Hintergrund der Erfindung
Gebiet der Erfindung
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Die vorliegende Erfindung betrifft eine
Ladungsübertragungsanordnung zur Verwendung in einem
Festkörper-Bildwandler, insbesondere vom Typ mit schwebender Diffusion, zur
Verwendung in einem Signalladungsabfühlschaltkreis einer
Ladungsübertragungsanordnung.
Beschreibung des Standes der Technik
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Das Dokument JP-A-54 115 043 beschreibt eine
Ladungsübertragungsvorrichtung, bei der Rauschen, das an dem
Ausgangsanschluß aufgrund eines Taktsignals mit gegebener
Phase erzeugt wird, durch kapazitives Koppeln eines
Taktsignals mit entgegengesetzter Phase an dem Ausgangsanschluß
gelöscht wird. Ein typisches Beispiel einer
Ladungsübertragungsanordnung, die beispielsweise in einem Linien- oder
Flächenbildwandler verwendet wird, umfaßt ein
CCD(ladungsgekoppelte Vorrichtung)-Schieberegister, das zusammen mit
einer Bildsensorzellenanordnung gebildet ist, so daß in der
Bildsensorzellenanordnung gespeicherte Signalladungen auf
das CCD-Schieberegister übertragen werden und dann durch
das CCD-Schieberegister durch Anlegen eines
Mehrphasenübertragungsimpulses an Übertragungselektroden des CCD-
Registers weitergeleitet werden. Die durch das CCD-
Schieberegister übertragenen Signalladungen werden von
einer Ausgangsgateelektrode seriell ausgegeben, die
angrenzend an eine Übertragungselektrode vorgesehen ist, die auf
einem Ladungsübertragungsbereich einer Endstufe des CCD-
Schieberegisters geformt ist.
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Eine schwebende Diffusion ist angrenzend an die
Ausgangsgateelektrode vorgesehen. Die schwebende Diffusion bildet
eine Source eines Rücksetz-MOS-Transistors, der verwendet
wird, um die schwebende Diffusion auf einen Pegel zu
bringen, der dem Pegel des Drains des Rücksetz-MOS-Transistors
entspricht, jedesmal, bevor die Signalladung an die
schwebende Diffusion übertragen wird. Zusätzlich ist die
schwebende Diffusion mit einem Eingang eines
Verstärkerschaltkreises verbunden, der beispielsweise aus einem
Sourcefolger gebildet wird.
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In der oben genannten Signalladungsabfühlschaltung vom Typ
mit schwebender Diffusion zur Verwendung in einer
Ladungsübertragungsanordnung wird, wenn ein Übertragungsimpuls der
Übertragungselektrode der Endstufe des CCD-Schieberegisters
auf einem hohen Pegel verharrt, ein Rücksetzimpuls mit
einem hohen Pegel auf das Gate des Rücksetz-MOS-Transistors
angelegt, um den Rücksetz-MOS-Transistor einzuschalten, so
daß die Sourcespannung des Rücksetz-MOS-Transistors und
damit die Spannung der schwebenden Diffusion, hier mit Vp
bezeichnet, auf dasselbe Potential gebracht wird wie die
Drainspannung VRD des Rücksetz-MOS-Transistors. Danach wird
der Rücksetzimpuls auf einen niedrigen Pegel gebracht, um
den Rücksetztransistor auszuschalten, so daß die schwebende
Diffusion in einen schwebenden Zustand gebracht wird. In
diesem Zustand wird der Übertragungsimpuls der
Übertragungselektrode der Endstufe des CCD-Schieberegisters auf
einen niedrigen Pegel gebracht, so daß die in der
Übertragungselektrode der Endstufe des CCD-Schieberegisters
gespeicherten Signalladungen dazu gebracht werden, durch
einen unter dem Ausgangsgate gebildeten Kanal in die
schwebende Diffusion zu fließen. Das führt dazu, daß in der
schwebenden Diffusion durch die eingeflossenen
Signalladungen eine Spannungsänderung ΔVout verursacht wird und die
Spannungsänderung ΔVout eine Signalausgabe bildet.
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Da jedoch in dem oben genannten
Signalladungsabfühlschaltkreis zwischen dem Gate des Rücksetz-MOS-Transistors und
der schwebenden Diffusion sich eine gekoppelte Kapazität
befindet, erfährt der Pegel der schwebenden Diffusion einen
Spannungsabfall ΔφR, ein sog.
"Rücksetz-Durchführungs-Rauschen", wenn der Rücksetzimpuls von einem hohen Pegel auf
einen niedrigen Pegel gebracht wird. In der Regel beträgt
dieser durch das "Rücksetz-Durchführungs-Rauschen"
verursachte Spannungsabfall ΔφR wenige 100 Millivolt, was ein
beträchtlicher Wert ist im Vergleich mit einer
Netttosignalausgangsspannung ΔVout, die in einem Bereich von
wenigen 10 Millivolt bis zu wenigen 100 Millivolt liegt.
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Im allgemeinen wird die Signalausgabe durch einen Abtast-
Halte-Schaltkreis in einen A/D(Analog/Digital)-Wandler
eingespeist. Um den Pegel der Signalausgabe an den
Eingangspegel des A/D-Wandlers anzupassen, wird in diesem Fall die
Signalausgabe durch einen Verstärker verstärkt. Wenn z.B.
die Signalausgabe ΔVout in der Größenordnung von wenigen 10
Millivolt liegt, wird die Signalausgabe einige zehnmal
verstärkt. Bei dieser Verstärkung wird das
Rücksetz-Durchführungs-Rauschen ΔφR ebenfalls einige zehnmal verstärkt, so
daß die Komponente des Rücksetz-Durchführungs-Rauschens ΔφR
einige 10 Volt erreicht.
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Da dem mit dem Signalladungsabfühlschaltkreis verbundenen
Verstärker im allgemeinen ein breiter dynamischer Bereich
und eine hervorragende Frequenzcharakteristik abverlangt
werden, wird ein Verstärker, der große Signale verarbeiten
kann, kostenintensiv. Das hat zur Folge, daß das Maß der
Verstärkung in dem Verstärker derzeit auf einen Bereich von
einigen Malen begrenzt ist. Dennoch wird in diesem Fall,
wenn der Pegel der Signalausgabe im Vergleich zu einer
Referenzspannung des A/D-Wandlers gering ist, ein
Umwandlungsfehler größer und ein S/R(Signal/Rausch)-Verhältnis
geringer. Um dieses Problem zu lösen, könnte eine
Verringerung der Referenzspannung des A/D-Wandlers in Betracht
gezogen werden. Dieses Verfahren ist jedoch unvorteilhaft, da
die Genauigkeit des A/D-Wandlers geringer wird, mit der
Folge, daß sich das S/R-Verhältnis verschlechtert.
Zusammenfassung der Erfindung
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Dementsprechend ist es eine Aufgabe der vorliegenden
Erfindung, eine Signalladungsabfühlschaltung der
Ladungsübertragungsanordnung bereitzustellen, mit der die oben genannten
Nachteile der herkömmlichen Schaltung beseitigt werden.
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Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es,
eine Signalladungsabfühlschaltung der
Ladungsübertragungsanordnung vom Typ mit schwebender Diffusion
bereitzustellen, die in der Lage ist, das
Rücksetz-Durchführungs-Rauschen ausreichend zu unterdrücken, so daß, selbst wenn das
Ausgangssignal der Ladungsübertragungsanordnung klein ist,
ein Verstärkungsfaktor eines angeschlossenen Verstärkers
auf einige 10 gebracht werden kann und ein ausreichend
hohes S/R-Verhältnis sichergestellt werden kann.
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Die obigen und andere Aufgaben der vorliegenden Erfindung
werden gemäß der vorliegenden Erfindung durch eine
Signalladungsabfühlschaltung vom Typ mit schwebender Diffusion
zur Verwendung in einer Ladungsübertragungsanordnung
erfüllt, die einen in einer Halbleiterschicht geformten
Ladungsübertragungsbereich und eine Anzahl von
Übertragungselektroden aufweist, die durch eine isolierende Schicht auf
dem Ladungsübertragungsbereich geformt sind. Die
Signalladungsabfühlschaltung umfaßt eine schwebende Diffusion, die
angrenzend an eine Endstufe des Ladungsübertragungsbereichs
in der Halbleiterschicht geformt ist, ein Rücksetzdrain,
der getrennt von der schwebenden Diffusion in der
Halbleiterschicht geformt ist und an den eine
Rücksetzdrainspannung angelegt ist, ein Rücksetzgate, das über einer
isolierenden Schicht auf einem Abschnitt der Halbleiterschicht
zwischen der schwebenden Diffusion und dem Rücksetzdrain
geformt ist, wobei die schwebende Diffusion, der
Rücksetzdrain und das Rücksetzgate einen Rücksetztransistor
bilden, und einen Verstärker mit einem Eingang, der so an
die schwebende Diffusion angeschlossen ist, um eine in der
schwebenden Diffusion auftretende Spannungsänderung zu
erfassen, wobei der Verstärker eine erste Verstärkerstufe mit
einem ersten MOS-Transistor aufweist, der ein an die
schwebende Diffusion angeschlossenes Gate und einen an einer
Hochspannung angeschlossenen Drain hat, wobei die Source
des ersten MOS-Transistors an eine erste Last angeschlossen
ist, so daß ein erster Sourcefolger gebildet wird, und eine
zweite Verstärkerstufe, die einen an die Source des ersten
MOS-Transistors angeschlossenen Eingang hat und einen an
einen Ausgangsanschluß angeschlossenen Ausgangsknoten, und
einen Ausgangssteuerungsschaltkreis, der an den ersten MOS-
Transistor angeschlossen ist und in Übereinstimmung mit
einem auf das Rücksetzgate angelegten Rücksetzimpuls
gesteuert wird, so daß, wenn der Rücksetztransistor ausgeschaltet
ist, der erste Sourcefolger ein Signal ausgibt, das einen
höheren Pegel hat als das vom ersten Sourcefolger
ausgegebene, wenn der Rücksetztransistor eingeschaltet ist.
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Die obigen und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der
vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden
Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung unter
Bezugnahme der beigefügten Zeichnungen offenbar.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Fig. 1 ist eine schematische Querschnittsansicht, die eine
Endstufe eines CCD-Schieberegisters, eine dieser
zugeordneten schwebenden Diffusion und einen Rücksetztransistor
zeigt;
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Fig. 2 ist ein Kurvendiagramm, in dem das
Rücksetz-Durchführungs-Rauschen dargestellt ist;
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Fig. 3 ist ein Schaltplan einer ersten Ausführungsform der
Signalladungsabfühlschaltung vom Typ mit schwebender
Diffusion für die Ladungsübertragungsanordnung gemäß der
vorliegenden Erfindung;
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Fig. 4 ist ein Diagramm, das den normalen Betriebsbereich
der in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform darstellt; und
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Fig. 5 und 6 sind Schaltpläne einer zweiten und einer
dritten Ausführungsform der Signalladungsabfühlschaltung vom
Typ mit schwebender Diffusion für die
Ladungsübertragungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
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In Fig. 1 ist eine schematische Querschnittsansicht
gezeigt, die eine Endstufe eines CCD-Schieberegisters, eine
zugeordnete schwebende Diffusion und einen
Rücksetztransistor darstellt.
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Die gezeigte Endstufe des CCD-Schieberegisters umfaßt ein
Halbleitersubstrat 10, z.B. vom P-Typ, und einen
Ladungsübertragungsbereich 2 vom N&supmin;-Typ, der auf dem
Halbleitersubstrat 10 geformt ist. Auf diesem Übertragungsbereich 2
sind eine Anzahl von Übertragungselektroden durch eine
isolierende Schicht (nicht gezeigt) geformt. Zur Vereinfachung
der Zeichnung ist in Fig. 1 nur die letzte der
Übertragungselektroden gezeigt und mit dem Bezugszeichen 3
bezeichnet. Angrenzend an die letzte Übertragungselektrode 3
der Endstufe des CCD-Schieberegisters ist an einem
Endabschnitt des Übertragungsbereichs 2 ein Ausgangsgate 4
vorgesehen. Angrenzend an den Übertragungsbereich 2 ist eine
schwebende Diffusion 5 vom N&spplus;-Typ auf dem
Halbleitersubstrat 10 geformt. Diese schwebende Diffusion 5 besitzt eine
hohe Unreinheitskonzentration. Ferner ist angrenzend an die
schwebende Diffusion 5 ein Bereich 6 vom N&supmin;-Typ auf dem
Halbleitersubstrat 10 geformt, und ein Rücksetzgate 7 ist
über dem Bereich 6 durch eine isolierende Schicht (nicht
gezeigt) angeordnet. Zusätzlich ist angrenzend an den
Bereich 6 ein Drainbereich 8 vom N&spplus;-Typ mit einer hohen
Unreinheitskonzentration geformt. Dadurch wird ein
CCD-Schieberegister mit einem versenkten Kanal gebildet. Zusätzlich
bilden die schwebende Diffusion 5, das Rücksetzgate 7 und
der Drainbereich 8 einen Rücksetz-MOS-Transistor vom
Verarmungstyp. Dennoch wird dieser Rücksetz-MOS-Transistor im
Anreicherungsmodus verwendet.
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An die Übertragungselektrode 3 wird ein Übertragungstakt φ&sub1;
angelegt, wie in Fig. 2 gezeigt, und das Ausgangsgate 4
wird auf eine konstante Gatespannung VOG vorgespannt.
Zusätzlich wird an dem Drain 8 des Rücksetz-MOS-Transistors
eine Rücksetzdrainspannung VRD angelegt, und ein
Rücksetzimpuls φR wird an das Rücksetzgate 7 angelegt. Die
schwebende Diffusion 5 ist mit einem Eingang eines Verstärkers
(nicht in Fig. 1 gezeigt) verbunden.
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Wenn der an die Übertragungselektrode 3 der Endstufe des
CCD-Schieberegisters angelegte Übertragungsimpuls φ&sub1; auf
einem hohen Pegel gehalten wird, wird, wie in Fig. 2
gezeigt, der Rücksetzimpuls φR zu einem Zeitpunkt t&sub1; mit
einem hohen Pegel an das Rücksetzgate 7 des Rücksetz-MOS-
Transistors angelegt, um den Rücksetz-MOS-Transistor
einzuschalten,
so daß die Sourcespannung des
Rücksetz-MOS-Transistors, nämlich die Spannung Vp der schwebenden Diffusion
5, auf den gleichen Pegel gebracht wird wie die
Drainspannung VRD des Rücksetz-MOS-Transistors. Danach wird, der
Rücksetzimpuls φR auf einen niedrigen Pegel gebracht, um
den Rücksetztransistor zu einem Zeitpunkt t&sub2; wie in Fig. 2
gezeigt, auszuschalten, so daß die schwebende Diffusion 5
in einen schwebenden Zustand versetzt wird. Wie in Fig. 2
gezeigt, wird in dem Zustand zu einem Zeitpunkt t&sub3; der an
die Übertragungselektrode 3 der Endstufe des
CCD-Schieberegisters angelegte Übertragungsimpuls φ&sub1; auf einen niedrigen
Pegel gebracht, so daß die unter der Übertragungselektrode
3 der Endstufe des CCD-Schieberegisters gespeicherten
Signalladungen dazu gebracht werden, durch einen unter dem
Ausgangsgate 4 geformten Kanal in die schwebende Diffusion
5 zu fließen. Das hat zur Folge, daß in der schwebenden
Diffusion 5 durch die einfließenden Signalladungen eine
Spannungsänderung ΔVout verursacht wird und die
Spannungsänderung ΔVout eine Signalausgabe bildet.
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Da sich jedoch in der oben genannten
Signalladungsabfühlschaltung zwischen dem Rücksetzgate 7 des Rücksetz-MOS-
Transistors und der schwebenden Diffusion 5 eine
Kopplungskapazität CR befindet, erfährt das Potential der
schwebenden Diffusion 5, wenn der Rücksetzimpuls φR von einem hohen
Pegel auf einen niedrigen Pegel gebracht wird, einen
Spannungsabfall ΔφR, ein sog.
"Rücksetz-Durchführungs-Rauschen", das bereits erläutert wurde.
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In Fig. 3 ist ein Schaltplan einer ersten Ausführungsform
der Signalladungsabfühlschaltung vom Typ mit schwebender
Diffusion gemäß der vorliegenden Erfindung für die
Ladungsübertragungsanordnung gezeigt, wobei der Schaltkreis so
gestaltet ist, um den Einfluß des
Rücksetz-Durchführungs-Rauschens ΔφR zu minimieren.
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In Fig. 3 sind Elemente, die denen in Fig. 1 entsprechen,
mit den gleichen Bezugszeichen versehen und deren
Beschreibung wird ausgelassen. Zusätzlich ist die schwebende
Diffusion in Form einer Diode 1 dargestellt, und der Rücksetz-
MOS-Transistor ist in Form eines Transistors Q&sub1;
dargestellt. Eine imaginäre Ladungseinfließstelle der
schwebenden Diffusion wird durch das Bezugszeichen P symbolisch
dargestellt.
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Die imaginäre Ladungseinfließstelle der schwebenden
Diffusion ist mit einem Gate des MOS-Transistors Q&sub2; des
Anreicherungstyps verbunden, wobei jeweils dessen Drain an eine
Hochspannung VOD angeschlossen und seine Source über eine
durch einen MOS-Transistor Q&sub3; vom Verarmungstyp gebildete
aktive Last geerdet ist, so daß ein Sourcefolger erster
Stufe gebildet wird. Deshalb bildet die Source des MOS-
Transistors Q&sub2; einen Ausgangsknoten des Sourcefolgers
erster Stufe.
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Die Source des MOS-Transistors Q&sub2; ist ebenfalls mit einem
Gate eines weiteren MOS-Transistors Q&sub4; vom Anreicherungstyp
verbunden, wobei jeweils dessen Drain an die Hochspannung
VOD angeschlossen und seine Source über eine durch einen
MOS-Transistor Q&sub5; gebildete aktive Last geerdet ist, so daß
ein Sourcefolger zweiter Stufe gebildet wird. Die Source
des MOS-Transistors Q&sub4; ist ebenfalls mit einem
Ausgangsanschluß Out verbunden. Zusätzlich ist die Source des MOS-
Transistors Q&sub2; auch mit einem Drain eines dritten
MOS-Transistors Q&sub6; vom Anreicherungstyp verbunden, wobei jeweils
dessen Gate zum Empfangen des Rücksetzimpulses φR
angeschlossen und seine Source geerdet ist.
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Anhand Fig. 4, die eine Eingabe-/Ausgabecharakteristik des
Sourcefolgers erster Stufe zeigt, wird nun eine
Arbeitsweise des gezeigten Schaltkreises erläutert. In Fig. 4
zeigt eine Kurve A die Beziehung zwischen einer
Eingangsspannung Vp
und einer Ausgangsspannung V&sub2; des Sourcefolgers
erster Stufe, wenn sich der Rücksetzimpuls φR auf einem
niedrigen Pegel befindet und deshalb der MOS-Transistor Q&sub6;
in einem ausgeschalteten Zustand ist. Andererseits zeigt
eine Kurve B die Beziehung zwischen der Eingangsspannung Vp
und der Ausgangsspannung V&sub2; des Sourcefolgers erster Stufe,
wenn sich der Rücksetzimpuls φR auf einem hohen Pegel
befindet und deshalb der MOS-Transistor Q&sub6; in einem
eingeschalteten Zustand ist. Wenn der MOS-Transistor Q&sub6;
eingeschaltet ist, setzt sich die Last für den MOS-Transistor Q&sub2;
aus einem die MOS-Transistoren Q&sub3; und Q&sub6; enthaltenen
Parallelschaltkreis zusammen und deshalb nimmt der Gesamtstrom
zu, der durch die Last für den MOS-Transistor Q&sub2; fließt,
mit der Folge, daß eine Ausgangsoffsetspannung des
Sourcefolgers erster Stufe verringert wird.
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Unter der Annahme, daß sich der Rücksetzimpuls φR auf einem
hohen Pegel befindet, schließt die Eingangsspannung Vp
(Spannung des Bereichs schwebender Diffusion) das Rücksetz-
Durchführungs-Rauschen synchron mit dem Rücksetzimpuls φR
mit ein. In der Zeit während sich der Rücksetzimpuls φR auf
hohem Pegel befindet, wird der MOS-Transistor Q&sub6;
eingeschaltet, so daß der Sourcefolger erster Stufe an einer
Stelle 1 auf der Kurve B in Fig. 4 arbeitet. Wenn der
Rücksetzimpuls φR auf einen niedrigen Pegel gebracht wird und
deshalb der MOS-Transistor Q&sub6; ausgeschaltet wird, bewegt
sich der Arbeitsbereich (der nicht die Komponente des
Rücksetz-Durchführungs-Rauschens enthält) des Sourcefolgers
erster Stufe zu einem Bereich zwischen den Stellen 2 und 3
auf der Kurve A in Fig. 4.
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Wie oben zu sehen, verringert sich die
Ausgangsoffsetspannung nur dann, wenn sich der Rücksetzimpuls φR auf einem
hohen Pegel befindet. Deshalb wird, wie in Fig. 4 gezeigt,
die in der Ausgangsspannung V&sub2; auftretende Komponente des
Rücksetz-Durchführungs-Rauschens ΔφR verringert im
Vergleich
mit der in der Eingangsspannung Vp (an der
Ladungseinfließstelle P) auftretenden Komponente des Rücksetz-
Durchführungs-Rauschens ΔφR.
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In Fig. 5 ist ein Schaltplan einer zweiten Ausführungsform
der Signalladungsabfühlschaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung für die Ladungsübertragungsanordnung gezeigt.
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In der zweiten Ausführungsform ist der in der ersten
Ausführungsform vorgesehene MOS-Transistor Q&sub6; weggelassen, und
ein MOS-Transistor Q&sub7; vom Verarmungstyp ist zwischen der
Hochspannung VOD und dem Drain des Treiber-MOS-Transistors
Q&sub2; des Sourcefolgers erster Stufe angeschlossen. Das Gate
des MOS-Transistors Q&sub7; ist angeschlossen, um das
invertierte Signal des Rücksetzimpulses φR zu empfangen.
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Wenn sich der Rücksetzimpuls φR auf einem hohen Pegel
befindet, das heißt, wenn sich das invertierte Signal
auf einem geringen Pegel befindet, hat der MOS-Transistor
Q&sub7; einen hohen Widerstand, und der aus den MOS-Transistoren
Q&sub2; und Q&sub3; bestehende Sourcefolger hat eine verringerte
Ausgangsoffsetspannung. Wenn sich im Gegensatz dazu der
Rücksetzimpuls φR auf einem geringen Pegel befindet, das heißt,
wenn sich das invertierte Signal auf einem hohen
Pegel befindet, verringert sich der Widerstand des
MOS-Transistors Q&sub7;, und der aus den MOS-Transistoren Q&sub2; und Q&sub3;
bestehende Sourcefolger hat eine erhöhte Offsetspannung. Das
hat zur Folge, daß ein ähnlicher Effekt wie in der ersten
Ausführungsform erzielt werden kann.
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Fig. 6 zeigt einen Schaltkreis einer dritten
Ausführungsform der Signalladungsabfühlschaltung vom Typ mit
schwebender Diffusion gemäß der vorliegenden Erfindung für die
Ladungsübertragungsanordnung.
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Diese dritte Ausführungsform umfaßt eine Reihenschaltung
aus einem Kondensator C und einem MOS-Transistor Q&sub8; vom
Verarmungstyp, der in der Weise einer aktiven
Widerstandslast geschaltet und mit dem Ausgangsknoten V&sub2; des
Sourcefolgers erster Stufe verbunden ist. Der Kondensator C ist
angeschlossen, um das invertierte Signal des
Rücksetzimpulses φR zu empfangen.
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Bei dieser Anordnung wird, wenn sich der Rücksetzimpuls φR
auf einem hohen Pegel befindet, das heißt, wenn sich das
invertierte Signal auf einem niedrigen Pegel
befindet, der Ausgangsknoten V&sub2; des Sourcefolgers erster Stufe
verringert. Wenn sich der Rücksetzimpuls φR auf einem
niedrigen Pegel befindet, das heißt, wenn sich das invertierte
Signal auf einem hohen Pegel befindet, wird der
Ausgangsknoten V&sub2; des Sourcefolgers erster Stufe erhöht. Das
am Eingangsknoten V&sub2; des Sourcefolgers erster Stufe
auftretende Rücksetz-Durchführungs-Rauschen wird am
Ausgangsknoten V&sub2; des Sourcefolgers erster Stufe eliminiert. Das hat
zur Folge, daß ein ähnlicher Effekt wie in der ersten
Ausführungsform erzielt werden kann.
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Wie oben zu sehen, ist die Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung in der Lage, am Ausgangsknoten des Sourcefolgers
erster Stufe das Rücksetz-Durchführungs-Rauschen zu
unterdrücken oder zu eliminieren. Dementsprechend ist es
möglich, einen Verstärker zur Verstärkung der Ausgangsspannung
des Sourcefolgers auf einen an den Eingangspegel des A/D-
Wandlers angepaßten Pegel zu geringen Kosten zu
realisieren. Zusätzlich kann das S/R-Verhältnis des Ausgangssignals
der Ladungsübertragungsanordnung erheblich verbessert
werden.
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Somit wurde die Erfindung unter Bezugnahme auf besondere
Ausführungsformen beschrieben. Dennoch wird vermerkt, daß
sich die vorliegende Erfindung keinesfalls auf die
beschriebenen Aufbauarten und Details beschränkt, sondern
auch Änderungen und Modifikationen im Bereich der
beigefügten Ansprüche liegen.