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Der Dreiphasentransformator (T3) wird über ein dreiphasiges
Netz (V1, V2, V3) versorgt, wobei die Phasen (V1, V2) durch
Schaltelemente (I1, I2) mit gegensinnig angeordneten
Thyristoren geschaltet werden, während die Phase (V3) unmittelbar
mit dem Transformator verbunden ist. Die Schaltelemente (I1,
I2) sind vorgesehen, um jeweils vollständige Wellenzüge
passieren zu lassen. Daher wird im Beharrungszustand der Beginn
eines jeden Wellenzuges durch das regelmäßige Schließen des
ersten Schaltelements (I1 oder I2) zu einem Zeitpunkt in der
Nähe des Nulldurchgangs der angelegten Spannung bewirkt,
wobei wechselweise ein Wellenzug entsprechend dem Vorzeichen
der Ableitung der unmittelbar vor dem Schließen an den
Klemmen anliegenden Spannung auftritt, und durch das Schließen
des zweiten Schaltelements (I2 oder I1) jeweils ungefähr 90º
nach dem ersten. Die Dauer eines Wellenzuges ist 570º plus
einer ganzzahligen Anzahl (oder Null) Netzperioden. Dies
wird durch Zählen der Zündimpulse von den
Impulstransformatoren (T1 und T2) bestimmt, die von den Monoflops (U16 und
U19) angesteuert werden, wobei die Zählung durch den Zähler
(U17) erfolgt.
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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Schaltsteuerverfahren
unter Verwendung von Thyristorschaltelementen, das zur
Vollwellenversorgung einer dreiphasigen Schaltung bestimmt ist,
und insbesondere eine Schaltung, bei der die Leistung durch
einen Transformator übertragen wird, und die sich dadurch
auszeichnet, daß sie die herausragendsten Leistungsmerkmale,
nämlich einerseits vollständige Wellenzüge ohne steile
Anfangsflanke, und andererseits Zyklen kurzer Dauer in einer
kostengünstigen Versorgungsschaltung mit nur zwei
Schaltelementen vereint, wobei diese in zwei Phasen der Versorgung
eingeschaltet sind, während die dritte Phase direkt mit der
Last verbunden ist. Thyristorsteuerungen zur
Vollwellenversorgung haben in den letzten zwei Dekaden zunehmend
Anwendung in der Beheizungsregelung bei industriellen Prozessen,
etwa der Herstellung und der Verarbeitung von Glas,
gefunden. Die Leistungsregelung wird durch Modulation der
prozentualen Energiezufuhr erreicht, d.h. durch die Dauer der
Wellenzüge bezogen auf die Unterbrechungsdauer zwischen den
Wellenzügen.
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Im Vergleich zur klassischen Ansteuerung der Thyristoren in
Form der "Phasenanschnittsteuerung" weist die Steuerung
jeweils ganzer Wellenzüge bzw. Schwingungspaketregelung zwei
Vorzüge auf:
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1) Unterdrückung steiler Anfangsflanken des Spannungs-
bzw. Stromverlaufs, sowohl beim gespeisten als auch
beim speisenden Netz.
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2) Verbesserung des Leistungsfaktors.
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Die steilen Anstiegsflanken von Spannung und Strom erzeugen
Störungen und sind damit in der Lagen die Funktionen
anderer, sowohl analoger als auch digitaler elektronischer
Schaltungen, die vom gleichen Netz versorgt werden, zu
beeinträchtigen. Auf der anderen Seite ist die Einhaltung
eines Leistungsfaktor nahe Eins unabdingbar, wenn die
betreffende Leistung im Vergleich zur gesamt verbrauchten
Leistung nicht mehr vernachlässigbar ist. Folglich führt die
Steuerung jeweils ganzer Wellenzüge, im Gegensatz zur
Phasenregelung, nicht zur Phasenverschiebung zwischen Strom und
Spannung, und erlaubt darüber hinaus die gleichmäßige
Verteilung der gesamt verbrauchten Leistung auf mehrere
Heizkreise.
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Wegen des Vorhandenseins eines elektromagnetischen
Transformators als Zwischenglied für die Übertragung der über die
in die Primärseite eingeschalteten Thyristorschaltelementen
gelieferten Leistung an den mit der Sekundärseite
verbundenen Lastkreis sind jedoch im Hinblick auf die
Übergangsbereiche zu Beginn und am Ende der Wellenzüge bei der
Steuerung der Thyristoren die durch die magnetische Sättigung des
Transformators gegebenen Grenzen zu beachten. Dies drückt
sich entweder in größerer Komplexität oder in verringerter
Leistung solcher Einrichtungen aus, so daß sich die derzeit
verfügbaren Verfahren zur Vollwellensteuerung für die
Versorgung dreiphasiger Verbraucher über einen Transformator in
zwei Kategorien teilen:
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1) Verfahren für hohe Leistungen in einer Ausführungsform
gemäß der französischen Patentschrift Nr. 71 01242, die
unter der Nummer 2 122 022 veröffentlicht ist.
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Bei diesen Verfahren wird das Leistungspotential der
Vollwellenversorgung in vollem Umfang ausgeschöpft.
Insbesondere werden die Spannungs- und Stromverläufe
effektiv von steilen Anfangsflanken freigehalten, wobei
die Zyklendauer so gering gehalten wird, daß
Schwankungen
der abgegebenen Leistung beiderseits des
Mittelwertes auf ein Minimum beschränkt bleiben, und zwar
sowohl bei einer einzelnen Beheizung, und besonders bei
mehreren Zweigen, wo eine optimale Gleichverteilung der
Gesamtleistung möglich wird. Andererseits arbeiten sie
mit drei Schaltelementen, d.h. einem in jeder Phase,
und sind daher weniger kostengünstig.
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2) Verfahren, die mit nur zwei Schaltelementen für die
drei Phasen arbeiten, wie sie in der französischen
Patentschrift Nr. 71 11820 beschrieben sind, die unter
der Nummer 2 089 138 veröffentlicht ist, sind
kostengünstig, zeigen jedoch aufgrund ihres Prinzips
verringerte Leistungsfähigkeit, die sich aus der zweifachen
Tatsache herleitet, daß sie steile Anfangsflanken des
Spannungs- und Stromverlaufs am Anfang eines jeden
Wellenzuges verursachen, und daß sie nur Zyklen langer
Dauer verwirklichen können, um zwischen jeweils zwei
Wellenzügen hinreichend lange magnetische
Erholungszeiträume für den Transformator bereitzustellen.
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Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren
bereitzustellen, das eine Verbindung der zuvor genannten
Verfahren herstellt, indem es die hohe Leistungsfähigkeit des
ersten mit einer Einrichtung, die wie beim zweiten Verfahren
nur zwei Schaltelemente verwendet, verbindet.
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Zu diesem Zweck stellt die Erfindung ein Verfahren zur
Steuerung der Wechselstromschaltelemente bereit, das mit
Hilfe zweier seriell in jeweils eine Versorgungsphase
eingeschalteter Schaltelemente zur Speisung eines dreiphasigen
Verbrauchers dient, wobei die dritte Phase direkt mit dem
Verbraucherstromkreis verbunden ist, und wobei der Beginn
eines jeden Wellenzuges in gleichmäßiger Folge durch das
Schließen eines ersten Schaltelements, gefolgt vom Schließen
eines zweiten Schaltelements um etwa 90º versetzt gegenüber
dem ersten, festgelegt wird, dadurch gekennzeichnet, daß
jedes der beiden Schaltelemente zu einem Zeitpunkt in der
Nähe des Nulldurchgangs der Klemmenspannung geschlossen
wird, und daß beim jeweils ersten ein Wellenzug entsprechend
dem Vorzeichen der Ableitung der unmittelbar vor dem
Schließen an den Klemmen anliegenden Spannung auftritt, und
dadurch, daß die Dauer eines Wellenzuges, in dessen Verlauf
ein Schließen der Schaltelemente nur innerhalb einer kurzen
Zeitspanne in der Nähe des Nulldurchgangs der
Klemmenspannung zugelassen wird, gleich einer minimalen Dauer ist, die
durch das Durchschalten eines jeden Schaltelements über etwa
570º plus einer ganzzahligen Anzahl (oder null) Netzperioden
festgelegt ist.
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Diese Schaltung beinhaltet einen Dreiphasentransformator T3,
dessen Primärseite aus drei in Dreieckschaltung mit den
Klemmen P1, P2 und P3 verbundenen Wicklungen besteht. Die in
Sternschaltung mit den drei Klemmen S1, S2 und S3 verbundene
Sekundärseite gibt ihre Leistung an drei Widerstände R14,
R15 und R16 ab, die eine aktive Last bilden.
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Die primärseitigen Klemmen P1, P2 und P3 sind mit den
Anschlüssen V1, V2, V3 eines dreiphasigen Netzes verbunden,
wobei eine direkte Verbindung von P3 mit V3 besteht, während
P1 und P2 über Schaltelemente I1 und I2 mit V1 und V2
verbunden sind. Das Netz V1, V2, V3 ist mit einem künstlichen
Nulleiter ausgestattet, der lokal mit Erde verbunden ist,
und der durch drei Widerstände R1, R2 und R3 gebildet wird,
die jeweils zwischen V1, V2, V3 und Erde geschaltet sind.
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Die Schaltelemente I1 und I2 werden jeweils aus einem Paar
von gegensinnig angeordneten Thyristoren SCR1, SCR1' und
SCR2 und SCR2' gebildet. Die Thyristorelemente werden
phasenrichtig vom Ausgang der Impulstransformatoren T1 für
I1 und T2 für I2 angesteuert. Diese Impulstransformatoren
werden durch die Monoflops U16 und U19 am Ausgang eines
logischen Steuerkreises angesteuert, der folgendes umfaßt:
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- zwei Paare von Vergleichern: U1, U2; U3, U4.
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- zwei Gruppen von Gattern NI U6, UB; U7, U9.
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- eine Gruppe aus zwei Gattern ET U14, U15 und einem
Gatter OU U18
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- einen Zähler U17 und ein zugehöriges Gatter OU U12.
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- eine Gruppe bestehend aus einem Inverter U5, einem
Kippglied U10, einem bistabilen Kippglied U11 und einem
Gatter ET U13.
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Die Verbindungen zwischen den verschiedenen Elementen der
Befehlslogik werden zusammen mit der Funktionsbeschreibung
behandelt. Immer wenn ein Thyristor eines jeden der
Schaltelemente I1 und I2 leitend ist (I1 und I2 geschlossen),
liegt über T3 die volle Spannung am Verbraucherkreis an.
Wenn alle Thyristoren gesperrt sind, (I1, I2 offen), ist die
Spannung an den Klemmen des Verbraucherkreises gleich Null.
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Das Vorliegen der Spannung an den Klemmen des
Verbraucherkreises wird durch ein externes binäres
"Spannungssollwertsignal" bewirkt, das an einen der logischen Eingänge ET U14
und U15 angelegt wird. Der Mittelwert dieses binären Signals
entspricht näherungsweise dem prozentualen Energieinhalt der
Vollwellenzüge.
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Im stationären Zustand, d.h. insbesondere nachdem der
Transformator stationäre magnetische Verhältnisse erreicht hat,
ist der Ablauf der Steuerung wie folgt:
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Immer wenn das "Spannungssollwertsignal" vom logischen
Zustand "Low" in den logischen Zustand "High" wechselt und
damit den Anfang eines Wellenzuges anfordert, geht das Gatter
ET U13 erst dann in den Zustand "High" und läßt damit den
Befehl an I2 wirksam werden, wenn das Vorzeichen der
Spannung an den Klemmen von I2, das am Ausgang Q des Flip-Flop
U10 abgefragt wird, mit dem inversen Vorzeichen der Spannung
an den Klemmen von I2 unmittelbar vor Beginn des
vorangegangenen Wellenzuges, das in Q des bistabilen Flip-Flop U11
gespeichert ist, übereinstimmt.
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Dabei liefern die Komparatoren U1 und U2, die mit den
Klemmen von I2 über die durch die Widerstände R6-R11 und R7-
R10 gebildeten Spannungsteiler verbunden sind, an ihren
Ausgängen im allgemeinen entgegengesetzte logische Signale, die
das Vorzeichen der Spannung an den Klemmen von I2 angeben.
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In einem schmalen Bereich in der Nähe der Nullspannung
liefern diese aufgrund der leicht negativen Vorspannung -P,
die über den Widerstand R8 an die positiven Eingänge gelegt
ist, und die auf das durch die drei Widerstände R1, R2 und
R3 festgelegte Nullpotential der Phasenspannungen V1, V2 und
V3 bezogen ist, ein identisches logisches Signal "Low".
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Beim ersten Nulldurchgang der Spannung an den Klemmen von
I2, aus dem der Anstieg des Ausgangs von U13 in den Zustand
"High" resultiert, erzeugen die beiden logischen Pegel "Low"
am Eingang des Gatters NI U6 an dessen Ausgang einen
logischen Zustand "High". Dieses Signal wird an die Eingänge der
Gatter U15 und U8 gelegt. Die vier Eingänge des Gatters ET
U15 sind im Zustand "High", wobei der vierte mit dem Ausgang
C6 des Zählers U17 verbunden ist, der ab dem Ende des
jeweils vorangehenden Wellenzuges im Zustand "High" ist. U15
liefert einen Zustand "High" an das Gatter OU U18, der ein
Rücksetzen des Zählers U17 auf Null und den Wechsel des
zugehörigen Ausgangs C6 in den Zustand "Low" bewirkt. Dieses
Signal wird über den Inverter U5 übertragen und erzeugt eine
ansteigende Flanke am Takteingang des Flip-Flop U11, das den
inversen Zustand des unmittelbar vorhergehenden Vorzeichens
der Spannung an den Klemmen von I2 speichert, der über den
Ausgang des Flip-Flop U10 geliefert wird, um für den
Anfang des nächstens Wellenzuges zur Verfügung zu stehen.
Andererseits liefert, sobald die Spannung an den Klemmen von
I2 einen Schwellenwert übersteigt, der durch -P festgelegt
ist, und der gegenüber den Amplituden der
Versorgungsspannungen V1, V2 ,V3 vernachlässigbar ist, derjenige der
Komparatoren U1 oder U2, der die entsprechende Polarität
aufweist, einen Ausgangszustand "High" und ruft damit einen
Zustand "Low" am Ausgang von U6 hervor. Das Gatter NI U8,
dessen Eingänge sämtlich im Zustand "Low" sind, liefert
einen Zustand "High" an den Eingang des Monoflop U16, das
über den Impulstransformator T2 das Zünden desjenigen der
Thyristoren SCR2 oder SCR2' mit der jeweils zutreffenden
Polarität und damit das Schließen von I2 bewirkt. Der Zähler
U17 wird durch den von U16 veranlaßten und über das Gatter
OU U12 übertragenen Impuls um einen Schritt weitergezählt.
Beim Nulldurchgang der Spannung an den Klemmen des
Schaltelements I1, der unmittelbar auf den von I2 folgt, erfolgt
über die aus den durch die Widerstände R4, R13 und R5, R12
gebildeten Spannungsteilern, dem Widerstand R9, den
Komparatoren U3, U4, dem Gatter NI U7, dem Gatter NI U9, dem
Monoflop U19 und dem Impulstransformator T1 gebildete
Schaltungskette ein gleichartiger Funktionsablauf wie oben für
das Schließen von I2 beschrieben, der zum Schließen von I1
führt, und der ein Weiterzählen des Zählers U17 um einen
zweiten Schritt bewirkt. Mit den Nulldurchgängen der Ströme
durch I2 und I1, die jeweils um elektrische Winkel von etwa
210º bzw. 180º versetzt nach dem Schließen auftreten, sind
I2 und dann I1 wieder für eine sehr kurze Zeit geöffnet, die
notwendigerweise auftritt, da die Spannung an den Klemmen
die durch -P bestimmte Schwelle erreicht und damit einen
logischen Zustand "High" am Ausgang eines der Gatter NI U6
oder U7 hervorruft, und wie schon vorher einen Impuls an die
Thyristoren der Schaltelemente I2 oder I1 bewirkt, die damit
nach einer ebenso wie die durch -P festgelegte Schwelle
vernachlässigbaren Zeitspanne wieder gezündet werden. Jeder
Ansteuerimpuls für I2 oder I1 führt zu einem Weiterzählen
des Zählers U17 um einen Schritt. Immer wenn I2 und I1
jeweils zwei Ansteuerimpulse erhalten haben, wechselt der
Ausgang C4 des Zählers U17 in den Zustand "High". Wenn das
"Spannungssollwertsignal" wieder in den Zustand "Low"
zurückgefallen ist, endet der Wellenzug nach dem sechsten
Ansteuerbefehl, da der Ausgang C6 des Zählers U17 in den
Zustand "High" wechselt und die Gatter NI U8 und U9 sperrt, so
daß die Übermittlung aller weiteren Ansteuerbefehle für I2
oder I1 unterdrückt wird.
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Der so erhaltene Wellenzug weist eine Dauer gleich der
Minimaldauer entsprechend einem Zünden von I1 und I2 über einen
elektrischen Winkel von 570º auf. Der Vorgang der
Ansteuerung beginnt erneut und in gleicher Weise wie zuvor, wenn
das "Spannungssollwertsignal" wieder den Zustand "High"
annimmt. Ist dagegen das "Spannungssollwertsignal" noch im
Zustand "High", wenn der Ausgang C4 des Zählers U17 in den
Zustand "High" wechselt, so geht der Ausgang des Gatters ET
U14 in den Zustand "High" und bewirkt über das Gatter OU U18
ein Rücksetzen des Zählers U17 auf Null.
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Dieser Vorgang hat zur Folge, daß die Dauer des Wellenzuges
um vier Ansteuerimpulse bzw. eine Periode der
Versorgungsspannung verlängert wird. Diese Verlängerung der Dauer um
jeweils eine vollständige Netzperiode wird wiederholt, bis
das "Spannungssollwertsignal" den Zustand "Low" aufweist,
wenn der Ausgang C4 von U17 sich im Zustand "High" befindet.
Der Wellenzug wird damit in gleicher Weise wie weiter oben
für den Fall eines Wellenzuges minimaler Dauer beschrieben,
nach zwei weiteren Ansteuerimpulsen, nachdem der Ausgang C6
des Zählers in den Zustand "High" geht, abgebrochen. Der
Beginn des folgenden Wellenzuges wird in einer bereits
beschriebenen Weise durch die Wiederkehr des Zustandes "High"
des Steuersignals bestimmt.