DE69616201T2

DE69616201T2 - Verbesserungen an oder in bezug auf kommunikationsempfänger

Info

Publication number: DE69616201T2
Application number: DE69616201T
Authority: DE
Inventors: Anthony Moore
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1995-02-16
Filing date: 1996-01-26
Publication date: 2002-07-18
Anticipated expiration: 2016-01-27
Also published as: GB9503064D0; JPH10500550A; CN1067193C; IN186280B; KR100392150B1; KR970702614A; JP3887018B2; EP0756780A1; CN1148913A; EP0756780B1; WO1996025790A1; DE69616201D1; US6006081A

Description

Technischer Bereich

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Kommunikationsempfänger, insbesondere aber nicht ausschließlich auf Null ZF-Empfänger, die als integrierte Schaltung ausgebildet werden können. In der vorliegenden Beschreibung soll der Ausdruck "Null ZF" oder "Null Zwischenfrequenz" als niedrige ZF-Frequenzen sowie Null ZF-Frequenzen deckend verstanden werden.

Stand der Technik

Ein Vorteil von Null ZF-Empfängern ist, dass sie als integrierte Schaltungen mit sehr wenig Schaltungselementen außerhalb des Chips implementiert werden können. Eine der wichtigsten Beschränkungen, die eine Anwendung solcher Empfänger in einem größeren Bereich vermeiden ist direkte Detektion, verursacht durch ungeeignete Intermodulationsleistung zweiter Ordnung. Diese ungeeignete Intermodulationsleistung zweiter Ordnung veranlasst es, dass starke Eingangssignale, die überall innerhalb der Bandbreite des Vorfeldes des Empfängers auftreten, auf effektive Art und Weise die ganze Unterdrückung umleitet, die sonst von den Selektivitätsfiltern des Nachbarkanals auf der Zwischenfrequenz geliefert werden würden.

Beschreibung der Erfindung

Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung die Intermodulationsleistung zweiter Ordnung eines Kommunikationsempfängers zu verbessern.
Nach einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein Kommunikationsempfänger geschaffen, der symmetrische Frequenzumsetzungsmittel aufweist, wobei wenigstens eine Ausgangsstrecke von den Frequenzumsetzungsmitteln symmetrisch ist und mit symmetrischen Filtermitteln gekoppelt ist, wobei die Filtermittel wenigstens zwei Kondensatoren aufweisen, die antiparallel geschaltet sind, wodurch Streukapazitäten, die zu jedem der wenigstens zwei Kondensatoren gehören, symmetrisch gemacht werden.
Nach einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung wird eine Anordnung geschaffen zum Gebrauch in einem Kommunikationsempfänger, wobei diese Anordnung symmetrische Frequenzumsetzungsmittel aufweist, von denen wenigstens eine Ausgangsstrecke symmetrisch ist und mit symmetrischen Filtermitteln gekoppelt ist, wobei die Filtermittel wenigstens zwei antiparallel geschaltete Kondensatoren enthalten, wodurch Streukapazitäten, die zu jedem der wenigstens zwei Kondensatoren gehören, symmetrisch gemacht werden.
Die wenigstens zwei Kondensatoren können integriert werden und können von nahezu gleichem Wert sein.
Es wurde gefunden, dass es, wenn eine Kapazität in der Ausgangsstrecke als Paar integrierter, antiparallel geschalteter Kondensatoren implementiert wird, über den ganzen Empfänger eine symmetrische Schaltungsanordnung gibt und dass die vorher durch asymmetrische und nicht lineare Streukapazität zu dem Substrat erzeugte Intermodulationsverzerrung zweiter Ordnung zu vernachlässigbaren Kosten nahezu eliminiert werden kann. Dies führt zu einer Verbesserung der Intermodulationsleistung zweiter Ordnung um einen wesentlichen Anteil.

Kurze Beschreibung der Zeichnung

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform eines Null ZF- Empfängers,
Fig. 2 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform eines Null ZF-Empfängers,
Fig. 3 ein Blockschaltbild einer doppelsymmetrischen Transistormischstufe, und
Fig. 4 einen schematischen Schnitt durch eine integrierte Schaltung mit einer Kapazität, hergestellt mit Hilfe von zwei antiparallel geschalteten Kondensatoren.
In der Zeichnung sind für entsprechende Elemente die gleichen Bezugszeichen verwendet worden.

Mode zum Durchführen der Erfindung

In Fig. 1 wird ein an einer Antenne 10 empfangenes Eingangssignal einem Signalspalter 12 zugeführt, von dem ein Paar Ausgänge mit einer ersten bzw. zweiten Mischstufe 14, bzw. 16 verbunden ist. Eine örtliche Oszillatorsignalquelle 18 ist unmittelbar mit einem zweiten Eingang der Mischstufe 14 und mit Hilfe eines 90º Phasendrehers 20 mit einem zweiten Eingang der Mischstufe 16 gekoppelt. Die Frequenz der Quelle 18 entspricht normalerweise der nominalen Mitte des Frequenzspektrums des Eingangssignals. Die Produkte aus der Mischung der Mischstufe 14 werden einem Tiefpassfilter 22 zugeführt, das ein phasengleiches Differenzsignal 1 selektiert, das einem Demodulator 26 zugeführt wird. Die Produkte aus der Mischung der Mischstufe 16 werden einem Tiefpassfilter 24 zugeführt, die ein quadraturbezogenes Differenzsignal Q selektiert und dies dem Demodulator 26 zuführt. Der Demodulator stellt die ursprüngliche Modulation wieder her und liefert diese zu einem Ausgangs 28.
Die zweite Ausführungsform des in Fig. 2 der beiliegenden Zeichnung dargestellten Null ZF-Empfängers weicht von der Ausführungsform aus Fig. 1 dadurch ab, dass das an der Antenne 10 empfangene Signal in der Frequenz zu einer Zwischenfrequenz von etwa 75 MHz in einer Mischstufe 30, mit der ein Ortsoszillator 32 gekoppelt ist, abwärts gemischt wird. Ein Bandpassfilter 34 selektiert das ZF- Signal von 75 MHz und führt es der Signalspaltanordnung 12 zu. Danach wird das Signal verarbeitet, wie anhand der Fig. 1 beschrieben ist. Bei dieser Ausführungsform wird die Frequenz des Ortsoszillators 18 auf eine Zwischenfrequenz von 75 MHz gesetzt, so dass die Differenzsignale von den Mischstufen 14, 16 auf Null Zwischenfrequenz sind.
Es sind viele Abwandlungen der in den Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsanordnungen bekannt und diese umfassen eine Signalspaltanordnung 12 mit 90º Phasendrehmitteln, wodurch es zwischen den Signalen, die den Mischstufen 14, 16 zugeführt werden, eine 90º Phasendifferenz gibt. Bei einer derartigen Ausführungsform kann auf den 90º Phasendreher 20 verzichtet werden. Andere Abwandlungen umfassen eine Phasendrehung des Signals des Ortsoszillators 18 um plus und minus 45º, wobei die eine Komponente der Mischstufe 14 zugeführt wird und die andere Komponente der Mischstufe 16 zugeführt wird. Ähnliches kann mit dem Eingangssignal durchgeführt werden.
Fig. 3 zeigt einen bekannten Typ einer doppelsymmetrischen Transistor-Mischstufe M. Da diese Mischstufe bekannt ist, wird sie an dieser Stelle nur kurz beschrieben. Die Mischstufe M umfasst eine erste und eine zweite emittergekoppelte NPN-Transistorschaltung 36 bzw. 38, wobei die Kollektorschaltungen parallel geschaltet sind. Der ersten und der zweiten emittergekoppelten Transistorschaltung 36, 38 wird ein Ortsoszillatorsignal LO differenziell zugeführt. Bei einem dritten emittergekoppelten NPN-Transistorpaar wird das HF (oder Eingangs)Signal den Basiselektroden der Transistoren 40, 42 zugeführt. Die Kollektorelektroden der Transistoren 40, 42 liefern den Schwanzstrom zu der ersten und zweiten Schaltungsanordnung 36 bzw. 38. Es sind Lastwiderstände 44, 46 vorgesehen. Das ZF-Signal wird an diesen Widerständen entwickelt und den Knotenpunkten 48, 50 wird ein Ausgangssignal differenziell entnommen und einem Verstärker 52 zugeführt. Ein gewisser Teil der Tiefpassfilterung kann durch einen Kondensator C verwirklicht werden, der mit den Knotenpunkten 48, 50 verbunden ist. Wenn aber der Kondensator C als einzelner integrierter Kondensator ausgebildet ist, gibt es eine Streukapazität SC, gestrichelt dargestellt, zu dem Substrat. Der Effekt der Streukapazität, die in den meisten Fällen nicht linear ist, ist die sonst im Wesentlichen symmetrische Schaltungsanordnung unsymmetrisch zu machen.
Das Vorhandensein dieser Unsymmetrie zwischen dem Ausgang der Mischstufen 14, 16 und einem Punkt in den Tiefpassfiltern 22, 24, die im Allgemeinen von einer verteilten Art sind, veranlasst eine Intermodulationsverzerrung zweiter Ordnung. Diese Verzerrung tritt auf durch starke Störsignale, die unmittelbar in das Audioband detektiert werden, wo sie von dem gewünschten ZF-Signal, das durch die Wirkung der Mischstufen 14, 16 in das Audioband übersetzt werden sind, nicht zu unterscheiden sind. Während Abstimmung des Ortsoszillators 18 ein erwünschtes HF (oder Eingangs)Signal selektieren kann, ist das Problem bei der direkten Detektion, dass dies durchbricht, ungeachtet der Abstimmung des Ortsoszillators 18 und nicht abgestimmt werden kann.
Dieses Problem der Intermodulationsverzerrung zweiter Ordnung kann wesentlich dadurch verringert werden, dass die Symmetrie der Schaltungsanordnung dadurch wiederhergestellt wird, dass der einzelne integrierte Kondensator C, umkreist dargestellt, durch zwei integrierte Kondensatoren mit je der halben Kapazität, C/2, die antiparallel verbunden sind, ersetzt wird.
Fig. 4 zeigt die Kapazität C mit einem Kondensator c1, mit Elektroden a, b und mit einem Kondensator c2 mit Elektroden c, d. Die Elektroden b und c sind miteinander verbunden und sind die Elektroden a und d. Wie gestrichelt dargestellt gibt es zwischen der Elektrode b und dem Substrat SUB und zwischen der Elektrode d und dem Substrat Streukapazitäten SC. Diese Streukapazitäten sind asymmetrisch und üblicherweise nicht linear, aber durch die bereits beschriebene gegenseitige Verbindung sind diese Streukapazitäten SC selber symmetrisch, wodurch gewährleistet wird, dass es in den Signalstrecken durch die Null ZF-Teile des in Fig. 1 und 2 dargestellten Empfängers eine symmetrische Schaltungsanordnung gibt.
Bekanntlich entspricht die Kapazität eines integrierten Kondensators nahezu der Oberfläche und die Aufteilung des Kondensators C (Fig. 4) in zwei Kondensatoren c1, c2 mit je der halben Kapazität bedeutet nicht einen wesentlichen Mehraufwand an Chipfläche.
Obschon eine weitere Aufteilung der Kondensatoren c1, c2 möglich ist, bietet dies keine elektronische Vorteile, es kann aber vorteilhaft sein bei derartigen Applikationen, bei denen eine genaue Anpassung zwischen Kondensatoren mit weitgehend verschiedenen Werten erforderlich ist, was bei Tiefpassfiltern oft auftritt.
Das Problem bei integrierten dielektrischen Kondensatoren mit einer asymmetrischen Streukapazität gegenüber dem Substrat tritt auf ungeachtet des angewandten IC-Prozesses. Beim Implementieren des Null ZF-Empfängers, hergestellt nach der vorliegenden Erfindung wurde der QUBIC-Prozess angewandt zum Herstellen der Kondensatoren.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Fertigungslösung für ein Problem, geschaffen durch den Produktionsprozess zum Herstellen integrierter Kondensatoren.
Obschon die vorliegende Erfindung anhand von Null ZF-Empfängern beschrieben und dargestellt worden ist, kann die vorliegende Erfindung auf einen symmetrischen Ausgang einer Mischstufe angewandt werden, die mit verteilten Filtermitteln bei anderen Typen von Empfängern gekoppelt ist.
Aus der Lektüre der vorliegenden Beschreibung dürften dem Fachmann andere Abwandlungen klar werden. Solche Abwandlungen können andere Merkmale aufweisen, die bereits im Entwurf, bei der Herstellung und im Gebrauch integrierter Kommunikationsempfänger und von Teilen derselben bekannt sind und die statt der bereits hier beschriebenen Merkmale oder zusätzliche zu denselben benutzt werden.

Industrielle Anwendbarkeit

Integrierte Kommunikationsempfänger, insbesondere Null ZF-Empfänger.

Claims

1. Kommunikationsempfänger, mit symmetrischen Frequenzumsetzungsmitteln (14; 16), von denen wenigstens eine Ausgangsstrecke symmetrisch ist und mit symmetrischen Filtermitteln (22; 24) gekoppelt ist, wobei die Filtermittel Kondensatormittel (C) enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatormittel (C) wenigstens zwei Kondensatoren (c1, c2) aufweisen, die antiparallel geschaltet sind, wodurch Streukapazitäten (SC), die zu jedem der wenigstens zwei Kondensatoren gehören, symmetrisch gemacht werden.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die wenigstens zwei Kondensatoren (c1, c2) von nahezu gleichem Wert sind.

3. Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die wenigstens zwei Kondensatoren (c1, c2) als integrierte Schaltung mit einem Substrat ausgebildet sind, wobei die Streukapazitäten (SC) gegenüber dem Substrat sind.

4. Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, ausgebildet aus integrierte Schaltung.

5. Anordnung zum Gebrauch in einem Kommunikationsempfänger, wobei die Anordnung symmetrische Frequenzumsetzungsmittel (14; 16) aufweist, von denen wenigstens eine Ausgangsstrecke symmetrisch ist und mit symmetrischen Filtermitteln (22; 24) gekoppelt ist, wobei die Filtermittel Kondensatormittel (C) enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass die Kondensatormittel (C) wenigstens zwei Kondensatoren (c1, c2) aufweisen, die antiparallel geschaltet sind, wodurch Streukapazitäten (SC), die zu jedem der wenigstens zwei Kondensatoren gehören, symmetrisch gemacht werden.

6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die wenigstens zwei Kondensatoren (c1, c2) von nahezu gleichem Wert sind.

7. Anordnung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass die wenigstens zwei Kondensatoren (c1, c2) als integrierte Schaltung mit einem Substrat ausgebildet sind, wobei die Streukapazitäten (SC) gegenüber dem Substrat sind.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, ausgebildet als integrierte Schaltung.