DE69116755T2 - Linearisierer für FMCW-Radar - Google Patents

Linearisierer für FMCW-Radar

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DE69116755T2
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Description

  • Diese Erfindung bezieht sich auf einen Linearisierer für FMCW-Radar und ein FMCW-Radar mit einem solchen Linearisierer.
  • Linearisierer für FMCW-Radar sind per se bekannt. Ein Beispiel wurde von P.Z. Peebles und A.H. Green in dem Artikel "On Performance of a Linear F.M. Radar Transmitter at 35 GHz", Proceedings of IEEE, Southcon 1982 enthüllt. Kurz beschrieben wird dort unter Verwendung einer RF-Zeitverzögerungsvorrichtung, der unter Verwendung eines RF-spannungsgeregelten Oszillators (VCO) ein Mikrowellen- RF-Signal zugeführt wird, ein künstliches (oder synthetisches) Ziel erzeugt. Das Eingangssignal zur und das Ausgangssignal von der Zeitverzögerungsvorrichtung werden zusammengemischt, und das Ausgangssignal wird einem Phasendetektor zugeführt, an den ein Bezugsoszillator angeschlossen wird. Frequenzverschiebungen von einem konstanten Wert werden ermittelt und zur Erzeugung einer zum Phasenfehler proportionalen Spannung verwendet. Diese Spannung wird verstärkt, dem RF-VCO mit Polaritätsumkehrung rückgeführt und verwendet, um den ursprünglichen Frequenzfehler dynamisch zu verringern.
  • In diesem Artikel wird in Abbildung 2 praktisch ein System dargestellt, in dem zur Vermeidung von Leistungsverminderung aufgrund direkter Leckage durch den Phasendetektor zwei zusätzliche RF-Mischer vorgesehen sind, denen die verschiedenen Signale des dezentralen Oszillators zugeführt werden. Der erste dieser Zusatz-RF- Mischer wird in den Signalweg zwischen den RF-VCO und den Eingang der Zeitverzögerungsvorrichtung, und der zweite dieser Zusatz-RF-Mischer in den Signalweg zu einem Eingang des erstgenannten Mischers angeschlossen, dem bei der Grundausführung der untergeordnete RF-VCO zugeführt wird. Diese Verbesserung der Grundausführung wurde vorgeschlagen, um das Leckage-Problem des Phasendetektors abzuschwächen.
  • Die vorgesehene Verzögerung zur Erzeugung des künstlichen Ziels beträgt 20 ns. Bei Frequenzen zu 1,5 GHz wird diese Zeitverzögerung normalerweise mit einem Koaxialkabel erzeugt, das bei solchen Frequenzen mit über 40 dB sehr verlustbehaftet ist. Diese Verluste steigen mit steigender Frequenz.
  • Ein sich ergebender Nebeneffekt durch die Erzeugung eines künstlichen Ziels mit einer Zeitverzögerung von 20 ns ist, daß sie am Linearisierer eine hohe zeitliche Abhängigkeit bewirkt. Demzufolge wird der Linearisierer nicht optimal arbeiten.
  • Das Patent DE 33 42 057 A1 enthüllt eine Linearisieranordnung für ein FMCW-Radar, bei der ein Teil des übertragenen Signals nach außen geleitet und in einem ersten Mischer mit einem dezentralen Oszillatorsignal vermischt wird. Der Ausgang des ersten Mischers wird direkt einem zweiten Mischer und einem Signalverzögerungsneztwerk zugeleitet, dessen Ausgang einem zweiten Mischer zugeführt wird, dessen Ausgang über ein künstliches Zielsignal verfügt. Das künstliche Zielsignal wird mit einem von einem Quartzoszillator abgeleiteten Referenzsignal verglichen, und der Ausgang zur Modifizierung/Linealisierung einer für die Abtastung der Sende-Oszillatorfrequenz verweudeten Sägezahn-Wellenform verwendet.
  • Das Patent EP 0 048 170 enthüllt einen FMCW-Radar, in dem das ursprünglich von einem Radar erzeugte Rückstrahlfrequenz-Abtastsignal mit dem aktuell erzeugten Übertragungsfrequenz-Abtastsignal in einem Mischer gemischt wird, um ein von der empfangenen Frequenz abwärtsgewandeltes Signal zu erzeugen. Das von der empfangenen Frequenz abwartsgewandelte Signal wird zu einem von Nichtlinearitäten abhängigen (variablen) Wert in ein für das künstliche Ziel charakteristisches Referenzsignal zusammengesetzt. Das Referenzsignal wird durch die Ableitung eines Teils des Übertragungsfrequenz-Abtastsignals erzeugt und zuerst zur Erzeugung des künstlichen Zielsignals und dann als dezentrales Oszillatorsignal verwendet, um unter Verwendung eines zweiten Mischers die Frequenz des künstlichen Zielsignals abwärtszuwandeln. Der Ausgang des zweiten Mischers weist das Referenzsignal auf. Die nichtlinear zusammengesetzen Signalmuster werden digital gespeichert und für den Erhalt eines linearisierten Ausgangs zu einem konstanten Wert analysiert. Dieser Radar benötigt zwei mit der Übertragungsfrequenz arbeitende Mischer.
  • Der Nachteil dieser bekannten Linearisierer ist ihr Betrieb mit Mikrowellenfrequenzen, was bedeutet, daß Komponente wie die Mischer teuer unddie Verzögerungsvorrichtungen verlustbehaftet sind und der Linearisierer starken Zwängen unterliegt.
  • Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es, durch Linearisierung eines FMCW-Radars diese Nachteile zu beseitigen.
  • Bei der vorliegenden Erfindung verfügt ein gegebener FMCW-Radar über Vorrichtungen zur Erzeugung eines aus einem frequenzabgetasteten kontinuierlichen RF- Wellensignal bestehenden Übertragungssignals, die besagten Vorrichtungen beinhalten einen RF-spannungsgeregelten Oszillator (VCO) und Vorrichtungen zur aufeinanderfolgenden Abtastung der VCO-Frequenz über einen definierten Wert, signalgesteuerte Vorrichtungen zum Senden des Übertragungssignals und dem Empfang mindestens eines Rücksignals, einen Mischer mit Anschlüssen für das Rücksignal, das aktuelle Übertragungssignal und zur Ableitung eines Wenn-Signalausgangs, Vorrichtungen zur Ableitung eines Radarausgangs vom Wenn-Signalausgang, Vorrichtungen zur Erzeugung eines linearisierten Signals und Vorrichtungen zur Verwendung des linearisierten Signals, um den Erhalt eines konstanten Radarausgangssignal zu ermöglichen, mit dem Merkmal, daß Vorrichtungen frequenzkonstanter Oszillatoren (STALO) zur Erzeugung eines konstanten dezentralen Oszillatorsignals vorgesehen sind, das in den Bereich des frequenzabgetasteten kontinuierlichen Wellensignal fällt, und, daß Vorrichtungen zur Kopplung des Ausgangs der konstanten Oszillatorvorrichtung zu einem Anschluß des Mischers vorgesehen sind, wobei die besagten Vorrichtungen zur Erzeugung des Linearisiersignals an einen Wenn- Signalanschluß des Mischers angeschlossen werden.
  • Die vorliegende Erfindung gründet auf der Anerkennung der Tatsachen, daß ein einziger Mischer zur Erzeugung des Radar- und Lnearisierer-Wenn-Signals verwendet werden kann und das Linearisierer-Wenn-Signal ein UHF-Signal ist, damit ein ein künstliches Ziel erzeugender Linearisierer eine wirküngsvollere Verzögerungsvorrichtung wie eine SAW-Vorrichtung verwenden kann, die im Vergleich zu Koaxialkabel wenig verlustbehaftet sind. Die Wahl der Zeitverzögerung für die Verzögerungsvorrichtung sollte der bei der Detektion eines echten Ziels zugrundeliegenden Verzögerung gleichen.
  • Bei einer dieser Erfindung entsprechenden Verwirklichungsform eines Radars wird der STALO-Ausgang an den Rücksignalweg mit einem Richtungskoppler gekoppelt, der einen Kopplungsfaktor aufweist, damit der STALO-Ausgang minimisiert und der Verlust des Rücksignals sehr nieder ist.
  • Bei anderen Verwirklichungsformen von dieser Erfindung entsprechenden Radars ist der Mischer ein gleichstromvormagnetisierter Oberschwingungsmischer mit Anschlüssen für den dezentralen Oszillator und die Rücksignale, eine Gleichstromvormagnetisierung und einen Wenn-Ausgang. An den gleichstromvormagnetisierten Anschluß wird ein STALO gekoppelt. Der STALO hat eine niederere Frequenz als in der weiter oben beschriebenen Verwirklichungsform, da die Oberschwingung seiner Frequenz zur Erzeugung der erwünschten linearisierten Wenn-Frequenz verwendet wird. Bei einer Variante dieser Verwirklichungsform wir der STALO an den Anschluß des Mischers gekoppelt, von dem das Radar-Wenn-Signal abgeleitet wird, und das Linearisier-Wenn-Signal wird von dem Anschluß abgeleitet, an den die Gleichstromvormagnetisierung zugeleitet wird.
  • Falls erwünscht kann für die Linearisierung des Ausgangs der VCO- Frequenzabtastvorrichtung der Ausgang der Linearisiervorrichtung verwendet werden. Alternativ kann die Linearisiervorrichtung zur Linearisierung digitalisierter Radars konfiguriert werden, wenn die Signale in einem Pufferspeicher gehalten werden.
  • Eine Verwirklichungsform einer Linearisiervorrichtung zur Linearisierung des Ausgangs der VCO-Frequenzabtastvorrichtung enthält Vorrichtungen zur Erzeugung eines synthetischen Zielsignals vom Linearisier-Wenn-Signal, eine Vorrichtung phasensensitiver Detektion mit einem ersten Eingang für das synthetische Zielsignal, einem zweiten, zu einem zweiten STALO gekoppelten Eingang und ein an eine Tiefpaß-Filtervorrichtung gekoppeltes Ausgangssignal, das ein an die VCO- Frequenzabtastvorrichtungen zuzuführendes Fehlersignal aufweist.
  • Bei der Vorkehrung der Tiefpaß-Filtervorrichtungen in der weiter oben aufgeführten Linearisiervorrichtung erwies es sich als vorteilhaft, das Dämpfungsmerkmal der Amplitude 50 zu konfigurieren, daß es zu Beginn sehr steil ist, und bei der Annäherung an den Einheitsleistungspunkt weniger steil ist. Durch die Vornahme der Konfiguration der Dämpfungsmerkmale auf diese Art wird zusammen mit einer relativ flachen Dämpfung beim Einheitsleistungspunkt bei niederen Frequenzen eine hohe Leistung erreicht. Die flache Dämpfung verhindert Stabilitätsprobleme bei der Annäherung an den Einheitsleistungspunkt.
  • Da die Grundfrequenz des zweiten STALO und dessen Oberschwingungen am Ausgang der phasensensitiven Detektionsvorrichtungen sind, weisen die Tiefpaß- Filtervorrichtungen zur Entfernung dieser unerwünschten Frequenzen, die den VCO ungünstig beeinträchtigen können, scharfe Trennfilter mit hohem Q auf. Um alle möglichen der Vorkehrung der Trennfilter zugrundeliegenden Instabilitäten zu vermeiden, ist die Einheitsleistungsfrequenz niederer als die zweite STALO-Frequenz, damit die Schaltung nicht zu den Trennfrequenzen oszillieren kann.
  • Die Tiefpaß-Filtervorrichtung kann in mindestens zwei Stufen eingebaut werden, wobei sich eine der Stufen physisch nahe des VCO, und die andere Stufe physisch nahe der phasensensitiven Detektionsvorrichtung befindet. Durch den Einbau der Tiefpaß-Filtervorrichtungen auf diese Art werden in der Umgebung des VCO vorhandene Rausch- und Fehlersignale sowie durch die phasensensitive Detektionsvorrichtung erzeugte Oberschwingungen hohen Niveaus entfernt.
  • Es folgt eine Beschreibung der vorliegenden Erfindung mit Verweisen auf die beigefügten Abbildungen, von denen:
  • die Abbildungen 1, 2 und 3 Blockschaltpläne sind, die verschiedene Verwirklichungsformen eines FMCW-Radars in Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung darstellen,
  • die Abbildungen 4, 5 und 6 Blockschaltpläne sind, die verschiedene Verwirklichungsformen einer Linearisiervorrichtung darstellen, die mit einem beliebigen der in den Abbildungen 1, 2 und 3 dargestellten Radars verwendet werden können,
  • die Abbildungen 7 und 8 jeweils die Amplitudenfrequenz- und die Phasenfrequenz-Merkmale des in Abbildung 4 dargestellten Tiefpaßfilters 58 sind, und
  • Abbildung 9 den Schaltplan einer Verwirklichungsform des Tiefpaßfilters 58 darstellt.
  • In den Abbildungen wurden zur Kennzeichnung entsprechender Merkmale dieselben Referenznummern gewählt.
  • In bezug auf Abbildung 1 enthält der FMCW-Radar einen spannungsgeregelten Mikrowellen-Oszillator (VCO) 10, der ein Signal mit oder um eine Zentralfrequenz von 90 GHz erzeugt. Die Frequenz des VCO 10 wird durch einen Sägezahngenerator 12 abgetastet, der idealerweise eine linear ansteigende Vorspannung erzeugt, die dem VCO 10 zugeführt wird. Wenn die Abstimmungsmerkmale des VCO jedoch nicht perfekt sind, ist die Frequenzabtastung nicht linear. Das Ausgangssignal des VCO 10 wird mit nichtreziproken Vorrichtungen wie einem Zirkulator 16, der der Trennung der übertragenen und empfangenen Rücksignale dient, an die Antenne 14 gesendet. Ein RF-Mischer 18 hat einen an den Zirkulator 16 angeschlossenen Anschluß und einen anderen Anschluß für ein dezentrales Oszillatorsignal, das durch einen Richtungskoppler 20 vom VCO-Ausgang 10 abgeleitet wird. Ein frequenzgewandeltes Radar-Wenn-Signal RIF, das eine Frequenz von 1 MHz aufweist, wird unter Verwendung eines Frequenzbereichsfilters 22 abgeleitet und einem Signalanalysierer 24 zugeführt. Da das Funktionsprinzip eines FMCW-Radars allgemein bekannt ist, genügt die Erklärung, daß das Rücksignal außer bei zeitlicher Verschiebung grundlegend eine Replik des übertragenen Signals ist. Unter der Annahme eines konstanten Abtastbereichs ist der Frequenzunterschied proportional zum Zielbereich. Wenn jedoch der Abtastwert, der nichtlinear ist, geändert wird, wird der Frequenzunterschied zwischen den übertragenen und erhaltenen Signalen keine gute Bereichsangabe sein.
  • Es gibt verschiedene Methoden, mit denen der Abtastwert konstant gemacht (oder linearisiert) werden kann. Weiter unten werden drei Beispiele in bezug auf die Abbildungen 4, 5 und 6 beschrieben. Bei jedem Beispiel ist jedoch ein stabiler dezentrale Oszillator (STALO) erforderlich, um für die Verwendung durch eine Linearisiervorrichtung 28 eine Linearisierer-Zwischenfrequenz LIF zu erzeugen. Bei einer Methode zur Linearisierung des Abtastwerts wird eine Fehlerkorrekturspannung abgeleitet, die mit Polaritätsumkehrung einer Summierstufe 30 zugeführt wird, in der die linear angestiegene Vorspannung wie erforderlich geändert wird. Bei einer anderen Methode wird die linear angestiegene Vorspannung nicht angepaßt, weshalb die Summierstufe 30 optional ist.
  • In Abbildung 1 wird ein eine Mikrowellenfrequenz von 90 GHz erzeugender STALO 32 mit einer Richtungskoppler-Vorrichtung 34 an die Verbindungsleitung des Zirkulators 16 und des Mischers 18 gekoppelt. Die STALO- Frequenz und das erhaltene Rücksignal werden simultan mit dem von VCO 10 abgeleiteten dezentralen Oszillatorsignal gemischt, um eine Linearisier- Zwischenfrequenz LIF von 500 MHz und ein RIF von 1 MHz zu erhalten. Die jeweiligen Signale werden unter Verwendung von Frequenzbereichsfiltern 36 und 22 getrennt. Im Vergleich zu dem bekannten, in der Einleitung enthüllten Linearisierer erfordert die in Abbildung 1 dargestellte Verwirklichungsform einen RF-Mischer 18, was eine beträchtliche Kosteneinsparung bedeutet. Dazu liegt die LIF bei UHF anstatt bei Mikrowellenfrequenzen.
  • Bei der Durchführung der in Abbildung 1 dargestellten Verwirklichungsform kann das erforderliche RF-Niveau sehr nieder sein, was eine beträchtliche Minderung des STALO-Leistungsausgangs 32 ermöglicht. Dazu ist der Kopplungsfaktor des Richtungskopplers 34 ausreichend nieder, damit Frequenzziehen minimisiert wird und Verluste des erhaltenen RF-Signals von der Antenne 14 sehr gering sind.
  • Abbildung 2 zeigt eine Verwirklichung der Erfindung, die in vieler Hinsicht der in Abbildung 1 abgebildeten ähnelt. Von Abbildung 1 unterscheidet sie sich jedoch darin, daß der Mischer ein gleichstromvormagnetisierter Mischer 181 ist. Eine Gleichstromzufuhr 38 wird über einen Tiefpaßfilter 40 an den Vorspannungsanschluß 42 des Mischers 181 gekoppelt. Ein STALO 44 mit einer Frequenz von 8,95 GHz wird über einen Hochpaß- oder (Gleichstrom-Trenn-)Filter 36 an den Vorspannungsanschluß 46 angeschlossen. Die zehnte Oberschwingung der STALO-Frequenz 44 beträgt 89,5 GHz. Im Mischer 181 werden die VCO-Frequenz 10, das empfangene Rücksignal und die STALO-Frequenz 44 harmonisch gemischt, um wie erwünscht 1-MHz-RIF- und 500-MHz-LIF-Ausgangssignale zu erzeugen. Diese Signale werden von den anderen mischbedingten Signalen durch die Frequenzbereichsfilter 22, 36 getrennt und wie in bezug auf Abbildung 1 verarbeitet.
  • Unter Verwendung einer niedereren Frequenz bietet der an den Vorspannungsanschluß des Mischers 181 angeschlossene STALO 44 im Vergleich zum Millimeterwellen-STALO 32 von Abbildung 1 die Vorteile der Einsparung eines Richtungskopplers, der Kompaktheit und der Preisgünstigkeit. Der STALO 44 kann vereinfacht als einfacher, kompakter Festkörperschaltkreis eingebaut werden.
  • Abbildung 3 zeigt eine Verwirklichungsform der Erfindung als Variante der in Abbildung 2 dargestellten. Aus Gründen der Verkürzung werden hier nur die Unterschiede zwischen den Abbildungen 2 und 3 beschrieben. Der Mischer 181 ist ein gleichstromvormagnetisierter Mischer, dessen Gleichstromvormagnetisierung Anschluß 42 zugeführt wird. Der STALO 44 wird mit einer Frequenz von 8,95 GHz dem Ausgangsanschluß 48 des Mischers 181 über einen Hochpaßfilter 46 zugeführt. Der Filter 22 ist zusätzlich an den Anschluß 48 der RIF-Ableitung angeschlossen. Der Filter 36 zur Entnahme der LIF ist an den Vorspannungsanschluß 42 angeschlossen. Die Durchführungsform von Abbildung 3 hat grundlegend dieselben Vorteile wie die der Abbildung 2 im Vergleich zu der Durchführungsform von Abbildung 1
  • Der Plan der in Abbildung 4 dargestellten Linearisiereranordnung 28 ist bekannt. Die LIF des Frequenzbereichsfilters 36 (Abbildungen 1, 2 und 3) werden einem ersten Eingangsanschluß eines UHF-Mischers 50 und einem Eingang der UHF- Verzögerungsvorrichtung 52 - wie einer SAW-Vorrichtung - zugeführt, deren Ausgang an einen zweiten Eingangsanschluß des Mischers 50 angeschlossen wird. Die von der Verzögerungsvorrichtung 52 vorgenommene Verzögerung ist charakteristisch für die gesamten Übertragungs- und Rückübertragungszeiten eines synthetischen Ziels mit einem Bereich, der mit dem eines richtigen Ziels vergleichbar ist. Der Ausgang des Mischers 50 ist ein für den Bereich des synthetischen Ziels charakteristisches Frequenzunterschiedssignal. Dieses Frequenzunterschieds- (oder Überlagerungs-)Signal wird einem Eingangsanschluß eines phasensensitiven Detektors 54 und einem zweiten Eingangsanschluß zugeführt, an den ein Niederfrequenz-STALO 56 angeschlossen ist. Der Ausgang des phasensensitiven Detektors 54 bildet nach der Tiefpaßfilterung in einem Filter 58 ein Fehlersignal, das der Summierstufe 30 zugeführt wird (Abbildungen 1, 2 und 3), in der er die dem VCO 10 zugeführte Abtastspannung wir erforderlich ändert. Die Vorkehrung eines Niederfrequenz-Phasenangleichungskreises gleicht somit die Frequenz des synthetischen Ziels STALO 56 an und erzwingt somit eine lineare Frequenzabtastung des VCO 10.
  • Wie allgemein bekannt ist der Tiefpaßfilter 58 in der Praxis für den Erhalt einer Kreisstabilität vorgesehen. In Abbildung 4 ist der Filter 58 für den Erhalt einer Reihe Merkmale erforderlich. Erstens müßte er zur Minimisierung von Fehlern im Kreis eine möglichst hohe Leistung haben. Dies bewirkt eine Minderung komponentebedingter Imperfektionen im Kreis und eine akkuratere eingangssignalbedingte Folge des Ausgangssignals der Rückkopplungssteuerung. Zweitens muß, wenn die Phasenverschiebung um den Kreis 360 Grad beträgt, die Gesamtleistung des Kreises unter der der Einheit liegen, damit der Kreis nicht oszilliert.
  • In Anwendungen, die die Verwendung von Tiefpaßfiltern in Regelkreisen einbeziehen, sind zur Bewirkung einer 90 Grad Phasenverschiebung vom Filter Amplitudenmerkmale der Kreisfilterdämpfung von 6 dB pro Oktave kennzeichnend. Die negative Rückkopplung im Kreis bewirkt weitere 180 Grad bei Gleichstrom. Eine steilere Reaktion des Kreises führt aufgrund der Tatsache zu anderen Problemen, da je steiler die Neigung gemacht wird, desto größer die Phasenverschiebung wird und sich somit der Frequenz der Einheit gleicht oder nähert, was wiederum eine wahrscheinliche Instabilität der Frequenz bewirkt.
  • Dieses Problem kann wie in Abbildung 7 dargestellt durch eine Änderung der Kreisdämpfung vermieden werden, damit die Leistung zwischen den Frequenzen von 1 KHz und 10 KHz um 12 dB pro Oktave abnimmt und dann die Leistung zwischen KHz und 100 KHz mit 6 dB pro Oktave langsamer auf das Einheitsleistungsniveau (G=1) abfällt. Der Haltepunkt 70 wird für den Erhalt einer annehmbar geringen Phasenverzögerung gewählt. Bei 1 KHz ist die Leistung 20 dB höher, als dies der Fall wäre, wenn über den Frequenzbereich von 1 KHz bis 10 KHz die Charakteristik von 6 dB pro Oktave beibehalten worden wäre.
  • Diese Technik ist interessant, wenn, wie im vorliegenden Fall, der Kreis eine Verzögerungsleitung enthält, deren Phasenverschiebung linear mit der Frequenz steigt, damit die von ihr im Kreis bewirkte Phasenverschiebung bei hohen Frequenzen bedeutend, und bei niederen Frequenzen unbedeutend ist.
  • Abbildung 8 zeigt das Frequenz-Phasen-Merkmal des Filters 58 und stellt die Phasenschwingungen dar, die um den Haltepunkt 70 in der Amplituden-Frequenz- Kurve auftreten. Die Konstruktion des Tiefpaßfilters 58 berücksichtigt den Erhalt dieser Charakteristiken.
  • Wenn die in Abbildung 4 dargestellte Linearisieranordnung zusammen mit dem in Abbildung 1 dargestellten FMCW-Radar verwendet wird, erzeugt der phasensensitive Detektor 54 Oberschwingungen des STALO 56 zu einem sehr hohen Niveau, die zurück zum VCO 10 kommen und dessen Spektrum kippen können. Für den STALO 56 ist eine Frequenz derselben Größe wie die der RIF kennzeichnend. Zur Vermeidung dieses Problems werden scharfe Trennfilter 72, 74 (Abbildung 9) vorgesehen, um die Grundfrequenz und die Oberschwingung des STALO 56 zu entfernen. Trotz getroffener Vorsicht kann die Vorkehrung scharfer Trennfilter in der Rückkopplung den Kreis instabil werden lassen. Dieses Instabilitätsrisiko wird durch die Vergewisserung vermieden, daß die Einheitsleistungsfrequenz unter der STALO- Frequenz liegt, damit der Kreis bei den Trennfrequenzen nicht oszillieren kann. Dazu müssen die scharfe Trennfilter ein hohes Q aufweisen, damit sie bei Frequenzen, bei denen die Leistung der Einheit entspricht, unbedeutende Phasenverschiebungen bewirken.
  • Zusätzlich ist wie in Abbildung 9 dargestellt der Einbau des Tiefpaßfilters 58 in zwei Stufen 76, 78 wünschenswert. Stufe 78, die die Hochfrequenzdämpfung bewirkt, befindet sich physisch am geeignetsten nahe des VCO 10, um Rausch- und Fehlersignale im Filterbereich selbst zu filtern. Die andere Stufe 76 ist nahe des phasensensitiven Detektors 54 vorgesehen, um das hohe Niveau der Oberschwingung des Detektors zu filtern und um zu verhindern, daß sie die im Tiefpaßfilter 58 zur Erzeugung einer Gesamtverstärkung vorgesehenen Verstärker 80, 82, 84 überlasten.
  • Die in Abbildung 5 dargestellte Linearisiervorrichtung 28 enthält eine Hochleistungs-Digitalschaltung. Die LIF wird bei UHF-Frequenz einer Weiche 60 zugeführt, die die LIF mit einem festen Divisor, z.B. 10, zur Erzeugung des digitalen Ausgangssignals unterteilt. Ein Frequenzwandler 62 erzeugt einen Anstieg, der dem dem VCO 10 zugeführten Spannungsantieg entspricht. Dieses entsprechende Anstiegssignal wird mit dem Spannungsanstieg des Anstiegserzeugers 10 in der Summierstufe 30 verglichen, der für den Erhalt einer fehlerbehobenen Anstiegsspannung für die Steuerung des VCO 10 als Differenzbilder arbeitet.
  • Abbildung 6 zeigt ein drittes Beispiel einer Linearisiervorrichtung 28, die sich von den in den Abbildungen 4 und 5 dargestellten darin unterscheidet, daß sie zur Korrektur der erzeugten Anstiegsspannung keine Summierstufe 30 (Abbildungen 1, 2 und 3) verwendet. Diese Vorrichtung entspricht der in der European Patent Specification 0 048 170 B1 beschriebenen.
  • Die LIF, die eine UHF-Frequenz ist, wird zur Bildung eines synthetischen Zielsignals am Ausgang des Mischers 50 verwendet. Da kein Versuch unternommen wird, die Abtastung des VCO 10 (Abbildungen 1, 2 und 3) zu linearisieren, variiert die Überlagerungsfrequenz am Ausgang des Mischers 50 mit dem Wechselwert der Frequenz des Abtastsignals. Die Überlagerungsfrequenz wird verstärkt und in einer Stufe 64 strikt auf die Erzeugung eines Ausgangssignals begrenzt, in dem Null- Überquerungen lineare Frequenz zum RF-Signal sind. Das strikt begrenzte Signal enthält ein Taktsignal für einen Analog-Digitalwandler (ADC) 66, der zur Digitalisierung der RIF verwendet wird. Die Digitalsignale des ADC 66 werden mit einer nicht konstanten, von der Überlagerungsfrequenz des Mischers 50 bestimmten Frequenz einem Pufferspeicher 68 zugeführt. Die gespeicherten, digitalisierten Werte werden nicht zeitbedingt, sondern linear zu RF-Frequenzen zusammengestellt und dem Signalanalysierer 24 zugeführt.
  • Obwohl die vorliegende Erfindung in bezug auf FMCW-Radars beschrieben wurde, kann das Prinzip mindestens zweier Wenn-Ableitung unter Verwendung eines einzigen Mischers auf andere als FMCW-Radars und andere Mikrowellensysteme angewandt werden.
  • Beim Bau der Verwirklichungsformen der vorliegenden Erfindung ist es möglich, getrennte Übertragungs- und Empfangsantennen zu verwenden. Dabei wird das VCO-Signal direkt als Übertragungssignal der Übertragungsantenne zugeführt, wobei der Zirkulator 16 entfällt, und das Empfangssignal wird dem entsprechenden Anschluß des Mischers 18, 181 zugeführt.
  • Aus Gründen der Verständlichkeit wurden Leistungsrückstrahlsperren und andere Leckage-Unterbindungstechniken nicht angesprochen, da sie bei der vorliegenden Verwendung der Erfindung nicht von direkter Bedeutung sind.
  • Bei der Einsicht der vorliegenden Enthüllung werden fachkundige Personen weitere alternative Variationen und Kombinationen erkennen. Derartige Variationen können andere, von der Planung, Herstellung und Verwendung von Radars und anderen Mikrowellensystemen und dazugehörenden Bauteilen bereits bekannte Funktionen aufweisen, die anstelle oder zusätzlich zu den hier bereits beschriebenen Funktionen verwendet werden können. Obwohl die Ansprüche dieser Verwendung für bestimmte Funktionsmerkmale formuliert wurden, versteht sich, daß der Anwendungsbereich der Enthüllung der vorliegenden Anwendung zugleich alle hier explizit oder implizit enthüllten neuen Funktionen oder alle neuen Funktionskombinationen oder Verallgemeinerungen davon enthält, ungeachtet dessen, ob sie sich auf dieselbe, in einem beliebigen Anspruch beanspruchte Erfindung beziehen und ungeachtet dessen, ob sie einige oder alle der technischen Probleme mindern, wie dies für die vorliegende Erfindung zutrifft. Die Anmelder geben hiermit bekannt, daß bei der Weiterentwicklung der vorliegenden Anwendung oder sämtlicher weiterer, davon abgeleiteter Verwendungen neue Ansprüche formuliert werden können.

Claims (11)

1. Ein FMCW-Radar mit Vorrichtungen zur Erzeugung eines aus einem frequenzabgetasteten kontinuierlichen RF-Wellensignal bestehenden Übertragungssignals, die besagten Vorrichtungen beinhalten einen RF- spannungsgeregelten Oszillator (VCO) (10) und Vorrichtungen (12) zur aufeinanderfolgenden Abtastung der VCO-Frequenz über einen definierten Wert, signalgesteuerte Vorrichtungen (14) zum Senden des Übertragungssignals und den Empfang des letzten Rücksignals, einen Mischer (18) mit Anschlüssen für das Rücksignal, das aktuelle Übertragungssignal und zur Ableitung eines Wenn- Signalausgang, Vorrichtungen (22, 24) zur Ableitung eines Radarausgangs vom Wenn- Signalausgang, Vorrichtungen zur Erzeugung eines linearisierten Signals und Vorrichtungen zur Verwendung des linearisierten Signals, um den Erhalt eines konstanten Radarausgangssignal zu ermöglichen, mit dem Merkmal, daß Vorrichtungen frequenzkonstanter Oszillatoren (STALO) (32 oder 44) zur Erzeugung eines konstanten dezentralen Oszillatorsignals vorgesehen sind, das in den Bereich des frequenzabgetasteten kontinuierlichen Wellensignal fällt, und, daß Vorrichtungen zur Kopplung des Ausgangs der konstanten Oszillatorvorrichtung zu einem Anschluß des Mischers vorgesehen sind, wobei die besagten Vorrichtungen zur Erzeugung des Linearisiersignals an ein Wenn-Signalanschluß des Mischers angeschlossen werden.
2. Ein Radar laut Anspruch 1, mit dem Merkmal, daß der STALO-Ausgang (32) über eine Richtungskopplung (34) mit einem derartigen Kopplungsfaktor an den Rücksignalweg gekoppelt ist, daß das Ziehen des STALO-Ausgangs minimisiert wird und der Verlust des Rücksignals sehr gering ist.
3. Ein Radar laut Anspruch 1, mit dem Merkmal, daß der Mischer ein gleich stromvormagnetisierter Oberschwingungsmischer (181) ist, daß die Vorspannungszufuhr (38) und der STALO (44) mit jeweiligen Filtern (40, 46) an denselben Mischeranschluß gekoppelt sind, daß das Radar-Wenn und Linearisierer- Wenn vom selben Anschluß abgeleitet werden, und, daß die Filtervorrichtungen (22, 36) zur Trennung der jeweiligen Radar- und Linearisier-Wenn's vorgesehen sind.
4. Ein Radar laut Anspruch 1, mit dem Merkmal, daß der Mischer ein gleichstromvormagnetisierter Mischer (181) ist, daß der STALO (44) mit einem Filter (46) an einen Anschluß (48) des Mischers gekoppelt ist, von dem der Radar abgeleitet wird, und, daß eine Vorspannungszufuhr (38) mit einem Filter (40) an einen anderen Anschluß (42) des Mischers angeschlossen ist, an den zur Ableitung des Linearisier- Wenn's ein Filter (36) an einen anderen Anschluß (42) angeschlossen ist.
5. Ein Radar laut einem der Ansprüche 1 bis 4, mit dem Merkmal, daß der Ausgang der Linearisiervorrichtung (28) zur Linearisierung des Ausgangs der VCO- Frequenzabtastvorrichtungen (12, 30) verwendet wird.
6. Ein Radar laut Anspruch 5, mit dem Merkmal, daß die Linearisieranordnung über Vorrichtungen (50, 52) zur Erzeugung eines synthetischen Zielsignals vom Linearisier-Wenn-Signal verfügt, phasensensitive Detektionsvorrichtungen (54) einen ersten Eingang für das synthetische Zielsignal und einen zweiten an den zweiten STALO (56) gekoppelten Eingang haben, und, daß ein Ausgangssignal an Tiefpaßvorrichtungen (58) gekoppelt ist, das ein an die VCO- Frequenzabtastvorrichtung (30) zuzuführendes Signal erzeugt.
7. Ein Radar laut Anspruch 6, mit dem Merkmal, daß die Amplitudendämpfung der Tiefpaßfiltervorrichtung (58) konfiguriert ist, um zu Beginn relativ steil zu sein und weniger steil zu werden, wenn der Einheitsleistungspunkt erreicht wird.
8. Ein Radar laut den Ansprüchen 6 oder 7, mit dem Merkmal, daß die Tiefpaßfiltervorrichtung (58) scharfe Trennfilter (72, 74) mit hohem Q enthalten, um die Grundfrequenz des zweiten STALO (56) und die im Ausgangssignal der phasensensitiven Detektionsvorrichtung vorhandene Oberschwingung zu entfernen, und, daß die Einheitsleistungsfrequenz der Tiefpaßfiltervorrichtungen (58) unter der Grundfrequenz des zweiten STALO liegt.
9. Ein Radar laut den Ansprüchen 6, 7 oder 8, mit dem Merkmal, daß die Tiefpaßfiltervorrichtungen in mindestens zwei Stufen eingebaut sind, daß die eine (78) der besagten Stufen physikalisch nahe am VCO (10) vorgesehen ist, und, daß die zweite (76) der besagten Stufen physikalisch nahe an der phasensensitiven Detektionsvorrichtung (54) vorgesehen ist.
10. Ein Radar laut Anspruch 5, mit dem Merkmal, daß die Linearisieranordnung eine Frequenzweiche (50) mit einem Eingang für das Linearisier- Wenn-Signal (LIF) enthält, und, daß ein Frequenzwandler (62) an den Ausgang der Frequenzweiche gekoppelt ist, wobei der besagte Frequenzwandler (62) einen Spannungsanstieg erzeugt, der den VCO-Frequenzabtastvorrichtungen zugeführt wird, um die aktuelle Frequenz der Eingangs-Bedarfs-Frequenz gleichzuhalten.
11. Ein Radar laut einem der Ansprüche 1 bis 4, mit dem Merkmal, daß die Linearisieranordnung Vorrichtungen (50, 52) zur Erzeugung eines synthetischen Zielsignals vom Linearisier-Wenn-Signal, Vorrichtungen (64) zur Detektion von Null- Überquerungen im synthetischen Zielsignal, die analog zum Digitalwandler (ADC) (66) sind, Vorrichtungen mit einem Eingang für das Radar-Wenn-Signal und einem zu den Null-Überquerung-Detektionsvorrichtungen (64) gekoppelten Takteingang, einen gekoppelten Pufferspeicher (68) für den Empfang des digitalisierten Ausgangs der ADC- Vorrichtungen (66) und über Vorrichtungen zur linearen Zusammenstellung der digitalisierten Signale im Pufferspeicher und der Zufuhr der Zusammenstellung an eine Radarsignal-Analysevorrichtung (24) verfügt.
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