DE60030337T2

DE60030337T2 - Sende-Empfänger für drahtlose Kommunikation

Info

Publication number: DE60030337T2
Application number: DE60030337T
Authority: DE
Inventors: Nadim Khlat
Original assignee: Freescale Semiconductor Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 2000-12-07
Filing date: 2000-12-07
Publication date: 2007-08-16
Anticipated expiration: 2020-12-08
Also published as: EP1376968A1; JP2004515970A; EP1213889B1; DE60030337D1; EP1376968B1; EP1213889A1; US7117234B2; DE60008551T2; DE60008551D1; WO2002047344A2; US20040019620A1; ATE260521T1; AU2002223650A1; WO2002047344A3

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung bezieht sich auf einen Sende-Empfänger zur Verwendung in einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung, wie etwa Mobiltelefonen.
Hintergrund der Erfindung
Auf dem Gebiet dieser Erfindung ist es bekannt, entweder IQ-Modulation oder FM (Frequenzmodulation) oder direkte PLL(Phasenregelkreis)-Modulation als separate Arten von Modulationstechniken bereitzustellen, jede mit ihrer eigenen dedizierten Schaltung.
Jedoch weist dieser Lösungsansatz den/die Nachteil(e) auf, dass, wenn eine einzelne Schaltung einen Multimodenbetrieb liefern soll (d.h., Betrieb in irgendeinem eines erwünschten Bereiches von Kommunikationsprotokollen, welcher unterschiedliche Modulationsschemata erfordern, z.B. GSM (General System for Mobile Communications = Allgemeines Mobilfunksystem), Bluetooth, Heim-RF, AMPS (Advanced Mobile Phone Service = weiterentwickelter mobiler Telefonservice), TETRA (Terrestrial Trunked Radio = terrestrisch verbundener Funk), CDMA (Code Division Multiple Access = Mehrfachzugriff im Codemultiplex), etc.) der Bedarf, Mehrfachmodulationsschaltungen für mehrfach mögliche Modulationsschemata bereitzustellen, die Kosten und den Stromverbrauch erheblich erhöht.
Als ein Beispiel, wenn ein GSM-ausschließlicher Funkmodus benötigt wird, würde dann FM-Modulation verwendet werden. Wenn GSM- und EDGE-Modulation benötigt werden, wobei ein IQ-Modulator für EDGE benötigt wird, würde dann GSM-Modulation eher durch einen IQ-Modulator als durch einen FM-Modulator verwendet werden unter der Annahme, dass der RF-IQ-Modulator die Rausch-Anforderungen des Empfängers erfüllt, um die Verwendung eines TX-Filters oder eines Duplexers zu vermeiden.
Ein Beispiel eines GSM-Quadratur-Modulators zur Modulation einer Zwischenfrequenz ist in der PCT-Patentanmeldung Veröffentlichungs-Nr. WO 99/52221 vorgesehen. WO 99/52221 offenbart einen Modulator, in dem eine einzelne Phasenregelkreis-Schaltung verwendet wird, um an einem einzelnen Ausgang sowohl das lokale Oszillatorsignal, um entweder das GSM-Empfangsband oder das DCS 1800-Empfangs-Band nach unten zu konvertieren, als auch den lokalen Oszillator für den Sende-Phasenregelkreis zu liefern.
US-Patent 6,125,268 offenbart ein Mobiltelefon mit zwei Phasenregelkreis(PLL)-Schaltungen, wobei eine Empfangs-PLL-Schaltung ein Referenzsignal an die Übertragungs- PLL-Schaltung abgibt, um zu gewährleisten, dass die erzeugten Zwischenfrequenzen auf einen bestimmten Bereich eingeschränkt sind.
Ein Bedarf besteht daher dafür, eine FM-Modulation und/oder eine IQ-Modulation auf der gleichen Sende-Empfänger-Schaltung und einen Wellenformgenerator zur Verwendung in IQ-Modulation zu haben, wobei der/die zuvor genannte(n) Nachteil(e) vermindert werden können.
Darstellung der Erfindung
Entsprechend der vorliegenden Erfindung wird ein Sende-Empfänger nach Anspruch 1 bereitgestellt.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Ein die vorliegende Erfindung einschließender Sende-Empfänger wird nun nur als Beispiel nur unter Bezugnahme auf die beigefügte(n) Zeichnung(en) beschrieben, in denen:
1A und 1B schematische Blockdiagramme der Frequenzmodulation und der IQ-Modulationsabschnitte der Wellenformgeneratorschaltung zeigen; und
2 ein schematisches Blockdiagramm zeigt, das die in der Schaltung ausgeführte Wellenformskalierung darstellt;
3 eine erste Kaskaden-PLL-Anordnung, die die Wellenformgeneratorschaltung von 1 einschließt, für direkte TX-Modulation zeigt, um irgendeinen Remodulationseffekt zu entfernen; und
4 eine zweite Kaskaden-PLL-Anordnung zeigt, die die Wellenformgeneratorschaltung von 1 einschließt, um Nahbereichsrauschen zu vermindern.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform(en)
Als Erstes wird auf 1 Bezug genommen, wobei die FM- und IQ-Modulationsabschnitte in dem Übertragungsabschnitt einer Mobilfunk-Sende-Empfangsschaltung 100 eine Phasenabbildungsschaltung 102 (z.B. in GSM, einen Differentialcodierer) beinhalten, um ein Übertragungssignal SDTX (welches serielle, zu übertragende Bits umfasst, die von einer nicht gezeigten, Host-Prozessor-Einheit empfangen werden) zu empfangen. Der Ausgang der Phasenabbildungsschaltung 102 ist mit einem programmierbaren FM-Vorverzerrungs-Wellenformgenerator 104 verbunden, welcher Dateneingänge X1d, X2d und X3d von einer Nachschlagetabelle (nicht gezeigt) empfängt und ein überabgetastetes Tastsignal von einem Tastsignalgenerator (auch nicht gezeigt) empfängt. Der FM-Wellenformgenerator 104 erzeugt einen 18-Bit-Ausgang, der über einen Teiler 106 (der durch einen Faktor von 2⁹ teilt) an einen Digitalakkumulator angelegt wird, der durch einen Summierer 108, ein Register 110 und einen Runder 112 dargestellt wird. Das Register 110 wird durch das gleiche überabgetastete Taktsignal wie der FM-Wellenformgenerator 104 getaktet und ist angeordnet, um an einer ansteigenden Flanke eines DMCS-Signals (ein Triggersignal, um die Übertragungsmodulation zu starten, dessen Dauer nahezu gleich der Übertragungsburstlänge ist; dieses Signal wird typischerweise von einer Zeitgeberschaltung empfangen, die in dem Host-Prozessor angeordnet ist – nicht gezeigt) gelöscht zu werden, und der Ausgang des Registers 110 wird an den Eingang des Summierers 108 zurückgeführt.
Der 21-Bit-Ausgang des Registers 110 wird in einem Runder 112 auf 12 Bits gerundet, die in zwei parallele Datenströme aufgeteilt werden, wobei sie entsprechend die sechs am höchsten signifikanten Bits und die sechs am wenigsten signifikanten Bits des gerundeten Akkumulatorwertes umfassen. Die sechs am höchsten signifikanten Bits werden an eine 16-Worte-MSB-Phasenregelkreis-Tabelle 114 abgegeben, um ein Paar von 11-Bit-Werten repräsentativ für die Cosinus- und Sinuswerte (cos_(ϕMSB) bzw. sin_(ϕMSB)) von Punkten im Phasenraum, die durch den Eingang der sechs am höchsten signifikanten Bits gegeben sind, zu erzeugen. Gleichermaßen werden die sechs am wenigsten signifikanten Bits an eine 64-Worte-LSB-Phasenregelkreistabelle 116 abgegeben, um Paare von 11-Bit-Werten repräsentativ der Cosinus- und Sinuswerte (cos_(ϕLSB) bzw. sin_(ϕLSB)) von Punkten im Phasenraum, die durch den Eingang der sechs am wenigsten signifikanten Bits gegeben sind, zu erzeugen. Es wird verständlich, dass das Aufteilen des 12-Bit-gerundeten Akkumulatorsignals in seine sechs am höchsten signifikanten Bits und seine sechs am wenigstens signifikanten Bits erfordert, dass die entsprechenden Nachschlagetabellen 114 und 116 Größen von 16 beziehungsweise 64 Worten aufweisen, und dass die resultierende verknüpfte Größe von 80 Worten die minimale Größe ist, wodurch die Minimierung des gesamten integrierten Schaltungsbereiches, der durch diese Nachschlagetabellen belegt ist, ermöglicht wird.
Es ist auch möglich, das 12-Bit-gerundete Akkumulatorsignal in seine sieben am höchsten signifikanten Bits und fünf am wenigsten signifikanten Bits aufzuteilen, was er fordert, dass die Nachschlagetabellen 114 und 116 Größen von 32 beziehungsweise 32 Worten aufweisen, wobei angenommen wird, dass eine 1/4-Tabellenlänge in der Tabelle 114 (wobei die Symmetrie der Sinus- und Cosinusfunktion ausgenützt wird) gespeichert ist.
Auch kann die am wenigsten signifikante Bits-Nachschlagetabelle 116, die cos_(ϕLSB) und sin_(ϕLSB) der Phase speichert, die _ϕLSB entspricht, an 1 und _ϕLSB entsprechend angenähert werden, während _ϕLSB sehr klein ist, wobei in diesem Fall die Nachschlagetabelle 116 entfernt werden kann.
Nun wird auch auf 1B Bezug genommen, wobei die MSB- und LSB-Sinus- und -Cosinuswerte, die von den Nachschlagetabellen 114 und 116 erzeugt wurden, in komplexen Vielfachanordnungen 130 und 140 zu gleichphasigen (I) und um 90° phasenverschobenen (Q) Modulationswerte verknüpft werden, um diese an jeweilige Digital/Analog-(D/A)-Konverter (nicht gezeigt) zur anschließenden Übertragung abzugeben.
Die komplexe Vervielfacheranordnung 130 weist einen Vervielfacher 132 auf, der den am höchsten signifikanten Bit-Cosinuswert (cos_(ϕMSB)) von der Nachschlagetabelle 114 und den am wenigsten signifikanten Bit-Cosinuswert (cos_(ϕLSB)) von der Nachschlagetabelle 116 empfängt und einen multiplizierten Ausgang zu einem Summierer 134 erzeugt. Die komplexe Vervielfacheranordnung 130 weist auch einen Vervielfacher 136 auf, der den am höchsten signifikanten Bit-Sinuswert (sin_(ϕMSB)) von der Nachschlagetabelle 114 und den am wenigsten signifikanten Bit-Sinuswert (sin_(ϕLSB)) von der Nachschlagetabelle 116 empfängt und einen multiplizierten Ausgang zu dem Summierer 134 erzeugt. Der Summierer 134 erzeugt einen 22-Bit-Ausgang, der auf 10 Bits in einem Runder 138 gerundet wird, und dieser 10-Bit-gerundete Wert wird an einen gleichphasigen (I) D/A-Konverter (nicht gezeigt) zur Übertragung abgegeben. Es wird folglich verständlich, dass der gerundete Wert (I) an dem Ausgang der komplexen Vervielfacheranordnung 130 gegeben ist, durch: I = cos(ϕLSB + ϕMSB).
Die komplexe Vervielfacheranordnung 140 weist einen Vervielfacher 142 auf, der den am höchsten signifikanten Bit-Cosinuswert (cos_(ϕMSB)) von der Nachschlagetabelle 114 und den am wenigsten signifikanten Bit-Sinuswert (sin_(ϕLSB)) von der Nachschlagetabelle 116 empfängt und einen multiplizierten Ausgang zu einem Summierer 144 erzeugt. Die komplexe Vervielfacheranordnung 140 weist auch einen Vervielfacher 146 auf, der den am höchsten signifikanten Bit-Sinuswert (sin_(ϕMSB)) von der Nachschlagetabelle 114 und den am wenigsten signifikanten Bit-Cosinuswert (cos_(ϕLSB)) von der Nachschlagetabelle 116 empfängt und einen multiplizierten Ausgang zu dem Summierer 144 erzeugt. Der Summierer 144 erzeugt einen 22-Bit-Ausgang, der auf 10 Bits in einem Runder 148 gerundet wird, und dieser 10-Bit-gerundete Wert wird an einen um 90° verschobenen (Q) D/A-Konverter (nicht gezeigt) zur Übertragung abgegeben. Es wird folglich verständlich, dass der gerundete Wert (Q) an dem Ausgang der komplexen Vervielfacheranordnung 140 gegeben ist, durch: Q = sin(ϕLSB + ϕMSB).
Darüber hinaus wird es verständlich, dass die komplexen Vervielfacher 130 und 140 nicht ausschließlich für die oben beschriebene Verwendung zur Übertragung bereitgestellt sein müssen, jedoch können anstelle der IQ-Vervielfacher, die irgendwo in der Schaltung (beispielsweise in dem Empfangsbereich oder in dem Übertragungsbereich, wo eine Pulsformfilterung unter Verwendung einer Schaltung mit begrenztem Impulsansprechverhalten (FIR) stattfindet) für diesen Zweck wiederverwendet werden.
Nun wird auch auf 2 Bezug genommen, wobei in der Sende-Empfängerschaltung 100 der FM-Wellenformgenerator 104 aufgelegt ist, um einen Hauptempfangs-Phasenregelkreis (PLL) 150 in Verbindung mit einem spannungsgesteuerten Empfangsoszillator (RX VCO) 152 zu betreiben. Das RX VCO-Signal wird verwendet, um einen Nahe-Eins-Übertragungs-PLL-Regelkreis (der bekannten Art) 160 in Verbindung mit einem spannungsgesteuerten Übertragungsoszillator (TX VCO) 162 zu betreiben. Das TX VCO-Signal wird verwendet, um einen IQ RF-Modulationsabschnitt 170 zu betreiben, der die I- und Q-Signale empfängt, die durch die komplexen Vervielfacher 130 und 140 erzeugt werden, wie oben in Bezug auf 1 beschrieben wurde.
Die Kaskade von zwei PLLs, d.h. der PLL 150 und der PLL 160, wird zur direkten TX-Modulation verwendet, um einen Remodulationseffekt des Übertragungs-VCO zu entfernen, wobei der TX VCO 162 innerhalb eines Regelkreises PLL ist, der eine breite Bandbreite aufweist, während er mit einem hohen Referenztakt, der von 152 hergeleitet wird, betrieben wird und einen Nahe-Eins-Teiler verwendet, während der Re ferenztakt 152 von einem schmalen Regelkreis PLL hergeleitet wird.
Es wird verständlich, dass eine FM-Modulation durch die Verwendung eines ersten Phasenregelkreises 150 und des zweiten Übertragungsregelkreises 160 erreicht werden kann, wobei die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Eingänge des IQ-Modulators 170 auf ihre Maximalwerte eingestellt werden.
Nun wird auch auf 3 Bezug genommen, wobei es möglich ist, eine FM-Modulation durch den Nahe-Eins-Übertragungsregelkreis 160 (wie für GSM-Modulation bekannt ist) durch Modulation des ersten PLL 150 durch eine Rausch-Formungsschaltung durchzuführen und auch die FM-Frequenzherleitung durch das Reprogrammieren der Wellenformgenerator-Koeffizienten zu skalieren, um den Vervielfachungsfaktor des Nahe-Eins-Teilers 161 in dem Übertragungsregelkreis 160 zu kompensieren, wobei die Ausgangsfrequenz ausgedrückt werden kann als: FTX = fxtal·NUD·NL, da fTX = fref·NUD, wobei NUD der Nahe-Eins-Wert ist.
Auch wird auf 4 Bezug genommen, wobei, um das Nahwirkungsrauschen der in 3 gezeigten Anordnung zu vermindern, der Rückkopplungspunkt von TX VCO 162 nicht nur an den Nahe-Eins-Übertragungsregelkreis, sondern auch an den NL-Teiler in 150 gekoppelt ist, da der Rauschquelleneffekt auf die Phasenkomparator/Frequenzsteuerung und der Ladepumpe 163 des PLL 160 mittels des umfassenden Regelkreises PLL 160 innerhalb des PLL 150 vermindert wird, ohne die Stabilität zu untergraben, da der Regelkreis PLL 160 eine breitere Bandweite hat als der Regelkreis PLL 150. Durch die Verminderung des gesamten Nahwirkungsrauschens der in Kaskaden geschalteten PLLs ist es möglich, dann eine FM- Modulation mit geringerem Nahwirkungsrauschen durchzuführen.
Diese Modulation wird an den TX VCO 162 weitergegeben, was dann die Verwendung eines RF-Schalters vermeidet.
Es wird natürlich gewürdigt, dass die vorliegende Erfindung und die oben beschriebene(n) Ausführungsform(en) sich leicht zur Verwendung in Form einer integrierten Schaltung anbieten, die in eine Anordnung von einer oder mehreren integrierten Schaltungen verwirklicht wird, wobei viele der Vorteile der Erfindung größere Bedeutung annehmen.
Es wird verständlich, dass der oben beschriebene Wellenformgenerator zur Verwendung in der IQ-Modulation die folgenden Vorteile bietet:

• Er unterstützt sowohl FM- und als auch I/Q-Modulationstechniken zur konstanten Signalmodulation
• Er bietet eine Ausführung mit geringeren Kosten
• Er bietet Flexibilität, um Multimode-Systeme anzusprechen
• Er ermöglicht die FM-Modulation durch in Kaskade geschaltete PLLs, die in Direkt-Start-I/Q-Systeme zur Remodulationslöschung verwendet werden.

Claims

Sende-Empfänger zur Verwendung in einer drahtlosen Kommunikationsvorrichtung, umfassend: Wellenformgeneratormittel (100) zum Erzeugen gleichphasiger und um 90° phasenverschobener Signale (I, Q) zur digitalen Frequenzmodulation; einen Empfangs-Phasenregelkreis (150), der einen spannungsgesteuerten Empfangsoszillator (152) aufweist; einen Sende-Phasenregelkreis (160), der einen spannungsgesteuerten Sendeoszillator (162) aufweist und ein Signal vom spannungsgesteuerten Empfangsoszillator empfängt; und IQ-Modulatormittel (170) zum Empfangen gleichphasiger und um 90° phasenverschobener Signale vom Wellenformgeneratormittel und zum Erzeugen eines IQ-modulierten Signals zur Übertragung, dadurch gekennzeichnet, dass der Sende-Phasenregelkreis (160) einen Nahe-Eins-Teiler umfasst und eine breite Regelbandbreite aufweist, die mit einem vom Empfangs-Phasenregelkreis (150), der eine schmale Regelbandbreite aufweist, abgeleiteten Referenztaktsignal arbeitet.
Sende-Empfänger nach Anspruch 1, wobei das Wellenformgeneratormittel (100) umprogrammiert ist, um die Frequenzmodulationsabweichung zu skalieren, um die Frequenzvervielfachung in dem Sende-Phasenregelkreis (160) zu kompensieren.
Sende-Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Ausgang des Sende-Phasenregelkreises (160) ebenso als ein Rückkopplungspunkt zu einem Teiler in dem ersten Phasenregelkreis (150) verwendet wird.
Sende-Empfänger nach einem vorhergehenden Anspruch, der zur FM-Modulation durch Verwendung des Empfangs-Phasenregelkreises (150) und des Sende-Phasenregelkreises (160) ausgestaltet ist, wobei die gleichphasigen und um 90° phasenverschobenen Eingänge des IQ-Modulators (170) ausgestaltet sind, um Signale an ihren Maximalwerten zu empfangen.
Sende-Empfänger nach einem vorhergehenden Anspruch, wobei der Wellenformgenerator (100) umfasst: digitale Frequenzmodulations-Wellenformgeneratormittel (104) zum Erzeugen digitaler Werte, die repräsentativ für irgendeine eines vorherbestimmten Bereiches von erwünschten Frequenzmodulationsanordnungen sind; und digitale Akkumulatormittel (108, 110, 112) zum Speichern digitaler Werte, die durch die digitalen Frequenzmodulations-Wellenformgeneratormittel erzeugt worden sind.
Sende-Empfänger nach Anspruch 5, wobei der Wellenformgenerator weiterhin umfasst: erste Nachschlagemittel, um nur eine am höchsten signifikante Gruppe von Bits zu empfangen, die durch die digitalen Akkumulatormittel erzeugt wurde, und um in einer ersten Nachschlagetabelle (114) Phasenraumwerte (cos_(ϕMSB), sin_(ϕMSB)) nachzuschlagen, die der empfangenen, am höchsten signifikanten Gruppe von Bits zugeordnet sind; zweite Nachschlagemittel, um nur eine am wenigsten signifikante Gruppe von Bits zu empfangen, die durch die digitalen Akkumulatormittel erzeugt wurde, und um in einer zweiten Nachschlagetabelle (116) Phasenraumwerte (cos_(ϕLSB), sin_(ϕLSB)) nachzuschlagen, die der empfangenen, am wenigsten signifikanten Gruppe von Bits zugeordnet sind; und Verknüpfungsmittel (130, 140) zum Verknüpfen der Phasenraumwerte, die durch die ersten und zweiten Nachschlagemittel erzeugt wurden, um gleichphasige und um 90° phasenverschobene Werte (I, Q) zur Übertragungsmodulation zu erzeugen.
Sende-Empfänger nach Anspruch 6, wobei die am höchsten signifikante Gruppe von Bits und die am wenigsten signifikante Gruppe von Bits jede die Hälfte der Anzahl von Bits in den durch die digitalen Akkumulatormittel erzeugten Werten umfasst.
Sende-Empfänger nach Anspruch 6, wobei: die durch die digitalen Akkumulatormittel erzeugten Werte 12 Bits umfassen; die am höchsten signifikante Gruppe von Bits 7 Bits umfasst und die am wenigsten signifikante Gruppe von Bits 5 Bits umfasst; die erste Nachschlagetabelle 32 Worte umfasst; und die zweite Nachschlagetabelle 32 Worte umfasst.
Sende-Empfänger nach Anspruch 5, wobei die durch die digitalen Akkumulatormittel erzeugten Werte 12 Bits umfassen, und wobei der Wellenformgenerator weiterhin umfasst: Nachschlagemittel, um nur die am höchsten signifikanten 7 Bits von Werten, die durch die digitalen Akkumulatormittel erzeugt wurden, zu empfangen, und um in einer ersten Nachschlagetabelle (114) Phasenraumwerte (cos_(ϕMSB), sin_(ϕMSB)), die den empfangenen höherwertigsten 7 Bits zugeordnet sind, nachzuschlagen; Näherungsmittel, um nur die am wenigsten signifikanten 5 Bits, die durch die digitalen Akkumulatormittel erzeugt wurden, zu empfangen, und um die Phasenraumwerte (cos_(ϕLSB), sin_(ϕLSB)) davon abzuleiten, indem ein zugeordneten Cosinuswert auf Eins angenähert wird, und indem der zugeordnete Sinuswert an den Wert der am wenigsten signifikanten 5 Bits angenähert wird; und Verknüpfungsmittel (130, 140) zum Verknüpfen der durch die Nachschlagemittel und die Näherungsmittel erzeugten Phasenraumwerte, um gleichphasige und um 90° phasenverschobene Werte (I, Q) zur Übertragungsmodulation zu erzeugen.
Sende-Empfänger nach den Ansprüchen 6, 7, 8 oder 9, wobei die Verknüpfungsmittel umfassen: erste Vervielfachermittel (132 oder 142) zum Multiplizieren eines ersten Paares von Phasenraumwerten, um einen ersten multiplizierten Wert zu erzeugen, zweite Vervielfachermittel (136 oder 146) zum Multiplizieren eines zweiten Paares von Phasenraumwerten, um einen zweiten multiplizierten Wert zu erzeugen; und Summiermittel (134 oder 144) zum Summieren des ersten multiplizierten Wertes und des zweiten multiplizierten Wertes.
Drahtlose Kommunikationsvorrichtung, die einen Sende-Empfänger nach einem vorhergehenden Anspruch beinhaltet.