Interferenzen auszufiltern, die als ein Ergebnis der Mischung auftreten, die während der IF-Wandlung zur Schwingungsfrequenz durchgeführt wird.
  • Zwischenleistungsverstärker 156a, 156b, 158, 160a und 160b sind Verstärker für relativ hohe Pegel, welche einen hohen Grad an Linearität für das Zwischenleistungssignal (z. B. 0 mW) einhalten, welches letztlich für eine höhere Leistungsverstärkung auf die geeignete AIU geleitet werden. Eine alternative Ausführungsform eliminiert die Schaltkreise, die auf den dritten Mischer 146 folgen, und gibt die Ausgabe des dritten Mischers 146 direkt auf die geeignete AIU, wo nur die Filterung und die Zwischenleistungsverstärkung, die mit der AIU in Zusammenhang stehen, bereitgestellt werden müssen. In diesem Falle sollte eine zusätzliche Isolierung für diese Ausgabesignale mit niedrigerem Pegel gegenüber externen Signalen bereitgestellt werden.
  • Das BPF 132 lässt Frequenzen zwischen einer niedrigen Frequenz, die 65 MHz entspricht, und einer hohen Frequenz, die 75 MHz entspricht, durch. Das BPF 142 lässt Frequenzen zwischen einer niedrigen Frequenz, die 405 MHz entspricht, und einer hohen Frequenz, die 415 MHz entspricht, durch. Das BPF 144 lässt Frequenzen zwischen einer niedrigen Frequenz, die 885 MHz entspricht, und einer hohen Frequenz, die 895 MHz entspricht, durch. Obwohl die Bandbreite dieser Filter nur zu Veranschaulichungszwecken angegeben ist, können ihre Bandbreite, Selektivität, Anstiegsflankenzurückweisung und Zeitverhalten leicht durch einen Fachmann ausgewählt werden, um in ausreichender Weise die externen Signale zurückzuweisen, die durch Nichtlinearität in verschiedenen Elementen erzeugt werden, wie den Mischern und Verstärkern, welche in besonderer Weise implementiert werden.
  • Die Aussendung von Signalen im Frequenzbereich von 824 MHz bis 1880 MHz wird durch einen der BPF 154a, 154b oder 154c geschaltet (welche zusammen dargestellt sind durch das LPF 154 in 2). Das LPF 150 wird verwendet für den Ausgabefrequenzbereich 1,5 bis 88 MHz und lässt alle Frequenzen unterhalb von zumindest 88 MHz durch. Das LPF 152 wird verwendet für den Ausgabefrequenzbereich 88 bis 447 MHz und lässt alle Frequenzen unterhalb von zumindest 447 MHz durch. Im Allgemeinen werden, wenn sie ausreichen, Tiefpassfilter anstelle von Bandpassfiltern verwendet. Zusätzlich sind Tiefpassfilter ausreichend, da es keine abträglichen externen Signale gibt, die in dem niedrigeren Teil des Frequenzbereichs ausgesendet werden. Das BPF 154a lässt Frequenzen im Bereich von 824 MHz bis 1150 MHz durch, das BPF 154b lässt Frequenzen im Bereich von 1150 MHz bis 1660 MHz durch, und das BPF 154c lässt Frequenzen im Bereich von 1660 MHz und 1880 MHz durch. Ein herkömmlicher Schalter 149a wählt entweder das BPF 151 oder 152 aus, und ein herkömmlicher Schalter 149 wählt zwischen den BPF 154a, 154b und 154c aus. Herkömmliche Verstärker 170a und 170b werden bereitgestellt, um angemessene Signalverstärkung bereitzustellen, und herkömmliche Verstärker 156a, 156b, 158, 160a und 160b stellen eine ausreichende lineare Signalverstärkung bereit.
  • Wie in 3 gezeigt, liegt das zweite lokale Schwingkreissignal L02 bei ungefähr 960 MHz, das dritte lokale Schwingkreissignal bei ungefähr 480 MHz und das vierte lokale Schwingkreissignal bei ungefähr 60 MHz. Ein BPF 135a filtert das zweite lokale Schwingkreissignal aus, ein BPF 135b (siehe 6) filtert das erste lokale Schwingkreissignal und ein BPF 131 filtert das vierte lokale Schwingkreissignal aus. Das erste lokale Schwingkreissignal L01 ist ein durchstimmbares lokales Schwingkreissignal und wird aus der nachfolgenden Tabelle III in Übereinstimmung mit der gewünschten HF-Ausgabefrequenz ausgewählt.
  • Tabelle III:
    Figure 00320001
  • In Tabelle III bezeichnet die DPLL-Spalte die Ausgabefrequenzen der in 6 gezeigten und später beschriebenen doppeltphasengerasteten Schleife. Die Spalte "Teilungsverhältnis" zeigt ein Unterteilungsverhältnis an, welches die DPLL-Ausgabe unterteilt, wodurch L01 bereitgestellt wird. Das Teilungsverhältnis wird ausgewählt durch den Ausgabeunterteilungswahlschalter 204 (siehe 6) und durch Drehen der Teiler 202 (siehe 6) und 206 (siehe 6) zwischen "An" und "Aus". Wie durch Tabelle III veranschaulicht, ist der Frequenzbereich des ersten lokalen Schwingkreissignals L01 zwischen 322 bis 2290 MHz. Weiterhin sind der Frequenzbereich des ersten lokalen Schwingkreissignals L01 und das durch den Schalter 134 ausgewählte Schwingkreissignal leicht aus der Tabelle III und 3 bestimmbar. Liegt z. B. die gewünschte HF-Ausgabe im Bereich von 1,5 MHz bis 88 MHz, wie durch Tabelle III veranschaulicht, so wählt der Schalter 134 das dritte lokale Schwingkreissignal L03 (ungefähr 480 MHz) aus, sodass die Ausgabe des dritten Zwischenfrequenzsignals durch den zweiten Mischer 136 eine Frequenz von ungefähr 410 MHz hat. Weiterhin wird das erste lokale Schwingkreissignal L01 durchgestimmt, um im Bereich von 408,5 MHz bis 322 MHz zu sein. Weiterhin erlauben eine passende Wahl des dritten Mischers 146 und die Verwendung eines direkten Durchschleifungspfads 212 (siehe 6) sowie weitere Kombinationen für den Durchstimmbereich des ersten lokalen Schwingkreissignals L01 124 und für das dritte Zwischenfrequenzsignal eine HF-Ausgabe über 3500 MHz hinaus, trotz des verschlechterten Störsignalverhaltens bei einigen Frequenzen.
  • Deshalb werden die verschiedenen Schalter und Teiler im analogen Submodul 108 so gesteuert, dass die geeigneten lokalen Schwingkreissignale und die geeigneten BPF ausgewählt werden, um das benötigte Endfrequenzsignal zu erzeugen.
  • 4 ist ein Blockdiagramm, welches die Steuerschnittstelle 123 des analogen Submoduls 108 veranschaulicht. Wie in 4 gezeigt, empfängt die Steuerungsschnittstelle Steuerungssignale vom digitalen Submodul 110 über den Durchstimmbus 117. Die Steuerungssignale auf dem Durchstimmbus 117 laufen durch herkömmliche Leitungstransceiver 162 auf eine herkömmliche elektronisch programmierbare Logikvorrichtung (EPLD = electronically programmable logic device) 123a in der Steuerungsschnittstelle 123. Die EPLD 123a erzeugt dann Steuerungssignale 164, welche auf die verschiedenen Schalter, Teiler und andere Steuerungselemente ausgesandt werden und diese steuern, wobei einige von diesen später erläutert werden, und zwar in das analoge Submodul 108. Die Steuerung der Schalter unter Verwendung des EPLD 123a in der Steuerungsschnittstelle 123 ist für den Fachmann leicht verständlich.
  • Nach Erhalten von Durchstimminformation vom Systembus 109 über den FPGA 114 und den lokalen Bus 119 berechnet der DSP 112 die Abstimmung zwischen dem nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 und dem durchstimmbaren lokalen Schwingkreis L01 124 im analogen Submodul 108 und proportioniert auf die Durchstimmung. Der DSP 112 verwendet zusätzlich die Durchstimminformation für das analoge Submodul 108 zur Bestimmung (bevorzugterweise über eine Nachschlagtabelle im RAM 125, aber möglicherweise auch mittels Berechnungen) für die Kontrolleinstellungen für all die Schalter im analogen Submodul 108, den programmierbaren Teilern 232 und 240 (siehe 6) sowie für die Ein-/Aus-Einstellungen für die Ausgabeteiler 202, 206 (siehe 6) und den Ausgabeteilerauswahlschalter 204 (siehe 6).
  • Zusätzlich berechnet und bestimmt der DSP 112 basierend auf entweder einer Durchstimmung gegenüber einer Steuerungsspannungsschätzung oder aufgrund tatsächlicher Kalibrierungsdaten für die spannungsgesteuerten Schwingkreise (VCO = voltage-controlled oscillators) 228 und 234 (siehe 6) die digitalen Steuerungseingaben auf die Digitalanalogwandler 229a und 229b (siehe 6), um schnelle voreingestellte Durchstimmspannungen für die VCO 228 und 234 bereitzustellen, und somit eine schnelle Durchstimmung für den doppeltphasengerasteten Schleifensynthesizer (DPLL = double phase-locked loop synthesizer) 124a (6). Die Verwirklichung der schnellen Durchstimmvoreinstellungen für phasengerastete Schleifen ist dem Fachmann wohlbekannt. Zusätzlich werden Einstellungen für jegliche gewünschte Pegelsteuerung (nicht gezeigt) innerhalb der HF/IF-Frequenzübersetzungskette basierend auf einem Ausgabepegelmessschaltkreis (ebenfalls nicht gezeigt) im DSP 112 bestimmt. Die Steuerungsinformation wird auf den FPGA 114 gegeben, in einen seriellen Bitstrom formatiert und durch einen Differenzleitungstransceiver in die Transceiverpackung 103 geleitet, um den Bus 117 durchzustimmen. Die Information auf dem Durchstimmbus 117 wird durch die Steuerungsschnittstelle 123 empfangen. Die Steuerungssignale 164 (siehe 4) vom EPLD 123 der Steuerungsschnittstelle 123 werden auf die verschiedenen gesteuerten Elemente des anaolgen Submoduls 108 verteilt. Zusätzlich wird ein Differenztaktgebersignal (nicht gezeigt) für den Durchstimmbus 117 ebenfalls vom digitalen Submodul 110 auf das EPLD 123a im analogen Submodul 108 gesendet. Nach Durchlassen der Information vom digitalen Submodul 110 auf das analoge Submodul 108 über den Durchstimmbus 117 wird das zugehörige Differenztaktsignal während des Signalempfangs abgeschaltet, um eine Verunreinigung des Taktsignals der relativ empfindlichen Analogschaltkreise zu vermeiden.
  • 5 ist ein Schaubild, welches die Frequenzbereichszuteilung für verschiedene herkömmliche Funkfunktionen und die Frequenz des zweiten lokalen Schwingkreissignals L02, des dritten lokalen Schwingkreissignals L03 und des vierten lokalen Schwingkreissignals L04 zeigt. 5 zeigt auch die Zwischenfrequenz (IF IN = intermediate frequency) des durch das BPF 128 empfangenen Signals, die Zwischenfrequenz (IF4) an der Ausgabe des ersten Mischers 130 basierend auf der Mischung mit L04, die Zwischenfrequenz (IF3) an der Ausgabe des zweiten Mischers 136, wenn der Schalter 134 L03 ausgewählt hat, die Zwischenfrequenz (IF2) an der Ausgabe des zweiten Mischers 136, wenn der Schalter 134 L02 auswählt. 5 ist hilfreich für den Fachmann, um die verschiedenen Mischerstufen mit einer angemessenen Zurückweisung der externen Signale an der HF-Ausgabe bereitzustellen.
  • 6 ist ein Blockdiagramm für einen Frequenzsynthesizer 122 innerhalb des analogen Submoduls 108, gemäß der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Der Synthesizer 122 umfasst den durchstimmbaren L01 124 zum Erzeugen von L01, und festeingestellte lokale Schwingkreise 126 zum Erzeugen von L02, L03 und L04. Der durchstimmbare lokale Schwingkreis L01 124 ist ein herkömmlicher doppelphasengerasteter Schleifensynthesizer mit herkömmlichen Ausgabefrequenzteilerschaltkreisen 202 und 206, und einer direkten Durchschleifung 212 (d. h. es findet keine Frequenzunterteilung statt). Ein Referenzsignal bei 120 MHz wird auf einen herkömmlichen Schaltkreis 220 zur Unterteilung um den Faktor 4 gegeben, wobei das Ergebnis in einem herkömmlichen Phasenfrequenzsensor 224 mit einem zurückgekoppelten Signal verglichen wird. Es läuft durch ein herkömmliches Schleifenfilter 226 auf einen herkömmlichen spannungsgeregelten Schwingkreis 228, wo es mit einem stärkeren Signal synchronisiert wird, welches durch den spannungsgeregelten Schwingkreis 228 erzeugt wird. Von dem spannungsgeregelten Schwingkreis 128 wird ein Teil des Signals durch einen herkömmlichen Schaltkreis 230 zur Teilung durch zwei und einen herkömmlichen programmierbaren Teiler 232 durchgelassen, um das zurückgekoppelte Signals bereitzustellen. Der Rest des Signals von dem spannungsgeregelten Schwingkreis 222 läuft durch den herkömmlichen Mischer 234 in die Feinschleife 236, wo es mit einem Teil der Ausgabe 250 des DPLL 124a gemischt wird. Ein Seitenband wird durch das Tiefpassfilter 134 auf einen herkömmlichen programmierbaren Teiler 240 gegeben und von dort auf einen herkömmlichen Phasen-/Frequenzsensor 242, wo es mit einem Signal verglichen wird, welches in Zusammenhang steht mit dem Referenzsignal, nachdem das Referenzsignal durch die herkömmlichen Schaltkreise 220 und 244 zur Unterteilung durch vier verarbeitet worden ist. Das Ergebnis läuft durch das herkömmliche Schleifenfilter 246 und synchronisiert den herkömmlichen spannungsgeregelten Schwingkreis 248, um ein Ausgabesignal 250 des DPLL 124a bereitzustellen. Zusätzlich laufen Steuerungssignale vom EPLD 123 auf die Digitalanalogwandler 229a und 229b, welche ihrerseits die Steuerungsspannungen in den Rücklauf schleifen für die VCO 228 und 258 summieren, um die Durchstimmspannungen für eine schnelle Voreinstellung der VCO 228 und 248 bereitzustellen und somit eine schnelle Durchstimmung für den DPLL 124a.
  • Ein herkömmlicher Schalter funktioniert als Ausgabeunterteilungswahlschalter 204 und wird gesteuert, um das Ausgabesignal 250 durch die Frequenzteilerschaltkreise 202 und 206 zu schalten, oder durch den direkten Durchschleifungspfad 212. Signale, die längs des direkten Durchschleifungspfads 212 laufen, sowie die Frequenzteilerschaltkreise 202 und 206 werden auf einen herkömmlichen Widerstandssummierschaltkreis 354 gegeben, um L01 zu erzeugen. 6 veranschaulicht auch verschiedene herkömmliche Tiefpassfilter (LPF) 205, 208 und 210, herkömmliche Bandpassfilter (BPF) 135a und 135b, und herkömmliche Verstärker 231a, 231b, 231c, 231d, 231e, 252, 256, 258, 260, 262, 268, 274 und 272.
  • Das zweite, dritte und vierte lokale Schwingkreissignal L02, L03 und L04 werden von dem 120 MHz Referenzsignal abgeleitet. Zum Beispiel beträgt, wie zuvor beschrieben, das vierte lokale Schwingkreissignal L04 60 MHz. Somit wird das vierte Schwingkreissignal L04 geformt beim Durchlauf des 120 MHz-Signals durch einen herkömmlichen Widerstandsteiler 350 und auf einen herkömmlichen Schaltkreis 276 zur Teilung durch zwei. Das dritte lokale Schwingkreissignal L03 beträgt 480 MHz und wird geformt durch Durchlaufenlassen des 120 MHz-Signals durch einen Schaltkreis zur Multiplikation mit vier, welcher durch zwei herkömmliche Schaltkreise 270 und 266 zur Multiplikation mit zwei gebildet wird. Das zweite lokale Schwingkreissignal L02 beträgt 960 MHz und wird gebildet durch Durchlaufenlassen des 120 MHz-Signals durch einen Schaltkreis zur Multiplikation mit acht, welcher gebildet wird durch zwei Schaltkreise 270 und 266 zur Multiplikation mit zwei und einem Widerstandsteiler 352, welcher kombiniert ist mit einem zusätzlichen herkömmlichen Schaltkreis 254 zur Multiplikation mit zwei. Ebenfalls für den Fachmann ersichtlich ist es, dass Summiernetzwerke 227a und 227b hinzugefügt werden können zwischen das Schleifenfilter 246 und den VCO 248, sowie auch zwischen das Schleifenfilter 226 und den VCO 228, um in vorbestimmten Steuerungsspannungsschritten durch die Digital-/Analogwandler 129a und 129b (wie z. B. einen DAC 8228 Digitalanalogwandler, erhältlich von Analog Devices) aufzusummieren, um die Schaltgeschwindigkeit zu erhöhen. Ebenfalls für den Fachmann ersichtlich ist die Manipulation der verschiedenen Unterteilungsverhältnisse in den verschiedenen Schaltkreisen, abhängig von den verfügbaren programmierbaren Teilungsverhältnissen, um die Schrittgrößenkörnigkeit zu reduzieren, sowie Phasenrauschen in den Grob- und Feinschleifen zu reduzieren. Auf diese Weise werden das erste, dritte und vierte lokale Schwingkreissignal L02, L03 und L04 bevorzugterweise abgeleitet von derselben Referenz wie das durchstimmbare erste lokale Schwingkreissignal L01.
  • Die Auswahl der Frequenzen wird gesteuert durch den FPGA 114, welcher ein Steuerungssignal über den Durchstimmbus 117 auf den Synthesizer 122 aussendet. In diesem Steuerungssignal weist der FPGA 114 den Synthesizer 122 an, die geeignete Frequenz für das erste lokale Schwingkreissignal L01 durchzustimmen. Alternative Frequenzumwandlungsverwirklichungen sind für den Fachmann ebenfalls offensichtlich. Z. B. könnte eine geeignete Umschaltung so hinzugefügt werden, dass die Ausgabe des BPF 128 direkt in den dritten Mischer 146 gegeben werden könnte und der L01 in geeigneter Weise durchgestimmt wird, um einen tiefer gelegenen Verzögerungspfad bereitzustellen für eine ATCRBS oder Mode S-Transponderantwort bei 1090 MHz.
  • Wie zuvor beschrieben zeigt 2, dass der Systembus 109 das digitale Submodul 110 mit exteren Geräten verbindet, wie z. B. einem Computer 111a (welcher die serielle Schnittstelle 111b und die Soundkarte 111c umfasst). Der Systembus 109 ist ein herkömmlicher bidirektionaler serieller Bus, welcher formatiert wird für die Primärfunktion des Durchlassens von Steuerungs- und Statusdaten, sowie Nachrichteninformationsdaten, von einem Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Regler (nicht veranschaulicht, aber beschrieben in der in Bezug genommenen Offenbarung mit dem Titel "DIGITALLY PROGRAMMABLE MULTIFUNCTION RADIO SYSTEM ARCHICTURE", welcher zuvor erwähnt wurde) auf verschiedene Bauteile, wie z. B. das digitale Submodul 110. Normalerweise handhabt der Systembus 109 Nachrichten die relativ kurz und aperiodisch sind. Eine Nachrichtenformatierung (aber nicht notwendigerweise Protokoll- oder physikalische Anforderungen) sind ähnlich wie bei der wohlbekannten Norm MIL-STD 1553, wobei eine jede komplette Nachricht oder jedes komplette Paket über den Systembus 109 läuft, bevor die nächste Nachricht oder das nächste Paket herüberläuft. Nachrichten können die Durchleitung von HF- oder digitalen Signalen umfassen, Durchstimmparameter, eingebaute Testbefehle (BIT = built-in-test) und Ressourcenkonfigurationsbefehle. Der Sytembus 109 erlaubt es dem Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Regler Statusinformationen zu erhalten, sodass geeignete Schritte (Anzeigewarnungen), automatische Systemrekonfiguration usw., unternommen werden können. All die vorstehenenden Funktionen werden durchgeführt an einem oder mehreren Bussen, abhängig von den Anforderungen an den Busverkehr für die jeweilige Anwendung. Zum Beispiel kann, um höhere Busverkehrsbelastungen zu handhaben, der Systembus 109 aufgeteilt sein in zwei separate serielle Busse (nicht gezeigt), wobei ein serieller Bus Daten mit einer höheren Rate von einer bestimmten Art von Format (wie z. B. verwürfelte digitalisierte Sprachkanäle) bereitstellt, und der andere serielle Bus verwürfelte aperiodische Steuerungsdaten und periodische Daten in niedriger Rate bedient. Längere Nachrichten mit höheren Datenraten, wie z. B. multikanaldigitalisierte Sprachsignale, Videodaten und Dateitransfers benötigen evtl. getrennte Nachrichtenbusse, insbesondere wenn mehrere Benutzerterminals betroffen sind. Jedoch kann abhängig von den Verkehrsaufkommensbedingungen einer bestimmten Anwendung ein einzelner Systembus für kleinere Anwendungen Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Modulkonfigurationsdaten auf die programmierbaren Elemente herunterladen, Daten zwischen der Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Steuerung und den Benutzerterminals verschicken, und kurze Nachrichtenpakete die empfangen oder ausgesendet worden sind, durch die Antennen (nicht gezeigt) empfangen oder weiterschicken an verschiedene Systemelemente, Daten auf Anwendungsanzeigen senden und Nachrichtenpakete zwischen verschiedenen Systemelementen (inkl. Benutzerterminals) weiterschicken.
  • Wenn der Zeitpunkt der Nachrichtenaussendung kritisch ist mit Hinsicht auf die Zeit einer empfangenen Nachricht, so wird der Transponderbus 115 vor allem verwendet für transponderartige Funktionen, wie z. B. IFF, Mode S und TACAN/Transponder. Obwohl nicht gezeigt, kann der Transponderbus 115 auch verwendet werden, um Daten bei mehreren empfangenen Kanälen zu verwenden und eine schnelle Sendeentscheidung zu treffen, basierend auf solchen Vergleichsdaten. Der Transponderbus 115 ist ein Hochgeschwindigkeitsbus und kann konfiguriert werden, um ein serieller Bus oder ein paralleler Bus zu sein in Übereinstimmung mit der für eine ausgesandte Antwort verfügbaren Zeit. Typischerweise hat ein Transponderbus 115 eine Betriebsgeschwindigkeit von ungefähr 10 Mbits/sec. Der Transponderbus 115 kann auch verwendet werden, um eine Funkrelayfunktion mit niedriger Verzögerung in einem Infra-Net bereitzustellen, wie in der Bezug genommen Offenbarung "PROGRAMMABLE DIGITAL MULTIFUNCTION RADIO SYSTEM ARCHITECTURE", welche zuvor erwähnt wurde, beschrieben.
  • Wie zuvor erläutert, verbindet der Durchstimmbus 117 den FPGA 114, um die Steuerungsschnittstelle 123 des analogen Submoduls 108 des gemeinsamen Sendemoduls 102 zu steuern, und der Sendesteuerungsbus 127 (sowie zusätzliche diskrete Sendebauteile 129a, 129b, 129c) verbindet den FPGA 114 mit einer ähnlichen Steuerungschnittstelle des AIU 10, welche mit dem Kanal in Zusammenhang steht. Für VHF AM stellt der Durchstimmbus 117 Durchstimmsteuerungsinformationen auf die programmierbaren Teiler 240 und 232 bereit, und, gemäß Tabelle II, wählt er ein Ausgabeteilungsverhältnis, welches "zwei" entspricht, über den Ausgabeteilerwahlschalter 204 aus, und wählt das LPF 150 über die Schalter 148 und 149a aus. Weiterhin stellt der Durchstimmbus 117 Steuerungsinformation bereit, um das Schmalband BPF 129 über die Schaltung 127a und 127b auszuwählen. Für VHF AM kann der Sendesteuerungsbus 127 Steuerungsinformation auf die AIU 101 leiten zum Durchstimmen des Filters und für Schaltereinstellungen für relativ langsame Antennenauswahl, oder für eine Sendesignalverteilung (z. B. entweder von dem zugeordneten Sendemodul oder einem Ersatzsendemodul). Weiterhin kann für VHF AM ein Befehl "Drücken, um zu Sprechen/Aktiviert" auf die AIU ausgesendet werden, um einen T/R-Schalter entweder über den Sendesteuerungsbus 127 (falls Systemspezifikationen dies erlauben) oder über separate Sendeelemente 129b umzuwerfen. Der in die Antennenschnittstelleneinheit eingebaute Test kann entweder durch einen Antennenschnittstelleneinheitsteuerungsbus (nicht gezeigt) direkt von einer Systemsteuerung (wie z. B. einen Computer 111a) oder dem Durchstimmbus 117 initiert werden.
  • Im Allgemeinen wird ein gemeinsames Sendemodul 102 durch eine Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Steuerung für eine spezielle Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktion programmiert, die zum gegebenen Zeitpunkt in Verwendung ist. Die Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Steuerung ist ausführlicher beschrieben in der in Bezug genommenen Offenbarung mit dem Titel "DIGITALLY PROGRAMMABLE MULTIFUNKTION RADIO SYSTEM ARCHITECTURE", die zuvor erläutert wurde. In 2 funktioniert der Computer 111a als eine Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Steuerung. Ist eine Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktion nicht mehr länger aktiviert und wird eine dazu verschiedene Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktion verwendet, so werden das gemeinsame Empfangsmodul 100 und das gemeinsame Sendemodul 102 mittels des Computers 111a für die neue Applikation reprogrammiert. Sind zwei Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen gleichzeitig aktiv, so ergeben sich zwei Möglichkeiten. Zuerst, falls passend, werden zwei Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen über denselben programmierbaren Kanal einem Zeitmultiplexverfahren unterworfen. Im anderen Falle werden zwei Sätze von Modulen verwendet, um zwei Kanäle bereitzustellen, wobei ein jeder Satz programmiert ist, um eine zugewiesene Funktion zu bedienen. Weiterhin kann Redundanz bereitgestellt werden für eine breite Palette von Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen über ein einzelnes programmierbares gemeinsames Empfangsmodul und ein einzelnes program mierbares gemeinsames Sendemodul, und möglicherweise über fehlertolerante AIU. Es besteht keine Notwendigkeit zusätzliche und verschiedene Ersatzkanäle für einen jeden Typ von Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktion bereitzustellen.
  • 7 ist ein Blockdiagramm eines digitalen Submoduls eines gemeinsamen Sendemoduls, gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In 7 ist der FPGA 114 verdrahtet um eine ausreichende Anzahl von mehreren externen Schnittstellen (d. h. Verbindungen) bereitzustellen, welche programmiert werden können für eine jede Anwendung des gemeinsamen Sendemoduls. In 7 wird der Sytembus 109 verwendet, um sowohl Steuersignale als auch Information durchzulassen, und deshalb unterteilt in (a) einen separaten seriellen Steuerungs-/Datenbus 104 mit niedriger Geschwindigkeit für die Steuerung und/oder Informationsdaten und (b) einen separaten seriellen Nachrichtenbus (702) mit niedriger Geschwindigkeit, welcher vor allem für digitale Informationssignale, wie z. B. Rohdaten verwendet wird. Das Aufteilen des Systembusses 109 in zwei separate Busse erlaubt höhere Grade beim gesamten Busverkehr und erlaubt auch zwei einfachere Busprotokolle. Diese einfachen Busprotokolle können maßgeschneidert werden auf entweder den Steuerungsverkehr oder den digitalen Informationssignal- (d. h. Nachrichten)-Verkehr. Als Ergebnis dessen wird kein komplexes Busprotokoll benötigt zum Handhaben einer größeren Palette von Verkehrsarten, wie dies durch einen Einzelsystembus 109 benötigt würde.
  • In dem in 7 gezeigten System umfasst das Transceiverpaket 103 eine ausreichende Anzahl von Differenzleitungstransceivern, um externe Information auf die verschiedenen Schnittstellen, die von dem FPGA 114 bereitgestellt werden, zu senden oder zu empfangen. Die Differenzsignale bieten Rauschunempfindlichkeit gegen die relativ verrauschten digitalen Schaltkreise im digitalen Submodul 110 und die relativ empfindlichen Analogelemente in einem jeden Sendekanal oder Empfangskanal im Gesamtsystem. Um die Eingabe-/Ausgabeflexibilität zu erhöhen, werden Transceiver für eine jede externe Schnittstelle verwendet, sodass eine beliebige Verbindung in einer jeden Richtung stattfinden kann. Jedoch können einige Transceiver durch Einwegsender und/oder -empfänger auf Grund von Größen- und Kostenbetrachtungen ersetzt werden. Z. B. können Sender verwendet werden als diskrete Sendebausteine, da die zugehörigen diskreten Signale unausweichlich nur zur AIU 101 in dem zugeordneten Kanal laufen. Eine Bereitstellung von ungefähr 20 externen Differenzleitungsschnittstellen sollte ausreichend sein für eine jede beliebige Anwendung des gemeinsamen Sendemoduls 102, insbesondere da nicht alle Arten von externen Verbindungen, die aufgeführt sind, für eine jede Anwendung benötigt werden, und die Verbindungsverdrahtung zwischen Einheiten für die jeweilige spezifische Systenanwendung ist entsprechend verdrahtet.
  • Zum Beispiel werden die Applikationsschnittstellen 113 und der Transponderbus 115 verwendet für einen geringen Prozentsatz von Funkanwendungen, und diese beiden Busse werden wahrscheinlich nicht in der selben Anwendung verwendet. Weiterhin muss der Nachrichtenbus 702 die digitale Informationssignaleingabe für das gemeinsame Sendemodul 102 nicht bereit stellen, wenn das digitale Informationssignal von der Applikationsschnittstelle 113 bereit gestellt wird. Zusätzlich kann, falls eine externe Verbindung als synchron angenommen wird, eine separate Differenzleitung als Taktgeber zugeordnet werden, um die externe Verbindung zu begleiten.
  • Die verschiedenen externen Schnittstellen zum digitalen Submodul 110 sind komplett programmierbar auf die zuvor beschriebene Weise, um das digitale Submodul 110 für verschiedene Funkfunktionen zu programmieren. Das heißt, dass externe Eingabe-/Ausgabe-Programmierungs- und Konfigurationsdaten von einer externen Einheit (z. B. einen Computer 111a) auf das RAM 125 heruntergeladen werden können, z. B. über den Systembus 109, oder, falls separat unterteilt, über einen Steuerungs-/Datenbus 704. Mit Hinblick auf die externen Verbindungen werden die Eingabe-/Ausgabe-Konfigurationsdaten verwendet, um den FPGA 114 zu konfigurieren, um digitale Bitströme zu und von einer jeden verwendeten externen Zwischenverbindung zu leiten. Der Fluss der digitalen Signale mit Hinblick auf die externen Schnittstellen, inklusive der elektrischen Formate (Bitlänge, Bitrate, usw.) und Protokolle, stehen unter der Steuerung des DSP 112 (d. h. einem Prozessor für einen sequenziellen/parallelen Befehlssatz).
  • Somit hat das gemeinsame Sendemodul 102 (insbesondere das digitale Submodul 110) programmierbare externe Schnittstellen, welche für eine Vielzahl von Schnittstellenanwendungen, inklusive sowohl für Steuerungsfunktionen und Signalfluss, verwendet werden können. Diese externen Schnittstellen können seriell oder parallel sein, synchron oder asynchron, unidirektional oder bidirektional, und können sowohl Standard- als auch kundenspezifische Protokolle umfassen. Es kann sich jedoch zu diesem Zeitpunkt als nicht praktikabel herausstellen, Elemente innerhalb des gemeinsamen Sendemoduls 102 einzubeziehen, die notwendig sind, um spezielle physikalische Schnittstellenanforderungen für alle Arten von externen Verbindungen zu erfüllen.
  • Solche Elemente können Isolationstransformatoren oder Treiber umfassen, um Spannungspegel, die von verschiedenen Busnormen benötigt werden, zu realisieren. In vielen Fällen werden solche Elemente nicht benötigt, insbesondere da die externen Verbindungen zu anderen Systemeinheiten des digital programmierbaren Funksystems hinlaufen, und die externen Schnittstellen und Verbindungen dieser Systemeinheiten dieselben physikalischen Festlegungen erfüllen. Wo jedoch in einer Systemanwendung Anwendungstransformatoren oder Treiber eines unterschiedlichen Leistungsspannungspegels erforderlich sind, können diese Elemente extern in Busschnittstelleneinheiten untergebracht werden, wie in der in Bezug genommenen US Offenbarung mit dem Titel DIGITALLY PROGRAMMABLE MULTIFUNCTION RADIO SYSTEM ARCHITECTURE beschrieben, die zuvor erwähnt worden ist.
  • 7 veranschaulicht auch die Hochgeschwindigkeitszwischenverbindungen zwischen den verschiedenen Verarbeitungselementen. Zum Beispiel sind in 7 die nachfolgenden parallelen Synchronbusse mit hoher Geschwindigkeit veranschaulicht und so getaktet, dass sie mit 40 MHz laufen: (a) der lokale Bus 119, (b) ein CPU-Adressbus 706, (c) ein Amplitudenvektormodulatorbus (d. h. ein Quad-Bus) 703, der separat in einen in Phase stehenden (T = in-phase) und einen für die Phasenverschiebung um 90° zuständigen Teil (quadrature = Q) von jeweils 12 Bit unterteilt ist, (d) NCO-Steuerungsbusse 704 für die Phasen-, Frequenz- und Frequenzmodulationseingaben auf den NCO, (e) ein NCO-Ausgabebus 726, welcher seperat unterteilt ist in I- und Q-Teile von jeweils 12 Bit, und (f) einen D/A-Bus 734. Falls verwendet, ist ein Filterbus 740 auch ein Hochgeschwindigkeitsbus, der entwender seriell oder parallel sein kann, abhängig von dem PDFU 133, der nach dem Ermessen des Submoduldesigners ausgewählt wird. Eine andere Zwischenverbindungsmöglichkeit (nicht veranschaulicht), besteht darin, den D/A-Bus 734 vom Quadraturmischer 116 zurück zum FPGA 114 zu führen, und eine Zwischenverbindung (nicht veranschaulicht) vom FPGA 114 auf den D/A-Wandler 120 zu führen. Dies ermöglicht es, dass die Ausgabe des Quadraturmischers 116 weiterverarbeitet wird durch ein anderes digitales Submodulelement (z. B. durch das PDFU 133 gefiltert wird) bevor es auf den D/A-Wandler 120 gegeben wird.
  • Die interne Verarbeitung, die hierbei beschrieben worden ist, und welche zwischen den verschiedenen Elementen im digitalen Submodul 110 ausgeführt wird, wird als Abtastratensynchronverarbeitung bezeichnet. Dies ist die Verarbeitung, die dafür benötigt wird, dass ein digitales Informationssignal von verschiedenen externen Einheiten empfangen wird, und das digitale Informationssignal angepasst wird an eine Form, die zur Modulation durch den D/A-Wandler 120 geeignet ist. Das digitale Informationssignal kann von ver schiedenen externen Einheiten über den Nachrichtenbus 704 empfangen werden, aber möglicherweise auch vom Steuerungsdatenbus 702 oder vom Transponderbus 115, falls das gemeinsame Sendemodul 102 für eine Transponder- oder Zwischenverstärkerfunktion verwendet wird, oder von der Applikationsschnittstelle 113, falls eine spezielle Verarbeitungsanwendungseinheit verwendet wird, um die Signalverarbeitung durchzuführen (wie z. B. eine LPI/LPD-Verarbeitung), welche jenseits der Verarbeitungsmöglichkeiten des digitalen Submoduls 110 liegt. Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, eine solche Abtastratensynchronsteuerung im gemeinsamen Sendemodul 102 unterzubringen, und insbesondere innerhalb des digitalen Submoduls 110. Diese Unterbringung der Abtastratensynchronsteuerung vereinfacht externe Zwischenverbindungen zwischen Systemeinheiten durch Verwendung serieller Schnittstellen von einer möglichst niedrigen Geschwindigkeit für die externen Busse (insbesondere den Nachrichtenbus 702 und/oder den Steuerungs-/Datenbus 704) mit einer relativ großen physikalischen Länge.
  • Der optionale parallele Transponderbus 115 mit höherer Geschwindigkeit und die Applikationsschnittstelle 113 welche beide selten verwendet werden, haben eine relativ geringe physikalische Länge aufgrund ihrer großen Nähe zu den anderen Systemeinheiten, welche diese Busse verwenden. Weiterhin sind der Transponderbus 115 und die Applikationsschnittstelle 113, obwohl sie höhere Geschwindigkeiten aufweisen, asynchron, um das Senden einer höheren Taktgeschwindigkeit über eine Zwischenverbindung zwischen Systemmodulen zu vermeiden. Eine solche Vereinfachung der externen Zwischenverbindungen reduziert auch elektromagnetische Interferenz-(EMI = electromagnetic interference)-Probleme und vergrößert die Zuverlässigkeit der physikalischen Zwischenverbindungen zwischen Einheiten. Vereinfachte Zwischenverbindungen sind besonders wichtig, falls solche Systemeinheiten vom Einstecktyp sind, bei dem die Verschlechterung der Einstecksteckverbinder im Laufe der Zeit und bei zunehmender Abnutzung die Systemzuverlässigkeit verringert und EMI vergrößert.
  • Um EMI zwischen Digitalschaltkreisen und den relativ empfindlichen Analogelementen in einem jeden Sende- oder Empfangskanal des gesamten Systems weiter zu reduzieren, und mit Hinblick auf jede Art von Bus vom Steuerungstyp, welcher das digitale Submodul 110 mit sochen analogen Elementen verbindet, werden Taktgeber, die mit solchen Bussen vom Steuerungstyp zusammenhängen, ausgeschaltet, nachdem der Durchgang der Steuerungsdaten beendet ist.
  • Wo z. B. der Sendesteuerungsbus 127, welcher Durchstimm- und/oder andere Steuerungsinformationen für die AIU 101 bereitstellt, so ausgeführt ist, dass er eine getrennte Differenztaktgeberleitung umfasst, wird der Taktgeber deaktiviert, nachdem die Steuerungsinformation auf die AIU 101 gegeben worden ist. In ähnlicher Weise kann ein Taktgeber, der mit dem durch den Bus 117 in Zusammenhang steht, ausgeschaltet werden, nachdem Durchstimm- und/oder andere Arten von Steuerungsinformationen vom digitalen Submodul 110 auf das analoge Submodul 108 geleitet worden sind.
  • In 7 sind der Transponderbus 115 und die Applikationsschnittstelle 113 Parallelbusse von mittlerer Geschwindigkeit. Der Sendesteuerungsbus 127 ist ein serieller Bus niedriger Geschwindigkeit mit einem optionalen Taktgeber und ist mit der AIU 101 verbunden. Der Durchstimmbus ist ein serieller Bus niedriger Geschwindigkeit mit einem Taktgeber. Weiterhin sind in 7 Signalflussbusse hoher Geschwindigkeit mit 40 MHz markiert. Jedoch können diese Busse auch mit anderen Taktgeschwindigkeiten betrieben werden. Weiterhin können zusätzliche FPGA hinzugefügt und verbunden werden, um die Eigenschaften zu verbessern.
  • 8 ist ein Diagramm, welches die Verbindung zwischen dem gemeinsamen Sendemodul 102 und einer ersten Antennenschnittstelleneinheit (AIU) 290 und einer zweiten Antennenschnittstelleneinheit (AIU) 292 durch einen Schalter 294 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung veranschaulicht. Das gemeinsame Sendemodul 102 kann konfiguriert werden als Teil eines ersten Kanals 296, der durch Verbinden des gemeinsamen Sendemoduls 102 mit der ersten AIU 290 über den Schalter 294 ausgebildet wird, oder als Teil eines zweiten Kanals 298, welcher ausgebildet wird durch Verbinden des gemeinsamen Sendemoduls 102 mit dem zweiten AIU 292 über den Schalter 294. Somit kann das gemeinsame Sendemodul 102 so konfiguriert werden, dass es ein beliebiger einzelner Kanal aus einer Vielzahl von Kanälen ist.
  • VHF AM
  • Wie zuvor beschrieben ist das gemeinsame Sendemodul 102 reprogrammierbar, um verschiedene Arten von Signalen auszusenden, die verschiedenen Arten von Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-funktionen entsprechen. Zum Beispiel kann das gemeinsame Sendemodul 102 programmiert werden, um Signale auszusenden, die einem Luftverkehrssteuerungsradarleitsystem (ATCRBS) oder einem VHF AM-System entsprechen.
  • Das gemeinsame Sendemodul 102 ist für eine spezifische Art von Funktion programmiert, z. B. mittels eines Computers 111a, welcher das RAM 125 mit einem Computerprogramm lädt, um den DSP 112 zu steuern, geeigneten Formtierungscodes für den FPGA 114 und geeigneten Frequenzenparametern für den nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118. Der Computer 111a sendet das Computerprogramm und die Formatierungscodes über den Systembus 109 auf das RAM 125. Um das gemeinsame Sendemodul 102 für VHF AM zu programmieren, werden somit ein Computerprogramm zum Programmieren des DSP 112, Formatierungscodes zum Formatieren des FPGA 114 und Frequenzparameter für den nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118, welche VHF AM entsprechen, mittels des Computers 111a im RAM 125 gespeichert. Der DSP 112 führt dann das Computerprogramm durch. Das Computerprogramm sorgt dafür, dass der DSP 112 Formatierungsbefehle vom RAM 125 liest und die Formatierungsbefehle über den lokalen Bus 119 an den FPGA 114 sendet, wodurch der FPGA 114 formatiert wird. Der beigefügte Anhang umfasst ein Computerprogramm, welches im RAM 125 gespeichert und durch den DSP 112 betrieben werden kann, um es dem gemeinsamen Sendemodul 108 zu erlauben, VHF AM-Signale auszusenden. Deshalb umfasst das Computerprogramm im Anhang Formatierungscodes, welche durch den DSP 112 auf den FPGA 114 übertragen werden, um den FPGA 114 für die VHF AM-Aussendung zu formatieren.
  • 9 ist ein detailliertes Blockdiagramm des digitalen Submoduls 110, wobei der FPGA 114 zur Verwendung in einem herkömmlichen VHF AM-System formatiert ist. Wie in 9 veranschaulicht, arbeitet der DSP 112 als ein arithmetischer Basisbandprozessor 300, wie zuvor unter Bezugnahme auf Tabelle II beschrieben, um die gewünschte arithmetische Manipulation des Eingabedatenstroms für VHF AM bereitzustellen. Da VHF AM eine Interpolation benötigt, arbeitet der DSP 112 auch als ein Interpolator 302. Der DSP 112 vollführt sequenzielle oder parallele Befehlsverarbeitung. Der FPGA 114 führt die rekonfigurierbaren Formatierungfunktionen der Eingabe-/Ausgabe- (I/O = input/output)-Steuerung und Hochgeschwindigkeitsverarbeitung durch. Der FPGA 114 wird formatiert, um gleichzeitig zu funktionieren als (a) eine DSP-Schnittstelle 304, um eine Schnittstelle bereitzustellen zwischen dem DSP 112 und dem FPGA 114 über den lokalen Bus 119, (b) eine serielle Schnittstelle 206, um eine Schnittstelle zwischen den Systembus 109 und dem FPGA 114 bereitzustellen, (c) eine Direktdigitalsynthese-(DDS = Direct Digital Synthesis)-Schnittstelle, um eine Schnittstelle bereitzustellen zwischen dem FPGA 114 und dem nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118, und (d) ein Interpolator 310. Die serielle Schnittstelle 306 ist mit dem Transceiverpaket (Transceivern) 103 verbunden. Ein Transceiver im Transceiverpaket 103 erzeugt Signale auf dem Systembus 109. Ein weiterer Transceiver im Transceiverpaket 103 erzeugt Signale auf dem diskreten Sendeelement 129b, um als Schnittstelle zu diesen Antennenschnittstelleneinheiten (AIU) 101 zu dienen. Ein zusätzlicher Transceiver im Transceiverpaket 103 erzeugt Signale auf dem Durchstimmbus 117 um als Schnittstelle mit der Steuerungsschnittstelle 123 zu dienen. Auf ähnliche Weise erzeugt ein Transceiver im Transceiverpaket 103 Signale auf dem Sendesteuerungsbus 127 um als Schnittstelle mit AIU zu dienen. Der DSP 112 funktioniert auch als Platinensteuerung 400, da der DSP 112 den Betrieb der Bauteile im digitalen Submodul 110 steuert.
  • Deshalb überträgt der Computer 111a Formatierungsbefehle zum passenden Formatieren des FPGA 114 und ein Programm zum Steuern des DSP 112 in das RAM 125 über den Systembus 109. Wenn der DSP 112 das Computerprogramm durchführt, so sendet der DSP 112 die Formatierungsbefehle vom RAM 125 auf den FPGA 114 über den lokalen Bus 119, wodurch der FPGA 114 formatiert wird. Das Computerprogramm steuert den DSP 112 so, dass der DSP als herkömmlicher Basisbandprozessor 300 funktioniert, um die benötigte digitale Signalverarbeitung eines Informationssignals für die gewünschte Art von Sendebetrieb, in Übereinstimmung mit Tabelle II, wie zuvor diskutiert, durchzuführen. Weiterhin liest der DSP 112 Frequenzparameter für VHF AM aus, welche im RAM 125 gespeichert sind. Die Frequenzparameter werden dann über den lokalen Bus 119 auf die DSP-Schnittstelle 304 übertragen, von der DSP-Schnittstelle 304 auf die DDS-Schnittstelle 308 und von der DDS-Schnittstelle 300 auf den nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118, um den nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 zu initialisieren, um nummerisch gesteuerte Schwingungen bei einer vorbestimmten Frequenz in Übereinstimmung mit einem VHF AM Sendebetrieb bereitzustellen.
  • Dann arbeitet der nummerisch gesteuerte Schwingkreis 118 als digitaler lokaler Schwingkreis, um ein digitales Schwingungssignal in Übereinstimmung mit den Frequenzparametern zu erzeugen, die vom RAM 125 durch den DSP 112 ausgelesen werden und dann vom DSP 112 auf den nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 übertragen werden. Bei VHF AM wird ein Sprachsignal mittels eines Mikrofons (nicht dargestellt) in ein analoges elektrisches Signal umgewandelt. Das analoge elektrische Signal wird dann durch die Soundkarte 111c digitalisiert, wodurch ein digitalisiertes Sprachsignal auf dem Systembus 109 erzeugt wird. Das digitalisierte Sprachsignal wird von der Soundkarte 111c durch die serielle Schnittstelle 111b und über den Systembus 109 und das Transceiverpaket 103 auf die serielle Schnittstelle 306 des FPGA 114 übertragen. Auf herkömmliche Weise wandelt die serielle Schnittstelle 306 das digitalisierte Sprachsignal in ein geeignetes Format um und sendet das digitalisierte Sprachsignal auf die DSP-Schnittstelle 304. Die DSP-Schnittstelle 304 funktioniert als eine Schnittstelle mit dem DSP 112, um das digitalisierte Sprachsignal auf den arithmetischen Basisbandprozessor 300 des DSP 112 zu senden. Der arithmetische Basisbandprozessor 300 manipuliert dann das digitalisierte Sprachsignal, um das Modulationssignal in Übereinstimmung mit den in Tabelle II aufgeführten VHF AM-Anforderungen zu erzeugen.
  • Das digitalisierte Sprachsignal muss auch interpoliert werden. Es gibt viele verschiedene Arten von Interpolation, und abhängig von einer bestimmten Anwendung muss eine Interpolation nicht sowohl im DSP 112 und FPGA 114 durchgeführt werden, sondern kann stattdessen in entweder dem DSP 112 oder dem FPGA 114 durchgeführt werden. Die in Bezug genommene Offenbarung mit dem Titel FIR INTERPOLATOR WITH ZERO ORDER HOLD AND FIR-SPLINE INTERPOLATION COMBINATION, die zuvor erwähnt wurde, offenbart eine fortgeschrittene Interpolationstechnik, welche effektiv die Verarbeitungsleistung des DSP 112 durch zunächst Interpolieren eines Informationssignals durch acht im DSP 112 mit einer FIR-Interpolation und dann einem weiteren Interpolieren mit einer Spline-Interpolation im FPGA 114 durch einhundertfünfundzwanzig (125). Bei VHF AM ist nur das gleichphasige Signal von Interesse, wie wohlbekannt ist. Der DSP 112 wird bevorzugterweise zusammen mit dem FPGA 114 verwendet, um eine Interpolation durchzuführen, aber jegliche Interpolation kann auf herkömmliche Weise entweder im DSP 112 oder FPGA 114 durchgeführt werden. Es gibt viele verschiedene Arten von Interpolation und die vorliegende Erfindung beabsichtigt nicht, auf eine bestimmte Art von Interpolation beschränkt zu sein.
  • Nachdem es durch den arithmetischen Basisbandprozessor 300 manipuliert worden ist, wird deshalb das gleichphasige Signal des digitalisierten Sprachsignals mittels des Interpolators 302 des DSP 112 interpoliert. Nach der Interpolation wird das Signal zurückgegeben auf die DSP-Schnittstelle 304 des FPGA 314. Die DSP-Schnittstelle 304 funktioniert als eine Schnittstelle zwischen dem DSP 112 und dem FPGA 114, um das interpolierte gleichphasige Signal auf den Interpolator 310 des FPGA 114 zu schicken, wo das gleichphasige Signal weiter interpoliert wird. Ein interpoliertes gleichphasiges Signal, welches mittels des Interpolators 310 hergestellt wird, wird auf den Quadraturmischer 116 gegeben. Die Quadratur-, Phasen- und Frequenzsignale werden bei VHF AM nicht verwendet.
  • Der Quadraturmischer 116 mischt das digitale Schwingungssignal vom nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 mit dem interpolierten gleichphasigen Signal, welches vom Interpolator 118 hergestellt wird, wodurch ein digitales moduliertes Schwingungssignal erzeugt wird. Das digitale amplitudenmodulierte Schwingungssignal wird auf den Digitalanalogwandler 120 gegeben. Der Digitalanalogwandler 120 empfängt das digitale modulierte Schwingungssignal und wandelt das digitale modulierte Schwingungssignal in ein analoges amplitudenmoduliertes Schwingungssignal um. Das analog modulierte Schwingungssignal stellt ein erstes analoges Zwischenfrequenz-(IF = Intermediate Frequency)-Signal dar und wird auf das analoge Submodul 108 gegeben. Die Zwischenfrequenz des analogen modulierten Schwingungssignals liegt bevorzugterweise bei 10 MHz. Der FPGA 114 sendet auch ein Steuerungssignal über den Durchstimmbus 117 auf die Steuerungsschnittstelle 123 des analogen Submoduls 102.
  • Die Steuerungsschnittstelle 123 steuert die Schalter 127a, 127b, 134, 138, 140, 148, 149a, 149b und 151, sodass das analog modulierte Schwingungssignal angemessen durch das analoge Submodul 108 durchgeleitet wird.
  • Die Steuerungsschnittstelle 123 steuert auch den durchstimmbaren L01 124 auf die passende Frequenz durch Einstellen der DPLL-Frequenz über programmierbare Teiler 232 und 240 und durch Auswählen der geeigneten Unterteilungsverhältnisse 202, 206 oder 212 über den Ausgabeteilerwahlschalter 204. Das erste analoge Zwischenfrequenzsignal, welches durch den Digitalanalogwandler 120 bei 10 MHz erzeugt wird, wird vom digitalen Submodul 110 seriell übertragen und wird durch das BPF 128 empfangen. Das BPF 128 lässt Breitbandsignale bei 10 MHz, plus oder minus 4 MHz, durch. Das BPF 128 ist ein Filter mit einem Passbandverhalten, und ist ausreichend breit, um alle CNI-Funkfunktionen von Interesse durchzulassen. Jedoch kann für VHF AM ein BPF mit einem schmaleren Passbandantwortverhalten verwendet werden. Nachdem es durch das BPF 128 geleitet worden ist, wird das erste Zwischenfrequenzsignal mittels des ersten Mischers 130 mit dem vierten lokalen Schwingungssignal L04 (60 MHz) gemischt, um das zweite analoge Zwischenfrequenzsignal bei ungefähr 70 MHz zu erzeugen. Das zweite Zwischenfrequenzsignal läuft mit einer Zentrierung bei 70 MHz durch das BPF 132, und wird durch den Verstärker 170a verstärkt und durch den zweiten Mischer 136 empfangen. Da VHF AM-Signale innerhalb des Frequenzbereichs von 118 MHz bis 152 MHz übersendet werden müssen, zeigt die Tabelle III an, dass der Schalter 134 gesteuert wird, um L02 (960 MHz) auszuwählen. Somit mischt der zweite Mischer 136 das zweite Zwischenfrequenzsignal mit dem zweiten lokalen Schwingkreissignal L04, um das dritte Zwischenfrequenzsignal bei ungefähr 890 MHz zu erzeugen. Die Schalter 138 und 140 werden gesteuert, um es dem dritten Zwischenfrequenzsignal zu ermöglichen, durch das BPF 144 mit einer Zentrierung bei ungefähr 890 MHz zu laufen.
  • Nachdem es durch das BPF 144 gelaufen ist, wird das dritte Zwischenfrequenzsignal mittels des Verstärkers 170b verstärkt und wird durch den dritten Mischer 146 empfangen. Wie in Tabelle III für HF-Ausgabe im Bereich 88 MHz bis 447 MHz angezeigt, wird das erste lokale Schwingungssignal L01 im Bereich von 978 MHz bis 1337 MHz eingestellt. Deshalb mischt der dritte Mischer 146 das dritte Zwischenfrequenzsignal mit dem ersten lokalen Schwingungssignal L01, um das Endfrequenzsignal zu erzeugen. Dann werden die Schalter 148 und 149a angesteuert, um es dem Endfrequenzsignal zu erlauben, durch das BPF 152 und den Verstärker 158 zu gehen. Das BPF 152 ermöglicht es Signalen im Bereich von 118 MHz bis 447 MHz hindurchzugehen. Das Signal wird dann auf eine AIU 101 geleitet, welches VHF AM für zusätzliche Filterung und Verstärkung unterstützt. Der Transponderbus 115 wird nicht verwendet, wenn das gemeinsame Sendemodul 102 zur Verwendung in einem VHF AM-System programmiert ist.
  • Luftverkehrssteuerungsradarleitsystem (ATCRBS)
  • Wie zuvor beschrieben, sind das gemeinsame Empfangsmodul 100 und das gemeinsame Sendemodul 102 zum Empfangen bzw. Senden verschiedener Arten von Signalen reprogrammierbar, die verschiedenen Arten von Kommunikations-, Navigations- und Identifikations(CNI)-Funktionen entsprechen. Zum Beispiel kann das gemeinsame Empfangsmodul 100 programmiert werden, um Signale zu empfangen, die einem Luftverkehrssteuerungsfunkleitsystem (ATCRBS) entsprechen, und das gemeinsame Sendemodul 102 kann programmiert werden, um Signale, die ATCRBS entsprechen, zu senden. Die Konfiguration des gemeinsamen Empfangsmoduls 100 für ATCRBS ist vollständiger offenbart in der in Bezug genommenen Offenbarung mit dem Titel "DIGITALLY PROGRAMMABLE RADIO MODULS FOR TRANSPONDER SYSTEMS", welche zuvor erwähnt worden ist.
  • Im gemeinsamen Sendemodul 102 werden Dateien zum Konfigurieren des FPGA 114 für ATCRBS im Allgemeinen vom RAM 125 übertragen, wenn ATCRBS ausgewählt ist. Der DSP 112 benötigt nur Informationen über den Systembus 109, um anzuzeigen, dass ATCRBS ausgewählt worden ist, vor dem Übertragen von Konfigurationsdateien auf den FPGA 114. Als Ergebnis dessen wird die Zeit zum Rekonfigurieren des FPGA 114 reduziert, da Dateien nicht über den Systembus 109 übertragen werden müssen.
  • Befehle auf die AIU 101, welche ein kürzeres Zeitantwortverhalten benötigen, werden im DSP 112 verarbeitet und, falls notwendig, im FPGA 114 reformatiert und über diskrete Leitungen auf die AIU 101 gegeben. Zum Beispiel kann eine Transponderauswahl für eine obere oder eine untere Antenne über das diskrete Sendeelement 129b auf die AIU gesendet werden. Impulsformabtastsignale können über das diskrete Sendeelement 129c auf die AIU 101 gesendet werden, zum Synchronisieren der modularen Impulsausgabe mit zusätzlicher Impulsformung (z. B. für TACAN gaussförmige Impulse), was in einem AIU-Leistungsverstärker in der AIU 101 durchgeführt werden kann. Nicht alle dieser beispielhaften diskreten Sendeelemente werden notwendigerweise für eine jede Anwendung verwendet und die Flexibilität des Aufbaus ermöglicht es dem FPGA 114 für andere Schnittstellen programmiert zu werden, von entweder diskreter Funktionalität oder serieller oder paralleler Busfunktionalität.
  • Der FPGA 114 erzeugt auch ein Steuerungssignal TCTRL über den Durchstimmbus 117, welcher einen Differenztaktgeber und seriellen Differenzdatenstrom umfasst, um die Schnittstelle 123 des analogen Submoduls 108 zu steuern. Die Steuerungssignale kontrollieren die Umwandlungsvariablen des analogen Submoduls 108. Diese Umwandlungsvariablen sind Parameter, die in den DSP-Programmen für eine jede Anwendung eingebettet sind.
  • 10 ist ein Blockdiagramm des FPGA 114 im gemeinsamen Sendemodul 102, welches für die ATCRBS-Funktion konfiguriert ist. Der FPGA 114 empfängt zumindest ein 8 Bit serielles digitales Datensignal über den Transponderbus 115. Der FPGA 114 kann zusätzliche 8 Bit serielle digitale Datensignale über zusätzliche Transponderbusse (nicht gezeigt) erhalten, die jeweils dem anderen gemeinsamen Empfangsmodul (nicht gezeigt) entsprechen. Solch eine Konfiguration könnte für eine Anwendung wie z. B. ATCRBS verwendet werden, wo ein Luftfahrzeug oder ein anderes Gerät mehr als einen Empfänger oder Empfangsmodul aufweist, zum Empfangen von Informationen, wie z. B. der Höhe und/oder einen Identifikationscode.
  • In einem solchen Beispiel kann ein Luftfahrzeug eine erste Antenne an der Oberseite des Luftfahrzeugs aufweisen und eine zweite Antenne an der Unterseite des Luftfahrzeugs. Eine jede Antenne kann dieselbe Information auf zwei entsprechende Empfänger senden. Ein jeder Empfänger in diesem Beispiel, ein entsprechendes gemeinsames Empfangsmodul, würde diese Funktionen, wie oben detailliert beschrieben, durchführen, und ein jedes gemeinsames Empfangsmodul würde eine jeweilige Nachricht über einen jeweiligen Transponderbus bereitstellen. Ein einzelnes gemeinsames Sendemodul würde dann bestimmen, welches Signal stärker ist, d. h. eine Diversitätsverarbeitung durchführen. Das gemeinsame Sendemodul würde eine Antwort auf die AIU erzeugen, welche das stärkste Abfragesignal empfangen hat.
  • Genauer gesagt wird unter Bezugnahme auf 10 der FPGA 114 mit vier Transponderbussen 115a–d gekoppelt, welche entsprechende serielle Nachrichten übersenden, um ein Transpondersignal TRANS3-0 zu senden. Ein Auswahlschalter 800 wählt zwei der vier Transponderbusse 115a–d aus, von welchen Nachrichten empfangen werden. Der Auswahlschalter 802 empfängt ein Auswahlsignal SEL, welches in diesem Beispiel vier Bits umfasst, und zeigt an, welcher der Transponderbusse auszuwählen ist, und als Folge dessen, welches Signal (TRANS3, TRANS2, TRANS1 oder TRANS0) zu empfangen ist.
  • Das Auswahlsignal SEL wird von einem Auswahlregister TSEL 802 ausgegeben, welches vier am wenigsten signikante Bits DSP_OUT3-0 eines Ausgabesignals DSP_OUT15-0 von einer Schnittstelle 804 für einen digitalen Signalprozessor (DSP) ausgibt. In diesem Beispiel beträgt das Ausgabesignal DSP_OU715-0 16 Bit. Die DSF-Schnittstelle 804 empfängt Signale vom DSP 112 über den lokalen Bus 119. Das Auswahlregister TSEL 802 wird durch ein Auswahlsteuerungssignal TSEL_CONTROL gesteuert, welches ebenfalls von der DSP-Schnittstelle 804 empfangen wird.
  • Die DSP-Schnittstelle 804 ist zusätzlich an ein UART 806 gekoppelt, welches mit dem Systembus 109 gekoppelt ist. UART 806 empfängt Nachrichten vom Systembus 109 und wandelt die Nachrichten in ein verständliches Format um und sendet nach Umwandeln der Nachrichten in ein verständliches Format Nachrichten auf den Systembus 109.
  • Die DSP-Schnittstelle 804 gibt das DSP-Ausgabesignal DSP_OUT15-0 aus, welches in diesem Beispiel 16 Bit umfasst. Die DSP-Schnittstelle 804 gibt zusätzlich das Auswahlsteuerungssignal TSEL_CONTROL aus, ein Antwortzeitsignal RRL_TIME, ein Anzeigesignal MODEC_IND für den Modus C, ein Anzeigesignal MODEA_IND für die Anzeige des Modus A und ein Steuerungssignal DDS_CONTROL für die direkte digitale Synthese (DDS = direct digital synthesis).
  • Das DSP-Ausgabesignal DSP_OUT115-0 wird auf einen Antwortratenbegrenzer RRLIM 814 gegeben, welcher durch ein Antwortzeitsignal RRLIM_TIME gesteuert wird. Der RRL 814 beschränkt die Rate mit welcher das gemeinsame Sendemodul 102 Antworten erzeugen kann.
  • Der Auswahlschalter 800 stellt zwei Signale bereit in diesem Beispiel, ein digitales Hochsignal DINUP, welches einer digitalen Nachricht entspricht, die von einem oberen Empfänger eines Geräts empfangen wird, wie z. B. ein Luftfahrzeug, und ein digitales Untensignal DINDWN, welches einer digitalen Nachricht von einem unteren Empfänger der Vorrichtung entspricht. DINUP wird auf einen ersten Empfänger 808 gegeben und DINDWN wird auf einen zweiten Empfänger 812. Die Empfänger 808 und 812 wandeln jeweils ihre entsprechenden empfangenen Signale in Parallelsignale mit einem Parallelformat um.
  • Die beiden Empfänger 808 und 812 empfangen ein Unterdrückungssignal INHIB und ein "Flag zurücksetzen"-Signal CLRFLAG von der Zustandsmachine 810. Das Unterdrückungssignal unterrichtet die Empfänger 808 und 812, dass sie keine Parallelsignale ausgeben sollen, und das "Flag zurücksetzen"-Signal unterrichtet die Empfänger 808 und 812, dass sie ihre entsprechenden Puffer zurücksetzen.
  • Der Empfänger 808 bestimmt das Unterdrückungssignal SUPPR, das Betriebszustandssignal MODEC und das Impulsamplitudensignal P1AMP eines jeden 8 Bit digitalen Datensignals, welches empfangen worden ist, in diesem Fall ein serielles Signal, wie es durch das gemeinsame Empfangsmodul 100 codiert worden ist, und gibt sie als SUPRUP, MODECUP und P1AMPUP aus, und zwar jeweils auf die Zustandsmaschine 810. Zusätzlich gibt der Empfänger 808 ein "Fertig"-Signal RDYUP aus, welches anzeigt, dass das serielle digitale Datensignal verarbeitet worden ist und zur Aussendung auf die Zustandsmaschine 810 bereitsteht.
  • Entsprechend bestimmt der Empfänger 812 das Unterdrückungssignal SUPPR, das Betriebszustandssignal MODEC und das Impulsamplitudensignal P1AMP eines jeden 8 Bit seriellen Datensignals, welches empfangen worden ist, wie es codiert wurde, durch das gemeinsame Empfangsmodul 100 und gibt sie aus als SUPRDWN MODECDWN und P1AMPDWN, und zwar jeweils auf die Zustandsmaschine 810. Zusätzlich gibt der Empfänger 812 ein "Fertig"-Signal, RDYDWN aus, welches anzeigt, dass das serielle digitale Datensignal verarbeitet worden ist und zur Aussendung auf die Zustandsmaschine 810 bereitsteht.
  • Die Zustandsmaschine 810 ermittelt, welches Signal, nämlich das "Oben"-Signal oder "Unten"-Signal empfangen wird, und welches das stärkere Signal ist, basierend auf vorab festgelegten Kriterien. Dient das Signal der Unterdrückung, so wird die Zustandsmaschine das jeweilige parallele Signal als Antwort auf das jeweilige Unterdrückungssignal, SUPRUP oder SUPRDWN, unterdrücken. Wird ein paralleles Signal empfangen, entweder P1AMPUP oder P1AMPDWN, wie durch RDYP bzw. RDYDWN angezeigt, erfolgt eine Antwort des gemein samen Sendemoduls auf den jeweiligen Sender, es sei denn, das andere parallele Signal wird gleichzeitig empfangen.
  • In diesem Beispiel bedeutet "gleichzeitig", dass es innerhalb 125 Nanosekunden stattfindet. Deshalb gilt, falls die parallelen "Oben"- und "Unten"-Signale P1AMPUP und P1AMPDWN beide innerhalb von 125 Nanosekunden voneinander empfangen werden, dass die Zustandsmaschine 810 die parallelen Signale vergleichen wird, um zu bestimmen, welches Signal stärker ist, basierend auf den Amplituden, wie angezeigt durch die Amplitudensignale P1AMPUP und P1AMPDWN. Die Antwort wird auf die AIU erfolgen, welche das stärkere Abfragesignal empfangen hat.
  • Die Zustandsmaschine 810 wird dann ein Steuerungssignal UPDOWN/TXCNTRL ausgeben, welches anzeigt, welche Antenne zu antworten hat. Zusätzlich wird die Zustandsmaschine 810 ein Sendesignal TX ausgeben, um anzuzeigen, ob ein Transpondergenerator TRANSGEN 820 mit dem Sendevorgang beginnen sollte und mit einem Betriebszustandssignal MODE, um anzuzeigen in welchem Betriebszustand ein Sendesignal antwortet.
  • Der Transpondergenerator des Transpondergeneratorschaltkreises 820 empfängt die TX- und MODE-Eingaben und erzeugt einen passenden Antwortimpulszug. Das MODE-Signal wird verwendet, um eine der zwei Antworten auszuwählen, welche in die MODEC und MODEA-Register 816 und 818 geladen worden sind. Das TX-Signal ist ein Echtzeitimpuls, der anzeigt, dass die Sendung beginnen sollte. Das TX-Signal sorgt dafür, dass die Daten im ausgewählten Register MODEC 816 oder MODEA 818 über einen Eingabebus 110-0 gesendet werden. Ein Q-Bus wird auf Null gehalten und die Daten werden über den I-Bus ausgesendet auf den Quadraturmischer 116, um, mit einem Träger moduliert zu werden, der durch den nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 erzeugt wird, um ein moduliertes Trägersignal zu erzeugen. Dieses modulierte Trägersignal ist die vom ATCRBS-System benötigte Antwort in einer digitalen Form bei einer niedrigeren Trägerfrequenz.
  • Das XHPA-Signal ist ein Steuersignal für den Hochleistungsverstärker, welcher in der Antennenschnittstelleneinheit untergebracht ist. Der DDS-Steuerungsschaltkreis 822 im FPGA 114 wird verwendet, um eine gewünschte Trägerfrequenz einzustellen, f0, im nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118. Im ATCRBS werden die Phasen- und Frequenz-Modulations steuerung, die im nummerisch gesteuerten Schwingkreis 118 verfügbar sind, nicht verwendet.
  • Das vom Quadraturmischer 116 erzeugte modulierte Signal wird auf den DAC gegeben und es wird ein analoges Signal erzeugt. Das erzeugte analoge Signal wird auf ein analoges Submodul 118 gegeben, um, in diesem Beispiel, eine Umwandlung auf eine gewünschte Trägerfrequenz durchzuführen. Das erste lokale Schwingkreissignal (L01) ist ein durchstimmbares lokales Schwingkreissignal aus der obigen Tabelle III in Übereinstimmung mit einer gewünschten HF-Ausgabefrequenz, welche z. B. 1090 MHz für das Standard ATCRBS- und IFF-Antwortverhalten beträgt.
  • Weiterhin ist unter Bezugnahme auf die 2 und 3 der Frequenzbereich des ersten lokalen Schwingkreissignals L01 und des durch den Schalter 134 ausgewählten Schwingkreissignals auf einfache Weise aus der Tabelle III, oben, und 3 bestimmbar. Für Standard-ATCRBS wählt der Schalter 134, wenn die gewünschte HF-Ausgabe im Bereich zwischen 824 MHz bis 1150 MHz, wie in Tabelle III gezeigt, liegt, das dritte lokale Schwingkreissignal L03 (ungefähr 480 MHz) aus, sodass die dritte Zwischenfrequenzsignalausgabe durch den zweiten Mischer 136 eine Frequenz von ungefähr 410 MHz hat. Zusätzlich wird der Schalter 204 (siehe 6) ausgewählt und ein Teiler 206 (siehe 6) wird ausgeschaltet, sodass der Teiler 2 (siehe 6) ausgewählt wird und das erste lokale Schwingkreissignal L01 durchgestimmt wird, um im Bereich von 1234 MHz bis 1560 MHz zu liegen. Insbesondere wird für Standard-ATCRBS, der DPLL auf ungefähr 3000 MHz durchgestimmt und die L01-Ausgabe beträgt 1500 MHz. Deshalb werden verschiedene Schalter im analogen Submodul 108 angesteuert, sodass geeignete lokale Schwingkreissignale und geeignete BPF ausgewählt werden, um ein benötigtes gewandeltes Endsignal zu erhalten.
  • Ein Luftverkehrssteuerungsradarleitsystem (ATCRBS) sendet Signale von ungefähr 1090 MHz aus. Der Signalfluss, der durch das analoge Submodul 108 auftritt, wenn das gemeinsame Sendemodul 102 zum Senden von ATCRBS-Signalen programmiert wird, ist am Besten verständlich unter Bezugnahme auf die 2 und 3. Nimmt man Bezug auf die 2 und 3, so sieht man, dass das erste analoge Zwischenfrequenzsignal, welches durch den Digitalanalogwandler 120 im digitalen Submodul 110 erzeugt wird, zentriert ist bei ungefähr 10 MHz. Die Schalter 127a und 127b werden angesteuert, um es dem ersten analogen Zwischenfrequenzsignal zu erlauben, durch das BPF 128 zu gehen. Der erste Mischer 130 empfängt das gefilterte erste analoge Zwischenfrequenzsignal und das vierte lokale Schwingkreissignal L04 (60 MHz) und erzeugt ein entsprechendes zweites analoges Zwischenfre quenzsignal, welches bei ungefährt 70 MHz zentriert ist. Das zweite analoge Zwischenfrequenzsignal läuft durch das BPF 132, den Verstärker 170 und wird durch den zweiten Mischer 136 empfangen. Da ein ATCRBS-Sendesignal bei ungefähr 1090 MHz liegt, zeigt die Tabelle III oben an, dass der Schalter 134 L03 bei 480 MHz auswählt. Deshalb mischt der zweite Mischer 136 das zweite analoge Zwischenfrequenzsignal mit L03, in Übereinstimmung mit Tabelle 3, um ein drittes analoges Zwischenfrequenzsignal zu erzeugen. Als Ergebnis dessen, liegt das dritte analoge Zwischenfrequenzsignal bei ungefähr 410 MHz.
  • Das dritte analoge Zwischenfrequenzsignal wird durch das BPF 142 durch geeignetes Ansteuern der Schalter 138 und 140 geleitet. Wie zuvor erläutert leitet das BPF 142 Signale im Bereich von ungefähr 405 bis 415 MHz durch. Vom BPF 142 geht das Signal durch den Verstärker 170b und wird durch den dritten Mischer 146 empfangen. Der dritte Mischer 146 empfängt auch L01. Wie oben in Tabelle III angezeigt, für ATCRBS-Sendesignale bei ungefähr 1090 MHz, wird der L01 gesteuert, um bei ungefähr 1500 MHz zu sein, durch Auswahl des Teilungsverhältnisses zu ungefähr "zwei" (siehe den Frequenzteilerschaltkreis 202 in 6). Deshalb mischt der dritte Mischer 146 das dritte analoge Zwischenfrequenzsignal bei ungefähr 410 MHz mit L01, welches ungefähr 1500 MHz beträgt, um ein gewandeltes Endsignal von ungefähr 1090 MHz zu erzeugen. Die Schalter 148, 149b und 151 werden dann angesteuert, um das gewandelte Endsignal durch das BPF 154a zu verschicken (mit Durchgangssignalen im Bereich von 824 bis 1150 MHz), in Übereinstimmung mit einer festgelegten Frequenz des gewandelten Endsignals.
  • Das gewandelte Endsignal geht dann durch den Schalter 151 und, die Verstärker 160b und 160a hindurch, und wird auf eine Antennenschnittstelleneinheit geleitet.
  • Durch den vorstehenden Aufbau kann ein Luftverkehrssteuerungsradarleitsystem verwirklicht werden, welches zuverlässig und genau in einem programmierbaren gemeinsamen Empfangsmodul und einem programmierbaren gemeinsamen Sendemodul arbeitet.
  • Ein gemeinsames Sendemodul gemäß den oben genannten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung hat die folgenden Vorteile: (1) Im Allgemeinen wird eine serielle Bitstromeingabe niedriger Geschwindigkeit (ungefähr 1 MB/Sekunde) benötigt und eine HF-Ausgabe von ungefähr 2 bis 2000 MHz wird erzeugt; (2) das gemeinsame Sendemodul 102 ist programmierbar, um viele schmalbandige und breitbandige Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funkfunktionen zu modulieren und auszusenden. Zum Beispiel, ver gleiche 5, werden nur Empfangsfunktionen wie z. B. ILS ausgeschlossen: (3) das digitale Submodul 110 umfasst einen digitalen Modulator, FPGA, DSP plus Speicher für eine Palette von Signalverarbeitungsfunktionen; (4) alle synchronen Steuerungsbusse hoher Geschwindigkeit und mit paralleler Abtastrate sind auf derselben Platine im selben Modul; (5) das analoge Submodul 108 umfasst umschaltbare analoge Reinigungsfilter für DA-Wandler; (6) das erste analoge IF-Signal ist eine Subharmonische der DA-Wandlerabtastrate (für niedrige neben dem Kanal liegende Störeffekte) – Weiterhin gibt es eine alternative Ausführungsform des ersten IF-Versatzes von der Subharmonischen der DA-Wandlerabtastrate plus eine Reinigungsfilterung zur zusätzlichen Verringerung der Inkanal- und Außenkanalstöreffekte; (7) das gemeinsame Sendemodul 102 ist funktionell für minimale Hardware aufgebaut (jedoch sind höhere Integrationsniveaus möglich, um die Größe sogar noch weiter zu reduzieren); (8) das gemeinsame Sendemodul 102 weist eine Kombination aus digitaler Glättang/Filterung und analoger Filterung für ein optimales Aussendeverhalten von Störeffeken über einen breiten Bereich von Funkfunktionen mit minimaler Härdware auf; (9) das gemeinsame Sendemodul 102 hat eine hochlineare Signalausgabe (auf einen letztendlichen Leistungsverstärker, falls benötigt) für eine ausgezeichnete spektrale und seitliche Reinheit alle amplituden-, phasen- und frequenzmodulierten Wellenformen; (10) das gemeinsame Sendemodul 102 erlaubt eine offene Architektur für die Leistungsverstärkung; (11) das gemeinsame Sendemodul 102 hat einen direkten Durchschleifungspfad von der Applikation; (12) das gemeinsame Sendemodul 102 kann entvölkert werden, um nicht benötigten "Ballast" (Overhead) für einige Anwendungen zu reduzieren – z. B. kann das L-Band für einige tragbare Funkgeräte entfernt werden; (13) das gemeinsame Sendemodul 102 verwendet ein "Linearitätsmaßschneidern" gegenüber Funkfunktions-/Frequenzbandkombinationen für minimale Leistungsdissipation – da L-Bandwellenformen keine Amplitudenabhängigkeit zeigen, kann der Endstufenverstärker auf den Bruchteil eines Watts reduziert werden.
  • Beispiele für die digitale Verarbeitung im Innern des gemeinsamen Sendemoduls 102 umfassen die Steuerung der HF-/IF-Frequenzwandlungsschaltkreise (Sendefrequenz, Filterbandbreiten, etc.), die Verwaltung/Konfiguration der digitalen Eingabe-/Ausgabe, Interpolation oder Glättang, digitalisierte Phasen-, Frequenz und Amplitudenwellenformerzeugung, Vektormodulation, Antennendiversitätsentscheidungsfindung für Transponderfunktionen und Leistungsverstärkersteuerung. Eine solche digitale Verarbeitung wird typischerweise im DSP 112 durchgeführt.
  • Zusätzlich konfiguriert der digitale Schaltkreis des digitalen Submoduls 110 das Sendemodul 102, wie durch eine Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Steuerung instruiert, führt im Modul eingebaute Tests (BIT = built-in test) durch und berichtet den Status auf die Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Steuerung und führt möglicherweise auch eine Synchronisation des Frequenzhüpfens durch. Das gemeinsame Sendemodul 102 kann eine Kanalcodierung durchführen, Nachrichtenverarbeitung inkl. der Reformatierung zur Aussendung, Netzwerkformatierung, Verwürfelung und Formatierung verschiedener Anschlüsse (wie z. B. Steuerungsanschlüsse), obwohl diese Funktionen ausgeführt werden können, bevor das Signal vom gemeinsamen Sendemodul 102 empfangen wird, und abhängig von der implementierten Verarbeitungsleistung. Die Funktionen des analogen Submoduls 108 umfassen Frequenzdurchstimmung und Frequenzhüpfen.
  • Die Logistik, die Isolierung von eingebauten Tests/Fehlern (BIT/FIT isolation = built-in test/fault isolation) und Wartung werden erleichtert, da das gemeinsame Sendemodul in einer einzelnen Einschubeinheit untergebracht ist, welche serielle digitale Daten niedriger Geschwindigkeit aufnimmt und HF ausgibt. Weiterhin sind alle Zwischenverbindungen für Hochgeschwindigkeitsverarbeitung sowie die hauptsächlichen parallelen Zwischenverbindungen vollständig innerhalb des gemeinsamen Sendemoduls 103 enthalten, um die Rückfront zu vereinfachen und um EMI auf die verbleibenden Teile des Systems zu reduzieren. Das gemeinsame Sendemodul 102 reduziert auch internen EMI zwischen dem analogen Submodul 108 und dem digitalen Submodul 110.
  • Das gemeinsame Sendemodul 102 bedient Kommunikations-, Navigations- und Identifikations-(CNI)-Funktionen über ein entsprechend breites Frequenzband, und wird für Funktionen benötigt, welche die Aussendung erforderlich machen, wie z. B. Sprach-, oder Datenkommunikation, "Transponding" oder Abfragen. Funktionen, die nur im Empfangsmodus auftreten, wie z. B. ILS, VOR und GPS) würden selbstverständlicherweise ein solches gemeinsames Sendemodul nicht benötigen. Der durchstimmbare Bereich eines zugehörigen Synthesizers für das gemeinsame Empfangsmodul 104 kann zum Durchstimmen des gemeinsamen Sendemoduls für einen Halbduplexbetrieb verwendet werden. Somit kann "überflüssiger Ballast" (Overhead) im Synthesizer für kleine Anwendungen reduziert werden.
  • Es kann notwendig sein, zusätzliche Verarbeitungsleistung im gemeinsamen Sendemodul 102 unterzubringen, um Multibitverarbeitung mit relativ hoher Geschwindigkeit, wie z. B. LPI/LPD auf der Sendewellenform vor der Modulation durchzuführen. In diesem Falle kann entweder ein Applikationsmodul oder ein gemeinsames Sendemodul für spezielle Zwecke verwendet werden, um eine solche Verarbeitung durchzuführen. Um die zusätzlichen Bauteile unterzubringen, müsste dieses Sendemodul für Spezialzwecke im Allgemeinen größer sein als ein gemeinsames Sendemodul. Selbst in diesem Fall würde ein Sendemodul für Spezialzwecke jedoch die analogen und digitalen Schaltkreise aufweisen, die innerhalb eines gemeinsamen Sendemoduls zu finden sind. Wenn sich die Größe und Kosten der digitalen Verarbeitung verringern, kann es auch praktisch sein, die zusätzliche Verarbeitung innerhalb der gmeinsamen Sendemodule unterzubringen, mit akzeptablem Größen- und Kosten-"Overhead".
  • Verschiedene Frequenzen und Bandbreiten sind vorliegend beschrieben. Jedoch ist nicht beabsichtigt, dass die vorliegende Erfindung beschränkt ist auf diese spezifischen Frequenzen und ein gemeinsames Sendemodul kann zum Aussenden über viele verschiedene Frequenzen durch Ändern der verschiedenen Schwingungsfrequenzen und Bandpassfilterbandbreiten verwendet werden.
  • Obwohl einige wenige bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung vorgestellt und beschrieben worden sind, ist es für den Fachmann ersichtlich, dass Änderungen an diesen Ausführungsformen durchgeführt werden können, ohne von den Prinzipien der Erfindung, deren Umfang in den Ansprüchen definiert ist, abzuweichen.

Claims (17)

  1. Sendemodul (102), welches programmierbar ist für eine bestimmte Art von Funkbetriebszustand, der eine entsprechende Frequenz aufweist, und welches reprogammierbar ist, um Funksignale für verschiedene Arten von Funkbetriebszuständen auszusenden, und welches enthält: ein digitales Submodul (110), welches ausgelegt ist zum Empfangen eines Bitstroms, der auszusendende Informationen darstellt, und um progammierbar rekonfigurierbar zu sein für den Betrieb in einem jeden der verschiedenen Funkbetriebszustände, zum selektiven digitalen Bearbeiten des Datenstroms, um ein digitales moduliertes Signal für die verschiedenen Funkbetriebszustände zu erzeugen und das digitale modulierte Signal umzuwandeln in ein moduliertes analoges Zwischenfrequenzsignal, wobei das digitale Submodul umfasst: einen Sequenziell-/Parallel-Anweisungsprozessor (112), welcher die auszusendenden Informationen empfängt und ein phasengleiches Signal erzeugt, ein um 90° phasenverschobenes Signal, ein Phasensignal und ein Frequenzsignal in Übereinstimmung mit der speziellen Art der Funkfunktion, die in das Sendemodul einprogrammiert ist; einen Speicher (121, 125) zum Speichern einer Vielzahl von Anwendungsprogammen, welche jeweils verschiedenen Arten von Funkbetriebszuständen entsprechen, wobei der Sequenziell-/Parallel-Anweisungsprozessor (112) ausgelegt ist, um ein entsprechendes Programm aus der Vielzahl von Anwendungsprogrammen, die in dem Speicher gespeichert sind, durchzuführen, um das Sendemodul zu veranlassen, Signale auszusenden in Übereinstimmung mit der Art des Funkbetriebszustands, welcher dem jeweiligen Programm entspricht; eine rekonfigurierbare Formatiereinheit (114), welche rekonfigurierbar ist, um Ausgabesignale zu erstellen zum Aussenden verschiedener Arten von Funkbetriebszuständen, welche verbunden ist mit dem Sequenziell-/Parallel-Anweisungsprozessor, welche die Information empfängt, die auszusenden ist von dem Sequenziell-/Paralle1-Anweisungsprozessor (112) in Form der phasengleichen, der um 90° phasenverschobenen, der Phase- und der Frequenzsignale, und welche entsprechende formatierte phasengleiche, um 90° phasenverschobene, Phase- und Frequenzsignale erzeugt; und einen Modulator (116, 118), der verbunden ist mit der rekonfigurierbaren Formatierungseinheit, welcher die Ausgabesignale der rekonfigurierbaren Formatierungseinheit empfängt und ein moduliertes digitales Zwischenfrequenzsignal erzeugt, wobei das modulierte digitale Zwischenfrequenzsignal umgewandelt wird in das modulierte analoge Zwischenfrequenzsignal, und ein analoges Submodul (108), welches an das digitale Submodul angekoppelt ist und programmierbar rekonfigurierbar ist zum Betrieb in einem jeden der verschiedenen Funkbetriebszustände zum Empfangen des modulierten analogen Zwischenfrequenzsignals und Umwandeln des modulierten analogen Zwischenfrequenzsignals in ein HF-Frequenzsendesignal einer Frequenz, die der speziellen Art des Funkbetriebszustands entspricht.
  2. Programmierbares Sendemodul nach Anspruch 1, wobei das digitale Submodul Steuersignale erzeugt zum jeweiligen Rekonfigurieren des analogen Submoduls zum Betrieb in einem jeden der verschiedenen Funkbetriebszustände.
  3. Programmierbares Sendemodul nach Anspruch 2, wobei das analoge Submodul umfasst: Frequenzsynthetisiermittel (122) zum selektiven Erzeugen lokaler Oszillationssignale für einen jeden der verschiedenen Funkbetriebszustände in Übereinstimmung mit den durch das digitale Submodul erzeugten Steuersignalen; Mischmittel (130, 136, 146) zum Mischen der analogen modulierten Signale, die durch das digitale Submodul erzeugt worden sind; und eine Vielzahl von Filterbänken (150, 152, 154), von denen eine jede selektiv schaltbar ist, um eine jeweilige Filterung für eine jede der verschiedenen Funkbetriebszustände bereitzustellen in Übereinstimmung mit den durch das digitale Submodul erzeugten Steuersignalen; wobei eine erste aus der Vielzahl von Filterbänken gekoppelt ist an einen Ausgang der Mischmittel zum wahlweisen Bereitstellen des HF-Sendesignals als eine Ausgabe des analogen Submoduls.
  4. Programmierbares Sendemodul nach Anspruch 3, wobei die Frequenzsynthetisiermittel (122) einen durchstimmbaren lokalen Schwingkreis (124) und eine Vielzahl von fest eingestellten lokalen Schwingkreisen (126) enthalten zum jeweiligen Erzeugen eines durchstimmbaren lokalen Oszillationssignals und fest eingestellter lokaler Oszillationssignale als die lokalen Oszillationssignale.
  5. Programmierbares Sendemodul nach Anspruch 4, wobei der durchstimmbare lokale Schwingkreis einen Synthesizer (124a) mit doppelter phasenrastender Schleife umfasst, welcher voreingestellte Spannungen in einer jeden Schleife verwendet, um die Durchstimmgeschwindigkeit zu erhöhen.
  6. Programmierbares Sendemodul nach einem der Ansprüche 3 bis 5, wobei die Mischmittel eine Vielzahl von Mischern enthalten zum Mischen des analogen modulierten Signals in entsprechenden verschiedenen Stufen mit entsprechenden verschiedenen der lokalen Oszillationssignale.
  7. Programmierbares Sendemodul nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Speicher zumindest einen RAM-Speicher (125) und/oder einen Flashspeicher (121) enthält.
  8. Programmierbares Sendemodul nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die rekonfigurierbare Formatierungseinheit zumindest einen frei programmierbaren Logikschaltkreis (114) enthält, der rekonfigurierbar ist, um eine digitale Bearbeitung während einer jeden der verschiedenen Funkbetriebszustände durchzuführen.
  9. Programmierbares Sendemodul nach einem der Ansprüche 7 und 8, wobei der Speicher (121, 125) weiterhin dient zum Speichern von Konfigurationsdaten, welche geliefert werden auf den zumindest einen frei programmierbaren Logikschaltkreis (114), um diesen zumindest einen frei programmierbaren Logikschaltkreis für den Betrieb in den verschiedenen Funkbetriebszuständen zu rekonfigurieren.
  10. Programmierbares Sendemodul nach Ansprüchen 7, 8 und 9, wobei der frei programmierbare Logikschaltkreis (114) programmierbar rekonfigurierbar ist, um Pulscodemodulation und Interpolationsverarbeitung am Bitstrom durchzuführen.
  11. Programmierbares Sendemodul nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die verschiedenen Funkbetriebszustände Navigationsfunkbetriebszustände sind.
  12. Programmierbares Sendemodul nach Anspruch 11, wobei die Navigationsbetriebszustände einen Betriebszustand für ein Luftverkehrssteuerungsfunkleitstrahlsystem und einen VHF-AM-Betriebszustand umfassen.
  13. Programmierbares Sendemodul nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das digitale Submodul programmierbar rekonfigurierbar ist, um eine Vielzahl von digitalen Schnittstellen aufzuweisen zum Empfangen des Bitstroms in verschiedenen Formaten.
  14. Programmierbares Sendemodul nach Anspruch 13, wobei die Vielzahl der digitalen Schnittstellen programmierbar rekonfigurierbar sind als serielle, parallele, synchrone, asynchrone, unidirektionale und bidirektionale digitale Schnittstellen.
  15. Programmierbares Sendemodul nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei der Modulator einen numerisch gesteuerten Schwingkreis (118) umfasst, der gekoppelt ist an die rekonfigurierbare Förmatierungseinheit und auf das formatierte Phasensignal sowie das formatierte Frequenzsignal antwortet, zum Bereitstellen eines digitalen Oszillationssignals, und einen Quadraturmischer (116), der gekoppelt ist an die rekonfigurierbare Formatierungseinheit und den numerisch gesteuerten Schwingkreis, zum Mischen des formatierten phasengleichen Signals und des um 90° phasenverschobenen formatierten Signals mit dem digitalen Schwingungssignal.
  16. Progammierbares Sendemodul nach Anspruch 15, wobei das digitale Submodul weiterhin einen Digital-/Analogwandler umfasst zum Umwandeln einer Ausgabe des Quadraturmischers in das analoge modulierte Zwischenfrequenzsignal.
  17. Programmierbares Sendemodul nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei das HF-Sendesignal selektiv bereitgestellt wird als innerhalb eines Frequenzbereichs von 2 MHz bis 2.000 MHz liegend.
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