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Verfahren und Einrichtung zum Steuern der Drehzahl eines
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selbstanlaufenden Synchronmotors
Die vorliegende
Erfindung betrifft ein Verfahren zum Steuern der Drehzahl eines selbstanlaufenden
Synchronmotors, der aus einem Wechselstromverteilnetz mit unveränderlicher Frequenz
gespeist wird, wobei man dem Synchronmotor abwechselnd Stromimpulse positiver Polarität
und Stromimpulse negativer Polarität zuführt. Ferner betrifft die Erfindung eine
zur Durchführung des Verfahrens geeignete Einrichtung mit einem selbstanlaufenden
Synchronmotor mit einem an ein Wechselstromverteilnetz anschliessbaren Speisestromkreis,
mindestens einem im Speisestromkreis angeordneten elektronischen Schalter und einer
elektrischen Schaltungsanordnung zum Steuern des elektronischen Schalters.
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Wenn ein Synchronmotor mit Wechselstrom gespeist wird, nimmt der
Motor eine synchrone Drehzahl an, die mit der Frequenz des Wechselstromes in einem
unveränderlichen Verhältnis steht. Es ist bekannt, die Drehzahl eines Synchronmotors
durch Veränderung der Wechselstromfrequenz zu steuern, zu welchem Zweck verschiedenartige
rotierende oder statische Frequenzumformer oder Frequenzwandler bekannt geworden
sind. Solche Frequenzumformer oder Frequenzwandler sind jedoch verhältnismässig
aufwendig und teuer. Zudem erlauben sie in vielen Fällen nicht oder nur mit zusätzlichen
Mitteln, eine relativ hohe Konstanz der umgeformten Wechselstromfrequenz zu erzielen.
Zum Herbeiführen von stark unter synchronen Drehzahlen eines selbstanlaufenden Synchronmotors
ist es auch bekannt, diesen periodisch intermittierend mit Wechselstrom aus dem
Wechselstromverteilnetz mit unveränderlicher Frequenz zu speisen, wobei das periodische
Ein- und Ausschalten des Speisestromkreises des Motors z.B. mittels eines elektronischen
Schalters geschieht. Der so erzielbare zeitliche Mittelwert der Drehzahl des Synchronmotors
ist jedoch nicht exakt proportional zur Frequenz
des Wechselstromverteilnetzes,
weshalb diese Art der Steuerung für manche Anwendungsgebiete und Anwendungszwecke
mangels ausreichender Genauigkeit nicht in Betracht kommt.
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Es ist nun die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren
der eingangs genannten Art so auszugestalten, dass bei Speisung des selbstanlaufenden
Synchronmotors aus einem Wechselstromverteilnetz mit unveränderlicher Frequenz eine
dieser Frequenz exakt proportionale untersynchrone Drehzahl des Synchronmotors resultiert.
Weiter ist es die Aufgabe der Erfindung, eine verhä1tniinässig einfache und preisgünstige
Einrichtung zum Durchführen des Verfahrens zu schaffen.
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Das die gestellte Aufgabe lösende Verfahren gemäss der Erfindung
ist dadurch gekennzeichnet, dass man den Anfang und das Ende eines jeden Stromimpulses
mittels wenigstens eines elektronischen Schalters steuert, dessen Umsteuerung Jeweils
bei einem Nulldurchgang der Netzwechselspannung erfolgt, so dass eine der Netzwechselspannungsrroquenz
exakt proportionale unter synchrone Drehzahl des Synchronmotors herbeigefahrt wird.
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Die erfindungsgemässe Einrichtung zum Durchführen des Verfahrens
ist dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung zum Steuern des elektronischen
Schalters einen an das Wechselstromverteilnetz anschliesabaren Phasendetektor zum
Erzeugen eines mit den Nulldurchgängen der Netzwechselspannung synchronisierten
elektrischen Taktsignals und Mittel zu. Srzeugen eines mit einem ganzzahligen Vielfachen
einer Halbwelle der Netzwechselspannung synchronisierten elektrischen Signals zum
Steuern des elektronischen Schalters aufweist.
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Das Verfahren kann zweckmässig darin bestehen, dass man mittels des
elektronischen Schalters periodisch jeweils während eines ersten Zeitintervalles,
das ein ganzzahliges Vielfaches der Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung
ist, einen Stromimpuls mit der einen Polarität und während eines zweiten Zeitintervalles,
das ein die Zahl eins übersteigendes ganzzahliges Vielfaches der Dauer einer Halbwelle
der Netzwechselspannung ist, einen Stromimpuls mit entgegengesetzter Polarität dem
Synchronmotor zuführt.
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Mit Vorteil kann man aber in der Weise verfahren, dass man periodisch
jeweils während eines ersten Zeitintervalles, das ein ganzzahliges Vielfaches der
Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung ist, dem Synchronmotor einen mit der
Netzfrequenz synchronen Wechselstrom zuführt und während eines zweiten Zeitintervalles,
das ein die Zahl eins übersteigendes ungeradzahliges Vielfaches der Dauer einer
Halbwelle der Netzwechseispannung ist, dem Synchronmotor einen Gleichstrom zuführt,
dessen Polarität jener der zuletzt zugeführten Wechselstromhaibwelle entgegengesetzt
ist.
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Statt dessen ist es aber auch möglich, periodisch jeweils während
der Dauer eines ersten Zeitintervalles, das ein ganzzahliges Vielfaches der Dauer
einer Halbwelle der Netzwechselspannung ist, dem Synchronmotor einen mit der Netzfrequenz
synchronen Wechselstrom zuzuführen und während eines zweiten Zeitintervallesw das
ein geradzahligea Vielfaches der Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung ist,
die Stromzufuhr zum Synchronmotor zu sperren.
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Weitere Merkmale und Einzelheiten des Verfahrens und der Einrichtung
ergeben sich aus den Ansprüchen, aus der nun folgenden
detaillierten
Beschreibung von Ausführungsbeispielen und aus den zugehörigen Zeichnungen, in denen
die Erfindung rein beispielsweise und schematisch veranschaulicht ist.
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Fig. 1 ist ein elektrisches Schaltschema eines ersten Ausführungsbeispieles
der erfindungsgemässen Einrichtung; Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf elektrischer
Spannungen an verschiedenen Stellen im Schalt schema nach Fig. 1; Fig. 3 ist das
elektrische Schaltschema eines zweiten Ausführungsbeispieles der Einrichtung; Fig.
4 zeigt den zeitlichen Verlauf elektrischer Spannungen an verschiedenen Stellen
im Schaltschema nach Fig. 3; Fig. 5 veranschaulicht das elektrische Schaltschema
eines dritten Ausführungsbeispieles der Einrichtung; Fig. 6 zeigt den zeitlichen
Verlauf elektrischer Spannungen an verschiedenen Stellen im Schaltschema nach Fig.
5; Fig. 7 ist ein elektrisches Schaltschema eines vierten Ausführungsbeispieles
der Einrichtung; Fig. 8 stellt den zeitlichen Verlauf elektrischer Spannungen an
verschiedenen Stellen im Schaltschema nach Fig. 7 dar; Fig. 9 ist ein elektrisches
Schaltschema eines fünften Ausführungsbeispieles der Einrichtung; Fig. 10 zeigt
den zeitlichen Verlauf elektrischer Spannungen an verschiedenen Stellen im Schaltschema
nach Fig. 9; Fig. 11 stellt ein elektrisches Schaltschema eines sechsten Ausführungsbeispieles
der Einrichtung dar; Fig. 12 zeigt den zeitlichen Verlauf elektrischer Spannungen
an verschiedenen Stellen im Schaltschema nach Fig. 11; Fig. 13 ist ein elektrisches
Schaltschema eines weiteren Ausführungsbeispieles der Einrichtung; Fig. 14 veranschaulicht
den zeitlichen Verlauf elektrischer Spannungen an verschiedenen Stellen im Schaltschema
nach Fig. 13.
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Die in Fig. 1 dargestellte Einrichtung zum Steuern der Drehzahl eines
selbstanlaufenden Synchronmotors 20 mit nicht dargestellten Haupt- und Hilfsphasenwicklungen
ist wie folgt ausgebildet: Die Hilfsphasenwicklung ist in bekannter Weise über einen
Phasenverschiebungskondensator 21 mit einem Anschlusspunkt 22 der Hauptwicklung
des Motors 20 verbunden.
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Der Speisestromkreis 23, 24 des Motors 20 steht mit Anschlussklemmen
25 und 26 zum Anschliessen an ein Wechselstromverteilnetz mit einer Effektivspannung
von z.B. 115 V oder 220 V und einer unveränderlichen Frequenz von z.B. 50 oder 60
Hz in Verbindung. Im einen Zweig 23 des Speisestromkreises des Motors 20 befindet
sich ein elektronischer Schalter 28, z.B.
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ein sogenannter Triac, der einen Steuer- oder Zündeingang 29 aufweist.
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Mit den Anschlussklemmen 25 und 26 ist auch ein Phasendetektor 30
verbunden, der an einem Ausgang 31 ein elektrisches Taktsignal in Form einer ununterbrochenen
Folge von Rechteckimpulsen liefert, deren ansteigende und absteigende Flanken mit
den aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der sinusförmig verlaufenden Netzwechselspannung
zeitlich zusammenfallen. Diese Rechteckimpulse können in einfacher Weise durch scharfe
Amplitudenbegrenzung der positiven Wechselspannungshalbwellen und Unterdrückung
der negativen Wechselspannungshalbwellen gebildet werden. Der Ausgang 31 des Phasendetektors
30 steht mit dem Eingang 32 eines binären Impulszählers 33 in Verbindung, der auch
einen Eingang 34 für ein elektrisches Signal zur Nullrückstellung aufweist. Ferner
ist der Impuls zähler 33 mit mehreren Zählstufenausgängen a bis k versehen, die
je mittels eines individuell betätigbaren Schalters 35 über ein Ventil 36 mit einem
Sammelleiter 37 verbindbar sind. Der
Sammelleiter 37 ist an den
Eingang 38 eines monostabilen Nultivibrators 39 angeschlossen, dessen Ausgang 40
über einen Leiter 41 mit dem Steuereingang 29 des elektronischen Schalters 28 und
zusätzlth über einen Leiter 42 mit dem NullrUckstell-Eingang 42 des Zählers 33 in
Verbindung steht.
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Die Gebrauchs- und Wirkungsweise der beschriebenen Einrichtung sowie
das mit ihr durchfUhrbare Verfahren zum Steuern der Drehzahl des Synchronmotors
20 werden nachstehend anhand von Fig. 2 erläutert. Die in Fig. 2 dargestellten elektrischen
Spannungskurven sind mit unterschiedlichen Buchstaben bezeichnet; die gleichen Buchstaben
sind auch im Schaltschema nach Fig. 1 Je in einem Kreis eingetragen, wobei ein Ueberweisungsstrich
im Schaltschema die Stelle andeutet, an welcher die betreifende Spannung vorliegt.
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Die oberste Kurve A in Fig. 2 stellt die sinusföreige Netzwechselspannung
dar, die an die Anschlussklemmen 25 und 26 angelegt wird. Der Phasendetektor 30
erzeugt das Taktsignal B in Form von Rechteckimpulsen, deren Flanken zeitlich mit
den aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der Netzwechselspannung A genau übereinstimmen.
Die Impulse des Taktsignals B werden dem Eingang 32 des Impulszählers 33 zugeleitet,
der die Taktimpulse zählt und das Zählergebnis fortlaufend an den Zählstufenausgängen
a-k in binär kodierter Form zur Verfügung stellt. Durch Schliessen eines oder mehrerer
der Schalter 35 wird der Zähler 33 auf ein bestimmtes Zählresultat vorprograrr miert,
so dass bei Erreichen des gewünschten Zählresultates auf der Sammelleitung 37 ein
kurzer Spannungsimpuls gemäss der Kurve K in Fig. 2 erscheint. Dieser Spannungsimpuls
wird dem Eingang 38 des monostabilen Multiuibrators 39 zugeleitet, dessen Ausgang
40 einen Rechteckimpuls gemäss der Kurve L in
Fig. 2 liefert. Dieser
Rechteckimpuls wird über den Leiter 42 an den Nullrückstell-Eingang 34 des Zählers
33 geleitet, wodurch der Zähler sofort auf Null zurückgestellt wird und beim Eintreffen
des nächsten Taktimpulses am Eingang 32 die Zählung wieder von vorn beginnt. Der
vom monostabilen Multivibrator 39 gelieferte Rechteckimpuls wird gleichzeitig auch
dem Steuer- oder Zündeingang 29 des Triac 28 zugeleitet, der hierdurch in den leitenden
Zustand gesteuert wird. Dabei erfolgt die Zündung des Triac 28 genau in einem Nulldurchgang
der Netzwechselspannung. Der Triac 28 kehrt selbsttätig in seinen sperrenden Zustand
zurück, wenn der durch den Triac fliessende Netzwechselstrom nach Beendigung des
Rechteck-Zündimpulses Null wird. Die Dauer T' des vom monostabilen Multivibrator
39 gelieferten Rechteckimpulses gemäss der Kurve L übersteigt die Dauer einer einzelnen
Halbwelle der Netzwechselspannung A, ist aber kürzer als die Dauer von zwei aufeinanderfolgenden
Halbwellen der Netzwechselspannung. Somit ist der Triac 28 während der Dauer von
genau zwei vollen Halbwellen der Netzwechselspannung leitend. Nachher bleibt der
Triac 28 in seinem sperrenden Zustand bis der Impulszähler 33 erneut einen Ausgangsimpuls
gemäss der Kurve K an den monostabilen Multivibrator 39 liefert, wonach sich die
beschriebenen Vorgänge wiederholen.
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Die Kurve M in Fig. 2 zeigt die resultierende Spannung, die zwischen
der Anschlussklemme 26 und dem von ihr abgewandten Anschlusspunkt 22 des Synchronmotors
20 liegt. Man erkennt, dass der Motor periodisch jeweils während eines ersten Zeitintervalles
T1 dessen Dauer zwei volle Halbwellen der Netzwechselspannung beträgt, an die Netzwechselspannung
A angeschlossen ist und mit Wechselstrom gespeist wird, und Jeweils während eines
zweiten Zeitintervalles T2, dessen Dauer
ein geradzahliges Vielfaches,
im gezeichneten Beispiel das Achtfache, der Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung
A beträgt, von der Anschlussklemme 25 abgeschaltet ist. Der Rotor des Synchronmotors
20 macht somit jeweils während des Zeitintervalles T1 zwei durch die Polteilung
festgelegte Drehschritte und steht während des Zeitintervalles T2 still. Die resultierende
Drehzahl des Motors 20 pro Minute ist somit exakt um den Faktor 5 niedriger als
die synchrone Drehzahl, die bei kontinuierlicher Speisung des Motors aus deiVechselstromverteilnetz
resultieren würde.
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Es ist klar, dass das Reduktionsverhältnis zwischen der resultierenden
untersynchronen Drehzahl und der synchronen Drehzahl mit Hilfe der Schalter 35 innerhalb
eines durch die Zählkapazität des Impulszählers 33 begrenzten Bereiches beliebig
wählbar und einstellbar ist, indem jeweils eine Anzahl der Schalter 35 entsprechend
dem bekannten Binärkode geschlossen wird und die übrigen Schalter 35 geöffnet werden.
Auf diese Weise können Reduktionsverhältnisse 1:2, 1:3, 1:4 i:2k eingestellt werden,
wobei k gleich der Anzahl der Ausgänge a-k der binären Zählstufen des Zählers 33
ist.
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Eine Aenderung des Reduktionsverhältnisses zwischen der resultierenden
unter synchronen Drehzahl und der synchronen Drehzahl des Motors 20 kann auch dadurch
herbeigeführt werden, dass man die Dauer T' der vom monostabilen Multivibrator 39
gelieferten Impulse (Kurve L in Fig. 2) erhöht, so dass das Zeitintervall T1, während
welchem der Motor an das Wechselstromverteilnetz angeschlossen ist, ein von der
Zahl 2 abweichendes geradzahliges Vielfaches der Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung
wird. Allgemein gesprochen soll das
Zeitintervall T1 ein geradzahliges
Vielfaches p = 2, 4, 6....
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der Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung und das zweite Zeitintervall
T2 ein geradzahliges Vielfaches q = 2, 4, 6..... der Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung
betragen, wobei p und q gleich oder verschieden sein können. Dabei wird erreicht,
dass dem Motor abwechselnd Wechselstromhalbwellen positiver Polarität und Wechselstromhalbwellen
negativer Polarität zugeführt werden, wobei auch die Sperrung der Stromzufuhr in
den Zeitintervallen T2 jeweils zwischen zwei Wechselstromhalbwellen entgegengesetzter
Polarität erfolgt.
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Das in Fig. 3 veranschaulichte zweite Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen
Einrichtung ist eine Weiterentwicklung des vorstehend beschriebenen ersten Beispieles.
Diejenigen Komponenten des zweiten Ausführungsbeispiels, die mit den entsprechenden
Komponenten des ersten Beispieles übereinstimmen, sind mit den gleichen Bezugsziffern
bezeichnet und werden im folgenden nicht mehr näher erläutert. Es werden daher nachstehend
nur noch die Unterschiede des Ausführungsbeispieles gemäss Fig. 3 gegenüber jenem
nach Fig. 1 beschrieben.
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Der Ausgang 31 des Phasendetektors 30 ist beim Ausführungsbeispiel
gemäss Fig. 3 nicht mehr direkt mit dem Eingang 32 des Impulszählers 33 sondern
mit dem Eingang 50 eines Hochpasses 51 verbunden. An den Ausgang 52 des Hochpasses
51 sind zwei elektrische Ventile 53 und 54, z.B. Dioden, mit entgegengesetzten Durchlassrichtungen
angeschlossen. Das eine Ventil 53 steht mit einem Eingang 55 eines UND-Gatters 56
in Verbindung, während das andere Ventil 54 über einen Inverter 57 mit einem Eingang
58 eines zweiten UND-Gatters 59 verbunden ist.
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Der Ausgang 60 des ersten UND-Gatters 56 und der Ausgang 61 des zweiten
UND-Gatters 59 sind je an einen der zwei Eingänge
eines ODER-Gatters
64 angeschlossen, dessen Ausgang 65 mit dem Eingang 32 des Impulszählers 33 in Verbindung
steht. Der an den Ausgang 40 des monostabilen Multivibrators 39 angeschlossene Leiter
42 ist ausser mit dem Rückstell-Eingang 34 des Impulszählers 33 auch mit einem Eingang
67 einer bistabilen Kippstufe (Flipflop) 68 verbunden, welche zwei gegenphasige
Ausgänge 69 und 70 aufweist, die je an einen zweiten Eingang 71 bzw. 72 der beiden
UND-Gatter 56 und 59 angeschlossen sind.
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Die übrige Ausbildung der Einrichtung gemäss Fig. 3 ist gleich wie
beim zuvor beschriebenen Ausführungsbeispiel nach Fig. 1.
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Die Gebrauchs- und Wirkungsweise der Einrichtung nach Fig. 3 sowie
das mit ihr durchführbare Verfahren zum Steuern der Drehzahl des Synchronmotors
20 werden nachstehend unter Bezugnahme auf Fig. 4 erläutert.
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Die oberste Kurve A in Fig. 4 stellt die sinusfönrige Netzwechselspannung
dar, welche an die Anschlussklenmae 25 und 26 angelegt wird. Der Phasendetektor
30 erzeugt ein Taktsignal gemäss der Kurve B. Dieses Taktsignal besteht aus einer
ununterbrochenen Folge von Rechteckimpulsen, deren aufsteigenden und absteigenden
Flanken zeitlich mit den aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der Netzwechselspannung
A genau übereinstiumen.
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Das Taktsignal B wird dem Hochpass 51 zugeleitet, der so ausgebildet
ist, dass an seinem Ausgang 52 nur noch kurze Spitzenimpulse gemäss der Kurve C
auftreten, wobei diese Spitzeni-pulse Jeweils mit den aufsteigenden bzw. absteigenden
Flanken der Rechteckimpulse des Taktsignals B zeitlich zusanienfallen. Das Ventil
53 bewirkt, dass dem Eingang 55 des UND-Gatters 56 nur die positiven Spitzenimpulse
zugeleitet werden, die Jeweils mit den aufsteigenden Flanken der Rechteckimpulse
des Taktsignals B zusammenfallen, wie die Kurve D zeigt. Das andere
Ventil
54 und der Inverter 57 bewirken, dass dem Eingang 58 des UND-Gatters 59 nur die
ursprünglich negativen Spitzenimpulse, die jeweils mit den absteigenden Flanken
der Rechteckimpulse des Taktsignals B zeitlich zusammenfallen, zugeführt werden,
und zwar ebenfalls mit positiver Polarität, wie die Kurve E zeigt. Am Ausgang 69
der bistabilen Kippstufe 68 und somit auch am zweiten Eingang des einen UND-Gatters
56 liegt zunächst das Potential logisch "O", weshalb die Spitzenimpulse gemäss der
Kurve D im UND-Gatter 56 gesperrt werden. Umgekehrt liegt am Ausgang 70 der Kippstufe
69 und somit auch am zweiten Eingang 72 des andern UND-Gatters 59 zunächst das Potential
logisch "1", so dass die Spitzenimpulse gemäss der Kurve E durch das UND-Gatter
59 zum ODER-Gatter 64 übertragen werden, weiches die Spitzenimpulse zum Eingang
32 des Impulszählers 33 durchlässt, wie die Kurve I zeigt.
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Im Zähler 33 werden die ankommenden Spitzenimpulse gezählt. Sobald
das Zählresultat den mittels der Schalter 35 vorgewählten Wert erreicht, liefert
der Zähler über den Sammelleiter 37 einen kurzen elektrischen Impuls gemäss der
Kurve K an den Eingang 38 der monostabilen Kippstufe 39. Die letztere erzeugt nun
einen Ausgangsimpuls gemäss der Kurve L, wobei die Dauer T' dieses Impulses kürzer
ist als die Dauer einer einzigen Halbwelle der Netzwechselspannung. Der Ausgangsimpuls
der monostabilen Kippschaltung 39 bewirkt die Zündung des Triac 28, der somit während
eines ersten Zeitintervalles T1 mit der Dauer einer einzigen negativen Wechselstromhalbwelle
leitend ist und dem Synchronmotor 20 Strom aus dem Wechselstromverteilnetz zuführt.
Gleichzeitig gelangt der Ausgangsimpuls der monostabilen Kippstufe 39 über den Leiter
42 auch an den Nullrückstell-Eingang 34 des Zählers 33 und an den Eingang 67 der
bistabilen Kippstufe 68, so dass die letztere in ihren
anderen
stabilen Zustand umkippt, bei welchem das Potential am Ausgang 69 logisch *i" und
am Ausgang 70 logisch |0" ist, wie die beiden Kurven F und F in Fig. 4 zeigen. Von
diesem Augenblick an lässt das erste UND-Gatter 56 die ankommenden Spitzenimpulse
gemäss den Kurven E und G passieren, wogegen das zweite UND-Gatter 59 die Spitzenimpulse
gemäss der Kurve D sperrt. Das ODER-Gatter 64 überträgt die vom UND-Gatter 56 durchgelassenen
Spitzenimpulse zum Eingang 32 des Impulszählers 33, wie die Kurve I veranschaulicht.
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Im Zähler 33 werden die ankommenden Spitzenimpulse wiederum gezählt.
Während dieses Zählvorganges bleibt der Triac 28 in seinem sperrenden Zustand, so
dass dem Motor 20 kein Strom zugeführt wird. Sobald das Zählresultat den mittels
der Schalter 35 vorgewählten Wert erreicht, liefert der Zähler wieder einen elektrischen
Impuls gemäss der Kurve K an den Eingang 38 der monostabilen Kippstufe 39, die einen
Ausgangsimpuls gemäss der Kurve L liefert. Dieser Ausgangsimpuls bewirkt erneut
die Zündung des Triac 28, so dass dieser während der Dauer einer einzigen positiven
Wechselstromhalbwelle leitend wird und nachher selbsttätig wieder seinen sperrenden
Zustand annimmt. Der Ausgangsimpuls der monostabilen Kippstufe 39 wird auch an den
Nullrückstell-Eingang 34 des Zählers 33 und an den Eingang der bistabilen Kippstufe
68 übertragen, so dass der Zähler auf Null zurückgestellt wird und gleichzeitig
die Potentiale an den Ausgängen 69 und 70 der Kippstufe 68 wechseln. Dadurch wird
erneut das erste UND-Gatter 56 für die Spitzenimpulse gemäss der Kurve D leitend,
während das andere UND-Gatter 59 die Spitzenimpulse gemäss der Kurve E sperrt.
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Somit gelangen jetzt wieder die Spitzenimpulse gemäss der Kurve D
über das ODER-Gatter 64 zum Eingang 32 des Impulszählers 33, der diese Impulse zählt
bis das vorgewählte Zählergebnis
erreicht ist, während dieses Zählvorganges
bleibt der Triac 28 in seinem sperrenden Zustand, so dass die Energiezufuhr zum
Synchronmotor 20 gesperrt ist.
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Die beschriebenen Vorgänge wiederholen sich periodisch oder zyklisch
mit dem Ergebnis, dass gemäss der Kurve M in Fig. 4 der Synchronmotor 20 jeweils
während der Dauer T1 einer einzigen negativen Halbwelle der Netzwechselspannung
an das Wechselstromnetz angeschlossen wird, dann während eines Zeitintervalles T2,
das ein ganzzahliges Vielfaches, im gezeigten Beispiel das Vierfache, der Dauer
einer Netzspannungshalbwelle ist, vom Wechselstromnetz abgeschaltet wird, hierauf
während der Dauer T3 = T1 einer einzigen positiven Netzspannungshalbwelle wieder
an das Wechselstromnetz angeschlossen wird und nachher erneut während eines Zeitintervalles
T4 = T2 vom Wechselstromnetz abgeschaltet wird. Die resultierende Umdrehungszahl
pro Minute des Synchronmotors ist niedriger als die sogenannte synchrone Drehzahl,
die sich bei ununterbrochener Speisung des Motors aus dem Wechselstromverteilnetz
ergeben würde.
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Dabei ist die resultierende untersynchrone Drehzahl exakt proportional
zur Frequenz des Wechsel stromes. Bei dem in Fig. 4 veranschaulichten Beispiel ist
die Drehzahl des Motors im Verhältnis 1:5 reduziert.
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Durch entsprechende Wahl der Kombination der geschlossenen Schalter
35 lässt sich die Dauer der Zeitintervallte T2 und T4, während denen die Stromzufuhr
zum Motor 20 jeweils gesperrt ist, mühelos verändern, wodurch auch das Reduktionsverhältnis
der Drehzahl entsprechend verändert wird. Damit die aufeinanderfolgenden Wechselstromhalbwellen,
die dem Motor 20 zugeführt werden, abwechselnd positive und negative Polarität haben,
ist es nötig, dass die dazwischenliegenden Pausenzeitintervalle
T2
und T4 stets ein geradzahliges Vielfaches der Dauer einer Netzspannungshalbwelle
betragen. Diese Bedingung ist mit der in Fig. 3 gezeigten Schaltungsanordnung in
jedem Fall gewährleistet; sie führt aber dazu, dass nur ungeradzahlige Reduktionsverhältnisse
1:3, 1:5, 1:7 usw. eingestellt werden können. Da dieselben Reduktionsverhältnisse
auch mit der Einrichtung gemäss Fig. 1 erzielbar sind, könnte man annehmen, dass
die Ausführungsvariante nach Fig. 3 trotz materiellem Mehraufwand keinen Vorteil
bringt. Dem ist aber nicht so, weil mit der Ausführungsvariante nach Fig. 3 eine
bessere Auflösung der Drehschritte des Rotors des Synchronmotors bei gleicher Polzahl
erzielt wird. Tatsächlich ergibt sich mit der Einrichtung nach Fig. 3 während jedes
Zeitintervalles T1 bzw.
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T3, in welchem die Stromzufuhr erfolgt, eine Drehung des Rotors um
die Hälfte desjenigen Winkels, um den sich der Rotor bei Steuerung des Synchronmotors
mittels der Einrichtung nach Fig. 1 in jedem Zeitintervall T1 dreht. Diese Verkleinerung
des Drehwinkels in jedem Steuer zyklus kann bei gewissen Anwendungen der erfindungsgemässen
Einrichtung von Bedeutung sein.
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Fig. 5 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, das Jenem gemäss Fig.
3 sehr ähnlich ist, weshalb nachstehend nur noch die Unterschiede der beiden Ausführungsformen
beschrieben werden. In Fig. 5 erkennt man, dass im Ausgangsstrompfad der ersten
Zählstufe des binären Impulszählers 33 anstelle eines willkürlich betätigbaren Schalters
35 ein elektronischer Schalter 75, z.B. ein Feldeffekt-Transistor, vorhanden ist.
Der Steuereingang 76 dieses elektronischen Schalters ist durch einen Leiter 77 mit
dem einen Ausgang 70 der bistabilen Kippstufe 68 verbunden. Hierdurch wird erreicht,dass
Jeweils beim
Umkippen der bistabilen Kippstufe 68 der elektronische
Schalter 75 automatisch vom leitenden in den sperrenden Zustand oder umgekehrt gesteuert
wird, wodurch jeweils das vorbestimmte Zählresultat des Impulszählers 33 um die
Zahl 1 vermindert bzw. erhöht wird. Die Folge hiervon ist, dass die aufeinanderfolgenden
Zeitintervalle, während denen jeweils der Zählvorgang stattfindet und der Triac
28 in sperrendem Zustand ist, alternierend um die Dauer von zwei Halbwellen der
Netzwechselspannung verkürzt bzw. verlängert werden.
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Das ist deutlich in Fig. 6 erkennbar, in welcher die Kurven I und
K die dem Eingang 32 des Impulszählers 33 zugeführten Spitzenimpulse bzw. die Ausgangsimpulse
des Impulszählers zeigen. Es ist ersichtlich, dass abwechselnd dem Eingang des Zählers
33 drei Spitzenimpulse bzw. vier Spitzenimpulse zugeführt werden müssen bis jeweils
ein Ausgangsimpuls des Zählers auftritt. Dementsprechend sind die zeitlichen Abstände
der vom monostabilen Multivibrator 39 gelieferten Ausgangsimpulse gemäss der Kurve
L wie auch die Pausenzeitintervalle T2 und T4, während denen gemäss der Kurve M
der Motor spannungslos ist, abwechselnd verschieden gross. Bei dem in Fig. 6 veranschaulichten
Beispiel beträgt das eine Pausenzeitintervall T2 das Vierfache einer Netzwechselspannungshibwelle
und das andere Pausenzeitintervall T4 das Sechsfache einer Netzwechselspannungshalbwelle.
Durch Verändern der Schaltstellungen der Schalter 35 kann man die Länge der Pausenzeitintervalle
T2 und T4 verändern, wobei automatisch jeweils das eine dieser Zeitintervalle um
die Dauer von zwei Netzwechselspannungshalbwellen grösser wird als das andere.
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Allgemein ausgedrückt ergeben sich mit der zuletzt beschriebenen
Ausftllrungsform der Einrichtung zyklisch vier Zeitintervalle,
nämlich
ein erstes Zeitintervall T1, während welchem dem Motor eine einzige negative Wechselstromhalbwelle
zugeführt wird, dann ein zweites Zeitintervall T2, das ein geradzahliges Vielfaches
q = 2, 4, 6,.... der Dauer einer Netzspannungshalbwelle ist und während welchem
die Stromzufuhr zum Motor gesperrt ist, weiter ein drittes Zeitintervall T3, während
welchem dem Motor eine einzige positive Wechselstromhalbwelle zugeführt wird, und
schliesslich ein viertes Zeitintervall T4, das ein um die Zahl 2 geändertes geradzahliges
Vielfaches q + 2 der Dauer einer Netzspannungshalbwelle ist und während welchem
die Stromzufuhr zum Motor ebenfalls gesperrt ist. Die resultierende Drehzahl pro
Minute des Synchronmotors ist der Mittelwert jener Drehzahlen, die sich ergeben
würden, wenn sämtliche Pausenzeitintervalle entweder gleich dem kürzeren Zeitintervall
T2 oder gleich dem längeren Zeitintervall T4 wären. Bei dem in Fig. 6 veranschaulichten
Beispiel ergibt sich eine mittlere Drehzahl, die zur synchronen Drehzahl des Motors
im Verhältnis 1:6 steht. Durch Verändern der Zähler-Voreinstellung mittels der Schalter
35 kann man mit der in Fig. 5 gezeigten Einrichtung untersynchrone Drehzahlen erreichen,
die exakt in geradzahligen Verhältnissen 1:2, 1:4, 1:6, 1:8 usw. zur synchronen
Drehzahl des Motors stehen.
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Die in Fig. 7 dargestellte Ausführungsform der erfindungsgemessen
Einrichtung zur Steuerung der Drehzahl eines selbstanlaufenden Synchronmotors 20
weist wiederum einen im Speisestromkreis 23, 24 des Motors angeordneten elektronischen
Schalter 28, z.B. ein Triac, mit einem Steuer- oder Zündeingang 19 auf. Der Speisestromkreis
23, 24 ist mittels Anschlussklemmen 25 und 26 an ein übliches Wechselstromverteilnetz
mit unveränderlicher Frequenz anschliessbar. Mit den Anschlussklemmen 25 und 26
steht auch ein Phasendetektor 30 ir Verbindung, der
zum Erzeugen
eines Taktsignals in Form einer ununterbrochenen Folge von Rechteckimpulsen ausgebildet
ist, wobei die aufsteigenden und die absteigenden Flanken der Rechteckimpulse jeweils
mit den aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der Netzwechselspannung zeitlich übereinstimmen.
An den Ausgang 31 des Phasendetektors 30 ist der Eingang 50 eines Hochpasses 51
angeschlossen, an dessen Ausgang 52 kurze, abwechselnd positive und negative Spitzenimpulse
vorliegen, die jeweils zeitlich mit den aufsteigenden bzw. den abfallenden Flanken
der Rechteckimpulse des Taktsignals zusammenfallen.
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Die genannten Spitzenimpulse sind als Synchronisierimpulse an einen
Triggereingang 80 eines Impulsgenerators 81 geleitet, der an seinem Ausgang 82 eine
kontinuierliche Folge von Rechteckimpulsen liefert, deren aufsteigenden und absteigenden
Flanken je durch einen der dem Triggereingang 80 zugeleiteten positiven bzw. negativen
Spitzenimpuls synchronisiert sind, wobei die Dauer jedes Rechteckimpulses und die
Dauer der Pausen zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen je ein ungeradzahliges
Vielfaches der Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung beträgt. Der Impulsgenerator
81 ist beispielsweise wie folgt ausgebildet: Der Triggereingang 80 steht mit dem
positiven Eingang 84 eines elektrischen Spannungskomparators 85 in Verbindung, dessen
Ausgang 86 an den Ausgang 82 des Impulsgenerators 81 angeschlossen ist. Vom Ausgang
des Komparators 85 ist eine proportionale Rückführung 87 (über einen ohmschen Widerstand
88) zum positiven Eingang 84 gelegt.
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Ferner ist ebenfalls vom Ausgang des Komparators 85 eine verzögerte
Rückführung 89, die einen Tiefpass aus einem festen Widerstand 90, einem variablen,
willkürlich einstellbaren Widerstand 91 und einem Kondensator 92 enthält, zum negativen
Eingang 90 des Komparators gelegt. Die Zeitkonstante des Tiefpasses
90,
91, 92 ist mittels des einstellbaren Widerstandes 91 veränderbar, um die Dauer der
durch den Impulsgenerator 81 erzeugten Rechteckimpulse und der dazwischenliegenden
Pausen zwecks Wahl der unter synchronen Drehzahl des Synchronmotors 20 ändern zu
können.
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Der Ausgang 82 des Impulsgenerators 81 ist mit dem Eingang 95 eines
Hochpasses 96 verbunden, an dessen Ausgang 97 kurze positive und negative Spitzenimpulse
erscheinen, die jeweils zeitlich mit den aufsteigenden bzw. den abfallenden Flanken
der vom Impulsgenerator 81 erzeugten Rechteckimpulse übereinstimmen. Der Ausgang
97 des Hochpasses 96 steht mit dem Steuereingang 29 des elektronischen Schalters
28 in Verbindung.
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Die Gebrauchs- und Wirkungsweise der mit Bezug auf Fig.7 beschriebenen
Einrichtung sowie das mit ihr durchführbare Verfahren zum Steuern der Drehzahl des
Synchronmotors 20 werden nachstehend anhand der Fig. 8 erläutert. Die in Fig. 8
dargestellten elektrischen Spannungskurven sind mit unterschiedlichen Buchstaben
bezeichnet; die gleichen Buchstaben sind zur Erleichterung des Verständnisses auch
im Schaltschema nach Fig. 7 je in einem Kreis eingetragen, wobei ein Ueberweisungsstrich
im Schaltschema die Stelle andeutet, an welcher die betreffende Spannung vorliegt,
Die oberste Kurve A in Fig. 8 stellt die sinusförmige Netzwechselspannung dar, die
an die Anschlussklemmen 25 und 26 angelegt wird. Der Phasendetektor 30 erzeugt das
Taktsignal B in Form von Rechteckimpulsen, deren aufsteigenden und absteigenden
Flanken zeitlich mit den aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der Netzwechselspannung
A genau übereinstimmen. Das
Taktsignal B wird dem Hochpass 51 zugeleitet,
dessen Ausgang eine Folge von kurzen, abwechselnd positiven und negativen Spitzenimpulsen
gemäss der Kurve C in Fig. 8 liefert, wobei die positiven Spitzenimpulse jeweils
mit den aufsteigenden Flanken der Taktsignalimpulse gemass der Kurve B und die neG-tiven
Spitzenimpulse jeweils mit den absteigenden Flanken der Taktsignalimpulse zeitlich
zusammenfallen. Die so gebildeten Spitzenimpulse gemäss der Kurve C in Fig. 8 werden
als Synchronisier-oder Triggerimpulse dem Triggereingang 80 des Impulsgenerators
81 zugeleitet.
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Der im Impulsgenerator 81 enthaltene Spannungskomparator 85 und die
demselben zugeordneten Rückführungen 87 und 89 bewirken die Entstehung einer Schwingung
mit rechteckförmigem Spannungsverlauf, wobei die natürliche Schwingungsfrequenz
durch die Zeitkonstante des die verzögerte Rückführung 89 bildenden Tiefpasses 90,
91, 92 bestimmt wird. Da die an den Eingang 84 rückgeführten Rechteckimpulse mit
den Spitzenimpulsen gemäss der Kurve C überlagert werden, ergibt sich eine Synchronisation
der aufsteigenden Flanke jedes erzeugten Rechteckimpulses mit einem der positiven
Spitzenimpulse wie auch eine Synchronisation der absteigenden Flanke Jedes Rechteckimpulses
mit einem der negativen Spitzenimpulse. Die Kurven D, E und F in Fig. 8 zeigen den
zeitlichen Verlauf der Spannungen am positiven Eingang 84, am negativen Eingang
90 bzw.
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am Ausgang 86 des Komparators 85 beim synchronisierten Generatorbetrieb.
Man erkennt, dass die erzeugten Rechteckimpulse gemäss der Kurve F je eine Dauer
haben, die ein ungeradzahliges Vielfaches, im gezeichneten Beispiel das Dreifache,
der Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung A beträgt, und dass die Pausen
zwischen den aufeinanderfolgenden Rechteckimpulsen je die gleiche Dauer haben.
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Die vom Generator 81 erzeugten Rechteckimpulse werden dem Hochpass
96 zugeführt, an dessen Ausgang kurze, abwechselnd positive und negative Spitzenimpulse
gemäss der Kurve L auftreten, wobei diese Spitzenimpulse zeitlich genau mit den
aufsteigenden bzw. den absteigenden Flanken der Rechteckimpulse gemäss der Kurve
F zusammenfallen. Die so gebildeten Spitzenimpulse werden dem Steuer- oder Zündeingang
29 des elektronischen Schalters 28 zugeleitet, wodurch der letztere jedesmal in
den leitenden Zustand gesteuert wird, um den Synchronmotor an das Wechselstromverteilnetz
anzuschalten. Jeweils beim nachfolgenden Nulldurchgang des echselstromes kehrt der
elektronische Schalter 28 selbsttätig in seinen sperrenden Zustand zurück, wodurch
die Stromzufuhr zum Motor 20 gesperrt wird. Somit wird der Synchronmotor 20 mittels
des elektronischen Schalters 26 periodisch jeweils während der Dauer T1 einer positiven
Halbwelle der Netzwechselspannung an das Wechselstromnetz angeschaltet, dann während
eines Intervales T2, das ein geradzahliges Vielfaches q = 2, 4, 6 ... der Dauer
einer Wechselspannungshalbwelle ist, vom Wechselstromnetz abgeschaltet, hierauf
während der Dauer T2 = T1 einer negativen Netzwechselspannungshalbwelle an das Wechselstromnetz
angeschaltet und schliesslich erneut während desZeitintervalles T4 = T2 vom Wechselstromnetz
abgeschaltet, wie die Kurve M in Fig. 8 veranschaulicht. Die resultierende Drehzahl
des Motors pro Minute ist bei dem in Fig. 8 gezeigten Beispiel im Verhältnis 1 :
3 niedriger als die synchrone Drehzahl des Motors, die sich bei kontinuierlicher
Speisung des Motors aus dem Wechselstromnetz ergeben würde.
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Durch Veränderung der Zeitkonstante des Tiefpasses 90, 91, 92, d.h.
durch Verstellen des veränderlichen Widerstandes 91, lässt sich die Dauer der vom
Impulsgenerator 81 erzeugten
Rechteckimpulse (Kurve F) wie auch
die Dauer der zwischen diesen Impulsen liegenden Pausen ändern, so dass hierdurch
auch die Zeitintervalle T2 und T4 entsprechend verändert werden, was eine Aenderung
der untersynchronen Drehzahl des Motors 20 zur Folge hat. Dabei wird die Dauer eines
jeden Zeitintervalles T2 bzw. T4, während welchem die Stromzufuhr zum Motor gesperrt
ist, in jedem Fall zu einem ganzzahligen Vielfachen q = 2, 4, 6 .... einer Netzspannungshalbwelle.
Die so erzielbaren untersynchronen Drehzahlen des Motors 20 stehen zur synchronen
Drehzahl exakt in einem ungeradzahligen Verhältnis 1:3, 1:5, 1:7 usw.
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Die beschriebene und in Fig. 7 dargestellte Einrichtung lässt sich
auf einfache Weise so modifizieren, dass die erhaltenen untersynchronen Drehzahlen
des Motors 20 exakt in einem geradzahligen Verhältnis 1:2, 1:4, 1:6 usw. zur synchronen
Drehzahl stehen. Die hierfür nötige Modifikation ist in Fig. 7 mit gestrichelten
Linien eingezeichnet und besteht darin, dass in der verzögerten Rückführung 89 eine
direkte Verbindung zwischen zwei Punkten 101 und 102 gelöst und an deren Stelle
ein erstes elektrisches Ventil 103, z.B. eine Diode, und parallel dazu die Reihenschaltung
eines zweiten elektrischen Ventils 104 und eines ohmschen Widerstandes 105 eingeschaltet
werden, wobei die Durchlassrichtungen der beiden Ventile 103 und 104 einander entgegengesetzt
sind. Hierdurch erreicht man unterschiedliche Zeitkonstanten der ansteigenden bzw.
der absteigenden Phasen des verzögert rückgeführten Signals gemäss der Kurve E in
Fig. 8. Dies hat zur Folge, dass die Dauer eines jeden der mittels des Impulsgenerators
81 erzeugten Reckeckimpulse (Kurve F) und die Dauer einer jeden Impulspause unterschiedlich
werden, wobei aber in jedem Fall die Impulsdauer ein ungeradzahliges Vielfaches
und die Pausendauer ebenfalls ein ungeradzahliges Vielfaches der Dauer einer Netzwechselspannungshalbwelle
ist.
Der Widerstand 105 ist derart gewählt, dass der Unterschied zwischen der Impulsdauer
und der Pausendauer unabhängig von der Einstellung des veränderlichen Widerstandes
91 stets das Zweifache der Dauer einer Netzspannungshalbwelle beträgt. Die Kurve
M der über dem Synchronmotor 20 herrschenden Spannung nimmt dann den in Fig. 6 zuunterst
dargestellten Verlauf an, d.h. die Zeitintervalle T2 und T4, wäh -rend denen die
Stromzufuhr zum Motor 20 jeweils gesperrt ist, werden um die Zahl 2 verschiedene
geradzahlige Vielfache q = 2, 4, 6 ..... bzw. q + 2 der Dauer einer Netzwechselspannungshalbwelle.
Der resultierende Mittelwert der Drehzahl des Motors 20 steht dann exakt in einem
geradzahligen Verhältnis 1:2, 1:4, 1:6 ...... zur synchronen Drehzahl des Motors,
wie im Zusammenhang mit dem Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 5 dargelegt wurde.
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Das in Fig. 9 schematisch veranschaulichte weitere Ausführungsbeispiel
der erfindungsgemässen Einrichtung unterscheidet sich von dem soeben beschriebenen
Beispiel nach Fig.? wie folgt: Zwischen dem Ausgang 52 des Hochpasses 51 und dem
Triggereingang 80 des Impulsgenerators 81 ist anstelle einer direkten Verbindung
ein elektrisches Ventil 110, z.B. eine Diode, eingeschaltet, welches die vom Ausgang
des Hochpasses 51 gelieferten negativen Spitzenimpulse unterdrtlckt und nur die
positiven Spitzenimpulse zum Triggereingang 80 des Impulsgenerators 81 durchlässt.
Dem Komparator 85 sind zwei verzögerte Rückführungen 89 und 111 zugeordnet, die
Je ein elektrisches Ventil 103 bzw. 104, z.B. eine Diode, enthalten, wobei diese
beiden Ventile einander entgegengesetzte Durchlassrichtungen aufweisen. Die Zeitkonstante
der einen verzögerten Rückfilhrung 89 ist mittels eines variablen, willkürlich einstellbaren
Widerstandes 91 veränderbar, wogegen die Zeitkonstante der andern verzögerten Rückführung
111 fest eingestellt ist. Der
Ausgang 82 des Impulsgenerators 81
ist unmittelbar mit dem Steuer- oder Zündeingang 29 des elektronischen Schalters
28 verbunden. Somit ist in dieser Ausführungsform der zweite Hochpass 96 des Beispieles
nach Fig. 7 fortgelassen.
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Zur Erläuterung der Gebrauchs- und Wirkungsweise der Einrichtung
nach Fig. 9 sowie des mit derselben durchführbaren Verfahrens zur Steuerung der
Drehzahl des Synchronmotors 20 wird auf Fig. 10 verwiesen. Die oberste Kurve A stellt
die sinusförmige Netzwechselspannung dar, die an die Anschlussklemmen 25 und 26
und somit auch an den Phasendetektor 30 angelegt wird. Der Phasendetektor 30 erzeugt
das Taktsignal B in Form von Rechteckimpulsen, deren aufsteigenden und absteigenden
Flanken zeitlich mit den aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen der Netzwechselspannung
A genau übereinstimmen.
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Das Taktsignal B wird dem Hochpass 51 zugeleitet, dessen Ausgang eine
Folge von kurzen, abwechselnd positiven und negativen Spitzenimpulsen gemäss der
Kurve C liefert, wobei die positiven Spitzenimpulse jeweils mit den aufsteigenden
Flanken und die negativen Spitzenimpulse jeweils mit den absteigenden Flanken der
Rechteckimpulse des Taktsignals B zeitlich zusammenfallen. Die positiven Spitzenimpulse
werden durch das Ventil 110 zum Triggereingang 80 des Impulsgenerators 81 durchgelassen,
wogegen die negativen Spitzenimpulse mittels des Ventils 110 unterdrückt werden.
Am Triggereingang 81 liegt somit die durch die Kurve C veranschaulichte Spannung.
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Der Impulsgenerator 81 erzeugt, wie im vorhergehenden Beispiel beschrieben,
eine ununterbrochene Folge von Rechteckimpulsen gemäss der Kurve F in Fig. 10. Die
Dauer T jedes Impulses ist durch die Zeitkonstante der einen verzögerten Rückführung
111 bestimmt, während die Dauer T" der Pausen zwischen
zwei aufeinanderfolgenden
Impulsen im wesentlichen durch die Zeitkonstante der andern verzögerten Rückführung
89 bestimmt ist. Die dem Triggereingang 80 des Impulsgenerators 81 zugeleiteten
positiven Spitzenimpulse gemäss der Kurve C bewirken eine Synchronisierung der ansteigenden
Flanken der erzeugten Rechteckimpulse, so dass diese Flanken immer mit einem der
Spitzenimpulse zeitlich zusammenfallen.
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Die vom Impulsgenerator 81 erzeugten Rechteckimpulse gelangen unmittelbar
zum Steuer- oder Zündeingang 29 des elektronischen Schalters 28 und bewirken jeweils,
dass dieser Schalter in den leitenden Zustand gesteuert wird. Die Dauer T' eines
jeden Rechteckimpulses übersteigt die Dauer einer einzelnen Netzwechselspannungshalbwelle,
ist jedoch kürzer als die Dauer von zwei aufeinanderfolgenden Halbwellen der Netzwechselspannung.
Somit bleibt der elektronische Schalter 28 Jeweils während der Dauer T1 von zwei
Netzwechselspannungshalbwellen in leitendem Zustand, so dass dem Motor 20 Wechselstrom
aus dem Wechselstromverteilnetz zugeführt wird, wonach der elektronische Schalter
28 von selbst in den sperrenden Zustand zurückkehrt und während eines Zeitintervalles
T2, das ein geradzahliges Vielfaches, im vorliegenden Beispiel das Vierfache, der
Dauer einer Netzwechselspannungshalbwelle ist, die Stromzufuhr zum Motor 20 sperrt.
Die sich einstellende unter synchrone Drehzahl des Motors pro Minute steht beim
gezeigten Beispiel im Verhältnis 1:3 zur synchronen Motordrehzahl.
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Durch Veränderung der Zeitkonstante der verzögerten Rückführung 89,
d.h. durch Verstellen des variablen Widerstandes 91, lässt sich die Dauer der Intervalle
T2, während denen die Stromzufuhr zum Motor gesperrt ist, verändern, wobei wegen
der beschriebenen Synchronisierung des Impulsgenerators 81 die
Intervalle
T2 je ein geradzahliges Vielfaches der Dauer einer Netzwechselspannungshalbwelle
wird. Die so erzielbaren untersynchronen Drehzahlen des Motors 20 stehen exakt in
einem ganzzahligen Verhältnis 1:2, 1:3, 1:4 ... zur synchronen Motordrehzahl.
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Es ist natürlich möglich, die feste Zeitkonstante der Rückführung
111 derart zu wählen, dass die Zeitintervalle T1, während denen dem Motor 20 Wechselstrom
aus dem Wechselstromverteilnetz zugeführt wird, ein die Zahl 2 übersteigendes geradzahliges
Vielfaches p = 4, 6, 8 .... der Dauer einer Wechselspannungshalbwelle wird. Auf
diese Weise lassen sich untersynchrone Drehzahlen des Motors erzielen, die exakt
im Verhältnis 2:3, 2:5, 2:7 .... oder 3:4, 3:5, 3:7, 3:8 .... oder 4:5, 4:7, 4:9,
4:10 ... usw. zur synchronen Motordrehzahl stehen.
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Das in Fig. 11 gezeigte Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen
Einrichtung stimmt weitgehend mit der in Fig.7 dargestellten und mit Bezugdarauf
beschriebenen Ausführungsform überein, weshalb es genügt, hier nur noch auf die
Unterschiede hinzuweisen. Anstelle der in Fig. 7 gezeigten direkten Verbindung des
Ausganges 52 des Hochpasses 51 mit dem Triggereingang 80 des Impulsgenerators 81
ist gemäss Fig. 11 ein elektrisches Ventil 110, z.B. eine Diode, angeordnet, das
nur positive Impulse zum Triggereingang 81 durchlässt und die negativen Impulse
unterdrückt. In analoger Weise ist auch anstelle der in Fig. 7 gezeigten direkten
Verbindung zwischen dem Ausgang 97 des zweiten Hochpasses 96 und dem Steuer- oder
Zündeingang 29 des elektronischen Schalters nun ein elektrisches Ventil 115 eingeschaltet,
das nur positive Spitzenimpulse durchlässt und die negativen Impulse unterdrückt.
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Anstelle des als elektronischer Schalter dienenden Triac 28 in Fig.
7 ist nun gemäss Fig. 11 ein Thyristor 128 vorhanden, der nur für eine Durchlassrichtung
leitend gemacht werden kann. Ein elektrisches Ventil 130 ist dem Thyristor 128 parallel
geschaltet, so dass die Durchlassrichtungen des Thyristors und des Ventils 130 einander
entgegengesetzt sind. Dem Synchronmotor 20 ist schliesslich noch ein Speicherkondensator
131 mit einem vorgeschalteten Strombegrenzungswiderstand 132 parallel geschaltet.
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Die Gebrauchs- und Wirkungsweise der in Fig. 11 gezeigten Einrichtung
sowie das mit derselben durchführbare Verfahren zum Steuern der Drehzahl des Synchronmotors
20 werden nachstehend anhand der Fig. 12 erläutert. An die Anschlussklemmen 25 und
26 und somit auch an den Phasendetektor 30 wird eine sinusförmige Netzwechselspannung
angelegt, die durch die Kurve A veranschaulicht ist. Der Phasendetektor 30 erzeugt
ein Taktsignal B in Form einer kontinuierlichen Folge von Rechteckimpulsen, deren
aufsteigenden und absteigenden Flanken zeitlich genau mit den aufeinanderfolgenden
Nulldurchgängen der Netzwechselspannung A übereinstimmen. Das Taktsignal B wird
dem Hochpass 51 zugeleitet, dessen Ausgang eine Folge von kurzen abwechselnd positiven
und negativen Spitzenimpulsen gemäss der Kurve C liefert, wobei die positiven Spitzenimpulse
genau mit den aufsteigenden Flanken und die negativen Spitzenimpulse genau mit den
absteigenden Flanken der Rechteckimpulse des Taktsignals B zusammenfallen. Das elektrische
Ventil 110 sorgt dafür, dass immer nur die positiven Spitzenimpulse gemäss der Kurve
D an den Triggereingang 80 des Impulsgenerators 81 gelangen und die negativen Spitzenimpulse
unterdrückt werden.
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Der Impulsgenerator 81 erzeugt eine kontinuierliche Folge von Rechteckimpulsen
gemäss der Kurve G, wobei jeweils die aufsteigenden Flanken dieser Rechteckimpulse
mit einem der positiven Spitzenimpulse gemäss der Kurve D synchronisiert werden.
Die Dauer T' eines jeden Rechteckimpulses wird durch die Zeitkonstante der verzögerten
Rückführung 89 bestimmt. Vom Ausgang 82 des Impulsgenerators 81 gelangen die erzeugten
Rechteckimpulse zum Hochpass 96, dessen Ausgang eine Folge von kurzen, abwechselnd
positiven und negativen Spitzenimpulsen gemäss der Kurve H liefert, wobei die positiven
Spitzenimpulse mit den aufsteigenden Flanken der Rechteckimpulse und die negativen
Spitzenimpulse mit den absteigenden Flanken der Rechteckimpulse zeitlich zusammenfallen.
Ueber das elektrische Ventil 115 werden nur die positiven Spitzenimpulse zum Steuer-
oder Zündeingang 29 des Thyristors 128 durchgelassen, wogegen die negativen Spitzenimpulse
unterdrückt werden, wie die Kurve L zeigt.
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Jedesmal, wenn ein positiver Spitzenimpuls gemäss der Kurve L zum
Steuer- oder Zündeingang 29 gelangt, wird der Thyristor 128 in seinen leitenden
Zustand gesteuert, den er bis zum folgenden Nulldurchgang des durch ihn fliessenden
Wechselstromes beibehält, wonach er selbsttätig in den sperrenden Zustand zurückkehrt.
Somit bewirkt jeder Spitzenimpuls gemäss der Kurve L, dass während der Dauer T1
einer Netzwechselspannungshalbwelle der Motor an das Wechselstromverteilnetz angeschaltet
und mit Wechselstrom gespeist wird, wie die Kurve M in Fig. 12 erkennen lässt. Während
der Zeitintervalle T2, in denen der Thyristor 128 in seinem sperrenden Zustand verharrt,
fliessen die entgegengesetzt polarisierten Wechselstromhalbwellen durch das Ventil
130, wodurch der Kondensator 131 aufgeladen und der Motor 20 mit Gleichstrom gespeist
wird,
wobei der Kondensator 131 für eine Glättung der über dem Motor liegenden Gleichspannung
und des durch den Motor fliessenden Gleichstromes sorgt.
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Die Kurve M in Fig. 12 zeigt, dass der Motor periodisch jeweils während
der Dauer T1 einer einzigen Netzwechselspannungshalbwelle mit Wechselstrom und jeweils
während eines Intervalles T2, das ein ungeradzahliges Vielfaches, im gezeigten Beispiel
das Fünffache, der Dauer einer Netzwechselspannungshalbwelle ist, mit Gleichstrom
gespeist wird, dessen Polarität jenem der zugeführten Wechselstromhalbwellen entgegengesetzt
ist. Die sich ergebende untersynchrone Drehzahl des Motors 20 steht in einem ganzzahligen
Verhältnis, das im Beispiel gemäss Fig. 12 1:3 beträgt, zur synchronen Motordrehzahl.
Durch Aenderung der Zeitkonstante der verzögerten Rückführung 89 kann man die Dauer
der Zeitintervalle T2, während denen der Motor jeweils mit Gleichstrom gespeist
wird, verändern, wobei Jedes Zeitintervall T2 stets ein ungeradzahliges Vielfaches
m = 3, 5, 7 .... der Dauer einer Netzwechselspannungshalbwelle ist. Die dabei erzielbaren
untersynchronen Drehzahlen des Motors stehen im Verhältnis 1:2, 1:3, 1:4 zur synchronen
Drehzahl des Motors.
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Die mit Bezug auf die Fig. 11 und 12 beschriebene AusfUhrungsform
hat gegenüber den vorhergehenden Beispielen den Vorteil, dass der Motor in keinem
Zeitintervall stromlos wird und daher eine ungewollte Aenderung der Drehstellung
des Rotors praktisch ausgeschlossen ist. Ein weiterer Vorteil liegt darin, dass
das Drehmoment des Motors verbessert ist.
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Es ist möglich, das zuletzt beschriebene Ausführungsbeispiel auf
einfache Weise derart zu modifizieren, dass der Thyristor 128 Jeweils während eines
Zeitintervalles T1, das
ein ungeradzahliges Vielfaches n = 1, 3,
5 .... der Dauer einer Netzwechselspannungshalbwelle ist, mit Wechselstrom aus dem
Wechselstromverteilnetz gespeist wird und jeweils während eines Zeitintervalles
T2, das ein die Zahl eins übersteigendes ungeradzahliges Vielfaches m = 3, 5, 7
.... ist, mit Gleichstrom gespeist wird, dessen Polarität jener der jeweils zuletzt
zugeführten Wechselstromhalbwelle entgegengesetzt ist. Auf diese Weise lassen sich
andere untersynchrone Drehzahlen des Motors erreichen, die mit der synchronen Motordrehzahl
nicht in einem ganzzahligen, aber dennoch exakt propotionalen Verhältnis, wie z.B.
3:8, stehen.
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Das in Fig. 13 schematisch gezeigte Ausführungsbeispiel der erfindungsgemässen
Einrichtung stimmt weitgehend mit demwenigen gemäss Fig. 7 überein, weshalb nachstehend
nur noch die Unterschiede hervorgehoben werden. Anstelle des zweiten Hochpasses
96 in Fig. 7 ist bei der Ausführungsform nach Fig.
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13 eine Gegentakt-Verstärkerstufe 140 an den Ausgang 82 des Impulsgenerators
81 angeschlossen. Die Gegentaktstufe 140 weist zwei komplementäre Transistoren 141
und 142 auf, deren Basiselektroden zusammengeschaltet und über einen meinsamen Widerstand
143 an den Generatorausgang 82 angeschlossen sind.
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Die Kollektoren der beiden Transistoren 141 und 142 sind ebenfalls
zusammengeschaltet und über einen gemeinsamen Arbeitswiderstand 144 mit dem Ausgang
31 des Phasendetektors 30 verbunden, Anstelle des Triacs 28 in Fig. 7 sind nun nach
Fig.13 zwei parallel geschaltete Triacs 164und 162 mit separaten Steuer- oder Zündeingängen
161 bzw. 163 vorhanden, wobei jeder der beiden Triacs 160 und 162 in Reihe mit einer
Diode 164 bzw. 165 liegt und die Durchlassrichtungen dieser Dioden entgegengesetzt
sind. Der Steuer- oder Zündeingang 161 des einen Triacs 160 steht mit dem Emitter
des ersten Transistors 141
der Gegentaktstufe 140 und der Steuer-
oder Zündeingang 163 des anderen Triacs 162 mit dem Emitter des zweiten Transistors
142 in Verbindung. Dem Motor 20 ist ein Speicherkondensator 150 mit einem vorgeschalteten
Strombegrenzungswiderstand 151 parallel geschaltet. Ein weiterer Kondensator 152
mit einem vorgeschalteten Widerstand 153 ist parallel zu den beiden Triacs 160 und
162 und Dioden 164 und 165 angeordnet.
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Im übrigen stimmt die Einrichtung nach Fig. 13 mit jener gemäss Fig.
7 völlig überein.
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Die Gebrauchs- und Wirkungsweise der in Fig. 13 gezeigten Einrichtung
sowie das mit derselben durchführbare Verfahren zum Steuern der Drehzahl des Synchronmotors
20 werden nachstehend anhand von Fig. 14 erläutert. An die Anschlussklemmen 25 und
26 und somit auch an den Phasendetektor 30 wird eine sinusförmige Netzwechselspannung
angelegt, die durch die Kurve A veranschaulicht ist. Der Phasendetektor 30 erzeugt
ein Taktsignal B in Form einer kontinuierlichen Folge von Rechteckimpulsen, deren
aufsteigenden und absteigenden Flanken zeitlich mit den aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen
der Netzwechselspannung A genau zusammenfallen. Das Taktsignal gelangt einerseits
an den Eingang des Hochpasses 51 und andererseits gleichzeitig zum Arbeitswiderstand
144 der Gegentaktstufe 140. Der Ausgang des Hochpasses 51 liefert eine Folge von
kurzen, abwechselnd positiven und negativen Spitzenimpulsen, wie die Kurve C zeigt,
wobei die positiven Spitzenimpulse mit den ansteigenden und die negativen Spitzenimpulse
mit den abfallenden Flanken der Rechteckimpulse des Taktsignals B zeitlich übereinstimmen.
Die Spitzenimpulse werden als Synchronisierimpulse deKriggereingang 80 des Impulsgenerators
81 zugeleitet. Letzterer erzeugt eine ununterbrochene Folge von Rechteckimpulsen
gemäss der Kurve F, wobei die ansteigende Flanke
jedes Rechteckimpulses
mit einem der positiven Spitzenimpulse gemäss der Kurve C und die absteigende Flanke
jedes Rechteckimpulses mit einem der negativen Spitzenimpulse synchronisiert ist.
Sowohl die vom Phasendetektor 30 als auch die vom Impulsgenerator 81 gelieferten
Rechteckimpulse sind symmetrisch in bezug auf das Potential der Anschlussklemme
25, so dass sich also in beiden Fällen periodisch je ein Impuls positiver Polarität
und ein Impuls negativer Polarität folgen.
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Die vom Impulsgenerator 81 gelieferten Rechteckimpulse positiver Polarität
haben je eine Dauer T1, die ein ungeradzahliges Vielfaches n = 1, 3, 5 ... der Dauer
einer Netzwechselspannungshalbwelle ist. Ebenso haben die dazwischenliegenden Rechteckimpulse
negativer Polarität je eine Dauer T2, die ein ungeradzahliges Vielfaches m = 1,
3, 5 ..... der Dauer einer Netzwechselspannungshalbwelle ist, wobei grundsätzlich
n und m gleich oder verschieden sein können. Vom Ausgang 82 des Impulsgenerators
81 gelangen die erzeugten Rechteckimpulse gemäss der Kurve F über den Widerstand
143 zu den Basiselektroden der beiden Transistoren 141 und 142, während gleichzeitig,
wie erwähnt, die vom Phasendetektor 30 erzeugten Rechteckimpulse gemäss der Kurve
B zum Arbeitswiderstand 144 geliefert werden. Solange an den Basiselektroden der
Transistoren 141 und 142 ein vom Generator 81 gelieferter Rechteckimpuls positiver
Polarität liegt, wird jeder positive Rechteckimpuls des Taktsignals B mittels des
ersten Transistors 141 zum Steuer-oder Zündeingang 161 des Triacs 160 übertragen,
wie die Kurve L zeigt. Der Triac 160 wird somit in seinen leitenden Zustand gesteuert
jeweils während der Dauer einer positiven Halbwelle der Netzwechselspannung. Die
Diode 164 sperrt den Stromfluss durch den Triac 160 jeweils während den negativen
Halbwellen der Netzwechselspannung. Dem Synchronmotor 20 werden deshalb während
des Zeitintervalles T1 ausschliesslich positive Wechselstromhalbwellen
zugeführt,
so dass der Motor mit Gleichstrom positiver Polarität gespeist wird, wobei der Kondensator
150 für eine Glättung des Gleichstromes sorgt. Wenn hingegen an den Basiselektroden
der Transistoren 141 und 142 ein vom Generator 81 gelieferter Rechteckimpuls negativer
Polarität liegt, wird jeder negative Rechteckimpuls des Taktsignals B mittels des
zweiten Transistors 142 zum Steuer- oder ZUndeingang 163 des Triacs 162 übertragen,
wie die Kurve N zeigt, so dass der Triac 162 jeweils während der Dauer einer negativen
Halbwelle der Netzwechselspannung in den leitenden Zustand gesteuert wird. Die Diode
165 sperrt den Stromfluss durch den Triac 162 jeweils während den positiven Halbwellen
der Netzwechselspannung. Dem Synchronmotor 20 werden deshalb während des Zeitintervalles
T2 ausschliesslich negative Wechselstromhalbwellen zugeführt, so dass der Motor
mit Gleichstrom negativer Polarität gespeist wird, wobei wiederum der Kondensator
150 für eine Clättung des Gleichstromes sorgt. Der Verlauf der über dem Motor 20
liegenden Spannung ist durch die Kurve M in Fig. 14 veranschaulicht. Man sieht,
dass die Speisung des Motors abwechselnd mit Gleichstromimpulsen positiver Polarität
und negativer Polarität erfolgt, wobei die Dauer T1 Jedes positiven Gleichstromimpulses
ein die Zahl 1 übersteigendes ungeradzahliges Vielfaches der Dauer einer Netzwechselspannungshalbwelle
und die Dauer T2 jedes negativen Gleichstromimpulses ein die Zahl 1 übersteigendes
ungeradzahliges Vielfaches der Dauer einer Halbwelle der Netzwechselspannung ist.
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Die resultierende Drehzahl des Motors 20 steht beim Beispiel nach
Fig. 14 exakt im Verhältnis 1:5 mit der synchronen Motordrehzahl, die sich bei kontinuierlicher
Speisung des Motors aus dem Wechselstromverteilnetz ergeben würde. Durch Verändern
der
Zeitkonstante der verzögerten Rückführung 89 im Impulsgenerator 81 lassen sich die
Zeitintervalle T1 und T2 ändern, um andere untersynchrone Drehzahlen zu erhalten,
die exakt proportional zur synchronen Drehzahl des Motors sind.
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Wenn im Impulsgenerator 81 zwei verzögerte Rückführungen mit unterschiedlichen
Zeitkonstanten und mit entgegengesetzt gepolten elektrischen Ventilen, wie z.B.
bei der Ausführungsform nach Fig. 9, vorhanden sind, werden die Zeitintervalle T1
und T2 verschieden lang, so dass weitere Variationen der untersynchronen Drehzahl
des Motors möglich sind. Allgemein ausgedrückt ist das Zeitintervall T1 ein die
Zahl 1 übersteigendes ungeradzahliges Vielfaches n = 3, 5, 7 .... der Dauer einer
Wechselspannungshalbwelle und das Zeitintervall T2 ein die Zahl 1 übersteigendes
ungeradzahliges Vielfaches m = 3, 5, 7...
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der Dauer einer Wechselspannungshalbwelle, wobei n und m gleich oder
verschieden sein können.
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Bei den in den Fig. 1, 3 und 5 gezeigten Ausführungsbeispielen können
untersynchrone Motordrehzahlen erzielt werden, die mit der Synchrondrehzahl in jedem
Fall exakt proportional sind, unabhängig davon, wie gross das Reduktionverhältnis
der resultierenden Drehzahl zur synchronen Drehzahl ist. Dabei sind dem Reduktionsverhältnis
keine Grenzen gesetzt, ausser durch die Zählkapazität des verwendeten binären Impulszählers
33. Bei den Ausführungsbeispielen nach den Fig. 7, 9, 11 und 13 sind die resultierenden
untersynchronen Drehzahlen mit der synchronen Drehzahl ebenfalls exakt proportional,
sofern das Reduktionsverhältnis 1:20 nicht überschreitet.Es sind allerdings auch
grössere Reduktionsverhältnisse bis zu 1:1000 erzielbar, wobei jedoch mit zunehmend
grösserem Reduktionsverhältnis gewisse Schwankungen des Proportionalitätsfaktors
in Kauf genommen werden müssen.
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Als Motor 30 ist grundsätzlich jeder ohne mechanische Starthilfe
von selbst anlaufende Synchronmotor ohne Drehrichtungssperre geeignet, sofern der
ohmsche Anteil der elektrischen Impedanz des Motors gross ist im Vergleich zum induktiven
Anteil der Impedanz. Vorzugsweise wird ein zwei- oder mehrpoliger Kleinsynchronmotor
mit permanentmagnetischem Rotor verwendet.
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Anwendungsbereiche des erfindungsgemässen Verfahrens und der beschriebenen
Einrichtung sind beispielsweise: Programmsteuerungen mit einstellbaren Ablauf- oder
Umlaufzeiten von z.B. 1 Sekunde bis mehrere Tage; Programmsteuerungen mit während
ihres Betriebes automatisch veränderlichen Laufzeiten; Programmsteuerungen mit unterschiedlichen
Drehzahlen beim Vorwärts- und beim Rückwärtslauf; Zeitgeber (Timer), insbesondere
für verhältnismässig lange Zeitintervalle.