DE69330516T2

DE69330516T2 - System zur berührungslosen energieübertragung

Info

Publication number: DE69330516T2
Application number: DE69330516T
Authority: DE
Inventors: Talbot Boys; Shuzo Nishino
Original assignee: Daifuku Co Ltd; Auckland Uniservices Ltd
Current assignee: Daifuku Co Ltd; Auckland Uniservices Ltd
Priority date: 1992-05-10
Filing date: 1993-05-05
Publication date: 2002-04-25
Anticipated expiration: 2013-05-06
Also published as: DE69330516D1; JPH08501435A; WO1993023908A1; KR950701778A; US5898579A; EP0640254A4; JP3512798B2; EP0640254B1; TW331050B; ES2139004T3; EP0640254A1; AU4093493A; ES2163409T3

Description

TECHNISCHES ANWENDUNGSGEBIET DER ERFINDUNG

Die Erfindung betrifft die Übertragung von induktiv gekoppelter elektrischer Leistung über einen Zwischenraum aufbewegbare oder tragbare Verbraucher, beispielsweise Fahrzeuge. Sie betrifft insbesondere diejenigen induktiv gekoppelten Anordnungen mit Resonanzkreisen, und vor allem Verfahrensweisen, bei denen gegenseitig beständige Resonanzfrequenzen sowohl im primären als auch im sekundären Kreis aufrecht erhalten werden.

HINTERGRUNDWISSEN

Die Entwicklung moderner Halbleiter hat die Übertragung von induktiv gekoppelter elektrischer Leistung auf bewegliche Fahrzeuge möglich gemacht, wobei entweder im primären oder im sekundären Kreis oder in beiden resonante LC-Kreise benutzt werden können. Resonanz bietet neben anderen Vorteilen - (a) hohe Strommengen im geschlossenen Kreis trotz relativ geringer Stromversorgung, (b) relativ niedrige Abgabe von elektromagnetischen Feldern bei Oberschwingungen der Betriebsfrequenz, (c) kleine ferromagnetische Kerne, falls vorgesehen, und (d) neuartige Vorrichtungen zur Regelung der elektromagnetischen Kopplung über Zwischenräume.
Die Anordnung funktioniert natürlich am effizientesten, wenn alle Resonanzkreise auf natürliche Weise und im Wesentlichen dieselbe Frequenz und Phase haben. Trotz sorgsamster Abstimmung zum Zeitpunkt der Installation können Induktanzwirkungen sowie die durch schwankende Belastungen verursachten Betriebsparameter von Schaltern die Änderung der Betriebsfrequenzen verursachen. Diese Schwankungen sind teilweise darauf zurückzuführen, dass der Bahnleiter in den bevorzugten Ausführungsbeispielen sowohl als Resonanzinduktor als auch als Abgabequelle von magnetischen Wechselfeldern Verwendung findet. Der Resonanzinduktor ist eigentlich die verteilte Induktivität der Leitbahn und ist damit empfindlich gegen induzierten und vom Verbrauch abhängigen Strom in benachbarten sekundären Wicklungen. Die bisherige bevorzugte Schaltung der Stromversorgung erkennt lediglich jeden Nullübergang innerhalb des Stroms im Resonanzkreis und veranlasst sofortige Schaltübergänge. Sie ist jedoch nicht in der Lage, die tatsächliche Betriebsfrequenz zu ermitteln, abgesehen von einem sehr kurzzeitig eingesetzten Startoszillator.
Die enge Primär-Sekundär-Kopplung kann zu mehr als einem Zustand führen, für den sich die gesamte Anordnung in Resonanz zu befinden scheint, doch im Allgemeinen hängt nur einer dieser Zustände mit einer Frequenz zusammen, bei der eine optimale Leistungsübertragung stattfinden kann.
Da die Wirksamkeit der Leistungsübertragung abfällt, wenn die Resonanzfrequenzen nicht gut aufeinander abgestimmt sind, ist es wünschenswert, bei allen zu erwartenden Betriebsbedingungen eine relativ konstante Betriebsfrequenz aufrecht zu erhalten.
Zu den bisher bekannten Darstellungen im Bereich der induktiven Leistungsübertragung, bei der der Primärstrom manipuliert wird, gehören EP 0 473 957, wo ein erzeugter Resonanzstrom künstlich verlangsamt wird, indem der Zyklus der Sinuskurve innerhalb jedes Zyklus kurz angehalten wird, um die Frequenz eines sekundären Kreises zu erzielen, und EP 0 334 804, wo eine Kombination von Strom- und Informationsübertragung auf eine mit zwei sekundären Resonanzkreisen ausgestattete intelligente Karte eingegeben wird, wobei Phasenschwankungen in einem Übertragungsfeld verglichen mit einem zweiten Übertragungsfeld zur Übertragung der Information verwendet werden. Keine dieser beiden Erfindungen ist mit kostengünstiger Übertragung von beträchtlichen Leistungsmengen auf ein Fahrzeug zum Zwecke der Fortbewegung in Einklang zu bringen.
Eghtesadi (Konferenzaufzeichnungen der 40. IEEE Konferenz für Fahrzeugtechnik, 6. Mai 1990, S. 100-104) beschreibt ein induktives Leistungsübertragungssystem. Ein elektrisches Fahrzeug wird induktiv von einer elektrifizierten Leitbahn mit Strom versorgt. Der einstellbare Kondensator der Bordsteuerung des Fahrzeugs reagiert automatisch auf die Stromversorgung des Fahrzeugs.

ZIEL

Das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht in einem verbesserten System zur Aufrechterhaltung von beständigen Resonanzfrequenzen innerhalb eines induktiv gekoppelten Leistungsübertragungssystems, oder zumindest darin, der Öffentlichkeit eine nützliche Alternative anzubieten.

ERFINDINGSAUSSAGE

Dieses Ziel wird durch ein induktives Leistungssystem mit den Merkmalen nach Anspruch 1 erreicht.

ZEICHNUNGEN

Es folgt eine Beschreibung von mehreren bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung, die lediglich Beispielcharakter haben, unter Bezugnahme auf die begleitenden Diagramme. Diese Beispiele beziehen sich insbesondere auf ein System der Leistungsübertragung auf bewegbare Wagen, die auf Gleisen neben Primärleitern laufen, obwohl das System natürlich auch auf andere Stromverbraucher angewendet werden kann, wie beispielsweise Lampen oder Batterieladegeräte.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild mit einer Induktionsleitung, die mittels eines Abstimmungskondensators abgestimmt werden kann.
Fig. 2 zeigt ein Schaltbild einer Induktionsleitung, die mittels verstellbarer Wicklungen abgestimmt werden kann.
Fig. 3 zeigt ein Lösungsbeispiel mit geschalteten Induktoren zur Verstellung der Resonanzinduktivität um geringe Stufen.
Fig. 4 zeigt ein System, das eine frequenzstabile Stromquelle für die primäre Stromversorgung bietet, so dass ungesteuerte Frequenzschwankungen verhindert werden.
Fig. 5 zeigt eine Abstimmungsvorrichtung (Frequenzverfolgung) innerhalb der sekundären Kreise - wie etwa der Wagen selbst.
Fig. 6 zeigt einen "Dummy-Wagen" oder künstlichen sekundären Resonanzkreis innerhalb oder in der Nähe der Stromquelle, der zur Regelung und optional als Sensor der Induktionsleitungsparameter eingesetzt wird.
Fig. 7 zeigt ein Schaltbild, das die vorliegenden Betriebsfrequenzen testet und ständig die Drehung der Stromquelle einstellt. Es basiert auf einer proportional-integralen, Regelung und verwendet Kondensatoren und Schalter parallel mit dem Hauptresonanzkondensator.
Fig. 8a-c zeigen Diagrammkurven von Phasenwinkel (Y-Achse) gegen Frequenz (X-Achse) in Schaltkreisen, die unterkoppelt (8a), kritisch gekoppelt (8b) und überkoppelt (8c) sind.
Fig. 9a-c zeigen die Verwendung von induktionsfreien Kabeln (Nullinduktanzkabeln) im Prinzip (9a) und in der Praxis (9b und 9c) zur Verbindung von im Abstand liegenden Knoten eines Schaltkreises mit multiplen Resonanzelementen und damit zur Begrenzung von Oszillationswellen.

BEVORZUGTE AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Alle Ausführungsbeispiele haben das gemeinsame Ziel, eine beständige Resonanzfrequenz über das Leistungsübertragungssystem herzustellen. Die Vorteile einer anordnungsweiten Resonanzfrequenz sind unter anderen:
1. Alle Resonanzkreise haben einen Leistungsfaktor von im Wesentlichen 1,0 und fungieren als reine Widerstände.
2. Der Q-Wert des Systems wird erhöht.
3. Abweichende Oszillationswellen werden verhindert.
4. Die Koppelung wird verbessert.
Die Leistungsübertragung wird verbessert.
Einige Beispiele einer Reihe von Lösungsmöglichkeiten des Problems einer beständigen Resonanzfrequenz über die gesamte Anordnung werden durch die hier beschriebenen bevorzugten Ausführungsbeispiele veranschaulicht. Zusammenfassend werden folgende Ausführungsbeispiele dargestellt:
1. Abstimmung der Primärschleife mit einem kleinen geschalteten Kondensator über den Hauptresonanzkondensator. Mit diesem Verfahren wird eine Konstanthaltung der Resonanzfrequenz angestrebt. (Fig. 1, Fig. 7)
2. Abstimmung der Primärschleife mit einem Paar wertvoller Induktivitäten; eine davon in Serie mit jeder Seite der Primärschleife. Mit diesem Verfahren wird ebenfalls eine Konstanthaltung der Resonanzfrequenz angestrebt (Fig. 2)
3. Verwendung von geschalteten Induktoren (z. B. durch SCR Bauteile geschaltet) zur Veränderung der Resonanzinduktivität um kleine Stufen. Mit dieser Lösung wird eine Konstanthaltung der Resonanzfrequenz angestrebt. (Fig. 3).
4. Verwendung einer frequenzbeständigen Stromquelle zur Versorgung der primären Stromquelle; so dass die Frequenz nicht mit den Induktivitätparametern der Fahrbahn schwankt. Mit diesem Verfahren wird eine Konstanthaltung der Resonanzfrequenz gewährleistet. (Fig. 4)
5. Zufügung einer Abstimmungsvorrichtung (Frequenzverfolgung) zu den Sekundärkreisen - den Wagen selbst. Dieses System hat eine variable Gesamtfrequenz. (Fig. 5)
6. Verwendung eines "Dummy-Wagens" oder künstlichen sekundären Resonanzkreises an oder in der Nähe der Stromquelle zur Regelung. Dieses System hat ebenfalls eine variable Gesamtfrequenz. (Fig. 6)
7. Verwendung von geschalteten Kapazitäten innerhalb der Stromquelle zur Veränderung der resonanten Kapazität um geringe Stufen. (Zitter- oder Impulsregelung bietet genauere Kontrolle). (Fig. 9a-c)
5. Verwendung von induktionsfreien Kabeln (Nullinduktanzkabeln) zur Verbindung von getrennt liegenden Knoten mit entsprechender Amplitude und Phase, normalerweise bei den Kondensatoren, und damit Begrenzung der Oszillationswellen. (Fig. 9a-c)
Die in Fig. 1, 2, 3 und 6 dargestellten Ausführungsbeispiele setzen die Anwesenheit einer nicht dargestellten Hauptregelung zur Überwachung der Frequenz des Resonanzstromes im Primärkreis voraus sowie zur geeigneten Änderung von spezifischen konzentrierten Kreisparametern (L bzw. C oder beide), sollte die Frequenz sich aus dem Zielbereich entfernen. Diese Regelung kann eine Art phasengesperrte Schleife sein, obwohl eine bevorzugte Form eine Proportionalregelung der in Fig. 7 dargestellten Art wäre.

Ausführungsbeispiel 1 - siehe Fig. 1

Eine Induktionsleitung 100 wird durch ein Paar Litzendrahtkabel 101 und 102 zusammen mit einer Wicklung 103 und einem Hauptkondensator 104 zusammengestellt. (Die Stromquelle ist nicht dargestellt, würde aber über Induktor 103 angeschlossen.) In diesem Beispiel wird ein Hilfskondensator 116 parallel mit dem Hauptkondensator vorgesehen und kann durch einen geeigneten Schalter 117 in den oder aus dem Kreis geschaltet werden, um die Resonanzfrequenz der Induktionsleitung zu variieren. Durch Einbau eines Hilfskondensators 116 kann die Resonanzfrequenz der Induktionsleitung abgestimmt werden, um sich aus der Bewegung der bewegbaren Körper (typischerweise elektrisch angetriebene Wagen) auf der Induktionsleitung ergebende Frequenzänderungen auszugleichen. Die Frequenzänderung ergibt sich aus der wechselnden Induktivität, damit ändert sich die Resonanzfrequenz. Wenn eine im Wesentlichen konstante Primärfrequenz aufrecht erhalten wird, sollten Sekundärkreise auch keine neue Abstimmung benötigen.
Es sollte klar sein, dass der Kondensator 116 in Serie statt parallel mit dem Hauptkondensator (wo ein Schalter ihn dann umgehen würde) sein kann, und er könnte einen oder mehrere variable Kondensatoren des Hilfskondensators 116 umfassen. In einer weiteren Version können die beiden Kondensatoren durch einen variablen Kondensator ersetzt werden.

Ausführungsbeispiel 2

Fig. 2 zeigt eine ähnliche Induktinsleitung 200, wo ein Paar Litzendrahtkabel 201 und 202 eine Schleife bilden, mit einer Hauptwicklung 203 und einem Hauptkondensator 204. Eine Abstimmungswicklungsvorrichtung 205 und 206 ist vorgesehen, so dass die Resonanzfrequenz der Induktionsleitung durch die Änderung der gegenseitigen Induktivität der Wicklungen 205 und 206 abgestimmt werden kann. Dies ist auf mehrere Weisen erreichbar, entweder durch elektrische oder durch mechanische Einstellungen. Die einfachste Lösung besteht darin, eine Wicklung innerhalb der anderen einzubauen, wobei jede auf einen zylindrischen Formkörper (vorzugsweise aus Kunststoff) aufgewickelt ist, wobei die innere Wicklung im Verhältnis zur äußeren Wicklung bewegbar ist. Dies ist auf mehrere Weisen erreichbar. Beispielsweise kann die innere Wicklung teleskopartig in die äußere Wicklung hereingeschoben und herausgezogen werden, so dass sich ein unterschiedlicher Überlappungsgrad ergibt und damit eine unterschiedliche Frequenz der Induktionsleitung entsteht, wenn die Induktivität der Wicklungen schwankt. Als Alternative kann die Resonanzfrequenz auch durch Rotation der inneren Wicklung im Verhältnis zur äußeren Wicklung abgestimmt werden. Dies ist die bevorzugte Anordnung, bei der die Länge der inneren Wicklung geringer ist als der innere Durchmesser der äußeren Wicklung, so dass die innere Wicklung um ihren Mittelpunkt rotiert werden kann im Verhältnis zur Position der äußeren Wicklung. Damit kann maximale Induktivität erzielt werden, wenn die Längsachse der inneren Wicklung mit der Längsachse der äußeren Wicklung ausgerichtet ist, während minimale Induktivität erzielt wird, wenn die Längsachse der inneren Wicklung im rechten Winkel zur Längsachse der äußeren Wicklung steht.
Auf diese Weise kann die Resonanzfrequenz der Induktionsleitung 201-202 variiert werden, um eine Erhöhung oder Verringerung der Anzahl der Fahrzeuge auf der Induktionsleitung zu berücksichtigen sowie die Strommenge, die das bzw. jedes Fahrzeug der Induktionsleitung entnimmt.

Ausführungsbeispiel 3

Fig. 3 veranschaulicht die Prinzipien dieser Modifikation, bei der ein Teil des Hauptresonanzleiters als 301 dargestellt ist, welcher eine Gruppe von in Serie geschalteten diskreten Induktivitäten (302, 302', 302" usw.) hat. Jede Induktivität verfügt über einen Kurzschlussschalter, beispielsweise einen in Serie plazierten Festkörperschalter (303, 303', 303" usw.). Hier zeigen wir die Verwendung von wechselgekoppelten SCR-Bauteilen als Festkörperschalter, obwohl auch andere Bauteile verwendet werden könnten, beispielsweise TRIAC oder MOSFET-Bauelemente (vorzugsweise mit einem geringen ON-Widerstand und damit niedrigem I²R Wärmeverlust). Eine Speerstromversorgung (304, 304', 304" usw.) ist für jedes SCR-Bauteil vorgesehen und ein isolierter Antriebseingang wird zum Anschluss eines Kontrollsignals verwendet. Vorzugsweise sind die Induktivitätwerte in aufsteigender Serie angeordnet, so dass ein größerer Bereich von ausgleichender Induktivität mit feinen Einzelstufen zur Verfügung steht.
Bahnsymmetrie wird vorzugsweise durch gleichartige Veränderungen in der Induktivität beider Bahnstrecken aufrecht erhalten. Beim Betrieb wird ein beständiger Speerstrom durch ein bestimmtes SCR-Bauteil 303x geleitet, wenn eine bestimmte stufenweise Induktivität 302x nicht erforderlich ist, wie von einem Frequenzüberwachungselement ermittelt.

Ausführungsbeispiel 4

Nach der bisher bekannten Methode wurde es der Resonanzstromversorgung gestattet, Nullübergangspunkte des Resonanzstromes im Primärkreis festzustellen und in dem Moment umzuschalten, so dass eine Resonanzstromversorgung entstand, deren eigentliche Betriebsfrequenz durch die momentanen Werte von L und C festgelegt werden, welche damit schwanken kann. Dieses Verfahren kann nun durch ein Verfahren ersetzt werden, bei dem die Umschaltpunkte von einem externen, unabhängigen und beständigen Zähler festgestellt werden. Obwohl der Resonanzkreis keinen reinen Widerstand mehr emuliert, wenn die Betriebsfrequenz von der Resonanzfrequenz abweicht, und damit eine Leistungsfaktorkomponente entsteht, ist diese minimal, gemessen bei den Schaltbauteilen auf Einzelzyklusbasis. Um die möglicherweise störenden Leistungsfaktorwirkungen auszugleichen, können auch geschaltete Induktivitäten oder Kapazitäten in den Kreis eingeführt werden, wie in Ausführungsbeispielen in Fig. 3 oder 7 und höher dargestellt. Bei diesem Verfahren ist keine neue Abstimmung für einzelne Wagen notwendig und es berücksichtigt die Auswirkungen von überkritischer Dämpfung der Leistungsfaktorresonanz (siehe Fig. 8) nicht. Es hat des weiteren den Vorteil für Flughäfen und ähnliche Anwendungsgebiete, dass ausgestrahlte elektromagnetische Interferenzen von konstanter Frequenz sind, die so plaziert werden können, dass sie den Betrieb bestimmter Geräte nicht stören.
In größerer Einzelheit zeigt Fig. 4 ein vereinfachtes Bild 400 einer Resonanzstromquelle mit konstanter Frequenz mit zwei Festkörperschaltern 401, 401', die abwechselnd jede Seite der Resonanzleitung 402 mit einem stromführenden Gleis 403 verbinden; zwischenzeitlich ist ein Gleichstromrückfluss durch die Drosselspule mit Mittelanzapfung 404 vorgesehen. Ein Kondensator 405 ist der Resonanzkondensator. Ein Quarzoszillator mit einer optionalen Teilerkette 406 (Quarz: 409) erzeugt zusätzliche Antriebsimpulse von 10 KHz für die Festkörperschalter. (10 KHz ist eine bevorzugte Frequenz; andere Frequenzen sind möglich.) Um die Wärmeauswirkungen auf Resonanzbauteile zu berücksichtigen, kann optional eine Frequenz erzeugt werden, die kurzfristig beständig ist, doch (beispielsweise) je nach Raum- oder Lokaltemperatur schwankt.

Ausführungsbeispiel 5

In diesem Ausführungsbeispiel kann die Resonanzfrequenz des Primärkreises sich selbst auf einem beständigen Wert einpendeln, während es die Aufgabe der jeweiligen Verbraucherkörper ist, diese Frequenz jeweils zu verfolgen, indem sie ihre eigenen Sekundärresonanzkreisparameter den vorgegebenen jeweils anpassen.
Die Vorteile dieser Methode bestehen darin, dass (a) geringere Strommengen erforderlich sind, (b) das System aufgrund seiner Eigenredundanz robuster ist, (c) der Sensorprozess innerhalb der Geräte stattfindet, die für die Belastungsschwankungen verantwortlich sind, und (d) die Überschreitung möglicher Spannungsgrenzwerte - vor allem durch vorübergehende Spitzen - weniger wahrscheinlich ist, da der sekundäre Resonanzkreis die Höchstwerte der von Schaltkondensatoren erzeugten Amplitudenspitzen normalerweise so gering wie möglich hält.
Fig. 5 zeigt einen sekundären Resonanzkreis 500 zusammen mit einem Frequenzmonitor 510 (der eine phasengesperrte Schleife enthalten kann, einen wie in Fig. 7 dargestellten Kreis, oder einen vorprogrammierten Satz von Ursache/Wirkung Kombinationen - eine Bezugstabelle), eine Serie von Stufenkondensatoren 502, 502', 502" usw. sowie Serieschalter 504, 504', 504" usw., die beim Betrieb von der Regelung geschaltet werden, so dass die Resonanzfrequenz des gesamten Schaltkreises 500 veranlasst wird, die Betriebsfrequenz des gesamten Kreises 500 genau zu verfolgen, welche wiederum die Betriebsfrequenz des Primärkreises 501 genau verfolgt.

Ausführungsbeispiel 6

Der spezialisierte Sekundärkreis oder "Dummy-Wagen", d. h. das in Fig. 6 dargestellte Ausführungsbeispiel, ist eine Hybridform, insofern er ebenso wie das vorige Ausführungsbeispiel wie ein wageneigener Frequenzverschieber ist, doch da er sich neben der schaltenden Stromquelle befindet, kann er der Kontrolle einer Hauptregelung unterliegen und des weiteren auch als Leitungsüberwacher eingesetzt werden.
Obwohl Sekundärkreise normalerweise bei resonanten induktiven Leistungsübertragungssystemen als bewegbare Verbraucher vorgesehen sind, kann auch ein festgeschalteter Sekundärkreis, vorzugsweise an oder innerhalb der Hauptschaltstromquelle und induktiv mit der Stromquellenabgabe gekoppelt, verwendet werden, um (a) die Systemleistung zu überwachen und (b) die Merkmale der Primärschleife mit relativ geringen Kosten abzuändern.
Fig. 6 zeigt einen typischen spezialisierten sekundären Resonanzkreis oder "Dummy-Wagen" (611- 613), der mit einem induktiv angetriebenen Leitwegsystem 600 gekoppelt ist. (603 ist der Hauptresonanzkondensator, 604 der Strominduktor mit Mittelanzapfung, während der Induktor 605 eine konstante Stromversorgung von der Gleichstromquelle 606 bietet; die Schalter 607 und 605 werden von einer Regelung 609 gesteuert). Der sekundäre Induktor 611 ist am primären Induktor 610 an den primären Resonanzkreis 601 gekoppelt, und der Abstimmungskondensator 612 vervollständigt den Resonanzkreis in diesem sekundären Resonanzkreis. Kondensator 612 ist als variables Element dargestellt; eine Hauptregelung kann diesen Kondensator wie in den Ausführungsbeispielen 1, 5 und 7 dargestellt, variieren, um den "Dummy-Wagen" abzustimmen und damit die Resonanz des Primärkreises zu beeinflussen. Da dieser Schaltkreis elektrisch vom Primärkreis isoliert ist, kann eine Seite davon mit der Systemerdung verbunden oder verwiesen sein, und es kann ein Testpunkt 613 zur Abgabe von proportionalen Signalen an den Resonanzkreisstrom verwendet werden. Es kann auch eine Vorrichtung vorgesehen werden, um den Eingangsstrom an die Schaltungs- oder Resonanzstromquelle zu unterbrechen, wenn der umlaufende Resonanzstrom zu hoch wird. Die bevorzugte Umdrehungsrnenge der Induktivität 611 verglichen mit Induktivität 600 ist vorzugsweise höher als 1, um eine relativ sparsame Schaltung im "Dummy-Wagen" zu bieten, um eine schwankende Kapazität 612 zu erzielen, indem beispielsweise Kapazitätsstufen ein- und ausgeschaltet werden.
Diese Kopplungsmethode kann einen induzierten Resonanzstrom von relativ hoher Spannung ergeben, der sich etwas leichter bei niedrigeren Verlusten mit Festkörperschaltern wie MOSFET-Schaltern oder Hochspannungs-Bipolar-Transistoren steuern lässt. Das I der I²R Verluste wird für einen gegebenen Leistungswert geringer. Da diese aktiven Bauelemente innerhalb eines sekundären Resonanzkreises eingebaut sind, sind sie relativ gesehen besser gegen Stromspitzen im primären Resonanzkreis geschützt. Diese Methode ist im Allgemeinen anderen Verfahren vorzuziehen, die Frequenzen durch Aktionen unmittelbar im Primärkreis modifizieren.
Dieses Verfahren, welches einen Resonanzkreis neben und unter der Kontrolle einer Hauptfrequenzregelung umfasst, hat auch den Vorteil, dass die Änderungen sehr schnell vorgenommen werden können und damit Verschiebungen in der Primärfrequenz ausgleichen, denn der geführte Resonanzkreis ist innerhalb der Umgrenzung der Resonanzstromquelle, und ihrer Regelung.
Berechnungen der "effektiven Kapazität", die von einem "Dummy-Wagen" vorgesehen werden kann.
Für ein realistisches Beispiel (siehe Fig. 5), bei dem die sekundäre Induktivität 611 des Dummy- Wagens 300 uH beträgt, abgestimmt auf Resonanz durch einen Kondensator 612 von 0.9 uE, die gegenseitige Induktivität M ist 10 uH, (Frequenz) ist 2 * pi * 10&sup4; und bei dem ein Schalter 614 den Resonanzkreis öffnen kann...
Die in diese Bahn reflektierte Impedanz ist
Z2' = (w²m²)/Z2
Wobei Z2 = j(wL2 - 1/wC2)
Im Falle wo C2 (612) aus dem Kreis geschaltet ist (offener Kreis)...
Z2' = j.20.9 · 10&supmin;³
C2' = 759uF
Im Vergleich mit dem Fall wo C2 in den Kreis geschaltet ist...
Z2' = -j.1.165
C2' = 46.9uF
Damit kann ein 0.9 Mikrofarad Kondensator einen viel größeren Kondensator an die Primärbahn simulieren.

Ausführungsbeispiel 7

Ein Ausführungsbeispiel der Frequenzregelung umfasst eine Vielzahl von Kondensatorpaaren, die über die Festkörperschalter der schaltenden Stromquelle plaziert werden. Diese Kondensatoren sind mit Werten in arithmetischer Serie versehen, so dass eine digitale Annäherung an einen vorgegebenen Wert erzielt und gehalten werden könnte.
Überraschenderweise hat sich herausgestellt, dass es angesichts der Tatsache, dass die Frequenz des Resonanzsystems sich nur allmählich auf eine neue Frequenz einstellt, möglich ist, nur ein zusätzliches Kondensatorpaar über den Festkörperschaltern zu verwenden und den Betriebszyklus zu variieren, über den das Paar in den Kreis angeschlossen ist, um eine gute Kontrolle der Frequenz zu erzielen. Die Zeit für die Frequenzänderung als Folge einer erzwungenen Schrittänderung in L oder C beim Typ des resonanten, induktiven Leistungsverteilungssystems ist relativ lang - mindestens einige bis zu zehn Millisekunden - insbesondere wenn ein oder mehrere sekundäre Resonanzkreise Resonanzstrom mit einer ersten Frequenz führen und meistens weiterhin mit der ersten Frequenz weiter resonieren.
Um eine feinere und durchgängigere Frequenzkontrolle zu erzielen als durch die langfristige Einführung von relativ großen Induktivitäts- oder Kapazitätsstufen vorgesehen wird, können diese Stufen wiederholt in das und aus dem System geschaltet werden, selbst für Einzelzyklusperioden, wobei der Mittelfrequenz ein Mittelwert zukommt.
Fig. 7 zeigt bei 701 eine Resonanzstromquelle, ähnlich wie in Fig. 6, bei der ein zusätzliches Paar von Halbleiterschaltern 712, 713 durch den torgesteuerten Puffer 711 AN und AUS-geschaltet wird (z. B. integrierter Schaltkreistyp ICL 7667), um die Kondensatoren 7I4 und 715 in den Resonanzkreis einzufügen.
Der Regelungskreis ist mit 700 dargestellt. Eine Rechteckwellenversion der umgewandelten Resonanzspannung von über Kondensator 716 (typischerweise durch Begrenzung und einen in der Technik bekannten Schmitt-Trigger umgewandelt) wird auf die Eingabe angewendet. Bei bevorzugten Systemen ist das ca. 10 KHz. Das Signal wird auf einen Frequenz-Spannungsumwandler 702 abgegeben, vorzugsweise mit einer Zeitkonstanten von ca. 10 ms. Die frequenzabhängige Abgabe dieses Stadiums wird auf einen proportional-integralen Regelungskreis 703 geleitet, für den die Feedback-Komponenten 704 die Reaktionsmerkmale bestimmen. Eine beständige Spannung wird bei Vref zugeführt, um einen Vergleichswert für den Schaltkreis zu erhalten. Die Abgabe wird auf einen Spannung-Frequenzumwandler 705 geleitet, dessen Abgabe nominal bei 1,28 MHz liegt und die zu einem 8-Bit-Binärteiler 706 zur Teilung von 256 geleitet wird. Eine Rückstellungseingabe an diesen Teiler entsteht aus dem positiven Randwechsel des Eingaberechtecksignals, als kurzem Impuls (vorzugsweise weniger als 0,5 usek) innerhalb einer One-Shot-Triggerschaltung 708.
Damit erzeugt der Teiler 706 eine Rechteckwellensignal von nominal KHz Frequenz. Dieses wird auf die D-Eingabe eines Flip-Flop 707 geleitet, während das Originalsignal zur Zählereingabe geleitet wird. Damit ist die Q-Abgabe des Flip-Flop entweder hoch (wenn die Bahnfrequenz zu niedrig ist und Kapazität entfernt werden soll) oder niedrig (wenn die Bahnfrequenz zu hoch ist und zusätzliche Kapazität notwendig ist). Dieses Signal wird auf Buffer 711 und weiter auf die MOSFET oder IGBT Transistoren 712 und 713 geleitet und veranlasst dadurch die Schaltung der Kondensatoren 714 und 715 in den oder aus dem Kreis.
Es bestehen natürlich noch zahlreiche andere Möglichkeiten, die Frequenzregelung durchzuführen.
Fig. 8a, b, c veranschaulichen die Messungen des Verhältnisses von Phasenwinkel (Y-Achse) gegen Frequenz (X-Achse) für ein resonantes Leistungsverteilungssystem mit primären Resonanzkreisen und sekundären Resonanzkreisen. Die nominale Resonanzfrequenz beträgt 10 KHz. Punkte, wo die Nullphasenwinkellinie gekreuzt ist, stellen echte oder falsche Resonanzwellentypen dar.
Messungen und computergestützte Modelle eines induktiven Leistungsübertragungssystems zeigen, dass, wenn die Kopplung zwischen primären und sekundären Kreisen (z. B. von dem in Fig. 8a zu Fig. 8b dargestellten) auf einen kritischen Wert (Fig. 8b) steigt, der Phasenwinkel-Frequenz-Graph einen Knick entwickelt und zur Horizontalen neigt. Bei überkritischer Kopplung zeigt ein Graph von Phase (Y) gegen Frequenz (X) eine kurzfristige Richtungsumkehr um den Nullpunkt (Fig. 8c), wenn der getestete Schaltkreis durch Resonanz abgelenkt wird. Kritische Kopplung ist als Zustand definiert, bei der die Aufzeichnung horizontal um den Resonanzpunkt verläuft, während bei unterkritischer Kopplung die Aufzeichnung die Nullphasenlinie einmal kreuzt. Die Schaltung der Resonanzstromquelle kann bei kritischen Kopplungsbedingungen eine Instabilität der Betriebsfrequenz aufweisen, da die "reinen Widerstands- oder Null-Leistungsfaktorbedingungen" bei mehr als einer Frequenz erfüllt sind.

Ausführungsbeispiel 8

In diesem Ausführungsbeispiel wurde ein Primärkreis mit mehr als einem Resonanzkondensator, welche in Abständen voneinander angebracht sind, (um unter anderem die Bahnlänge zu vergrößern) gezwungen, eine mögliche Art von Oszillationsfrequenzen so gering wie möglich zu halten. Jedes L-C- Paar kann einen Resonanzkreis bilden, und wenn typische Fertigungstoleranzen oder Bahninduktivitätsvariationen berücksichtigt werden, zeigt es sich, dass durch verschiedene Kombinationen von benachbarten Induktivitäten und Kapazitäten eine Reihe von Resonanzfrequenzen möglich sind. Wenn die Kondensatoren miteinander verbunden würden, insbesondere an Punkten, wo Amplitude und Phase ähnlich sind, würden die möglichen Oszillationswellentypen eingeschränkt. Induktionsfreie Kabel können verwendet werden, um mit Zwischenraum angeordnete Knoten der Stromquelle zu verbinden und damit die möglichen Oszillationswellentypen einzuschränken.
Ein induktionsfreies Kabel (Nullinduktanzkabel, z. B. 910 oder 924) ist typischerweise ein Kabel mit einem Paar physisch symmetrischer Leiter, die elektrisch voneinander isoliert, jedoch magnetisch eng gekoppelt sind. Praktisch ideal ist eine Länge Litzendraht mit willkürlich einer oder der anderen Gruppe zugeordneten und damit verstreuten Kabeladern. Telefonkabel mit mehreren farbkodierten Adern ist eine realistischere Kabelart. Bei der Verwendung fließt ein Strom in einer Ader gegen einen Strom in der Gegenrichtung in der anderen Ader, so dass die Magnetfelder sich im Wesentlichen gegenseitig aufheben und die Kabelader im Wesentlichen keine eigene Induktivität hat.
Fig. 9 zeigt drei Beispiele der Verwendung von induktionsfreien Kabeln (Nullinduktanzkabeln) zur Verbindung von mit Abstand angeordneten Knoten eines Schaltkreises, womit die Oszillationswellentypen eingeschränkt werden. Fig. 9a zeigt eine einzelnes Primärleitermodul mit zwei Kondensatoren 906 und 907, die durch eigene Induktivitäten 905 und 909 innerhalb der Primärleiter getrennt sind. Das Nullinduktanzkabel 910 verbindet die Kondensatoren und eine Kreuzung ist bei 911 vorgesehen, weil die Phase des Stroms oben links (siehe Vektoren V) der Phase des Stroms oben rechts in Resonanz gegenläufig ist, doch der Phase des Stroms unten rechts entspricht. Vorzugsweise sind die Kondensatoren einigermaßen gut beim Zusammenbau aufeinander abgestimmt, so dass die Unterschiede der durch das Nullinduktanzkabel fließenden Ströme minimal gehalten werden und dass die verbleibenden Ströme im Nullinduktanzkabel dynamische Korrekturen umfassen, um Ungleichgewichte auszugleichen.
Fig. 9b veranschaulicht ein verlängertes Nullinduktanzkabel, das die Enden einer modularen Primärleitbahn verbindet, so dass das Kondensator-Generator-Paar 922 effektiv auf der Spannung über dem entfernten Kondensator 923 gesperrt ist. Zwischenmodule (wie 921) sind mit Verbindungsteilen an benachbarte Module dargestellt.
Fig. 9c veranschaulicht einen Spezialfall von 9b, bei dem eine fast durchgängige Schlaufenbahn 940, einen Ring bildet und von einer Stromquelle 949 gespeist wird. (Typische Fertigungsverfahren haben gewöhnlich Förderbandgeräte, die sich in einem geschlossenen Kreis dieser Art bewegen.) Um die Knoten bei den Kondensatoren am Anfang (943) und am Ende (947) abzustimmen, vervollständigt eine einfache Verbindung oder ein Kabel mit Kreuzung 950 den Kreis der gesamten Leitbahnkondensatoren 941 und 942. Mittlere Primärleitermodule sind hier nicht dargestellt.
Abschließend ist zu berücksichtigen, dass verschiedene Änderungen und Modifizierungen des Vorgenanntem vorgenommen werden können, ohne vom Geltungsbereich dieser Erfindung abzuweichen, wie in den nachfolgenden Ansprüchen dargelegt.

Claims

1. Anordnung zur induktiven Übertragung elektrischer Leistung von einem primären Resonanzkreis, der in der Lage ist, ein magnetisches Wechselfeld zu erzeugen, und

über eine primäre Leitbahn (400, 601, 900, 920, 940) verfügt, die einen primären Resonanzkreis mit einer resonanten Frequenz umfasst, und über

mindestens eine sekundäre Leitbahn (500, 611-614) für einen bewegbaren Verbraucher verfügt; wobei die sekundäre Leitbahn einen eine induktive Wicklung (505, 611) umfassenden sekundären Resonanzkreis und eine resonante Frequenz hat;

wobei die primäre Leitbahn als Reaktion auf angewendeten elektrischen Wechselstrom ein magnetisches Wechselfeld erzeugen kann, das an mindestens einen bewegbaren Verbraucher abgegeben wird;

und wobei die induktive Wicklung (505, 611) des sekundären Resonanzkreises betrieben wird, um das magnetische Wechselfeld abzufangen und dadurch einen Wechselstrom in der mindestens einen sekundären Leitbahn (500, 611-614) zu erzeugen;

dadurch gekennzeichnet, dass

die Anordnung außerdem eine Steuervorrichtung

(116, 117, 205, 206; 302, 303, 304, 409, 502, 504, 612) umfasst zur Steuerung zumindest des primären Resonanzkreises zur Aufrechterhaltung der Resonanzfrequenz zumindest des genannten primären Resonanzkreises bei der Benutzung mit einer anordnungsweiten im Wesentlichen konstanten, vorgegebenen Betriebsfrequenz, sowie dadurch, dass die primäre Leitbahn (400, 601, 900, 920, 940) ein oder mehrere gestreckte Primärleitermodule (301, 402, 602) hat sowie mehr als einen Resonanzkondensator für jedes gestreckte Primärleitermodul, welche sich an voneinander getrennten Stellen um das gestreckte Primärleitermodul befinden, wobei die Kondensatoren elektrisch an Knoten gleicher Phasen durch Nullinduktanzkabel verbunden sind und die Steuervorrichtung eine Vorrichtung (409) zur Frequenzstabilisierung umfasst, die die Zufuhr der elektrischen Leistung (400) auf einer vorgegebenen, konstanten Frequenz sperren kann.

2. Anordnung nach Anspruch 1, wobei die Nullinduktanzkabel zwischen den Knoten gleicher Phase und Amplitude paarweise durch paarige Leiter gemacht sind, die verschiedene Ströme in entgegengesetzte Richtungen leiten können.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung zur Steuerung der Resonanzfrequenz des Primärleiters eingesetzt werden kann und folgende Bauteile umfasst:

Zusätzliche Induktoren (302, 301', 302") in dem Primärleiter (301);

Schaltvorrichtung (303, 303', 303") zur Schaltung der zusätzlichen Leiter in den und aus dem Kreis, so dass die Leitbahn im Wesentlichen auf eine konstante Frequenz abgestimmt bleibt.

Überwachungsvorrichtung (700) zur Überwachung der Frequenz des Wechselstromes in der primären Leitbahn (301) und zur Steuerung der davon abhängigen Schaltvorrichtung.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung zur Steuerung der Resonanzfrequenz des Primärleiters (201, 202) eingesetzt werden kann und folgende Bauteile umfasst:

Ein Paar gekoppelte Primärinduktivitäten (205, 206), die jeweils in Serie mit einer jeweiligen Seite des Primärleiters geschaltet sind;

Eine Kopplungsvorrichtung zur Variierung der Kopplung der Primärinduktivitäten;

Eine Überwachungsvorrichtung (700) zur Überwachung der Frequenz des Wechselstromes in der primären Leitbahn (201, 202) und zur Steuerung der davon abhängigen Kopplungsvorrichtung.

5. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung folgende Bauteile umfasst: Einen separaten Resonanzkreis (611, 612), der mit der primären Leitbahn (610) gekoppelt ist; sowie eine Überwachungsvorrichtung (700) zur Überwachung der Frequenz des Wechselstromes in der primären Leitbahn (301) und zur Änderung des Resonanzwertes des davon abhängigen separaten Resonanzkreises.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung zur Steuerung der Resonanzfrequenz des oder der jeweiligen sekundären Resonanzkreise/s (500) eingesetzt werden kann und folgende Bauteile umfasst: Abstimmungsvorrichtung (502, 504) in dem oder den jeweiligen sekundären Resonanzkreisen (500), mit welcher die Resonanzfrequenz des sekundären Kreises geändert werden kann, um im Wesentlichen die Resonanzfrequenz des sekundären Resonanzkreises auf die des primären Kreises abzustimmen (501).

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerung des weiteren folgende Bauteile umfasst: Vorrichtung (510) zur Überwachung der Stromfrequenz im primären Resonanzkreis (501) und zur Einstellung der Abstimmungsvorrichtung (502, 04) des davon abhängigen sekundären Resonanzkreises (500).

8. Anordnung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Abstimmungsvorrichtung folgende Bauteile umfasst: Zusätzliche Kondensatoren (502, 501', 502") in der sekundären Leitbahn (500); Schaltvorrichtung (504, 504', 504") zur Schaltung der zusätzlichen Kondensatoren in den und aus dem Kreis.

9. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuervorrichtung desweiteren folgende Bauteile umfasst: Vorrichtung (510) zur Überwachung des Leistungsfaktors des sekundären Resonanzkreises (500) und zur Einstellung der Abstimmungsvorrichtung (502, 504) des davon abhängigen sekundären Resonanzkreises (500), um im Wesentlichen den Leistungsfaktor des sekundären Kreises auf den Wert von im Wesentlichen 1,0 einzustellen.