DE69217862T2

DE69217862T2 - Schaltungsanordnung und Verfahren zur Zweitonmehrfrequenzerkennung

Info

Publication number: DE69217862T2
Application number: DE69217862T
Authority: DE
Inventors: Dion M Funderburk; Sangil Park
Original assignee: Motorola Inc
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1991-11-25
Filing date: 1992-11-12
Publication date: 1997-09-11
Anticipated expiration: 2012-11-13
Also published as: EP0547373B1; KR930011549A; JPH05252545A; DE69217862D1; EP0547373A1; US5392348A; JP2862447B2

Description

Urheberrechtshinweis

Ein Teil der Offenbarung dieses Patentdokuments unterliegt dem Urheberrechtsschutz. Der Besitzer des Urheberrechts hat keinen Einwand gegen die Faksimile-Reproduktion des Patentdokuments oder der Offenbarung durch Jedermann, wie sie in der Patentkartei oder den Aufzeichnungen des Europäischen Patentamtes erscheinen, behält sich aber ansonsten alle Urheberrechte vor.

Erfindungsgebiet

Diese Erfindung betrifft Kommunikationssysteme im allgemeinen und im besonderen ein Verfahren zur Zweiton-Mehrfrequenzerfassung in einem Kommunikationssystem.

Hintergrund der Erfindung

Zweitonmehrfrequenz- (DTMF) Signalgebung ist ein Industriestandardformat zum Übermitteln einer spezifizierten Ziffer oder eines Zeichens von einem Sender an einen Empfänger. Typischerweise wird DTMF-Signalgebung in Telefonnetzen verwendet, um einen Anruf zu tätigen oder eine vorbestimmte Funktion wie Rufumleitung, Konferenzruf oder Anrufweitergabe einzuleiten. Außerdem wird DTMF-Signalgebung in der Regel in Kommunikationssystemen benutzt, die von einem Benutzer des Systems Antworten verlangen. Zum Beispiel könnte eine automatisierte Banktransaktion verlangen, daß ein Benutzer eine Identifikationsnummer bereitstellt und eine aus einer vorbestimmten Zahl von Bankfunktionen auswählt. Ähnlich verlangen Kreditkartenbestellungen von Konsumgütern und Informationssysteme im allgemeinen ebenfalls eine Benutzerschnittstelle, die DTMF-Signalgebung verwendet.
Um in einem Kommunikationssystem richtig zu funktionieren, weist die DTMF-Signalgebung jeder Zahl bzw. jedem Zeichen einer Telefontastatur einen vorbestimmten Satz von zwei Tönen zu. Der Satz von zwei Tönen umfaßt einen tiefen Ton im Bereich von 600 Hz bis 1000 Hz und einen hohen Ton im Bereich von 1200 Hz bis 1700 Hz. Die DTMF-Signalgebung verwendet vier vorbestimmte tiefe Töne und vier vorbestimmte hohe Töne, um insgesamt sechzehn mögliche Ziffern oder Zeichen zu codieren. Während der Übertragung kombiniert der DTMF-Sender die tiefen und die hohen Töne, um einem DTMF-Empfänger ein einziges Übertragungssignal zur Verfügung zu stellen.
Um eine der sechzehn Ziffern oder Zeichen richtig zu erkennen, muß der DTMF-Empfänger das durch den DTMF-Sender bereitgestellte Übertragungssignal erfassen und decodieren. Die richtige Erfassung eines mit dem DTMF-Signalgebungsverfahren codierten Signals oder Zeichens erfordert sowohl ein gültiges Tonpaar als auch eine richtige Timingprozedur. Die richtige Timingprozedur verlangt, daß das Übertragungssignal eine Ziffer oder ein Zeichen für mindestens 40 ms und höchstens 60 ms bereitstellen muß. Außerdem muß das übertragungssignal eine Totzeit von wenigstens 50 ms haben, bevor eine weitere Ziffer bzw. weiteres Zeichen empfangen wird. Wenn ein dem DTMF-Empfänger bereitgestelltes Signal die durch die Timingprozedur spezifizierten Anforderungen nicht erfüllt, wird kein gültiger Ton empfangen.
DTMF-Empfänger müssen außerdem gültige Frequenzen zwischen plus oder minus 1.5% einer betreffenden Frequenz jedes des Paares gültiger Töne erfassen. Töne, die um plus oder minus 3.5% abweichen, müssen als ungültig zurückgewiesen werden. Durch Rückweisung solcher Töne erfassen DTMF-Empfänger Sprache oder andere übertragene Signale nicht irrtümlich als gültige Töne, die einen der Mehrzahl von vorbestimmten DTMF- Werten darstellen. Außerdem müssen DTMF-Empfänger in der Lage sein, einen Ton mit einem ungünstigsten Störabstand von 15 dB und einer Abschwächung von 26 dB zu erfassen. Wenn ein hoher Ton und ein niederfrequenter Ton mit verschiedenen Stärken empfangen werden, müssen DTMF- Empfänger imstande sein, den Stärkeunterschied auszugleichen, was auch als "Twist" bezeichnet wird. Wenn der hochfrequente Ton bei einem tieferen Stärkepegel empfangen wird als der niederfrequente Ton, geschieht ein normaler Twist. Umgekehrt, wenn der niederfrequente Ton bei einem tieferen Stärkepegel empfangen wird als der hochfrequente Ton, geschieht ein umgekehrter Twist. DTMF-Empfänger müssen maximal 8 dB normalen Twist und 4 dB umgekehrten Twist kompensieren.
Obwohl usprünglich als Analogschaltungen entwickelt, werden einige DTMF-Empfänger augenblicklich unter Verwendung eines digitalen Signalprozessors mit einer DTMF-Decodierungsschaltung verwirklicht. In einer ersten digitalen Implementierung wird z.B. ein DTMF-Decoder unter Verwendung einer Mehrzahl von abgestimmten Filtern gebildet, um ein von einem DTMF-Sender bereitgestelltes Eingangssignal zu empfangen und zu decodieren. Die Mehrzahl abgestimmter Filter wird typischwerweise als Bandpaßfilter mit unendlichem Impulsansprechen (IIR) verwirklicht. Das codierte Eingangssignal wird geeignet skaliert und dann bandpaßgefiltert, um eine hochfrequentes Signal und ein niederfrequentes Signal bereitzustellen. Die hoch- und niederfrequenten Signale werden an eine erste bzw. zweite Mehrzahl von Resonatoren angelegt.
Jeder der ersten und zweiten Mehrzahl von Resonatoren ist auf eine vorbestimmte der bei der DTMF-Codierung verwendeten acht Frequenzen (vier hochfrequente Töne und vier niederfrequente Töne) abgestimmt. Ein vierter der ersten Mehrzahl von Resonatoren ist z.B. auf einen hochfrequenten Ton von 1633 Hz abgestimmt. Ähnlich ist ein erster der zweiten Mehrzahl von Resonatoren auf einen niederfrquenten Ton von 697 Hz abgestimmt. Wenn das hochfrequente Eingangssignal einen der bei der DTMF-Codierung verwendeten vier hochfrequenten Töne umfaßt, liefert ein betreffender der ersten Mehrzahl von Resonatoren, der dem Eingangston entspricht, ein Hochtonausgangssignal, das anzeigt, daß ein gültiger hochfrequenter Ton vorhanden ist. Wenn das hochfrequente Eingangssignal keinen der bei der DTMF-Codierung verwendeten vier hochfrequenten Töne enthält, liefert die erste Mehrzahl von Resonatoren kein Ausgangssignal. Ähnlich liefert, wenn das niederfrequente Eingangssignal einen der bei der DTMF-Codierung verwendeten vier niederfrequenten Töne enthält, ein betreffender der zweiten Mehrzahl von Resonatoren, der dem Eingangston entspricht, ein Tieftonausgangssignal, das anzeigt, daß ein gültiger niederfrequenter Ton vorhanden ist. Außerdem liefert, wenn das niederfrequente Eingangssignal keinen der bei der DTMF-Codierung verwendeten niederfrequenten Töne enthält, die zweite Mehrzahl von Resonatoren kein Ausgangssignal. Wenn gültig, werden die von der ersten und zweiten Mehrzahl von Resonatoren bereitgestellten Hoch- und Tieftonausgangssignale anschließend durch einen digitalen Signalprozessor verarbeitet und manipuliert, um festzustellen, ob alle Spezifikationen der DTMF-Codierung bzw. Empfangs erfüllt sind. Obwohl die oben beschriebene Lösung mit abgestimmten Resonatoren eine digitale Lösung für das Decodieren DTMF-codierter Frequenzen bereitstellt, werden wenigstens acht Resonatorkreise und entsprechende Detektorkreise benötigt. Außerdem benötigt die Lösung mit abgestimmten Resonatoren eine bedeutsame Menge an Verarbeitungszeit, um DTMF-codierte Signale zu decodieren und zu prüfen. Zu mehr Information über eine Verwirklichung eines DTMF-Empfängers mit angepaßten Filtern siehe eine Applikationsmitteilung von Western Electric betitelt "AN-1 Dual Tone Multifrequency Receiver Using the Digital Signal Processor", geschrieben von E.S. Chatlos Jr. im Juli 1981.
Eine zweite bekannte digitale Implementierung eines DTMF-Empfängers verwendet einen Goertzel-Algorithmus, um ein DTMF-codiertes Signal zu decodieren. Die zweite Implementierung benutzt den Goertzel-Algorithmus, um einen einzigen Koeffizienten einer diskreten Fourier-Transformation (DFT) zu berechnen. Außerdem kann die zweite Implementierung den Goertzel-Algorithmus in einen rekursiven Weise verwenden, um Verarbeitungszeit zu sparen, die typischerweise benötigt wird, um ein DTMF-codiertes Signal zu decodieren. Eine Schaltung zum Implementieren des Goertzel-Algorithmus wird in einer von AT&T veröffentlichten Applikationsmitteilung betitelt "Dual Tone Multifrequency Receiver Using the WE DSP32 Digital Signal Prozessor" ausführlicher beschrieben. Die Autoren J. Hartung, S.L. Gay und G.L. Smith veröffentlichten die Applikationsmitteilung im Juni 1988. Obwohl der Goertzel-Algoritmus ein DTMF-codiertes Signal schneller als die oben beschriebene erste Implementierung decodieren kann, werden wieder wenigstens acht Filter benötigt. Die Menge der zur Implementierung des Goertzel-Algorithmus verwendeten DTMF-Decoderschaltkreise wird folglich nicht vermindert.
Die hierin beschriebene erste und zweite Implementierung von DTMF- Empfängern werden typischerweise in digitalen Empfängersystemen verwendet, um DTMF-codierte Signale zur weiteren Verwendung zu empfangen und anschließend zu decodieren. Bei jeder Implementierung wird jedoch eine erhebliche Menge an Schaltkreisen benötigt, um eine Frequenz des codierten Eingangssignals zu ermitteln. Außerdem ist typischerweise eine übermäßige Menge an Verarbeitungszeit erforderlich, um die Decodierungsoperation des Eingangssignals in den oben beschriebenen Implementierungen der DTMF-Empfänger auszuführen.
Die benötigte Zeit, um die Decodierungsoperation des Eingangssignals in den oben beschriebenen Implementierungen der DTMF-Empfänger auszuführen, wird durch Beschränkungen von digitalen Signalprozessoren weiter verlängert. Während der DTMF-Decodierung kann ein digitaler Signalprozessor (DSP) eine Anzahl von Funktionen durch Multiplexen einer Mehrzahl von Eingangskanälen zu verschiedenen Zeiten ausführen. Die Zahl der Eingangskanäle, die durch den DSP verarbeitet werden kann, wird jedoch durch die Frequenz begrenzt, mit der die Eingangskanäle gesendet werden. In einer softwarebasierten Implementierung kann eine größere Zahl von Eingangskanälen effizienter decodiert und verarbeitet werden, wenn das codierte Signal bei einer kleinstmöglichen Abtastrate verarbeitet wird. Durch Herabsetzen der Abtastrate muß der DSP jeden der Verarbeitungsschritte nicht so schnell ausführen als es erforderlich wäre, wenn die Abtastrate höher wäre. Der DSP ist daher frei für weitere Multiplexfunktionen, so daß eine größere Zahl von Eingangskanälen in einer effizienteren Weise decodiert und verarbeitet werden kann. Es wird jedoch noch immer eine Mehrzahl von Filtern benötigt, um Koeffizienten einer diskreten Fourier-Transformation entsprechend dem Eingangssignal zu berechnen. Das Eingangssignal wird dann dezimiert, um ein dezimiertes zusammengesetztes Frequenzsignal bereitzustellen. Um zu ermitteln, ob die dezimierte zusammengesetzte Frequenz einen der Mehrzahl von DTMF-Tönen enthält, wird eine Mehrzahl angepaßter Filter bereitgestellt, um zu ermitteln, ob ein vorbestimmter der Mehrzahl von DTMF-Tönen innerhalb des Eingangssignals codiert ist. Obwohl die oben beschriebene Softwareimplementierung eines DTMF-Decoders einen DSP effizienter ausnutzt, wird noch immer eine Mehrzahl von Detektoren benötigt, um in einem Eingangssignal einen gültigen DTMF-Ton zu erfassen.
Ein Beispiel einer oben beschriebenen Implementierung des DTMF-Decoders wird in einem von R.A. Valenzuela geschriebenen und "Efficient DSP Based Detection of DTMF Tones" betitelten Artikel gegeben. Der Artikel wurde auf der vom 2. bis 5. Dezember 1990 abgehaltenen IEEE Global Telecommunications Conference & Exhibition präsentiert und in Band 3 der entsprechenden Protokolle veröffentlicht. In dem darin beschriebenen DTMF-Decoder konnte jedoch nur ein Teil der DTMF-codierten Signale verarbeitet werden. Außerdem werden bei dem von Valenzuela beschriebenen Verfahren noch immer angepaßte Filter benötigt, um eine Anwesenheit eines der Mehrzahl DTMF-codierter Signale zu erfassen. Obwohl durch den DSP mehr Eingangskanäle verarbeitet werden können, ist folglich eine bedeutende Menge an Schaltkreisen erforderlich.
Für jede Implementierung eines oben beschriebenen DTMF-Empfängers müssen wenigstens zwei Koeffizienten und zwei Datenwerte für jedes abgestimmt Filter gespeichert werden. Folglich wird eine bedeutende Menge an Speicher benötigt, um jeden der erforderlichen Datenwerte über eine Zeitdauer zu speichern, die durch die Frequenz bestimmt wird, mit der der Eingangston durch den DTMF-Empfänger abgetastet wird. Außerdem wird für die vorangehend beschriebenen DTMF-Empfänger eine vorbestimmte Zahl von Eingangssignalen benötigt, um die Anwesenheit eines DTMF-Tons richtig zu erfassen. Die Leistung jedes der DTMF-Empfänger wird daher durch eine vorbestimmte Menge an Zeit beschränkt, die benötigt wird, um die Eingangssignale zu empfangen und zu verarbeiten. Bei jeder der hierin beschriebenen bekannten Implementierungen von DTMF-Empfängern kann kein DTMF-Ton genau erfaßt werden, bevor die vorbestimmte Zeitmenge vergangen ist.
Es besteht folglich ein Bedarf an einem DTMF-Empfänger, um ein Eingangssignal unter Verwendung einer minimalen Menge an Logik- und Speicherschaltkreisen wirkungsvoll zu erfassen und zu verarbeiten. Das Eingangssignal sollte geprüft werden, um sicherzustellen, daß alle Spezifikationen eines DTMF-codierten Signals erfüllt werden. Der DTMF- Empfänger sollte außerdem eine maximale Zahl von Eingangskanälen verarbeiten und fortfahren, genaue decodierte Ergebnisse zu liefern.

Zusammenfassung der Erfindung

Der vorangehend erwähnte Bedarf wird durch die vorliegende Erfindung erfüllt. Folglich werden in einer Form ein Verfahren und eine Schaltung zum Durchführen der Zweitonmehrfrequenzerfassung bereitgestellt. Das Verfahren umfaßt den Schritt zum Empfangen eines Eingangssignals, das sowohl eine erste als auch eine zweite Frequenzkomponente aufweist. Das Eingangssignal wird durch eine erstes vorbestimmtes Ganzzahlverhältnis dezimiert, um ein dezimiertes Signal bereitzustellen. Das dezimierte Signal wird tiefpaßgefiltert, um die erste Frequenzkomponente aus dem Eingangssignal zu entfernen, um eine zweite Frequenzkomponente bereitzustellen. Die zweite Frequenzkomponente wird von dem dezimierten Signal subtrahiert, um ein erstes Frequenzkomponentensignal bereitzustellen. Das erste Frequenzkomponentensignal wird adaptiv gefiltert, um einen ersten Frequenzparameter und einen aus der ersten Frequenzkomponente erhaltenen ersten Verstärkungsfaktor bereitzustellen. Das zweite Frequenzkomponentensignal wird durch ein zweites vorbestimmtes Ganzzahlverhältnis dezimiert, um ein dezimiertes zweites Frequenzkomponentensignal bereitzustellen. Das dezimierte zweite Frequenzkomponentensignal wird adaptiv gefiltert, um einen zweiten Frequenzparameter und einen aus dem dezimierten zweiten Frequenzkomponentensignal erhaltenen zweiten Verstärkungsfaktor bereitzustellen. Der erste und der zweite Frequenzparameter werden mit einer Mehrzahl vorbestimmter Frequenzparameter verglichen. Außerdem werden der erste und der zweite Frequenzparameter mit einer Mehrzahl vorbestimmter Schwellenwerte verglichen, um die Zweitongültigkeit festzustellen.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt in Blockschaltbildform ein Kommunikationssystem zur Verwirklichung der erfindungsgemäßen Zweiton-Mehrfrequenzerfassung.
Fig. 2 zeigt in Flußdiagrammform das erfindungsgemäße Verfahren der Zweiton-Mehrfrequenzerfassung des Systems von Fig. 1.
Fig. 3 zeigt in Blockschaltbildform ein adaptives IIR-Filter von Fig. 1.

Ausführliche Beschreibung einer bevorzugten Ausführung

Diese Erfindung stellt ein Verfahren zur Zweiton-Mehrfrequenz- (DTMF) erfassung in einem Kommunikationssystem zur Verfügung. Das hierin beschriebene Verfahren zur DTMF-Erfassung empfängt und detektiert wirkungsvoll ein Vorhandensein einer DTMF-codierten Ziffer bzw. eines Zeichens in einem Eingangssignal. Um eine maximale Zahl von Eingangskanälen wirkungsvoll zu erfassen und zu verarbeiten, wird jedes Eingangssignal auf eine tiefere Frequenz dezimiert, die in Übereinstimmung mit der Nyquist-Theorie ist. Durch Herabsetzen der Frequenz jedes Eingangssignals können mehr Kanäle mit weniger Rechenkomplexität verarbeitet werden, die typischerweise mit bei höheren Frequenzen bereitgestellten Signalen verbunden ist. Außerdem werden ein hoher Ton und ein tiefer Ton, die in der Regel mit der DTMF-Cocdierung verbunden sind, unter Verwendung von nur zwei adaptiven Filtern mit unendlicher Impulsantwort (IIR) detektiert. Folglich wird eine minimale Zahl von Schaltkreisen benötigt, um das beschriebene erfindungsgemäße Verfahren zur DTMF-Erfassung zu verwirklichen. Außerdem führt das hierin beschriebene Verfahren eine genaue DTMF-Erfassung mit einer minimalen Zahl von Eingangssignalen durch. Die Erfassung eines DTMFcodierten Signals wird daher in einer minimalen Zeit zustandegebracht.
Die DTMF-Codierung weist einer Ziffer oder einem Zeichen einen vorbestimmten Satz von zwei Tönen zu. Die Töne sind ein hochfrequenter Ton und ein niederfrequenter Ton, die in keiner harmonischen Beziehung stehen. Tabelle 1 zeigt die möglichen DTMF-Frequenzkombinationen. Tabelle 1
Die richtige Erfassung eines mit dem DTMF-Signalgebungsverfahren codierten Signals oder Zeichens benötigt mehr als ein gültiges Tonpaar. Eine richtige Timingprozedur und verschiedene andere DTMF-Codierungsspezifikationen müssen ebenfalls erfüllt werden. Sowohl die Timinganforderungen als auch die anderen DTMF-Codierungsspezifikationen wurden vorangehend im einzelnen erörtert. Tabelle 2 wird bereitgestellt, um sowohl das zur DTMF-Signalgebung benötigte Timing als auch die Codierungsspezifikationen zusammenzufassen. Tabelle 2
Ein Kommunikationssystem 10 zur Verwirklichung eines erfindungsgemäßen Verfahrens zur DTMF-Erfassung wird in Fig. 1 gezeigt. Das Kommunikationssystem 10 umfaßt allgemein einen Analog/Digital- (A/D) Umsetzer 12, ein Halbbandfilter mit Dezimierung 14, eine Mengenverzögerungsschaltung 16, ein Halbband-Tiefpaßfilter 18, einen Addierer 20, ein erstes adaptives IIR-Filter 22, einen Dezimierer 24, ein zweites adaptives IIR-Filter 26 und eine Tonidentifizierungsschaltung 28.
Ein externer Benutzer des Kommunikationssystems 10 liefert ein Analogsignal "Audio" an den Eingang des A/D-Umsetzers 12. Ein Ausgang des A/D-Umsetzers 12 ist mit dem Halbbandfilter mit Dezimierung 14 verbunden, um ein Digitalsignal "Input" bereitzustellen. Ein Ausgang des Halbbandfilters mit Dezimierung 14 ist mit einem Eingang der Mengenverzögerungsschaltung 16 und des Halbband-Tiefpaßfilters 18 verbunden. Ein Ausgang der Mengenverzögerung 16 ist mit einem Addiereingang des Addieres 20 verbunden. Ein Ausgang des Halbband-Tiefpaßfilters 18 ist sowohl mit einem Subtrahiereingang des Addieres 20 als auch mit einem Eingang des Dezimierers 24 verbunden, um ein Signal "Tiefkanalton" bereitzustellen. Ein Ausgang des Addierers 20 ist mit dem adaptiven IIR-Filter 22 verbunden, um ein Signal "Hochkanalton" bereitzustellen. Gleichzeitig ist ein Ausgang des Dezimierers 24 mit dem adaptiven IIR-Filter 26 verbunden. Ein erster Ausgang und ein zweiter Ausgang des adaptiven IIR-Filters 22 sind mit der Tonidentifizierungsschaltung 28 verbunden, um ein Signal "Wk1" bzw. ein Signal "dk1" bereitzustellen. Ähnlich sind ein erster Ausgang und ein zweiter Ausgang des adaptiven IIR-Filters 26 mit der Tonidentifizierungsschaltung 28 verbunden, um ein Signal "Wk2" bzw. ein Signal "dk2" bereitzustellen. Die Tonidentifizierungsschaltung 28 liefert anschließend ein Signal "Identifikation" an entweder den externen Benutzer oder einen anderen Teil (nicht gezeigt) des Kommunikationssystems 10.
Während des Betriebs wird durch jede dem A/D-Umsetzer 12 folgende Komponente des Kommunikationssystems 10 ausgeführte Funktion als ein Softwareprogramm implementiert, das einen digitalen Signalprozessor (DSP) steuert. In Fig. 2 veranschaulicht ein Flußdiagramm eine mögliche Implementierung eines Softwareprogramms zur erfindungsgemäßen Durchführung der DTMF-Erfassung.
In Fig. 2 zeigt ein mit "Start" bezeichneter Schritt 32 an, wenn der A/D-Umsetzer 12 ein Eingangssignal an das Halbbandfilter mit Dezimierung 14 anlegt. Das Eingangssignal wird bei einer Industriestandard- Telekommunikationsabtastrate von 8 kHz abgetastet. Außerdem wird während des Schritts 32 ein Wert "CNT" initialisiert. Der Wert CNT gibt eine Zahl von Wiederholungen eines ersten Teils des Softwareprogramms an, die ausgeführt worden ist. Jede Wiederholung benötigt eine vorbestimmte Menge an Zeit, die von einem digitalen Signalprozessor abhängt, in dem die DTMF-Erfassung durchgeführt wird. Durch Zählen der Zahl von Wiederholungen des ersten Teils des Softwareprogramms kann daher eine Zeitdauer, die das Eingangssignal an das Halbbandfilter mit Dezimierung 14 angelegt wird, berechnet werden. Die Zeitdauer, die das Eingangssignal vorhanden ist, wird benötigt, um festzustellen, ob das Eingangssignal ein gültiges DTMF-codiertes Signal ist. Wie vorangehend erörtert wurde, muß das Eingangssignal, wie durch die Standard- DTMF-Spezifikationen festgelegt, für mindestens 40 ms und nicht länger als 60 ms vorhanden sein.
In Schritt 34 wird der Wert CNT um eins erhöht. Um die durch einen in den nachfolgenden Schritten durchgeführten Dezimierungsprozeß benötigte Verarbeitungskomplexität zu erleichtern, wird dann in Schritt 36 das Eingangssignal geprüft, um festzustellen, ob es eine gerade oder eine ungerade Probe ist. Wenn das Eingangssignal eine gerade Probe ist, wird das Eingangssignal vorübergehend im Halbbandfilter mit Dezimierung 14 gespeichert. Anschließend wird ein nächstes Eingangssignal bereitgestellt, und der Wert CNT wird um eins erhöht. Das nächste Eingangssignal wird in Schritt 36 geprüft, um festzustellen, ob es eine gerade oder eine ungerade Probe ist. Wenn das nächste Eingangssignal eine ungerade Probe ist, filtert das Halbbandfilter mit Dezimierung 14 die ungerade Probe des nächsten Eingangssignals und die gerade Probe des Eingangssignals, um ein dezimiertes Eingangssignal bereitzustellen. Gemäß der Nyquist-Theorie kann, da alle DTMF- codierten Töne unter 2 kHz liegen, das Eingangssignal auf 4 kHz abgetastet oder dezimiert werden, ohne in dem Eingangssignal übertragene Information zu verlieren. In Schritt 38 wird daher die Abtastfrequenz des Eingangssignals auf 4 kHz dezimiert, und ein dezimiertes Eingangssignal wird in Schritt 40 an die Mengenverzögerungsschaltung 16 und in Schritt 42 an das Halbband-Tiefpaßfilter 18 angelegt. Das Halbbandfilter 14 kann in einem digitalen Signalprozessor mit einer Softwareroutine implementiert werden.
Während des Schritts 42 filtert das Halbband-Tiefpaßfilter 18 eine hochfrequente Komponente aus dem dezimierten Eingangssignal, um das Tiefkanaltonsignal bereitzustellen. Das Tiefkanaltonsignal liefert eine niederfrequente Komponente des dezimierten Eingangssignals. Gleichzeitig speichert während des Schritts 40 die Mengenverzögerungsschaltung 16 vorübergehend das dezimierte Eingangssignal für eine vorbestimmte Zeitdauer. Die vorbestimmte Zeitdauer entspricht in der Regel einer Zeitdauer, die das Halbband-Tiefpaßfilter 18 benötigt, um das dezimierte Eingangssignal zu filtern, um das Tiefkanaltonsignal bereitzustellen. Die benötigte Zeitdauer, um das dezimierte Eingangssignal zu filtern, beträgt in der Regel die Hälfte einer durch das Halbbandfilter 18 benutzen Zahl von Koeffizienten, um das Tiefkanaltonsignal zu erzeugen. Wie bei dem Halbbandfilter mit Dezimierung 14 können sowohl das Halbband-Tiefpaßfilter 18 als auch die Mengenverzögerungsschaltung 16 als eine Softwareroutine in einem digitalen Signalprozessor implementiert werden.
Anschließend liefert das Halbband-Tiefpaßfilter 18 das Tiefkanaltonsignal sowohl an den Subtrahiereingang des Addieres 20 als auch an den Eingang des Dezimierers 24. Außerdem liefert die Mengenverzögerungsschaltung 16 das dezimierte Eingangssignal an den Addiereingang des Addierers 20. In Schritt 44 subtrahiert der Addierer 20 das Tiefkanaltonsignal von dem dezimierten Eingangssignal, um das Hochkanaltonsignal bereitzustellen. Das Hochkanaltonsignal liefert eine hochfrequente Komponente des dezimierten Eingangssignals.
Das Hochkanaltonsignal wird dann in Schritt 46 durch das adaptive IIR- Filter 22 gefiltert. Das adaptive IIR-Filter 22 ist ein Filter mit unbegrenztem Impulsansprechen, das sich mit einem sinusförmigen Signal in dem Hochkanaltonsignal verriegelt und anschließend einen ersten Frequenzparameter "Wk1" und einen ersten Verstärkungsfaktor "dk1" an die Tonidentifizierungsschaltung 28 liefert.
Das adaptive IIR-Filter 22 wird ausführlicher in Fig. 3 gezeigt. Das adaptive IIR-Filter 22 umfaßt allgemein ein adaptives Bandpaßfilter 80, einen ersten Addierer 82, einen adaptiven Schwellendetektor 84 und einen zweiten Addierer 86. Das Hochkanaltonsignal wird an einen ersten Eingang des adaptiven Bandpaßfilters 80, einen Addiereingang des Addierers 82 und einen Addiereingang des Addierers 86 angelegt. Ein Ausgang des adaptiven Bandpaßfilters 80 ist mit einem Subtrahiereingang des Addierers 22 und mit einem ersten Eingang des adaptiven Schwellendetektors 84 verbunden. Ein Ausgang des Addierers 82, ein mit "Error 1" bezeichnetes Signal, ist mit einem zweiten Eingang des adaptiven Bandpaßfilters 80 verbunden, um den Frequenzparameter "Wk1" zu justieren. Ähnlich ist ein Ausgang des Addierers 86, ein mit "Error 2" bezeichnetes Signal, mit einem zweiten Eingang des adaptiven Schwellendetektors 84 verbunden, um den Verstärkungsfaktor dk1 zu justieren.
Während des Betriebs führt das adaptive Bandpaßfilter 80 eine Bandpaßfilteroperation mit einer durch Wk1 bestimmten adaptiven Mittenfrequenz auf dem Hochkanaltonsignal aus, um einen Zwischensinuston zu erzeugen. Der Addierer 82 subtrahiert den Zwischensinuston von dem Hochkanaltonsignal, um das Signal Error 1 zu erzeugen, das einen Unterschied zwischen den zwei Signalen anzeigt. Das Signal Error 1 wird dann an das adaptive Bandpaßfilter 80 angelegt, um das Zwischensinussignal so zu modifizieren, daß der Unterschied zwischen dem Zwischensinuston und Hochkanaltonsignal minimiert wird. Der entsprechende Sinuston wird im adaptiven Schwellendetektor 84 mit einem Skalenfaktor multipliziert, um den Verstärkungsfaktor dk1 bereitzustellen. Wenn die Erfassung eines Sinustons durch den adaptiven Schwellendetektor 84 kundgetan wird, wird über das Signal Wk1 ein Frequenzparameter an die Tonidentifizierungsschaltung 28 angelegt. Zu weiterer Information über adaptive IIR-Filter siehe einen von N. Ahmed, D. Hush, S. Park, G.R. Elliot und R.J. Fogler geschriebenen Artikel mit dem Titel "On the Detection and Tracking of a Class of Narrowband Sources". Dieser Artikel wurde in den 'Proceedings of American Control Conference (ACC)', abgehalten vom 6. bis 8. Juni 1984 in San Diego, California, veröffentlicht. Außerdem wird im Anhang I ein Softwareprogramm, das das apaptive IIR-Filter 22 in einem Motorola DSP 56001 implementiert, zur Verfügung gestellt.
Während des Schrittes 48 werden der erste Frequenzparameter Wk1 und der erste Verstärkungsparameter dk1 geprüft, um festzustellen, ob jeder bei einer vorbestimmten vierten Probe des Eingangssignals bereitgestellt wird. Wenn die vorbestimmte vierte Probe des Eingangssignals bereitgestellt wird, wird dem Dezimierer 24 in Schritt 50 ermöglicht, das Tiefkanaltonsignal auf eine tiefere Frequenz zu dezimieren. Wiederum kann nach der Nyquist-Theorie, da alle niederfrequenten DTMFcodierten Töne unter 1 kHz liegen, das Tiefkanaltonsignal auf 2 kHz abgetastet oder dezimiert werden, ohne Information in dem Tiefkanaltonsignal zu verlieren. Daher wird in Schritt 50 das Tiefkanaltonsignal auf 2 kHz dezimiert, und ein dezimiertes Tiefkanaltonsignal wird in Schritt 52 an das adaptive IIR-Filter 26 angelegt. Durch Dezimieren des Tiefkanaltonsignals in Schritt 50 liefert das Tiefkanaltonsignal Tieftonfrequenzinformation bei einer niedrigeren Abtastrate an das adaptive IIR-Filter 26. Das adaptive IIR-Filter 26 muß folglich nur die Hälfte der Filterungsoperationen durchführen, die ohne Dezimierung des Tiefkanaltonsignals erforderlich gewesen wären. Außerdem führt das adaptive IIR-Filter 26 nur ein Viertel der Filterungsoperationen durch, die erforderlich gewesen wären, wenn das Eingangssignal nicht durch das Halbbandfilter mit Dezimierung 14 dezimiert worden wäre.
Wenn eine momentan eingegebene Probe eine vorbestimmte vierte Probe des Eingangssignals ist, filtert das adaptive IIR-Filter 26 adaptiv das dezimierte Tiefkanaltonsignal und liefert anschließend einen zweiten Frequenzparameter Wk2 und einen zweiten Verstärkungsfaktor dk2 in Schritt 52 an die Tonidentifizierungsschaltung 28. Bei der hierin beschriebenen Ausführung der Erfindung ist das adaptive IIR-Filter 26 identisch mit dem adaptiven IIR-Filter 22, das in Fig. 3 ausführlich gezeigt wird, konfiguriert.
Wenn eine momentan eingegebene Probe nicht die vorbestimmte vierte Probe des Eingangssignals ist, wird das Eingangssignal wieder an das Halbbandfilter mit Dezimierung 14 angelegt, und die Schritte 32 bis 48 werden wiederholt.
Nach dem Bereitstellen sowohl des zweiten Frequenzparameters als auch des zweiten Verstärkungsfaktors prüft die Tonidentifizierungsschaltung 28 in Schritt 54 den Wert CNT, um festzustellen, ob er gleich 40 ist. Wie vorangehend beschrieben, gibt der Wert CNT eine Zahl von Wiederholungen des ersten Teils des Softwareprogramms an, die ausgeführt worden ist. Jede Wiederholung benötigt eine vorbestimmte Menge an Zeit, die von einem digitalen Signalprozessor abhängt, in dem die DTMF-Erfassung durchgeführt wird. Durch Zählen der Zahl von Wiederholungen des ersten Teils des Softwareprogramms hann folglich eine Zeitdauer berechnet werden, die das Eingangssignal an das Halbbandfilter mit Dezimierung 14 angelegt wird. Wenn der Wert CNT 40 ist, ist das Eingangssignal für 10 ms vorhanden gewesen. Wenn der Wert CNT nicht gleich 40 ist, werden die Schritte 32 bis 62 wiederholt, bis der Wert CNT gleich 40 ist.
Wenn der Wert CNT 40 ist, setzt die Tonidentifizierungsschaltung 28 in Schritt 56 den Wert CNT auf null zurück. Außerdem wird von der Tonidentifizierungsschaltung 28 ein Wert DCNT bereitgestellt, um eine Zahl von Intervallen anzugeben, die CNT gleich 40 ist oder das Eingangssignal dem Halbbandfilter mit Dezimierung 14 für 10 ms bereitgestellt worden ist. Wenn DCNT gleich 1, ist folglich das Eingangssignal dem Halbbandfilter mit Dezimierung 14 für 10 ms bereitgestellt worden. Ähnlich, wenn DCNT gleich 2, ist das Eingangssignal dem Halbbandfilter mit Dezimierung 14 für 20 ms bereitgestellt worden. Wie in den DTMF-Spezifikationen angegeben, muß das Eingangssignal dem Kommunikationssystem 10 für eine Zeitdauer zwischen 40 und 60 ms zur Verfügung gestellt werden, um ein gültiges Signal zu sein. Wenn DCNT gleich 4 ist, ist folglich das Eingangssignal für wenigstens 40 ms vorhanden gewesen.
Während des Schritts 58 wird der Wert DCNT geprüft, um festzustellen, ob er größer als oder gleich 3 ist. Wenn der Wert DCNT größer als oder gleich 3 ist, wird der Wert DCNT in Schritt 60 um eins erhöht. Anschließend wird in Schritt 62 der Wert DCNT geprüft, um festzustellen, ob er größer als oder gleich 9 ist. Wenn der Wert DCNT nicht größer als oder gleich 9 ist, werden die Schritte 32 bis 62 wiederholt. Wenn DCNT größer als oder gleich 9 ist, sind nach dem Erfassen eines gültigen Eingangssignals zwischen 40 und 60 ms Ruhezeit vergangen. Der Wert DCNT wird folglich auf null gesetzt, und der Prozeß zum Erfassen eines DTMF-codierten Signals wird erneut ausgeführt.
Wenn der Wert DCNT nicht größer als oder gleich 3 ist, vergleicht die Tonidentifizierungsschaltung 28 den ersten Verstärkungsfaktor dk1 mit einem darin gespeicherten ersten vorbestimmten Schwellenwert. Wenn dk1 größer als der erste vorbestimmte Schwellenwert ist, ist das Hochkanaltonsignal gültig. Wenn der Wert dk1 nicht größer als oder gleich dem ersten vorbestimmten Schwellenwert ist, wird der Wert DCNT wieder auf null gesetzt, und die Schritte 32 bis 66 werden wiederholt. Wenn der Wert DCNT größer als oder gleich dem ersten vorbestimmten Schwellenwert ist, wird der zweite Verstärkungsfaktor dk2 mit einem zweiten vorbestimmten Schwellenwert verglichen. Wenn der Wert dk2 nicht größer als oder gleich dem zweiten vorbestimmten Schwellenwert ist, wird der Wert DCNT wieder auf null gesetzt, wie in Schritt 64 angegeben. Das Eingangssignal wird dann dem Halbbandfilter mit Dezimierung 14 zur Verfügung gestellt, und die Schritte 32 bis 68 werden erneut ausgeführt.
Wenn der Wert dk2 größer als oder gleich dem zweiten vorbestimmten Schwellenwert ist, vergleicht die Tonidentifizierungsschaltung 28 den ersten und zweiten Frequenzparameter Wkl und Wk2 mit einer der vier bekannten hohen Frequenzen bzw. einer der vier bekannten tiefen Frequenzen, die zum Codieren einer Ziffer oder eines Zeichens nach den DTMF-Spezifikationen verwendet werden. Außerdem wird in Schritt 70 auch die Differenz jedes der Verstärkungsfaktoren untersucht, um festzustellen, ob der Twist innerhalb der durch die DTMF-Spezifikationen festgelegten Grenzen liegt.
Wenn weder Wkl noch Wk2 mit einer der DTMF-spezifizierten Frequenzen übereinstimmt, wird entschieden, daß das Eingangssignal ungültig ist. DCNT wird anschließend auf null gesetzt. Die Schritte 32 bis 72 werden folglich wiederholt, um ein gültiges Eingangssignal zu bestimmen. Außerdem wird, wenn die Differenz von dk1 und dk2 nicht innerhalb der durch die DTMF-Spezifikationen festgelegten Twist-Forderungen liegt, der Wert DCNT wieder auf null gesetzt, und die Schritte 32 bis 72 werden wiederholt.
Wenn Wk1 und Wk2 mit einem entsprechenden DTMF-spezifizierten Ton übereinstimmen und dk1 und dk2 innerhalb der Twist-Forderungen liegen, wird in Schritt 74 der Wert DCNT inkrementiert. Der Wert DCNT wird dann geprüft, um festzustellen, ob er gleich 3 ist. Wenn nicht, werden die Schritte 32 bis 76 wiederholt. Der DCNT-Wert muß 3 sein, um die vorangehend erörterten DTMF-Timingforderungen zu erfüllen.
Wenn jedoch der Wert DCNT gleich 3 ist, erzeugt die Tonidentifizierungsschaltung 28 ein Signal, das anzeigt, daß ein gültiges Eingangssignal empfangen wurde, und leitet anschließend Information, die sowohl den hohen als auch den tiefen Ton spezifiziert, über das Identifikationssignal an entweder einen externen Benutzer oder an einen restlichen Teil eines Kommunikationssystems.
Das hierin beschriebene Verfahren zur DTMF-Erfassung in einem Kommunikationssystem empfängt und decodiert schnell und wirkungsvoll DTMF- Eingangssignale. Eine bedeutende Menge an Schaltkreisen, die benötigt wird, um einen Decoder zu verwirklichen, der entweder den Goertzel-Algorithmus ausführt oder eine Mehrzahl angepaßter Filter aufweist, um ein DTMF-Signal zu erfassen, wird bei dem hierin beschriebenen Verfahren zur DTMF-Erfassung vermindert. Durch adaptives Filtern sowohl einer hochfrequenten Komponente als auch einer niederfrequenten Komponente eines DTMF-codierten Eingangssignals werden nur zwei Filterkreise benötigt. Im Gegensatz dazu werden für andere bekannte Implementierungen von DTMF-Docodern typischerweise mindestens acht Filter benötigt. Das Verfahren zum Trennen der hohen und tiefen Freqenzkomponenten von dem DTMF-codierten Eingangssignal erfordert ebenfalls eine minimale Menge an Schaltkreisen. Typischerweise müssen beim Hinzufügen einer weiteren Addiererschaltung verschiedene weitere Filter verwendet werden.
Durch die Verwendung von nur zwei Filtern, um die DTMF-Erfassung in dem Kommunikationssysten durchzuführen, wird außerdem nur ein Viertel einer Menge an Speicherkreisen, die typischerweise zur DTMF-Erfassung erforderlich ist, benötigt. Anstatt Speicherkreise bereitstellen zu müssen, um acht Datenwerte, acht Fourier-Transformationskoeffizienten und acht Schwellenwerte zu speichern, benötigt die Implementierung der in dem Kommunikationssystem 10 durchgeführten DTMF-Erfassung nur Speicherkreise, um zwei Datenwerte, zwei Verstärkungswerte und zwei Schwellenwerte zu speichern.
Durch die Verwendung von adaptiven Filtern, um einen Frequenzwert für jeden Eingang zu bestimmen, können außerdem Töne als gültig oder ungültig ohne eine Mehrzahl von Kerbfiltern identifiziert werden, die typischerweise erforderlich sind, um mit Wähltönen (440 Hz und tiefer) verbundene Frequenzen zu entfernen. Wenn der Frequenzwert 440 Hz oder tiefer wäre, würde er keinem gültigen Ton in der Tonidentifizierungsschaltung 28 entsprechen. Der Ton könnte folglich ohne die Notwendigkeit zusätzlicher Filterschaltungen leicht als ungültig befunden werden.
Das hierin beschriebene Verfahren zur DTMF-Erfassung erfaßt außerdem wirkungsvoll eine maximale Zahl von DTMF-codierten Eingangssignalen. Durch Dezimieren jedes der Eingangssignale werden mehr Kanäle verarbeitet als bei höheren Frequenzen bereitgestellte Signale. Durch Reduzieren der Rechenkomplexität der DTMF-Erfassung durch die Verwendung adaptiver IIR-Filter ist das hierin beschriebene Verfahren imstande, eine Menge weiterer Anweisungen, die verarbeitet werden können, bedeutend zu erhöhen. Durch Erhöhen der Menge weiterer Anweisungen können Operationen anders als die Tonidentifizierung und die Twistprüfung ebenfalls ausgeführt werden.
Außerdem wird bei dem hierin beschriebenen Verfahren zur DTMF-Erfassung ein Vorhandensein eines DTMF-codierten Tons in einem Eingangssignal beim Empfang eines ersten Eingangssignals genau erfaßt. Eine Mindestzahl von Eingangssignalen ist nicht erforderlich, um das Vorhandensein eines DTMF-codierten Tons genau zu erfassen, wie es typischerweise bei anderen bekannten Ausführungen von DTMF-Detektoren erforderlich ist.
Die hierin beschriebene Ausführung der Erfindung dient nur als Beispiel. Zum Ausführen der hierin beschriebenen Funktion kann es jedoch viele andere Implementierungen geben. Obwohl das hierin beschriebene Verfahren zur DTMF-Erfassung als ein Softwareprogramm innerhalb eines digitalen Signalprozessors implementiert wird, kann z.B. auch eine Schaltung verwendet werden, um die DTMF-Erfassung durchzuführen. Außerdem hängen die Zahlen, die benutzt werden, um zu bestimmen, wann jeder Schritt des Verfahrens ausgeführt werden sollte, von einem Medium ab, in dem das Verfahren in Wirkung gesetzt wird. Z.B. hängt eine Zahl, die benutzt wird, um eine Zeitdauer zu zählen, in der ein gültiges Eingangssignal bereitgestellt wird, von einer Timinganforderung eines vorbestimmten digitalen Signalprozessors ab. Die adaptiven IIR-Filter 22 und 26 können außerdem unter Verwendung irgendeiner Logikschaltung implementiert werden, die eine adaptive Filterungsfunktion ausführt.
Während die Prinzipien der Erfindung hierin beschrieben worden sind, sollten die Fachleute in der Technik klar verstehen, daß diese Beschreibung nur als Beispiel und nicht als Beschränkung des Umfangs der Erfindung angefertigt wurde. Anhang I

Claims

1. Verfahren zur Zweiton-Mehrfrequenzerfassung, das die Schritte umfaßt:

Empfangen eines Eingangssignals, das sowohl eine erste als auch eine zweite Frequenzkomponente aufweist (32-36),

wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die Schritte:

Dezimieren des Eingangssignals durch ein erstes vorbestimmtes Ganzzahlverhältnis, um ein dezimiertes Signal zu erzeugen (38);

Tiefpaßfiltern des dezimierten Signals, um die erste Frequenzkomponente aus dem Eingangssignal zu entfernen, um ein zweites Frequenzkomponentensignal zu erzeugen (42);

Subtrahieren des zweiten Frequenzkomponentensignals von dem dezimierten Signal, um ein erstes Frequenzkomponentensignal zu erzeugen (44);

adaptiv Filtern des ersten Frequenzkomponentensignals, um einen ersten Frequenzparameter und einen ersten Verstärkungsfaktor bereitzustellen, die von der ersten Frequenzkokomponente erhalten werden (46);

Dezimieren des zweiten Frequenzkomponentensignals durch ein zweites vorbestimmtes Ganzzahlverhältnis, um ein dezimiertes zweites Frequenzkomponentensignal zu erzeugen (50);

adaptiv Filtern des dezimierten zweiten Frequenzkomponentensignals, um einen zweiten Frequenzparameter und einen zweiten Verstärkungsfaktor bereitzustellen, die von dem dezimierten zweiten Frequenzkomponentensignal erhalten werden (52), und

Vergleichen des ersten und zweiten Frequenzparameters mit einer Mehrzahl vorbestimmter Frequenzparameter und Vergleichen des ersten und zweiten Verstärkungsfaktors mit einer Mehrzahl vorbestimmter Schwellenwerte, um eine Zweitongültigkeit festzustellen (54-78).

2. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt der Tiefpaßfilterung weiter eine Halbbandfilterung mit begrenztem Impulsansprechen umfaßt.

3. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt der Tiefpaßfilterung weiter eine Halbbandfilterung mit unbegrenztem Impulsansprechen umfaßt.

4. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Schritte der adaptiven Filterung weiter das Filtern des dezimierten zweiten Frequenzkomponentensignals bei im wesentlichen einer halben Filterungsrate des ersten Frequenzkomponentensignals umfaßt.

5. Verfahren nach Anspruch 1, bei dem die Mehrzahl vorbestimmter Schwellenwerte aus einem ersten Schwellenwert und einem zweiten Schwellenwert besteht, wobei der erste und zweite Schwellenwert dem ersten bzw. zweiten Verstärkungsfaktor entsprechen.

6. Zweiton-Mehrfrequenzdetektorschaltung (10), umfassend:

eine Eingangseinrichtung zum Empfangen eines Eingangssignals (14),

wobei die Zweiton-Mehrfrequenzdetektorschaltung gekennzeichnet ist durch:

einen ersten Frequenzdezimierer (14) mit einem Eingang zum Empfangen eines Eingangssignals, wobei der erste Frequenzdezimierer das Eingangssignal durch ein erstes vorbestimmtes Ganzzahlverhältnis dezimiert, um ein dezimiertes Signal zu erzeugen;

ein Tiefpaßfilter (18), das mit dem ersten Frequenzdezimierer verbunden ist und das dezimierte Signal empfängt, wobei das Tiefpaßfilter das dezimierte Signal filtert, um eine erste Frequenzkomponente aus dem Eingangssignal zu entfernen, um ein zweites Frequenzkomponentensignal zu erzeugen;

einen Addierer (20) mit einem ersten Eingang, der mit dem ersten Frequenzdezimierer verbunden ist das dezimierte Signal empfängt, und einem zweiten Eingang, der mit dem Tiefpaßfilter verbunden ist und das zweite Frequenzkomponentensignal empfängt, wobei der Addierer das zweite Frequenzkomponentensignal von dem dezimierten Signal subtrahiert, um ein erstes Frequenzkomponentensignal zu erzeugen; ein erstes adaptives Filter (22), das mit dem Addierer verbunden ist und das erste Frequenzkomponentensignal empfängt, wobei das erste adaptive Filter das erste Frequenzkomponentensignal filtert, um einen ersten Frequenzparameter und einen ersten Verstärkungsparameter bereitzustellen, die von dem ersten Frequenzkomponentensignal erhalten werden;

einen zweiten Frequenzdezimierer (24), der mit dem Tiefpaßfilter verbunden ist und das zweite Frequenzkomponentensignal empfängt, wobei der zweite Frequenzdezimierer das zweite Frequenzkomponentensignal durch ein zweites vorbestimmtes Ganzzahlverhältnis dezimiert, um ein dezimiertes zweites Frequenzkomponentensignal zu erzeugen;

ein zweites adaptives Filter (26), das mit dem zweiten Frequenzdezimierer verbunden ist und das dezimierte zweite Frequenzkomponentensignal empfängt, wobei das zweite adaptive Filter das dezimierte zweite Frequenzkomponentensignal filtert, um einen zweiten Frequenzparameter und einen zweiten Verstärkungsfaktor bereitzustellen, die von dem dezimierten zweiten Frequenzkomponentensignal erhalten werden, und

eine Vergleichsschaltung (28), die mit dem ersten adaptiven Filter verbunden ist, um sowohl den ersten Frequenzparameter als auch den ersten Verstärkungsfaktor zu empfangen, und mit dem zweiten adaptiven Filter verbunden ist, um sowohl den zweiten Frequenzparameter als auch den zweiten Verstärkungsfaktor zu empfangen, wobei die Vergleichsschaltung den ersten und zweiten Frequenzparameter mit einer Mehrzahl vorbestimmter Frequenzparameter vergleicht und den ersten und zweiten Verstärkungsfaktor mit einer Mehrzahl vorbestimmter Schwellenwerte vergleicht, um eine Zweitongültigkeit festzustellen.

7. Zweiton-Mehrfrequenzdetektorschaltung nach Anspruch 6, weiter umfassend:

eine Verzögerungsschaltung (16), die mit dem ersten Frequenzdezimierer verbunden ist und das dezimierte Eingangssignal empfängt, wobei die Verzögerungsschaltung das dezimierte Eingangssignal vorübergehend für eine vorbestimmte Zeitdauer speichert, um dem Tiefpaßfilter ein verzögertes dezimiertes Eingangssignal zur Verfügung zu sellen.

8. Verfahren zur Zweiton-Mehrfrequenzerfassung, das die Schritte umfaßt:

wobei das Verfahren gekennzeichnet ist durch die Schritte:

Speichern des dezimierten Signals, während das dezimierte Signal tiefpaßgefiltert wird, um ein verzögertes dezimiertes Signal bereitzustellen (40);

Subtrahieren des zweiten Frequenzkomponentensignals von dem verzögerten dezimierten Signal, um ein erstes Frequenzkomponentensignal zu erzeugen (44);

adaptiv Filtern des ersten Frequenzkomponentensignals, um einen ersten Frequenzparameter und einen ersten Verstärkungsfaktor bereitzustellen, die von dem ersten Frequenzkomponentensignal erhalten werden (42);

adaptiv Filtern des dezimierten zweiten Frequenzkomponentensignals bei im wesentlichen einer halben Filterungsrate der ersten Frequenzkomponente, um einen zweiten Frequenzparameter und einen zweiten Verstärkungsfaktor bereitzustellen, die von dem dezimierten zweiten Frequenzkomponentensignal erhalten werden (52), und

9. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem der Schritt der Tiefpaßfilterung weiter eine Halbbandfilterung mit begrenztem Impulsansprechen umfaßt.

10. Verfahren nach Anspruch 8, bei dem der Schritt der Tiefpaßfilterung weiter eine Halbbandfilterung mit unbegrenztem Impulsansprechen umfaßt.