DE1513174C3 - Anordnung zur Steuerung eines einen Mehrphaseninduktionsmotor speisenden Wechselrichters - Google Patents

Description

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Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Steuerung eines einen Mehrphaseninduktionsmotor speisenden Wechselrichters, der aus mindestens einem Halbleiterschaltglied je Motorphasenwicklung besteht, den ein diesem zugeordnetes Steuerglied in den S Durchlaß- bzw. in den Sperrzustand steuert, wenn der Strom-Istwert in der zugehörigen Motorphasenwicklung kleiner bzw. größer als ein durch einen Schwellspannungswert vorgegebener Stromsollwert ist

Es ist bereits eine derartige Anordnung vorgeschlagen worden (deutsche Patentschrift 12 44 933), bei der die die Motorphasenwicklungen speisenden Schalttransistoren im Pulsbetrieb arbeiten und von einem als Detektor ausgebildeten Steuerglied geschaltet werden, welches seinerseits duQch ein die Erregerperioden der Motorphasenwicklung bestimmendes Organ beeinflußt wird und welchem ein elektronischer Schaltkreis zugeordnet ist Dabei ist die Anordnung derart getroffen, daß dieser Schaltkreis durch den Strom-Istwert steuerbar ist und die Betriebsspannung des Detektors während der durch das Organ bestimmten Erregerperiode ein- und ausschaltet, wenn der Strom-Istwert wenigstens einen den Strom-Sollwert bestimmenden, einstellbaren Schwellspannungswert des Schaltkreises über- oder unterschreitet. Bis dieser Schaltung kann jedoch weder die Form der aus einfachen Rechteckimpulsen bestehenden Erregerspannung noch die Schlupffrequenz dem augenblicklichen Betriebszustand des Motors angepaßt werden.

Es ist auch bereits eine Einrichtung zur verlust- und blindleistungsarmen Umformung von Spannungen (deutsche Auslegeschrift 10 65 080) bekannt, mit welcher sinusförmige Spannungen erzeugt werden können, indem während jeder zu bildenden Halbwelle eine Ausgangsgleichspannung mehrmals unterbrochen bzw. zerhackt und das Verhältnis von Ein- und Ausschaltzeit so geändert wird, daß sich der resultierende Mittelwert der Spannung nach einer Sinushalbwelle ändert, wobei nach jeder Halbwelle eine Umpolung stattfinden muß. Insbesondere lassen sich hierbei Wechselströme veränderlicher Frequenz und veränderlicher Spannungen zur Bildung des Drehfeldes eines Induktionsmotors erzeugen, wobei die Frequenz zwecks Änderung der Umlaufgeschwindigkeit des Drehfeldes entweder unabhängig vom Motor gesteuert oder von der Motordreh- zahl, dem Motordrehmoment oder auch irgendeiner anderen Größe abhängig sein kann.

Dazu ist eine besondere Steuereinrichtung erforderlich, welche Ausgangsimpulse mit einer veränderlichen Impulsfolgefrequenz derart abgibt, daß die die Ausgangsgleichspannung ein- und ausschaltenden Schaltelemente in einem bestimmten, zeitlich veränderlichen Rhythmus gesteuert werden können. Eine solche Steuereinrichtung besteht zum Beispiel aus einem Mittelfrequenzgenerator und einem mit diesem in Reihe geschalteten rotierenden Frequenzwandler, der durch einen Hilfsmotor mit einstellbarer Drehzahl angetrieben wird (deutsche Auslegeschrift 1065 080, Fig. 10). Andererseits kann eine solche Steuereinrichtung auch eine mit der Welle des zu steuernden Asynchronmotors <o gekuppelte Drehstrom-Tachometermaschine und einen von dieser gesteuerten rotierenden Drehfeldumformer aufweisen, welcher die Frequenz der Tachometermaschine um eine Schlupffrequenz erhöht, welche der Drehzahl des Laufers des Drehfeldumformers propor- *5 tional ist Diese Drehzahl wird ihrerseits durch die Drehzahl eines Hilfsmotors bestimmt, der über ein Getriebe mit dem Drehfeldumformer gekuppelt ist Die Drehzahl dieses Hilfsmotors ist durch ein Potentiometer einstellbar (deutsche Auslegeschrift 10 65 080, F i g. 16).

Diese bekannten Schaltungsanordnungen erfordern nicht nur einen rotierenden Frequenzwandler oder einen rotierenden Drehfeldumformer, sondern auch noch einen Hilfsmotor mit einstellbarer Drehzahl, was den Schaltungsaufwand erhöht

Ferner ist ein statischer Mehrphasen-Wechselrichter (USA.-Patentschrift 30 52 833) bekannt, bei welchem mehrphasige, durch Stufen der Sinusform angenäherte Steuerspannungen mit Hilfe einer kompliziert aufgebauten logischen Schaltung, die insbesondere Speicherelemente enthält, erzeugt werden. Ein besonderer Oszillator mit einer Grundfrequenz steuert diese logische Schaltung. Bei diesem Wechselrichter sind daher die Phasenbeziehungen und die Frequenz der erzeugten mehrphasigen Wechselspannungen, unabhängig von Änderungen der Belastungsbedingungen stets konstant.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung zu schaffen, mit der auf einfache Weise und ohne die Verwendung von rotierenden Frequenzwand-^ lern Steuerspannungen beliebiger Form, Amplitude und Fröquenz erzeugt werden können, mit denen ein Mehrphaseninduktionsmotor unter optimaler Anpassung an die jeweiligen Betriebsbedingungen zuverlässig Steuer- oder regelbar ist.

Diese Aufgabe wird, ausgehend von einer Anordnung der eingangs genannten Art, erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß dieser Schwellspannungswert durch eine zeitlich veränderbare Steuerspannung vorgebbar ist, welche aus einzelnen Gleichspannungen zusammengesetzt und mittels bistabilder Kippstufen in einer von einer Steuerimpulsfolge beaufschlagten Mehrstufenschaltung durch zyklisch aufeinanderfolgende Umschaltung dieser Kippstufen digital erzeugbar ist, indem jede Umschaltung einer bistabilen Kippstufe die Erhöhung oder die Erniedrigung der Steuerspannung um einen vorgebbaren Betrag und damit eine zeitabhängige Aneinanderreihung von Gleichspannungen unterschiedlicher Amplitude zur Folge hat, und daß die Frequenz der erzeugten Steuerspannung durch Zufügung von Impulsen zu der oder Unterdrückung von Impulsen in der Steuerimpulsfolge sowie ferner die Amplitude der erzeugten Steuerspannung mittels zusätzlicher Schal- ( tungseinheiten dem augenblicklichen Betriebszustand des Mehrphaseninduktionsmotors anpaßbar sind.

Die erfindungsgemäße Anordnung erlaubt es, geeignet geformte Steuerspannungen zur Steuerung einer beliebigen Anzahl von Motorphasen zu erzeugen, wobei diese Steuerspannungserzeugung auf einfache Weise durch digitale Zusammensetzung einzelner Spannungswerte in genau reproduzierbarer Weise möglich und außerdem in mannigfacher Art und Weise in Abhängigkeit vom momentanen Betriebszustand des Motors zur Erzielung bestimmter Motorkennlinien modifizierbar ist Es läßt sich eine Drehzahlregelung sowie eine von Hand oder auch automatisch durchzuführende Anpassung des Motors an große Lastbereiche, beispielsweise im Verhältnis von mehr als 20:1, erzielen.

Ferner verhindert die Anordnung eine Überlastung z. B. beim Anfahren des Motors, da die Motorstromstärke durch die vorgebbaren Amplituden der Steuerspannungen begrenzt ist Ein weiterer Vorzug der Anordnung besteht darin, daß die Frequenz der Steuerspannungen momentan ohne eine Beeinflussung der Amplitude oder der relativen Phase der Steuerspannungen veränderbar ist

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand ier Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine Mehrstufenschaltung zur Erzeugung von Steuerspannungen durch zeitabhängige Aneinanderreiiung von einzelnen Gleichspannungen unterschiedli-„her Größe und zur phasenverschobenen Verteilung cweier Steuerspannungsfolgen zur Steuerung eines iweiphasenmotors,

Fig.2a bis 2d die mittels der Mehrstufenschaltung lach F i g. 1 erzeugbaren Viertel- bzw. Halbwellenspannungen,

Fi g. 3 das Schaltbild zur Steuerung der einen, in zwei sVicklungsabschnitte unterteilten Phase eines zweiphaiigen Motors, bei welchem jede Phase über zwei Steuerglieder gesteuert wird, sowie die die Steuerspan- is nungshalbwellen auf die einzelnen Steuerglieder verteilende Schaltung,

Fig.4 eine der Drehzahlregelung dienende Schaltungsanordnung, in welcher die die Mehrstufenschaltung nach F i g. 1 steuernden Eingangsimpulse umgeformt und in ihrer Frequenz geregelt werden,

F i g. 5 ein allgemeines Blockschaltbild der gesamten Schaltungsanordnung, dessen einzelne Baugruppen im einzelnen auf den F i g. 1,3 und 4 gezeigt sind,

F i g. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel einer in Form eines binären Ringzählers aufgebauten Mehrstufenschaltung zur Erzeugung von Steuerspannungen auf drei verschiedenen Leitungen R', S'und T',

Fig.7 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Drehzahlregelung durch Umformung der die Mehrstufenschaltung nach F i g. 6 steuernden Eingangsimpulse und durch Regelung der Amplitude der Steuerspannungen sowie eines in Fig.9 dargestellten Schlupffrequenzgebers,

F i g. 8 eine Folge von Steuerspannungs-Halbwellen, wie sich auf jeder der drei Leitungen R', S'und Tnach F i g. 6 erzeugt werden, und

F i g. 9 einen in Form eines Multivibrators aufgebauten Schlupffrequenzgeber.

F i g. 1 zeigt das Schaltbild einer mit einem Impulszähler arbeitenden Mehrstufenschaltung zur Erzeugung der Steuerspannungen. Der Impulszähler hat drei übliche bistabile Kippstufen 53, 54 und 55, die in Kaskade geschaltet sind. Jede Stufe arbeitet mit zwei Transistoren 1,2 bzw. 3,4 bzw. 5,6, von denen im einen Zustand der eine Transistor leitend und der andere nichtleitend ist, während im anderen Zustand beide Transistoren ihre Funktionen vertauschen. Die Umschaltung einer Stufe findet immer dann statt, wenn der betreffende Eingang 7 bzw. 8 bzw. 9 der Stufe B 3 bzw. 54 bzw. SS einen positiven Impuls erhält. Die Kopplung der Stufen ist nach F i g. 1 derart getroffen, daß die Stufe 54 bei jeder zweiten Umschaltung der Eingangsstufe B 3, umschaltet, während die Stufe B 5 bei jeder zweiten Umschaltung der Stufe 54, d. h. also bei jeder vierten Umschaltung der Eingangsstufe S3, umschaltet. Die gesamte, mit drei Stufen arbeitende Zählerschaltung kann also acht verschiedene stabile Zustände einnehmen.

Als »Anfangszustand« der Mehrstufenschaltung soll derjenige Zustand bezeichnet werden, in welchem jede Stufe zwei Impulse von der jeweils vorangehenden Stufe zur Umschaltung benötigt. Im betrachteten Ausführungsbeispiel entspricht also der Anfangszustand demjenigen Zustand, in welchem die Transistoren 2, 4 und 6 leitend sind.

Die Betriebsspannung für die Mehrstufenschaltung wird über die Leitung Vl, welche positives Potential führt, sowie über die Leitung V2 mit negativem Potential zugeführt.

Die einen Ausgänge der drei Stufen BZ, BA und B 5 sind über je einen Widerstand 11 bzw. 13 bzw. 15 mit einem gemeinsamen Belastungswiderstand 17 verbunden, während die anderen Ausgänge der Stufen über je einen Widerstand 12 bzw. 14 bzw. 16 auf einen gemeinsamen Widerstand 18 führen.

Der Widerstand 13 hat den doppelten Ohmwert wie der Widerstand 15, während der Widerstand 11 doppelt so groß wie der Widerstand 13 ist. In analoger Weise sind die Widerstände 12, 14 und 16 in den anderen Ausgänge ebenfalls im Verhältnis 4:2:1 gewählt.

Der den Widerstand 17 durchfließende Strom hängt demzufolge vom Betriebszustand der Mehrstufenschaltung ab und wird durch die Widerstände in den jeweils stromführenden Parallelpfaden der Ausgangsleitungen bestimmt.

Im Anfangszustand befinden sich die Transistoren 1,3 und 5 im Sperrzustand, so daß überhaupt kein Strom durch den Widerstand 17 fließt.

Nach Eintreffen des ersten Eingangsimpulses über die Leitung 7 schaltet die Stufe 53 um, so daß nunmehr ein durch die Größe des Widerstandes 11 bestimmter Strom durch den Widerstand 17 fließt. Der zweite Eingangsimpuls schaltet die Stufe 53 in ihren Ausgangszustand zurück und gleichzeitig die Stufe 54 um; der Ausgangsstrom fließt nunmehr allein über den Widerstand 13, der halb so groß wie der Widerstand 11 ist. Beim dritten Eingangsimpuls schaltet lediglich die Stufe 53 um, so daß nunmehr die beiden parallelgeschalteten Widerstände 11 und 13, deren resultierender Ohmwert nur ein Drittel des Widerstandes ist, stromführend sind.

Beim vierten Eingangsimpuls werden die beiden Stufen 5 3 und 5 4 in ihren Ausgangszustand zurückgeschaltet, während gleichzeitig die Stufe 55 umschaltet; der Ausgangsstrom fließt nunmehr allein über den gegenüber dem Widerstand 11 vierfach kleineren Widerstand 15. Bei fünften, sechsten bzw. siebten Eingangsimpuls sind entsprechend die parallelliegenden Widerstände 11 und 15 bzw. 13 und 15 bzw. alle drei Widerstände 11, 13 und 15 stromführend, wodurch resultierende Ohmwerte entsprechend einem Fünftel, einem Sechstel bzw. einem Siebtel des Werts des Widerstandes 11 im Ausgangskreis wirksam sind.

Der achte Eingangsimpuls schaltet alle drei Stufen in den Anfangszustand zurück, in welchem der Widerstand 17 überhaupt keinen Strom erhält.

In Fig.2 ist die am Widerstand 17 abfallende Spannung als Funktion der Zeit f dargestellt, d. h. als Funktion der in die Mehrstufenschaltung eingegebenen Eingangsimpulse, wenn diese periodisch mit einer entsprechenden Impulsfolgefrequenz eintreffen.

Unter Berücksichtigung des Ohmwertes des Widerstandes 17 selber, der geeignet gewählt werden kann, ergibt sich dann die in F i g. 2a dargestellte Stufenspannung, deren Stufenhöhe bis zur siebten Stufe sukzessive zunimmt. Mit dem achten eintreffenden Impuls verschwindet die Spannung und wiederholt dann ihren stufenförmigen Verlauf. Wegen des Ohmwerts des Widerstandes 17, der sich ja als Konstante zum jeweils resultierenden Ohmwert der parallelgeschalteten Ausgangswiderstände 11,13 bzw. 15 addiert, sind natürlich die Stufen der am Widerstand 17 abfallenden Spannung nicht jeweils ein ganzzahliges Vielfaches der ersten Spannungsstufe, sondern der jeweilige Spannungszuwachs nimmt progressiv ab.

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Durch geeignete Wahl des Ohmwerts des Widerstands 17 in bezug auf den Widerstand U läßt sich daher die in Fig.2 dargestellte Stufenspannung soweit wie möglich der Hälfte einer Sinushalbwelle annähern. Eine derartige Annäherung kann natürlich durch eine Erhöhung der Stufenzahl, d. h. also durch eine entsprechende Erweiterung der Mehrstufenschaltung mit mehr als acht Betriebszuständen, noch beliebig verbessert werden, jedoch dürften in der Praxis im allgemeinen acht Spannungsstufen vollständig ausreichen, die also mit einer acht Betriebszustände besitzenden Mehrstufenschaltung realisierbar sind.

Der am anderen Belastungswiderstand 18 auftretende Spannungsabfall, der durch die parallelliegenden Ausgangswiderstände 12, 14 und 16 bestimmt wird, hat die in Fig. 2b dargestellte Gestalt und entspricht genau der reziproken Stufenspannung am Widerstand 17, d. h., im Anfangszustand der Schaltung ist die am Widerstand 17 abfallende Spannung am größten und nimmt dann sukzessive ab, so daß dieser Spannungsverlauf spiegelbildlich zum Spannungsverlauf am Widerstand 17 ist.

Um eine vollständige Halbwelle bzw. Halbperiode zur Steuerspannung zu erhalten, hat man in geeigneter Weise die beiden Teilspannungen am Widerstand 17 und 18, welche jeweils eine »Viertelwelle« darstellen, abwechselnd aneinanderzufügen. Zu diesem Zweck weist die Schaltungsanordnung nach F i g. 1 zwei Transistorpaare 19, 20 und 21, 22 auf, die jeweils einen gemeinsamen Kollektorwiderstand 23 bzw. 24 haben, während die Basen der Transistoren 19 und 22 des einen und anderen Paares gemeinsam an einen Abgriff des Belastungswiderstandes 17 und die Basen der anderen beiden Transistoren 20 und 21 gemeinsam an einen Abgriff des anderen Belastungswiderstandes 18 geführt sind. Eine zusätzliche bistabile Kippstufe 5 7, die in Kaskade hinter die letzte Zählstufe 55 geschaltet ist, wird am Ende jedes Zählzyklus, wenn also die beschriebene Mehrstufenschaltung wieder ihren Anfangszustand einnimmt, d. h. im betrachteten Ausführungsbeispiel beim Eintreffen jedes achten Eingangsimpulses, umgeschaltet; durch diese Umschaltung der Stufe B 7 wird abwechselnd der eine oder der andere Transistor jedes der Transistorpaare 19, 20 bzw. 21, 22 gesperrt, indem die betreffenden Emitterwiderstände dieser Transistoren entsprechend stark vorgespannt werden. Auf diese Weise wird erreicht, daß am Kollektorwiderstand 23 des einen Transistorpaares abwechselnd die am Belastungswiderstand 17 oder 18 auftretende Stufenspannung in Form einer symmetrischen Spannungshalbwelle abfällt (F i g. 2c), während am gemeinsamen Kollektorwiderstand 24 des anderen Transistorpaares die analoge Zusammensetzung der Teilspannungen am Widerstand 17 und 18, jedoch um eine Viertelwelle phasenverschoben, erfolgt, wie in Fig. 2d dargestellt. Der in Fig. 1 insgesamt mit 56 bezeichnete Schaltungsteil erlaubt also die Erzeugung von mit Vp 1 und Vp 2 bezeichneten Steuerspannungen in Form vollständiger Halbwellen, die jeweils aus den Teilspannungen an den Widerständen 17 und 18 zusammengesetzt sind und in bezug zueinander zeitlich um 90° elektrisch gegeneinander versetzt sind.

Fig.3 zeigt die Steuerung der beiden abwechselnd erregten, gegenphasig gewickelten Wicklungsabschnitte M1 und M 2 einer einzigen Motorphase mit Hilfe der durch den Schaltungsteil B6 nach Fig. 1 erzeugten Steuerspannung Vp 1, welche abwechselnd auf die mit B10 und SIl bezeichneten Steuerglieder gegeben wird. Das Steuerglied B10 umfaßt die in Kaskade geschalteten Transistoren PX, Ti, T2 und 7*3 und steuert den im Erregerkreis des Wicklungsabschnitts MX liegenden Leistungstransistor T4. Das andere Steuerglied zur Steuerung des im Erregerkreis des anderen Wickiungs-S abschnitts M2 liegenden Leistungstransistors ist analog aufgebaut. Die Betriebspotentiale sind mit VX bis V4 bezeichnet.

Im Ruhestand ist der Transistor TX gesperrt, so daß auch die anderen Transitoren Γ2, Γ3 und 7*4 stromlos sind. Wenn an der Basis des Transistors PX die Steuerspannung VpI auftritt, dann erhält die Basis des Transistors TX negatives Potential, und alle Transistoren TX bis T4 werden in den leitenden Zustand geschaltet, so daß ein Erregerstrom durch den Wicklungsabschnitt MX fließt. Infolge der Selbstinduktion der Motorwicklung steigt der Strom stetig an, was einen entsprechenden Spannungabfall an dem im Emitterkreis der Transistoren TX und T4 liegenden Widerstand R 5 bewirkt. Wenn infolge dieses Spannungsabfalls das Emitterpotential des Transistors TX dessen Basispotential erreicht, welches dem Momentan- ^ wert der Steuerspannung Vp 1 entspricht, dann wird die ~ Erregung des Wicklungsabschnitts MX kurzzeitig /'" unterbrochen, wobei die Dauer dieser kurzen Unterbrechung durch den Kondensator C6 bestimmt ist. Nicht dargestellte Mittel zur Begrenzung der Selbstinduktionsspannung am Wicklungsabschnitt MX erlauben eine allmähliche Abnahme des Selbstinduktionsstroms, so daß keine rasche Abnahme des Motorstroms während der Unterbrechung erfolgt. Nach der kurzen . Unterbrechungsperiode wird das Steuerglied 510 erneut in den leitenden Zustand geschaltet, und die Speisung des Wicklungsabschnitts M1 setzt wieder ein. Wenn der Spannungsabfall am Widerstand R 5 aufs neue den Momentanwert der Steuerspannung erreicht, erfolgt eine weitere Unterbrechung usw.

Der aus diesem Betrieb resultierende Motorstrom, der also den Selbstinduktionsstrom während der kurzen Unterbrechungsperioden einschließt, oszilliert auf diese Weise um denjenigen mittleren Momentanwert, welcher durch die Steuerspannung Vp 1 gegeben ist. Die Form dieser Steuerspannung, die im betrachteten Ausführungsbeispiel der Stufenkurve nach—F i g. 2centspricht, bestimmt also die allgemeine Form des

Motorstroms. "C.

Die Steuerspannung Vp 1 muß nun natürlich abwechselnd auf die Steuerglieder 510 und BXX nach Fig.3 gegeben werden. Diese abwechselnde Beaufschlagung beider Steuerglieder mit je einer Steuerspannung-Halbwelle wird durch eine weitere Stufe gesteuert, die der Stufe B 7 nach F i g. 1 nachgeschaltet ist. Diese Stufe weist zwei Kippstufen B8 und B9 auf, die in Fig.3, oben, dargestellt und deren Anschlüsse an die vorangehende Stufe B 7 durch entsprechende Pfeile 58 bzw. 59 in Fig. 1 angedeutet sind. Die Ausgänge der Kippstufe 58 sind über die Dioden 29 bzw. 30 mit den Basen des Transistors TX des Steuerglieds 510 bzw. des entsprechenden Transistors des anderen Steuerglieds 511 verbunden, während die beiden Ausgänge der anderen Kippstufe 59, wie durch Pfeile in Fig.3 angedeutet, an die Eingänge zweier nicht dargestellter, analoger Steuerglieder 512 bzw. B13 zur entsprechenden Steuerung der beiden Wicklungsabschnitte einer zweiten Motophasenwicklung angeschlossen sind.

Die Basen der erwähnten Transistoren erhalten über die Ausgänge der Kippstufen 58 bzw. 59 abwechselnd eine derart starke positive Vorspannung, daß jeweils das eine der beiden einer Motorphasenwicklung zugeordne-

ten Steuerglieder während einer Steuerspannungs-Halbperiode gesperrt und das andere Steuerglied leitend ist. Auf diese Weise werden abwechselnd die Wicklungsabschnitte Mi und M2 und ebenso die Wicklungsabschnitte der zweiten Motorphasenwicklung mit einer Stromhalbwelle erregt. Die abwechselnde Steuerung der Kippstufen BS und B 9 erfolgt über den Kollektorkreis des einen bzw. des anderen Transistors der Kippstufe B7 nach Fig. 1. Eine aus den Widerständen 25 und 27, der Diode 26 sowie dem Kondensator 28 nach Fig.3 bestehende Kopplungsschaltung zwischen den Kippstufen B 8 und B 9 sorgt für eine vorgebbare Verteilung der einzelnen Steuerspannungs-Halbwellen auf die beiden Motorphasenwicklungen, derart, daß ein Phasenzyklus im gewünschten Sinne erzielt wird, wobei die Aufrechterhaltung der exakten Phasenbeziehung, auf die bei der Beschreibung der F i g, 5 eingegangen wird, durch die erläuterten Schaltungen gewährleistet ist.

Wie an Hand der F i g. 1 erläutert, sind zur Erzeugung einer Viertelperiode der Steuerspannung acht Impulse erforderlich, die auf den Eingang 7 der Mehrstufenschaltung gegeben werden müssen, Eine volle Steuerspannungsperiode benötigt also insgesamt 32 Eingangsimpulse. Zur Erzeugung dieser Eingangsimpulse ist ein erster Impulsgeber vorgesehen, der synchron mit dem Motor betrieben wird und 32 Impulse je Umdrehung des Motorläufers, liefert. Zu diesem Zweck kann man ein Geber-Empfängersystem vorsehen, dessen Kopplung periodisch durch die Zähne einer auf der Motorwelle sitzenden Abschirm- oder Kopplungsscheibe unterbrochen wird. Dieses Geber-Empfängersystem kann beispielsweise aus einer Lichtquelle und einer Fotozelle oder vorzugsweise auch aus einem Spulenpaar bestehen, dessen Geberspule ständig mit Hochfrequenz erregt ist und dessen Empfängerspule, auf die Frequenz der Erregung der Geberspule abgestimmt, immer dann erregt wird und die Basis eines Steuertransistors beaufschlagt, wenn die Kopplung zwischen Geber- und Empfängerspule nicht durch einen Zahn bzw. einen Abschnitt der aus einem leitenden Material bestehenden und mit der Läuferwelle umlaufenden Abschirmscheibe aufgehoben ist. Darüber hinaus lassen sich auch Geber-Empfängersysteme beliebigen anderen Typs verwenden, die beispielsweise auf induktiver, kapazitiver, magnetischer oder radioaktiver Basis arbeiten und 32 Impulse je Umdrehung des Motors zu erzeugen erlauben. Ein derartiges Geber-Empfängersystem, das durch ein mit der Motorwelle umlaufendes Organ periodisch beeinflußt wird, sichert den Synchronismus zwischen der Motor-Istdrehzahl und der Impulsfolgefrequenz der erzeugten Impulse, es erlaubt jedoch nicht, einen »Schlupf« zwischen dem Impulsgeber und dem Motor als Funktion des Lastdrehmoments des Motors zu erzielen.

Zu diesem Zweck kann ein zweiter Impulsgeber als »Schlupfimpulsgeber« vorgesehen sein. Dieser, beispielsweise als Multivibrator aufgebaute Impulsgeber, liefert eine Impulsfolge mit einer maximalen Frequenz, welche einer optimalen »Schlupffrequenz« von beispielsweise 3 bis 6 Hz entspricht; unter Berücksichtigung des Faktors 32 bei der Bildung der Steuerspannungen liegt also die Frequenz dieses Schlupfgebers bei 100 oder 200 Hz. Diese »Schlupfimpulse« werden zu den synchron zur Motor-Istdrehzahl erzeugten Impulsen am Eingang 7 der Mehrstufenschaltung nach F i g. 1 addiert.

Auf diese Weise wird eine Sollfrequenz erzeugt, die um einen festen und optimal gewählten Wert höher liegt als die zur Istdrehzahl synchrone Frequenz; diese Frequenzerhöhung des Motorstroms entspricht dann dem Sollschlupf, so daß der Motor unter maximaler Beschleunigung seine Solldrehzahl erreicht.

Die Regelung auf eine gewünschte Solldrehzahl kann auf wenigstens drei verschiedene Arten sichergestellt werden, die gemeinsam oder unabhängig voneinander anwendbar sind:

a) Änderung der Schlupffrequenz, .

b) Ausblendung wenigstens eines Teils der zur Istdrehzahl synchronen Impulse,

c) Änderung der Amplitude der den Motorstrom steuernden Steuerspannung.

In allen Fällen ist die Frequenz der Impulsfolge, weiche der mit der Istdrehzahl des Motors betriebene erste Impulsgeber liefert, ein Maß für die Istdrehzahl.

F i g. 4 zeigt eine Schaltung, welche diese Impulsfolge zum Zwecke der Drehzahlregelung umzuformen erlaubt und welche eine Zusammenfassung der in F i g. 5 mit B 2 und B14 bezeichneten Einheiten darstellt. Der zum Impulsgeber B2 gehörende Transistor 51 liefert im betrachteten Ausführungsbeispiel 32 Impulse je Motor-Umdrehung oder aber vorzugsweise nur 16 Impulse, die breit genug sind, damit jeweils die Vorder- und die Hinterflanke eines Impulses als Zählimpuls verwendbar ist. Diese Impulse werden in einer ersten Impulsformerstufe, die aus einem üblichen Schmitt-Trigger mit den Transistoren 52 und 53 gebildet ist, umgeformt, wobei der Kollektorkreis des Transistors 53 einen ersten Ausgang liefert, auf welchen 16 Impulse je Motorumdrehung gegeben werden.

Die Transistoren 56 und 57 bilden einen zweiten Schmitt-Trigger, der eine monostabile Kippstufe darstellt, die während ihres metastabilen Zustands wiedererregt wird. Zu diesem Zweck wird ein ein Zeitglied bildender Kondensator 58 über einen Transistor 54 immer dann, wenn dieser Transistor bei Gegenwart eines negativen Impulses an seiner Basis leitend ist, vollständig entladen, d. h. jedesmal dann, wenn der erste Schmitt-Trigger in den leitenden Zustand geschaltet worden ist. Der Kondensator 58 lädt sich in den Impulspausen über einen einstellbaren Widerstand 59 mehr oder weniger rasch auf, wobei nach Überschreiten einer bestimmten Aufladungsspannung, welche die Basis eines Verstärkertransistors 55 beaufschlagt, über diesen Transistor die Stufe 56, 57 umgeschaltet wird. Der nächste, auf die Entladung des Kondensators 58 folgende Impuls schaltet die Stufe in ihren Ausgangszustand zurück, wobei ein positiver Ausgangsimpuls am Kollektor des Transistors 57 entsteht; auf diese Weise werden am Ausgang des Transistors 57 ebenfalls 16 Impulse je Motorumdrehung erzeugt. Diese Impulsfolge am Kollektorausgang des Transistors 57 bildet zusammen mit den jeweils 16 Impulsen am Ausgang des Transistors 53 eine äquidistante Impulsfolge, welche so lange erzeugt wird, wie die Motor-Solldrehzahl noch nicht erreicht ist. Wenn sich die Solldrehzahl eingestellt hat, dann ist die zur Aufladung des Kondensators 58 über den Widerstand 59 zur Verfügung stehende Zeitperiode so klein, daß die nur sehr geringe Kondensatoraufladung nicht mehr ausreicht, um die Stufe 56,57 umzuschalten. Der Transistor 57 liefert also keine Impulse mehr, so daß die resultierende Frequenz der Impulsfolge nur noch halb so groß ist

Wenn andererseits die Motor-Istdrehzahl abnimmt und infolgedessen das Intervall zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen größer wird, dann reicht diese Zeitspanne erneut aus, um den Kondensator 58 über den

Widerstand 59 so weit aufzuladen, daß Stufe 56,57 ihren Betrieb wieder aufnimmt und die Impulsfolgefrequenz erneut ihren vollen Wert erreicht. Der Wert der Solldrehzahl, an welchem die Stufe 56,57 ihren Betrieb aufnehmen bzw. einstellen soll, kann durch den Widerstand 59 eingestellt werden.

In der Praxis wird die beschriebene Regelung nicht so abrupt stattfinden, wie beschrieben, weil nämlich praktisch stets vorhandene mechanische Unvollkommenheit in der Ausbildung der mit der Motorwelle umlaufenden Abschirmscheibe und ihrer Zähne eine gewisse zyklische Streuung der Impulsintervalle zur Folge haben wird, so daß die Änderung der Impulsfolgefrequenz am Ausgang des Transistors 57 praktisch sukzessive erfolgt und dadurch die Regelung weicher wird.

Bei bestimmten Anwendungsfällen kann es wünschenswert sein, die Schlupffrequenz etwas mit der Motorgeschwindigkeit zu erhöhen. Um das zu erreichen, kann der erste Impulsgeber derart eingerichtet sein, daß er keine exakt zur Motor-Istdrehzahl synchrone Impulsfolgefrequenz liefert, sondern einen oder zwei Impulse mehr je Motorumdrehung; diese Maßnahme beeinträchtigt in keiner Weise die Wirksamkeit der beschriebenen Drehzahlregelung und erlaubt die Erzeugung einer »Schlupffrequenzkomponente« als Funktion der Istdrehzahl.

Die in der unteren Hälfte der Fig.4 dargestellte Schaltung mit den Transistoren 60, 61 und 62 bezieht sich auf eine Drehzahlregelung, bei welcher die Stärke des Motorstromes mittels der Amplitude der Steuerspannungen beeinflußt wird.

Die beiden Transistoren 61 und 62 bilden eine monostabile Kippstufe, die im Ruhezustand leitend ist; dieser Ruhezustand wird durch den Transistor 60 aufrechterhalten, der im Ruhezustand ebenfalls leitend ist. Der Kollektorkreis des Transistors 62 ist über eine Leitung, die an einen Teilwiderstand des Kollektorwiderstandes 67 über eine Diode angeschlossen ist und sich anschließend verzweigt, über die beiden Widerstände 68 und 69 an die beiden Abgriffe der Belastungswiderstände 17 und 18 nach F i g. 1 angeschlossen. Die Schaltung ist derart getroffen, daß im leitenden Zustand des Transistors 62 der Kollektorwiderstand 67 am Zustandekommen der über die Belastungswiderstände 17 und 18 erzeugten Steuerspannung nicht beteiligt ist. Wenn dagegen der Transistor 62 gesperrt ist, dann befindet sich die Abgriffstelle der zu den Widerständen 17 und 18 führenden Leitung im Kollektorkreis des Transistors 62 auf dem Potential V3, welches gegenüber dem Potential V2 negativ ist. Das heißt, in diesem Falle tragen die Widerstände 67 und 68 bzw. 69 zur Verminderung der Amplitude der Steuerspannungen bei. Der Transistor 62 wird nur dann in seinen Sperrzustand gesteuert, wenn der Motor seine Solldrehzahl erreicht hat Zu diesem Zweck ist die Basis des im Ruhezustand leitenden Transistors 60 über eine Diode

63 und einen Widerstand 65 an den Kollektor des Transistors 57 und außerdem über einen Kondensator

64 an den Kollektor des Transistors 52 angeschlossen. Solange der Transistor 57 gesperrt ist, wird die Diode 63 in Sperrichtung über den Widerstand 65 so weit vorgespannt, daß der Transistor 60 durch einen über den Kondensator 64 gelangenden positiven Impuls nicht beeinflußt wird, sondern leitend bleibt. Wenn dagegen der Transistor 57 leitend ist, dann verschwindet die Vorspannung an der Diode 63, und der Transistor 60 kann dann durch ejnen positiven Impuls über den Kondensator 64 eine hinreichend lange Zeit gesperrt werden, damit die aus den Transistoren 61 und 62 gebildete Stufe umschaltet und folglich der Transistor 62 gesperrt wird.

Die Diode 63 wird im Augenblick des Auftretens eines Impulses über den Kondensator 64 mit einer Sperrvorspannung baufschlagt, solange das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen, welche den ersten Schmitt-Trigger (Transistoren 52 und 53)

ίο passieren, nicht zu klein ist oder nicht unterhalb der Zeitkonstanten des Kondensators 58 liegt, d. h., solange die Motor-Istdrehzahl noch nicht den Sollwert erreicht hat. Sobald andererseits die Solldrehzahl erreicht worden ist, bleibt der Transistor 57 bis zur Ankunft des positiven Impulses über den Kondensator 64 leitend, was zur Folge hat, daß der Transistor 62 momentan gesperrt wird.

Die aus den Transistoren 61 und 62 bestehende Stufe, welche also die Amplitude der Steuerspannungen beeinflußt, kann auch durch eine während des metastabilen Zustands wiedererregbare Kippstufe an- -■-*. deren Typs ersetzt werden. ■->..--

In F i g. 5 ist ein zusammenfassendes Blockschaltbild / für'eine Motorregelung gemäß der Erfindung dargestellt.

Die Einheit S1 stellt den Motor dar, der über eine Leitung mit der Speisespannungsquelle 516 verbunden ist und außerdem über vier Steuerglieder SlO, 511, B12 und B13 gesteuert wird. Der Motor B1 seinerseits liefert zur Istdrehzahl proportionale Signale an einen Impulsgeber 52, der diese Signale, wie beschrieben, vorzugsweise über eine mit der Motorwelle umlaufende Abschirmscheibe in Verbindung mit einem geeigneten Geber-Empfängersystem erzeugt. Diese Impulse werden auf die Mehrstufenschaltung 53, 54 und 55 gegeben (Fig. 1) und steuern in beschriebener Weise die Erzeugung der Steuerspannungen, welche in der Einheit 56 auf digitale Weise zusammengesetzt werden. Die in der Einheit 56 erzeugten Viertelperioden der Steuerspannungen werden in der Einheit 57, die über zwei Leitungen mit der Einheit 56 verbunden ist, zu vollständigen Halbperioden bzw. Halbwellen aneinandergefügt. Die an Hand der Fig.3 besehriebe- ' nen Einheiten 58 und 59 verteilen diese Steuerspan- /

nungs-Halbwellen abwechselnd nacheinander auf die ^ beiden zu ein und derselben Phase gehörenden Steuerglieder 510 und 511 bzw. 512 und 513. Die Steuerglieder 512 und 513 entsprechen in ihrem Aufbau den an Hand der F i g. 3 beschriebenen Steuergliedern 510, 511, werden jedoch vom anderen Steuerspannungsausgang Vp 2 nach F i g. 1 (Stufenspannung entsprechend F i g. 2d) gespeist. Diese um eine Viertelperiode gegenüber der Steuerspannung Vp 1 verschobene Steuerspannung steuert also die Erregung der beiden Wicklungsabschnitte einer zweiten Motorwicklung.

Die Einheit 515 in F i g. 5 stellt den »Schlupfimpuls«- Generator dar, dessöi Impulse am Eingang zur ersten Stufe 53 der Mehrstufenschaltung zu den von der Einheit 52 herrührenden Impulsen addiert werden. Die Einheit 514 enthält eine auf die Motorgeschwindigkeit ansprechende Schaltung, welche selber durch die Impulse aus der Einheit 52 gesteuert wird. Diese Einheit 514 beeinflußt entweder, wie beschrieben, die Frequenz dieser Impulsfolge durch Rückwirkung auf die Einheit 52; oder die Einheit 514 steuert den Schlupffrequenzgenerator 515; oder aber die Einheit 514 beeinflußt, wie ebenfalls beschrieben, die Amplitu-

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den der Steuerspannungen, die in der Einheit B 6 erzeugt werden. Wahlweise können auch zwei der genannten Beeinflussungen vorgenommen werden. In Fig.5 ist die Kombination aller drei genannten Möglichkeiten durch entsprechende Verbindungen zwischen der Einheit B14 und den von dieser Einheit gesteuerten anderen Schaltungen dargestellt.

In F i g. 6 ist ein Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gezeigt, mit welcher sich auf digitale Weise zusammengesetzte Steuerspannungen für ein Dreiphasensystem R', S'und T'erzeugen lassen. Die zur Istdrehzahl synchronen Impulse, von denen im betrachteten Ausführungsbeispiel diesmal 24 Impulse je Motorumdrehung erzeugt und welche beispielsweise von einer Schaltung gemäß Fig.7 geliefert werden, werden über die Eingangsleitung 71 in die Mehrstufenschaltung nach F i g. 6 eingespeist, während die »Schlupffrequenz-Impulse«, die beispielsweise durch eine Schaltung nach F i g. 9 erzeugbar sind, auf die zweite Eingangsleitung 72 gegeben werden. so

Die mit den Transistoren 73 und 73' arbeitende Eingangsstufe der Schaltung nach F i g. 6 hat in diesem Falle die Funktion eines Impulsuntersetzers und Verteilers für die Eingangsimpulse. Dieser Eingangsstufe sind drei bistabile Kippstufen, bestehend aus den Transistorpaaren 74,74'; 75,75' und 76,76', in der Weise nachgeschaltet, daß sie einen über die Widerstände 77 verbundenen Ringzähler bilden. Die Umschaltung der drei Kippstufen erfolgt also in zyklischer Reihenfolge. Dieser Dreistufen-Ringzähler steuert die aus den Transistoren 79 bis 87 sowie den Widerständen 88 bestehende Schaltung, in denen auf digitale Weise die Steuerspannungs-Halbwellen stufenweise zusammengesetzt werden, und zwar derart, daß über je drei Transistoren in jeder der drei Phasen R', S' und T Halbwellen erzeugt werden, die eine Phasenverschiebung von 120° gegeneinander aufweisen. Die Phase R' wird über die drei Transistoren 80,84 und 87, die Phase S'über die drei Transistoren 79,82 und 86 und die Phase T über die drei Transistoren 81, 83 und 85 gespeist, wobei die Kollektoren dieser Transistoren über geeignet abgestufte Widerstände 88 mit den drei Phasen R', S'und T'verbunden sind. .

Als »Anfangszustand« des Ringzählers soll derjenige Zustand bezeichnet werden, in welchem die Transistoren 74,75 und 76 gesperrt und die anderen Transistoren 74', 75' und 76' leitend sind. In diesem Zustand sind die drei, die Phase Ä'speisenden Transistoren 80,84 und 87 gesperrt, so daß an der Phase R' die Spannung Null herrscht. Der erste eintreffende Impuls, der von der Eingangsstufe über den Kondensator 78 auf den Dreistufenzähler gegeben wird, bewirkt eine Kippung der ersten Stufe 74, 74', so daß also nun der Transistor 74' gesperrt und der andere Transistor 74 leitend ist, wodurch auch der Transistor 80 in den leitenden Zustand schaltet; an der Phase R' liegt also nun eine erste positive Spannungsstufe (man vgl. die Darstellung in Fig. 8).

Der zweite Eingangsimpuls bewirkt eine Umschaltung der zweiten Stufe 75, 75', ohne Beeinflussung der anderen beiden Stufen, so daß nunmehr infolge des leitenden Transistors 75' auch der Transistor 84 leitend wird, was eine entsprechende Erhöhung der Spannung an der Phase Ä'ura eine zweite Stufe zur Folge hat. Der dritte Impuls bewirkt eine Kippung der dritten Stufe 76, 76' und damit eine Umschaltung des Transistors 87 in den leitenden Zustand, so daß an der Phase R' die Spannung um die dritte Stufe steigt.

Durch den vierten Impuls wird die erste Kippstufe 74, 74' in ihren Ausgangszustand zurückgeschaltet, was eine Sperrung des Transistors 80 und damit eine Verringerung der Spannung an der Phase R' um eine Stufe zur Folge hat. Entsprechend wird durch den fünften bzw. sechsten Impuls die zweite bzw. dritte Kippstufe in ihren .Ausgangszustand zurückschaltet, was eine stufenweise Abnahme der i?'-Phasenspannung auf Null zur Folge hat. Auf diese Weise ist in der Phase R' eine symmetrische, stufenförmige Steuerspannungs-Halbwelle erzeugt worden, wie in Fig.8 dargestellt. Die sechs nächsten Impulse bewirken eine entsprechende Wiederholung dieses Zyklus und damit die Entstehung der in F i g. 8 dargestellten, stufenförmigen Halbwellenspannung. Wiederum wird die »Zusammendrückung« der Spannungsstufen beim Aufbau einer Halbwelle durch Wahl eines geeigneten Verhältnisses der Werte der Widerstände 88 zu den Werten der einstellbaren Belastungswiderstände erzielt, so daß man annähernd eine Sinusform der Steuerspannung erreicht. Diese Näherung kann selbstverständlich um so vollkommener erreicht werden, je mehr Spannungsstufen man zum Aufbauen der Steuerspannung verwendet.

Die Amplitude der gebildeten Steuerspannungs-Halbwellen wird durch diejenige Spannung bestimmt, die über die Leitung 89 an die Emitter der Transistoren 79 bis 87 gelegt wird und welche den jeweiligen Betriebsbedingungen, insbesondere der Solldrehzahl, angepaßt werden kann. Die Schaltung nach F i g. 7 zeigt beispielsweise die Erzeugung dieser an der Leitung 89 liegenden Spannung.

Die drei Widerstände 95, % und 97 (F i g. 6) in den drei Phasen R', S' und T dienen der Anpassung, während der Umschalter 90 die beiden Phasen Ä'und 5' zur Erzielung einer Drehrichtungsumkehr des gesteuerten Induktionsmotors zu vertauschen erlaubt. _:

Die anderen beiden Phasen 5' und V sind, wie in F i g. 6 gezeigt, derart mittels der anderen Transistoren an den Ringzähler angeschlossen, daß in diesen Phasen 5' und T die gleichen stufenförmigen Halbwellenspannungen nach F i g. 8 erzeugt werden, jedoch jeweils mit einer Phasenverschiebung von 120°, so daß ein dreiphasiges Steuerspannungssystem zum Zwecke der Steuerung eines Dreiphasenmotors erzeugt wirdTDieses .' Steuerspannungssystem läßt sich in geeigneter Weise durch Anpassung der Kapazität des Ringzählers modifizieren.

Um gegebenenfalls die Bildung der ersten positiven Spannungsstufe jeder Steuerspannungs-Halbwelle etwas modifizieren, z.B. verzögern, zu können, kann ein Kondensator 91, wie in F i g. 6 dargestellt, vorgesehen sein. ; . . . _. . ... ;

Wenn die Steuerspannungs-Halbwellen für jede vollständige Motorstromperiode erforderlich sind, benötigen diese beiden Halbwellen jeweils zwölf auf den Eingang 78 des Ringzählers zu gebende Impulse, d. h. also 24 Eingangsimpulse am Eingang 71, woraus sich ergibt, daß 24 Impulse je Umdrehung eines zweipoligen Motors erzeugt werden müssen. Die auf den Eingang 72 gegebenen zusätzlichen »Schlupffrequenzimpuls« bewirken dann einen entsprechenden Schlupf des Motors. Um eine Schlupffrequenz von 1 Hz zu erzielen, muß die Folgefrequenz dieser Schlupffrequenzimpulse 24 Hz betragen.

Die in F i g. 7 dargestellte Schaltung dient zur Bildung der auf den Eingang 71 der Mehrstufenschaltung nach Fig.6 zu gebenden Impulse, zur Erzeugung der die Amplitude der Steuerspannungs-Halbwellen als Funk-

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tion des Motorbetriebszustands bestimmenden Spannung, welche an die Leitung 89 gelegt wird, sowie zur Steuerung des Schlupfimpulsgebers nach Fig.9 über den Ausgang 46.

Über einen nicht dargestellten, vom Motorläufer angetriebenen Impulsgeber werden 24 Impulse je Motorumdrehung erzeugt. Diese Impulse werden auf den Eingang 31 der Schaltung in F i g. 7 gegeben und an einem ersten, aus den Transistoren 32 und 33 gebildeten Schmitt-Trigger umgeformt. Diese umgeformten Impulse werden dann auf zwei Kanäle verteilt. Der eine Kanal verläuft über den Transistor 49 und den Ausgang 71, der dem mit der gleichen Bezugszahl 71 bezeichneten Eingang der digitalen Mehrstufenschaltung nach F i g. 6 entspricht, welcher also auf diesem Wege 24 Impulse je Motorumdrehung erhält.

Der andere Kanal verläuft über den Transistor 34, welcher bei jedem eintreffenden Impuls eine plötzliche Entladung des Kondensators 35 bewirkt. In den Impulspausen wird der Kondensator 35 über einen Transistor 36 linear wieder aufgeladen, wobei der Aufladungsstrorh mittels des veränderbaren Potentiometers 37 einstellbar ist.

Ein zweiter Schmitt-Trigger, bestehend aus den Transistoren 38 und 39, wird immer dann umgeschaltet, as wenn die Aufladungsspannung des Kondensators 35 den Schwellwert dieser Trigger-Stufe überschreitet. Über eine Kopplung verhältnismäßig hoher Impedanz wird von dieser zweiten Trigger-Stufe ein dritter Schmitt-Trigger geringer Eingangsimpedanz beeinflußt, der aus den Transistoren 40 und 41 gebildet ist. Dieser Stufe sind ein integrierender Transistor 42 sowie zwei weitere Transistoren 44 und 45 nachgeschaltet, die dazu dienen, die Impedanz zu verringern.

Wenn die Motor-Istdrehzahl geringer als der Sollwert ist, welcher dem am Potentiometer 37 eingestellten Wert entspricht, dann ist das Intervall zwischen zwei Impulsen hinreichend groß, damit sich in dieser Zeitspanne der Kondensator 35 bis über den Schwellwert der Trigger-Stufe 38, 39 aufladen kann; d. h., in diesem vorgebbaren Motordrehzahlbereich erfahren die beiden Trigger-Stufen 38,39 und 40,41 eine periodische Kippung, was zur Folge hat, daß der Transistor 42 periodisch in den leitenden Zustand schaltet und damit die Aufladung eines Filterkondensators 43 erlaubt; dadurch wird am Ausgang 46 ein Signal erzeugt, dessen Amplitude um so größer ist, je geringer die Motordrehzahl gegenüber dem am Potentiometer 37 eingestellten Sollwert ist.

Dieses Signal am Ausgang 46 wird auf den mit der gleichen Bezugszahl 46 bezeichneten Eingang eines in F i g. 9 dargestellten Multivibrators gegeben, mit dessen Hilfe die erwähnten Schlupffrequenzimpulse erzeugt werden. Die Spannung am Eingang 46 steuert diesen Impulsgeber derart, daß die am Ausgang 72 erzeugte Schlupffrequenz um so größer ist, je höher die Amplitude des Eingangssignals bei 46 ist, wobei jedoch ein Maximum der Schlupffrequenz dem zulässigen Motordrehmoment entspricht.

Außer zur Erzeugung der die Schlupffrequenz

steuernden Spannung am Ausgang 46 wird die Aufladungsspannung am Kondensator 43 auch noch, nach einer Impedanzverringerung, auf den Ausgang 89 gegeben, welcher auf die mit der gleichen Bezugszahl 89 bezeichnete Leitung in der Schaltung in Fig. 6 führt, so daß also die von der Motor-Istdrehzahl abhängige Aufladespannung des Kondensators 43 gleichzeitig auch die Amplitude der erzeugten Steuerspannungs-Halbwellen bestimmt, wobei eine Proportionalität zwischen der Motor-Istdrehzahl und dieser Amplitude besteht.

Wenn die Motor-Istdrehzahl andererseits den am Potentiometer 37 eingestellten Sollwert erreicht, dann werden die beiden Trigger-Stufen 38, 39 und 40, 41 wegen der zu geringen Aufladung des Kondensators 35 nicht mehr erregt, was zur Folge hat, daß der Transistor 42 sperrt und die Ausgangssignale bei 46 und 89 verschwinden. Das bedeutet, daß einerseits die Schlupffrequenz auf ihren minimalen Wert fällt, während andererseits die Amplitude der Steuerspannungen verschwindet; das hat eine Schwächung und schließlich ein Verschwinden des Motormoments zur Folge. ..^₃.

Der ganze Regelungsprozeß spielt sich also zwischen-^- diesen Extremzuständen ab. ₍

Die in der Schaltung nach F i g. 7 durch Widerstände und einen Kondensator gebildete Gegenkopplung in Form eines Vierpols 48 dient der Stabilisierung der Motordrehzahl als Funktion der Belastung und arbeitet folgendermaßen: Wenn die Motorlast ansteigt, dann wird infolge der nachlassenden Motordrehzahl das Signal am Ausgang 46 verstärkt, was zur Folge hat, daß über die Gegenkopplung 48 an den Abgriff des die Solldrehzahl vorgebenden Potentiometers 37 ein Signal gegeben wird, welches bestrebt ist, die Istdrehzahl zu erhöhen. Mit Hilfe einer derartigen Gegenkopplung ist es möglich, alle gewünschten Drehzahl-Last-Verhältnisse zu realisieren und sogar eine Erhöhung der Drehzahl mit der Last zu erreichen.

Der Schalter 50 in der den Emitter des Transistors 42 speisenden Leitung dient dazu, nach Wunsch die Spannung bei 89 zu unterdrücken, welche die Amplituden der Steuerspannungen beeinflußt. Bei 70 ist außerdem noch ein System zur Motorbremsung vorgesehen, durch welches mittels geeigneter Umschal- " tung die Steuerspannungen durch eine feste Spannung , ersetzbar sind, die am Punkt 70. angelegt wird und ^ welche über nicht dargestellte Dioden und Widerstände auf die drei Leitungen R', S'und T'nach F i g. 6 gegeben werden können.

Die Frequenz des in F i g. 9 dargestellten Multivibrators, der als Schlupffrequenzgeber dient, läßt sich.durch den veränderbaren Strom durch den Transistor 92 in weiten Grenzen variieren, beispielsweise zwischen 8 und 120 Hz, was einem Schlupffrequenzbereich von V3 bis 5 Hz entspricht. Der unteren Schlupffrequenzgrenze entspricht ein praktisch vernachlässigbares Motormoment, während dem maximalen Schlupffrequenzwert das stärkste, gerade noch zulässige Motormoment entspricht.

Hierzu 8 Blatt Zeichnungen

Claims (33)

Patentansprüche:

1. Anordnung zur Steuerung eines einen Mehrphaseninduktionsmotor speisenden Wechselrichters, der aus mindestens einem Halbleiterschaltglied je Motorphasenwicklung besteht, den ein diesem zugeordnetes Steuerglied in den Durchlaß- bzw. in den Sperrzustand steuert, wenn der Strom-Istwert in der zugehörigen Motorphasenwicklung kleiner bzw. größer als ein durch einen Schwellspannungswert vorgegebener Strom-Sollwert ist, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Schwellspannungswert durch eine zeitlich veränderbare Steuerspannung vorgebbar ist, welche aus einzelnen Gleich- spannungen zusammengesetzt und mittels bistabiler Kippstufen in einer von einer Steuerimpulsfolge beaufschlagten Mehrstufenschaltung durch zyklisch aufeinanderfolgende Umschaltung dieser Kippstufen digital erzeugbar ist, indem jede Umschaltung einer bistabilen Kippstufe (B 3 bis 55) die Erhöhung oder die Erniedrigung der Steuerspannung um einen vorgebbaren Betrag und damit eine zeitabhängige Aneinanderreihung. von Gleichspannungen unterschiedlicher Amplitude zur Folge hat, und daß die Frequenz der erzeugten Steuerspannung durch Zufügung von Impulsen zu der oder Unterdrückung von Impulsen in der Steuerimpulsfolge sowie ferner die Amplitude der erzeugten Steuerspannung mittels zusätzlicher Schaltungseinheiten (B 14, B15) dem augenblicklichen Betriebszustand des Mehr- · phaseninduktionsmotors (B 1) anpaßbar sind.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die auf die einzelnen Steuerglieder (B 10 bis 513) gegebenen Steuerspannungen von derselben Mehrstufenschaltung erzeugbar sind und die gleiche Form haben, jedoch gegeneinander in ihrer Phasenlage verschoben sind.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitliche Dauer jeder Steuerspannungsstufe eine Funktion einer von der Istdrehzahl abgeleiteten Impulsfrequenz ist.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Steuerspannungen zusätzlich durch den Istschlupf des Motors unter Erzeugung von Schlupffrequenzimpulsen beeinflußbar ist und die Schlupffrequenz des Motors auf einen Wert begrenzt ist, welcher einen dem zulässigen Motordrehmoment entsprechenden Wert nicht übersteigt.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannungen aus einer periodischen Folge von Halbwellen einer Polarität bestehen.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Unterschied in der Größe der aufeinanderfolgenden, eine Halbwelle bildenden Steuerspannungsstufen mit steigender Spannung progressiv abnimmt.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die periodischen Halbwellen der Steuerspannungen einer Sinushalbwelle angenähert sind.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippstufen (B 3 bis BS) der Mehrstufenschaltung einen zyklisch arbeitenden Impulszähler bilden, welcher durch eine als Funktion der Istdrehzahl des Motors erzeugte

Eingangsimpulsfolge steuerbar ist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der einzelnen Kippstufen (B 3 bis BS) über abgestuft dimensionierte Widerstände (11 bis 16) zur Bildung entsprechend gestufter Teilströme mit wenigstens einem gemeinsamen Addierkreis (B 6) zur Summierung aller Momentanausgangssignale des Impulszählers sowie zur zeitlichen Addition der Spannungsstufen verbunden sind.

10. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulszähler aus in Kaskade geschalteten bistabilen Kippstufen (B 3 bis BS) aufgebaut ist, von denen jede Kippstufe nur bei jedem zweiten Impuls die nachfolgende Kippstufe umschaltet.

11. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein vollständiger Zähl- bzw. Umschaltzyklus des Impulszählers, ausgehend von einem bestimmten Anfangszustand, der Bildung einer Viertelwelle der Steuerspannungen entspricht.--

12. Anordnung nach den Ansprüchen 9,10 und 1U-gekennzeichnet durch zwei parallelgeschaltete, die Kippstufenausgangssignale addierende Kreise (17, 18), von denen einer mit allen im Anfangszustand des Impulszählers gesperrten und der andere mit allen im Anfangszustand des Impulszählers leitenden Ausgängen verbunden ist und in denen während eines Zählzyklus gleichzeitig zwei zueinander komplementäre Steuerspannungs-Viertelwellen entstehen, sowie durch einen am Ende jedes Zählzyklus umsteuerbaren Schaltkreis (19, 20, 21, 22) zur sukzessiven zeitlichen Addition je zweier zueinander komplementärer Viertelwellen zu einer vollen Steuerspannungs-Halbwelle.

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis (19, 20, 21, 22) von einer in Kaskade mit dem Impulszähler geschalteten weiteren bistabilen Kippstufe (B 7) gesteuert ist und zwei Ausgänge (Vp 1, Vp 2) aufweist, auf welche gleichzeitig die abwechselnd zusammengesetzten Halbwellen-Folgen der Steuerspannungen gegeben sind, von denen die Halbwellen am einen Ausgang gegenüber den Halbwellen am anderen Ausgang um eine Viertelwelle phasenverschoben sind, und daß das auf diese Weise erzeugte zweiphasige Steuerspannungssystem zur Steuerung eines Zweiphasen-Induktionsmotors (B 1) dient.

14. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Motorphasenwicklung zwei Steuerglieder (B 10, B11; B 12, B13) zugeordnet sind und jede der beiden Folgen "von vollständigen Steuerspannungs-Halbwellen über eine Verteilerschaltung (BS, 59) abwechselnd auf das eine und das andere Steuerglied derselben Phase derart gegeben ist, daß das eine Steuerglied (BiO bzw. 512) alle geradzahligen und das andere Steuerglied (Bit bzw. 513) alle ungeradzahligen Halbwellen der betreffenden Steuerspannung erhält.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Verteilerschaltung aus zwei zusätzlichen bistabilen Kippstufen (B 8, 59) gebildet ist, die von der ersterwähnten bistabilen Kippstufe (B 7) gesteuert ist.

16. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulszähler aus zu einem Ringzähler zusammengeschalteten bistabilen Kippstufen (74,74', 75,75', 76,76', F i g. 6) besteht.

17. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der den Ringzähler bildenden bistabilen Stufen ein ganzzahliges Vielfaches der Anzahl der Motorphasen ist.

18. Anordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der bistabilen Kippstufen je einen elektronischen Schalter (79 bis 87) steuern, über welchen die Steuerspannungsstufen unterschiedlicher Größe unter Zusammensetzung vollständiger Steuerspannungs-Halbwellen auf we- ίο nigstens eine gemeinsame Steuerleitung (R', S', T) geschaltet sind. -

19. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnten elektronischen Schalter (79 bis 87) gruppenweise mit drei getrennten Steuerleitungen (R', S', T) verbunden sind, in denen um 120° gegeneinander phasenverschobene Folgen von Steuerspannungs-Halbwellen entstehen.

20. Anordnung nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, daß die an den einzelnen Ausgängen der elektronischen Schalter (79 bis 87) erzeugten individuellen Steuerspannungsstufen einer an alle Schalterkreise angelegten gemeinsamen Spannung (Leitung 89) überlagert sind.

21. Anordnung nach Anspruch 8 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsimpulsfolge für den Impulszähler von einem Impulsgeber (B 2) erzeugt ist, welcher seinerseits durch Impulse steuerbar ist, deren Folgefrequenz proportional zur Istdrehzahl des Motors (B 1) ist.

22. Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der vom Impulsgeber (B 2) erzeugten Impulsfolge durch eine als Funktion der Abweichung der Motor-Istdrehzahl von einer vorgebbaren Solldrehzahl steuerbare Schaltung (B 14) zur Vorgabe eines von der Motor-Istdrehzahl abhängigen Sollschlupfes veränderbarist.

23. Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Impulsgeber (B 15) vorgesehen ist, welcher eine Schlupfimpulsfolge mit einer festen, einem vorgebbaren Sollschlupf entsprechenden Frequenz erzeugt, und diese Schlupfimpulse zu der vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugten Impulsfolge addiert ist.

24. Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Impulsgeber (B 15) vorgesehen ist, welcher eine Schlupfimpulsfolge mit einer als Funktion der Abweichung der Motor-Istdrehzahl yon einer vorgebbaren Solldrehzahl veränderbaren, auf einen maximalen Wert begrenzten Frequenz erzeugt, daß diese Frequenz mit Annäherung der Motor-Istdrehzahl an die Solldrehzahl abnimmt und daß diese Schlupfimpulsfolge zu der vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugten Impulsfolge addiert ist.

25. Anordnung nach einem der Ansprüche 22 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die als Funktion der Istdrehzahl des Motors steuerbare Schaltung (B 14) und/oder der zweite Impulsgeber (B 15) durch die vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugte Impulsfolge steuerbar ist.

26. Anordnung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß die vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugte Impulsfolge durch eine auf die Frequenz dieser Impulsfolge ansprechende Schaltung (52 bis 59, F i g. 4) derart veränderbar ist, daß mit Annäherung an die Solldrehzahl des Motors (B 1) wenigstens ein Teil der auf den Impulszähler gegebenen Impulse unterdrückt ist.

27. Anordnung nach den Ansprüchen 24 und 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des zweiten Impulsgebers (92, F i g. 9) durch eine von der vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugten Impulsfolge gesteuerte frequenzempfindliche Schaltung (32 bis 46, F i g. 7) veränderbar ist.

28. Anordnung nach Anspruch 26 oder 27, dadurch gekennzeichnet, daß die frequenzempfindliche Schaltung aus einer ersten Impulsformerstufe (52, 53; 32, 33), auf welche die vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugte Impulsfolge gegeben wird und deren Ausgangsimpulse auf den Eingang (7; 71) des Impulszählers geleitet sind, aus einem, ebenfalls an den Ausgang dieser ersten Impulsformerstufe angeschlossenen, einstellbaren Zeitglied (58, 59; 35,

36) sowie aus einer zweiten Impulsformerstufe (56, 57; 38, 39) besteht, welche auf die Ausgänge der ersten Impulsformerstufe zur Erzeugung entweder von zusätzlichen Eingangsimpulsen für den Impulszähler oder von Steuersignalen (Ausgang 46) für den zweiten Impulsgeber (92) nur dann anspricht, wenn das während der Pausen zwischen aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen der ersten Impulsformerstufe aufgeladene und durch jeden Ausgangsimpuls entladene Zeitglied eine vorgebbare Aufladespannung erreicht.

29. Anordnung nach den Ansprüchen 1 und 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude der Steuerspannungsstufen in Abhängigkeit vom Aufladungszustand der erwähnten Zeitglieder (58,59; 35,

37) entweder stufenförmig (Schaltung 60, 61, 62) oder stetig (Schaltung 42,43) veränderbar ist.

30. Anordnung nach den Ansprüchen 20, 28 und 29, dadurch gekennzeichnet, daß die stetige Änderung der Amplitude der Steuerspannungen durch die Aufladungsspannung eines von den Ausgangsimpulsen der zweiterwähnten Impulsformerstufe (38, 39) aufgeladenen Kondensator (43) bestimmt ist, daß diese Aufladungsspannung die erwähnte gemeinsame Spannung (Leitung 89) ist, welche den individuellen Steuerspannungsstufen an den Ausgängen der elektronischen Schalter (79 bis 87) überlagert ist, und daß diese gemeinsame Spannung (Leitung 89) in Abhängigkeit von der Motor-Istdrehzahl verschwindet, sobald sich die Istdrehzahl dem an einem Potentiometer (37) eingestellten Sollwert nähert.

31. Anordnung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Solldrehzahl am Potentiometer (37) als Funktion der Motorbelastung derart einstellbar ist, daß sich ein bestimmtes Drehzahl-Last-Verhalten des Motors ergibt.

32. Anordnung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß sich eine konstante Drehzahl als Funktion der Belastung ergibt.

33. Anordnung nach Anspruch 31 oder 32, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellung am Potentiometer (37) über eine Gegenkopplung (48) beeinflußbar ist, welche aus der Änderung einer zur Istdrehzahl des Motors umgekehrt proportionalen Spannung (46) abgeleitet ist.