CH435418A - Installation pour la constitution de tensions pilotes de commande de la commutation électronique d'un moteur à induction - Google Patents

Description

      Installation    pour la     constitution    de     tensions        pilotes    de     commande     de la commutation     électronique    d'un     moteur    à     induction       On connaît diverses solutions pour alimenter un  moteur à induction par une     tention    ou un courant alter  natif de fréquence variable, singulièrement par voie  électronique.  



  L'une des solutions les plus avantageuses consiste en  une commutation électronique à   découpage de phase    qui permet de donner à chaque alternance de courant  moteur la forme la mieux adaptée, singulièrement une  forme quasi-sinusoïdale. Il est prévu à cet effet deux  canaux de commutation par phase, soit un canal par  type d'alternances, la commutation électronique étant  très généralement unidirectionnelle.  



  Conformément au principe de cette technique, chaque  canal de commutation électronique est doté d'un circuit  réactif de   découpage  , propre à bloquer la commuta  tion dès que l'intensité du courant moteur dépasse la  limite qui lui est assignée à l'instant considéré. La tension  de self-induction du bobinage moteur intéressé est alors  écrêtée de telle manière que le courant de self-induction  prolonge le courant moteur tout en décroissant     exponen-          tiellement.    Lorsque la valeur de ce courant de self-induc  tion tombe au-dessous d'un certain niveau, la commuta  tion est de nouveau établie jusqu'à ce que le courant  atteigne la nouvelle valeur limite qui lui est assignée,  laquelle entraîne le blocage de la commutation et ainsi  de suite.  



  La valeur instantanée limite du courant moteur étant  dictée par l'amplitude instantanée d'une tension pilote,  le courant moteur épouse en fait la forme approximative  de ladite tension pilote.  



  Avec deux canaux de commutation électronique par  phase, ce type de moteur s'accommode particulièrement  bien d'un système biphasé qui lui confère pratiquement  tous les avantages des moteurs à induction polyphasés  tout en limitant le nombre de canaux de commutation à  quatre.    Alors que le couple de démarrage d'un moteur à  induction polyphasé alimenté par le réseau est relative  ment élevé en dépit d'une fréquence de  glissement   importante, grâce à une surintensité considérable, il ne  saurait être question d'assurer une telle réserve de puis  sance dans un système d'alimentation par commutation  électronique.

   L'installation de constitution des tensions  pilotes doit donc, de préférence, être telle que la     fréquence     de   glissement   n'excède jamais la valeur correspondant  au couple maximum pour un courant donné, soit 3 à 6 Hz.  D'autres conditions évidentes permettent d'énoncer en  bref de la manière suivante les caractéristiques essentielles  d'une installation idéale de constitution des tensions  pilotes:  a) Permettre un asservissement de la fréquence     pilote     à la vitesse de rotation du moteur de manière à ce que la  fréquence de   glissement   ne dépasse pas la valeur cor  respondant à un couple maximum pour un courant  donné.  



  b) Permettre d'engendrer un système de tensions  polyphasées, singulièrement biphasées, de préférence  quasi-sinusoïdales.  



  c) Permettre une variation rapide de la fréquence  sans qu'un régime transitoire n'affecte de manière sen  sible la forme,     l'amplitude    ou la phase relative des ten  sions pilotes.  



  d) Permettre une régulation de vitesse, de préférence  par voies manuelle et automatique.  



  Conçue de manière à satisfaire ces exigences, la pré  sente invention a pour objet une installation pour une  constitution de tensions pilotes de     commande    de la com  mutation électronique du courant d'alimentation d'un  moteur électrique à induction à partir d'une source de  tension continue, le courant d'alimentation du bobinage  de chaque phase dudit moteur étant soumis à la commu  tation alternée de deux canaux de     commutation    électro  nique unidirectionnelle agencés de manière à engendrer      dans ledit bobinage de phase un courant alternatif quasi  sinusoïdal, les tensions pilotes de     commande    de chaque  canal de commutation ne différant que par leurs phases  respectives,

   les tensions pilotes correspondant aux deux  canaux de commutation d'une même phase étant dépha  sées de     180 ,    caractérisée par le fait qu'elle comprend un  premier générateur d'impulsions, asservi au moteur,  actionnant au moins un circuit     multistable    agencé de  manière à engendrer au moins deux successions de ten  sions digitales périodiques, dite   constitutives  , sous  forme de     paliers,    chacune des     successions    correspondant  à une demi-alternance d'une courbe périodique approxi  mativement sinusoïdale, un circuit de juxtaposition chro  nologique des demi-alternances, délivrant deux tensions  déphasées constituées     chacune    d'alternances complètes  unipolaires,

   constituant lesdites tensions pilotes, un cir  cuit de commutation alternée appliquant alternativement  et respectivement l'une ou l'autre des tensions pilotes, à  un organe de commutation à seuil, attribué à chaque  canal de commutation, contrôlant la croissance du cou  rant d'alimentation du moteur, des moyens pour intro  duire une fréquence de glissement agissant sur le nombre  des impulsions actionnant le circuit     multistable,    la fré  quence de glissement étant     limitée    à une valeur ne  dépassant pas celle correspondant au couple maximum  du moteur, et un circuit de stabilisation automatique de  la vitesse de rotation du moteur agissant sur l'un des  paramètres suivants:

   fréquence de     glissement,    nombre  d'impulsions du premier générateur, ou amplitude des  tensions pilotes.  



  Le dessin ci-annexé représente, à titre d'exemple, une  forme     d'exécution    de l'installation selon l'invention.  



  La figure 1 représente un circuit propre à engendrer  des tensions pilotes sur la base d'une juxtaposition de  tensions   constitutives  .  



  Les figures 2a à 2d sont des formes de tensions pilotes  à deux stades d'élaboration.  



  La figure 3 représente un circuit de répartition des  tensions pilotes biphasées engendrées par le circuit de la  figure 1 entre les quatre canaux de commutation.  



  La figure 4 représente le schéma d'un circuit de     mise     en forme des impulsions et de régulation de la vitesse.  La figure 5 représente un schéma bloc d'ensemble.  Comme le montre la figure 1, le circuit fondamental  pour engendrer des tensions pilotes est avantageusement  constitué par un circuit     multistable    agencé en compteur  d'impulsions. il s'agit ici d'un     circuit        multistable    com  prenant les trois étages     bistables    classiques B3, B4 et B5  couplés en cascade.

   Chaque étage est ici constitué par  deux transistors dont on sait que l'un est conducteur  tandis que l'autre est bloqué ou réciproquement, une per  mutation d'état résultant de l'application d'une impulsion  positive respectivement sur la voie 7, 8 ou 9.     Il    résulte  de cette condition que l'étage B4 permute une fois sur  deux permutations de l'étage B3 et l'étage B5 une fois  sur deux permutations de l'étage B4, ce qui fait en tout  huit positions stables distinctes du circuit     multistable     composé des trois étages.  



  L'état   initial   du circuit     multistable    est caractérisé  par le fait que chaque étage ne permutera qu'à la seconde .  impulsion reçue par l'étage qui le précède (dans le cas  particulier lorsque les transistors pairs sont conducteurs).  



  Il est entendu     queVl    est une tension positive tandis que  V2 est négative. Considérons alors la contribution des  résistances à la conduction unidirectionnelle 11, 13 et 15  sur la tension aux bornes de la résistance de charge 17,  étant précisé que la résistance 13 accuse une valeur         ohmique    double de la résistance 15 et la résistance 11  une valeur double de la résistance 13.  



  Dans l'état initial, tous les transistors impairs sont  bloqués, il n'y a donc pas de tension aux bornes de la  résistance 17.  



  A la première impulsion d'entrée, l'étage B3 bascule  seul et la résistance 11 débite sur la résistance 17.  



  A la seconde impulsion d'entrée, l'étage B3 revient à  sa position initiale et c'est l'étage B4 qui bascule d'où le  débit de la résistance 13 avec une valeur deux fois plus  faible qu'après la     première    impulsion.  



  A la troisième impulsion, les résistances 11 et 13  débitent en parallèle (résistance trois fois plus faible).  



  A la quatrième impulsion, la résistance 15 débite  seule (résistance quatre fois plus faible).  



  A la cinquième impulsion, la résistance 15 débite en  parallèle avec la résistance 11 (résistance cinq fois plus  faible), etc.  



  A la sixième impulsion, la résistance est six fois plus  faible. Elle est sept fois plus faible à la septième impulsion  et de nouveau infinie à la huitième (retour à l'état ini  tial).  



  La figure 2a donne la tension aux bornes de la résis  tance 17. La compression vers le     sommet    dépend évidem  ment du rapport de la résistance 17 à la résistance 11,  lequel est facilement     ajustable    par exemple en vue de  rapprocher la tension de la figure 2a autant que possible  d'une demi-alternance de sinusoïde. L'approximation  sera d'autant meilleure que la demi-alternance comporte  plus de paliers mais en pratique huit paliers sont plus que       suffisants.     



  Il est évident que les résistances 12, 14 et 16, de valeurs  respectivement égales à leurs homologues engendrent sur  la résistance 18 une tension réciproque donnée par la  figure 2b, le processus se déroulant en sens exactement  inverse.  



  Pour obtenir une suite d'alternances complètes, il  s'agit de juxtaposer alternativement une demi-alternance  de la tension aux bornes de la résistance de composition  digitale 17 avec une demi-alternance aux bornes de la  résistance de composition digitale 18.  



  Deux couples de transistors, 19 et 20 d'une part, 21  et 22 d'autre part comportent respectivement à cet effet  une résistance de collecteur     commune,    23 d'une part et  24 d'autre part tandis que les bases des transistors d'un  même couple sont reliées respectivement aux résistances  17 et 18.

   Un étage binaire supplémentaire B7, couplé en  cascade, après l'étage B5, permute à chaque retour du  circuit     multistable    à son état initial et bloque alternative  ment l'un et l'autre transistors de chaque couple en pola  risant fortement sa résistance d'émetteur, de telle manière  que la résistance 23 reproduit alternativement la tension  aux bornes des résistances 17 et 18     (fig.    2c) tandis que la  résistance 24 reproduit ces tensions selon la figure 2d,  déphasée d'une demi-alternance par rapport à la première.  Le circuit B6 permet ainsi la reconstitution d'alternances  complètes, de polarité inversée.  



  La figure 3 donne, en B10 et     Bll,    le schéma simplifié  des deux canaux de commutation électronique relatifs à  une même phase, le bobinage de phase du moteur étant  ici divisé en deux parties Ml et M2, travaillant en       push-          pull     .  



  Au repos le transistor 1 est bloqué et avec lui toute la  chaîne du canal B10, avec les transistors 2, 3 et 4.  



  Si la tension de base du transistor 1 devient négative,  toute la chaîne se débloque et un courant est appliqué au  bobinage M1. Le déblocage du transistor 1 s'effectue par           l'intermédiaire    du transistor pilote P1 dont la base est  soumise à la tension pilote     Vpl.     



  La commutation du transistor 4 permet à un courant  de prendre naissance dans la bobine Ml. En vertu de la  self-induction propre de cette dernière, ce courant croîtra  progressivement, plus ou moins rapidement, et avec lui  la tension sur la très faible résistance 5. Lorsque, par voie  de conséquence, l'émetteur du transistor 1 atteindra le  potentiel de sa base (valeur instantanée de la tension  pilote) le courant sera interrompu pour un instant très  court, ici déterminé par le condensateur de réaction 6.  Un dispositif     d'écrêtage    de la tension de self-induction  engendrée sur la bobine Ml (non-représenté) permet au  courant de self-induction, qui prolonge le courant moteur,  de diminuer progressivement.

   Mais le courant est bientôt  rétabli et croît à nouveau jusqu'à ce que la tension sur la  résistance 5 soit égale à la nouvelle valeur instantanée de  la tension pilote. Le courant est alors interrompu à nou  veau et ainsi de suite.  



  Le courant moteur qui comprend également le cou  rant de self-induction durant les interruptions oscille  ainsi de part et d'autre de la valeur instantanée assignée  par la tension pilote dont il reproduit la forme générale.  



  La tension     Vpl,    tirée du circuit de la figure 2c par  exemple, doit naturellement être distribuée alternative  ment sur les canaux     BIO    et     BI1,    à raison d'une alternance  par canal. Cette commutation alternée est assurée par un  nouvel étage binaire supplémentaire, couplé en cascade  après l'étage B7 de la figure 1 et, par l'intermédiaire des  diodes 7 et 8, paralyse alternativement, au rythme des  alternances, un canal et l'autre par une polarisation forte  ment positive appliquée sur le transistor 1 ou son homo  logue du canal B11.  



  L'étage binaire B9 travaille alternativement à l'étage  B8 pour le contrôle de l'autre phase. Alors que l'étage B8  est attaqué à partir du collecteur de l'un des transistors de  l'étage B7     (fig.    1), l'étage B9 sera attaqué à partir du  circuit de collecteur de l'autre transistor de cet étage B7.  Le choix du transistor d'attaque tient au fait que les  alternances distribuées par les étages B8 et B9 ne doivent  pas être coupées en deux, ce qui implique une relation de  phase convenable entre les alternances considérées et  leur commutation alternée.  



  Un circuit auxiliaire constitué des résistances 9 et 11,  de la diode 10 et du condensateur 12, impose une rotation  des phases dans un sens prédéterminé à l'exclusion du  sens inverse qui entraînerait une inversion de sens de  rotation du moteur.  



  Il faut maintenant revenir à la figure 1, pour préciser  quelles sont les sources d'impulsions appliquées en 7.  Une demi-alternance ou un quart de période implique  8 impulsions d'entrée. Une période complète demande  donc 32 impulsions d'entrée.  



  Un premier générateur d'impulsions, entraîné en syn  chronisme avec le moteur produit ces 32 impulsions à  chaque tour du moteur. On peut prévoir à cet effet un  couple d'organes émetteur-récepteur dont le couplage  est intercepté périodiquement par les dents d'un disque à  périphérie échancrée. Par exemple une source lumineuse  et un capteur photosensible ou mieux encore une bobine  émettrice parcourue par un courant à haute fréquence et  une bobine     captrice    accordée sur la fréquence de la pre  mière et excitant la base d'un transistor lorsque le couplage  est possible entre les bobines, ce couplage étant périodi  quement intercepté par les dents d'un disque conducteur  solidaire du rotor du moteur.

   On peut imaginer d'autres  couplages de nature inductive, capacitive, magnétique,    radioactive, etc. permettant de produire finalement 32  impulsions par tour du moteur.  



  La condition de synchronisme entre la     vitesse    du  moteur et la fréquence du courant d'alimentation est ainsi  satisfaite mais elle ne donne     lieu    à aucun   glissement    générateur du couple moteur.  



  Un second générateur d'impulsions ou générateur de    glissement   est prévu à cet effet. Ce générateur, par  exemple du type   multivibrateur   délivre une fréquence  maximum d'impulsions correspondant à la fréquence de  glissement optimum (3 à 6 Hz) soit, compte tenu du fac  teur 32 de formation des tensions pilotes, une fréquence  de 100 à 200 Hz. Ces impulsions de   glissement   sont  additionnées aux impulsions de synchronisme, à l'entrée 7  du circuit     multistable    de la figure 1.  



  La fréquence du courant moteur est dès lors supé  rieure à la fréquence de synchronisme d'une valeur fixe  et optimum représentant la fréquence de glissement, à la  faveur de laquelle le moteur prend une accélération  maximum pour atteindre la vitesse qui lui est assignée.  



  La stabilisation de la vitesse assignée peut alors être  envisagée au moins de trois manières associées ou indé  pendantes  a) Par abaissement de la fréquence de glissement.  



  b) Par élimination d'une partie au moins des impul  sions de synchronisme.  



  c) Par réduction     d'amplitude    des tensions pilotes,  partant du courant moteur.  



  Dans tous les cas, la vitesse de rotation peut     être     mesurée par la fréquence des impulsions de     synchronisme     du premier générateur d'impulsions, entraîné par le  moteur.  



  La figure 4 donne un exemple de circuit de traitement  de ces impulsions en vue de la régulation de vitesse.  



  1 symbolise le capteur placé sur le moteur avec la  fonction de délivrer 32 impulsions par tour ou de préfé  rence 16 signaux assez larges pour que le début et la fin  puissent être constitués en impulsions. 2 et 3 sont les  deux transistors d'une bascule de Schmitt classique de  mise en forme des signaux délivrés par le capteur I. Le  collecteur du transistor 3 constitue une première voie de  sortie délivrant 16 impulsions par tour du moteur.  



  Les transistors 6 et 7 forment une seconde bascule de  Schmitt constituée en       flip-flop          monostable        réexcitable     pendant sa période métastable. A cet effet le transistor 4  décharge complètement une capacité de temporisation 8  chaque fois qu'il est rendu conducteur par une impulsion  négative sur sa base, c'est-à-dire à chaque déblocage de la  première bascule de Schmitt. La capacité 8 se recharge  alors plus ou moins rapidement à travers la résistance       ajustable    9 jusqu'à ce que, par l'intermédiaire du tran  sistor amplificateur de courant 5, le       fiip-$op          mono-          stable    bascule.

   L'impulsion suivante de décharge du  condensateur 8 ramène le       flip-flop          monostable    dans  son état initial en donnant une impulsion de sortie positive  sur le collecteur du transistor 7 qui engendrera également  16 impulsions par tour, formant une suite équidistante  avec les 16 impulsions par tour issues du transistor 3,  aussi longtemps que la vitesse requise n'est pas atteinte.  Lorsque la vitesse assignée est atteinte, la résistance 9 n'a  plus le temps de recharger le condensateur 8 jusqu'à faire  permuter la bascule     monostable.    Le transistor 7 ne     délivre     alors plus d'impulsion et la fréquence tombe sensiblement  de moitié.  



  La vitesse est-elle réduite, alors l'intervalle entre les  impulsions augmente, la résistance 9 a de nouveau le  temps de charger le condensateur 8 de manière à entraîner      la permutation du       flip-flop          monostable    et les impul  sions réapparaissent sur le transistor 7.  



  En réalité la régulation n'est pas aussi brusque, les  imperfections mécaniques des échancrures pratiquées sur  la périphérie du disque entraîné par le moteur, par  exemple, ayant pour conséquence une certaine dispersion  cyclique des intervalles entre impulsions, elles sont en fait  éliminées les unes après les autres de la sortie du transis  tor 7, ce qui adoucit le réglage.  



  Signalons qu'il peut y avoir     intérët,    dans     certains    cas       particuliers,    à ce que la fréquence de   glissement   aug  mente légèrement avec la vitesse. Dans ce cas, ledit  premier générateur d'impulsions, au lieu de délivrer des  impulsions en nombre propre à synchroniser le courant  d'alimentation sur la vitesse, en délivrera une ou deux  de plus par tour, ce qui ne nuira pas à     l'efficacité    du réglage  de la vitesse par le procédé susmentionné, tout en engen  drant une   composante   de la fréquence de glissement  fonction de la vitesse.  



  La partie inférieure de la figure 4, avec les transistors  10, 11 et 12, se rapporte à cette autre possibilité de réglage  de la vitesse qui consiste à agir sur l'intensité du courant  moteur par l'intermédiaire de l'amplitude des tensions  pilotes.  



  Le circuit proposé à titre d'exemple non limitatif,  fonctionne de la manière suivante: Le transistor 10, saturé  au repos, assure l'équilibre du       flip-flop          monostable     constitué des transistors 11 et 12, le dernier étant conduc  teur au repos. Une dérivation part de sa résistance de  collecteur 21 pour aboutir, par une diode et les résistances  19 et 20 sur le curseur des résistances 17 et 18 de la  figure 4. Dans l'état conducteur du transistor 12, les ten  sions relatives sont telles que la résistance 21 ne participe  pas à la définition des tensions pilotes engendrées sur les  résistances 17 et 18 de la figure 1. Par contre, si le tran  sistor 12 se trouve bloqué, le côté actif de la résistance 21  est rappelé à la tension V3, laquelle est plus négative  que V2.

   Les résistances 19, 20 et 21 contribuent alors à  réduire l'amplitude des tensions pilotes. Le transistor 12  ne doit se bloquer que lorsque la vitesse requise du moteur  est atteinte. Pour cette raison, le transistor 10, normale  ment conducteur, est attaqué par des impulsions de blo  cage en provenance du collecteur du transistor 2 mais à  travers un circuit auxiliaire constitué de la résistance 15  et de la diode 13. Si le transistor 7 est préalablement  bloqué, la résistance 15 polarise fortement la diode 13  dans le sens bloqué. Une impulsion positive fournie par  le condensateur 14 n'est alors pas transmise au transistor  10 qui reste conducteur.

   Si par contre le transistor 7 est  conducteur, la polarisation de la diode 13 disparaît et  une impulsion positive fournie par le condensateur 14  sera transmise à la base du transistor 10 qui se bloquera  le temps nécessaire à faire basculer le       flip-fiop          mono-          stable,    par conséquent à bloquer momentanément le  transistor 12.  



  Une analyse du circuit montre qu'une     prépolarisation     de blocage est appliquée à la diode 13 au moment de  l'impulsion sur le condensateur 14, aussi longtemps que  l'intervalle entre deux impulsions successives transmises  par la première bascule de Schmitt (transistors 2 et 3)  n'est pas extrêmement voisin ou inférieur à la durée de  temporisation du condensateur 8, c'est-à-dire aussi long  temps que la vitesse requise du moteur n'est pas atteinte.  Par contre, dès que cette vitesse est atteinte, le transistor 7  reste conducteur jusqu'à l'application de l'impulsion posi  tive sur le condensateur 14 qui entraîne par conséquent  chaque fois le blocage momentané du transistor 12.

      II est évident que ce       flip-flop          monostable    de com  mande de l'amplitude des tensions pilotes pourrait égale  ment et avantageusement être du type     réexcitable    durant  sa période métastable.  



  La figure 5 donne un schéma-bloc des circuits de l'ins  tallation décrite.  



  B1 représente le moteur avec une voie d'alimentation  en provenance de la source B16, quatre voies de commuta  tion en provenance des canaux B10 à B13 tandis que le  moteur     Bl    délivre les signaux de synchronisme au     discri-          minateur    de mise en forme B2. Les impulsions de syn  chronisme sont transmises au circuit     multistable    constitué  des blocs B3 à B5. En B6 se trouvent les circuits de com  position digitale, de formation des demi-alternances tan  dis que B7 constitue le circuit de formation des alternances  complètes selon deux voies biphasées.

   B8 distribue alter  nativement les alternances pilotes à l'un et à l'autre des  deux canaux de commutation d'une même phase, B10 et  B11 tandis que B9 en fait autant pour les deux canaux  de commutation de l'autre phase, B12 et B13. Le bloc  B15 représente le générateur d'impulsions de glissement  dont les impulsions s'ajoutent à celles de B2 à l'entrée  de B3. Le bloc B14 est le circuit sélecteur de vitesse qui,  à partir de la fréquence des impulsions de synchronisme,  commande: soit la sortie des impulsions de B2, soit la  fréquence du générateur de glissement B15, soit l'ampli  tude des tensions pilotes engendrées en B6 ou encore une  combinaison quelconque de ces trois possibilités.  



  Les avantages d'une telle installation de formation  des tensions pilotes sont considérables, ne fût-ce qu'en ce  qu'elle réalise à la perfection les conditions fondamentales  requises pour le bon fonctionnement d'un moteur à  induction à commutation électronique. Aucune surcharge  de démarrage n'est possible, l'intensité du courant moteur  étant, dans la règle, limitée par l'amplitude prédéterminée  des tensions pilotes. L'accélération ne s'en fait pas moins  dans les meilleures conditions possibles, avec le glissement  optimum et un couple de démarrage maximum. La varia  tion manuelle ou automatique de la vitesse est des plus  simples, aucun   décrochage   n'est possible.  



  L'installation décrite présente cet avantage considé  rable de permettre une variation instantanée de la fré  quence sans affecter la forme, l'amplitude ou la phase  relative des tensions pilotes.  



  Le circuit     multistable    peut prendre un grand nombre  de formes passant notamment par tous les dispositifs  électroniques compteurs d'impulsions. Il en est de même  du générateur d'impulsions de synchronisme, du généra  teur d'impulsions de glissement et du circuit sélecteur de  vitesse qui peut aussi bien s'accommoder d'un générateur       tachymétrique    que de toute autre solution.

Claims (1)

1. REVENDICATION Installation pour la constitution de tensions pilotes de commande de la commutation électronique du courant d'alimentation d'un moteur électrique à induction à partir d'une source de tension continue, le courant d'alimenta tion du bobinage de chaque phase dudit moteur étant soumis à la commutation alternée de deux canaux de commutation électronique unidirectionnelle agencés de manière à engendrer dans ledit bobinage de phase un courant alternatif quasi-sinusoïdal, les tensions pilotes de commande de chaque canal de commutation ne différant que par leurs phases respectives, les tensions pilotes cor respondant aux deux canaux de commutation d'une même phase étant déphasées de 180 , caractérisée par le fait qu'elle comprend un premier générateur d'impul sions, asservi au moteur,

   actionnant au moins un circuit multistable agencé de manière à engendrer au moins deux successions de tensions digitales périodiques, dites cons titutives , sous forme de paliers, chacune des successions correspondant à une demi-alternance d'une courbe pério dique approximativement sinusoïdale, un circuit de juxta position chronologique des demi-alternances, délivrant deux tensions déphasées constituées chacune d'alter nances complètes unipolaires, constituant lesdites tensions pilotes, un circuit de commutation alternée appliquant alternativement et respectivement l'une ou l'autre des tensions pilotes, à un organe de commutation à seuil, attribué à chaque canal de commutation, contrôlant la croissance du courant d'alimentation du moteur,

   des moyens pour introduire une fréquence de glissement agissant sur le nombre des impulsions actionnant le cir cuit multistable, la fréquence de glissement étant limitée à une valeur ne dépassant pas celle correspondant au couple maximum du moteur et un circuit de stabilisation auto matique de la vitesse de rotation du moteur agissant sur l'un des paramètres suivants: fréquence de glissement, nombre d'impulsions du premier générateur, ou amplitude des tensions pilotes. SOUS-REVENDICATIONS 1. Installation selon la revendication, caractérisée par le fait que ledit organe de commutation à seuil est tel que le canal de commutation correspondant ne soit débloqué qu'à partir d'un certain seuil d'amplitude rela tive de la tension pilote appliquée à ce canal. 2.

   Installation selon la revendication et la sous-reven- dication 1, caractérisée par le fait que ledit organe de commutation à seuil est tel que l'amplitude instantanée de la tension pilote appliquée au canal de commutation correspondant, limite proportionnellement, en valeur supérieure, le courant instantané de commutation de ce canal, de manière à ce que la forme du courant commuté soit au moins approximativement dictée par la forme de de ladite tension pilote. 3.

   Installation selon la revendication, caractérisée par le fait que ledit circuit multistable est constitué en compteur d'impulsions à fonctionnement cyclique, de manière à ce qu'il occupe successivement ses divers états stables au rythme des impulsions d'entrée de commande. 4.

   Installation selon la revendication et la sous-reven- dication 3, caractérisée par le fait que ledit circuit multi- stable est associé à au moins un circuit de composition digitale qui engendre une tension caractéristique de chaque état stable et juxtapose les tensions caractéris tiques des différents états stables qui prennent naissance au cours d'un cycle de fonctionnement dudit circuit multi- stable de manière à constituer une demi-alternance de tension pilote. 5.

   Installation selon la revendication et la sous-reven- dication 3, caractérisée par le fait que ledit circuit multi- stable est du type binaire, constitué de bascules bistables couplées en cascade de manière à ce que chacune d'elles bascule une fois sur deux basculements de celle qui la précède, l'état initial dudit circuit binaire à partir duquel commence un cycle étant l'état pour lequel chaque étage bistable ne basculera qu'à la seconde impulsion reçue par l'étage bistable qui le précède. 6.

   Installation selon la revendication et la sous-reven- dication 5, caractérisée par le fait que lesdites bascules bistables se composent de deux éléments actifs, l'un étant bloqué et l'autre conducteur ou inversement. 7. Installation selon la revendication et les sous-reven- dications 4, 5 et 6, caractérisée par le fait que ledit circuit de composition digitale comporte une liaison résistive avec chacune desdites bascules bistables. 8.

   Installation selon la revendication et la sous-reven- dication 7, caractérisée par le fait qu'elle comprend deux circuits de composition digitale comprenant respec tivement une dite liaison résistive unidirectionnelle, l'un avec tous les éléments actifs desdites bascules bistables bloqués dans l'état initial dudit circuit multistable binaire, l'autre avec tous les éléments actifs desdites bascules bistables conducteurs dans l'état initial dudit circuit multistable binaire,

   ladite liaison résistive unidirection nelle ne conduisant un courant que lorsque l'élément actif auquel elle est couplée se trouve dans l'état conducteur. 9. Installation selon la revendication et la sous-reven- dication 8, caractérisée par le fait que la valeur ohmique de ladite liaison résistive diminue de moitié d'un étage bistable au suivant de manière à engendrer une succession monotone de tensions constitutives au cours d'un cycle de fonctionnement dudit circuit multistable. 10.

   Installation selon la revendication et les sous- revendications 8 et 9, caractérisée par le fait que le circuit de juxtaposition chronologique comprend un circuit de commutation constitué par un étage bistable supplémen taire couplé en cascade à la suite dudit circuit multistable, de manière à ce qu'il bascule à chaque cycle de ce dernier, ledit circuit de commutation ayant pour fonction de relier alternativement un premier circuit de sortie sur l'un puis sur l'autre desdits circuits de composition digitale ,

   au rythme des cycles de fonctionnement dudit circuit multi- stable et également un second circuit de sortie sur l'un puis sur l'autre desdits circuits de composition digi tale , au rythme des cycles de fonctionnement dudit cir cuit multistable, mais en opposition de phase avec les commutations opérées sur le premier circuit de sortie, les tensions pilotes ainsi obtenues sur chacune des sorties étant constituées d'une suite continue d'alternances com plètes, la tension pilote de l'une des sorties étant déphasée d'une demi-alternance par rapport à la tension pilote de l'autre sortie, de telle manière qu'elles constituent un système de tensions pilotes biphasées,

   propres au pilotage d'un moteur à induction également biphasé. 11. Installation selon la revendication et la sous- revendication 10, caractérisée par le fait que chacune desdites tensions pilotes constituées d'une suite continue d'alternances complètes, commande les deux dits canaux de commutation d'une même phase et est à cet effet dédoublée entre les deux dits canaux, l'un recevant les alternances paires et l'autre les alternances impaires de ladite tension pilote, par ledit circuit de commutation alternée. 12.

   Installation selon la revendication et la sous- revendication 11, caractérisée par le fait que ledit dédou blement est opéré par un circuit de commutation constitué d'un second étage bistable supplémentaire, placé en cas cade après le premier étage bistable supplémentaire. 13. Installation selon la revendication et la sous- revendication 3, caractérisée par le fait que ledit premier générateur d'impulsions est agencé de manière à délivrer une fréquence d'impulsions rigoureusement proportion nelle à la vitesse de rotation dudit moteur. 14.

   Installation selon la revendication et la sous- revendication 13, caractérisée par le fait que la fréquence des impulsions engendrées par ledit premier générateur est telle que la fréquence des tensions pilotes résultant de ces seules impulsions est rigoureusement synchronisée sur la vitesse de rotation dudit moteur, sans glissement relatif. 15.

   Installation selon la revendication et la sous- revendication 13, caractérisée par le fait que la fréquence des impulsions engendrées par ledit premier générateur est telle que la fréquence des tensions pilotes résultant de ces seules impulsions diffère légèrement de la fréquence de synchronisme avec la vitesse de rotation dudit moteur, de manière à introduire une composante de glissement fonction de la vitesse. 16.

   Installation selon la revendication et la sous- revendication 13, caractérisée par le fait qu'aux impul sions dudit premier générateur d'impulsions viennent s'ajouter celles d'un second générateur d'impulsions ou générateur de glissement qui élève la fréquence des tensions pilotes d'une valeur égale au glissement relatif de la vitesse dudit moteur par rapport à la fréquence de son courant d'alimentation. 17.

   Installation selon la revendication et la sous- revendication 13, caractérisée par le fait que ledit pre mier générateur d'impulsions comporte un organe tour nant solidairement avec le rotor dudit moteur, ledit organe étant agencé de manière à permettre l'excitation périodique d'un capteur à raison d'un nombre de périodes déterminé pour chaque tour du moteur. 18.

   Installation selon la revendication et la sous- revendication 17, caractérisée par le fait que ledit organe tournant solidairement avec le rotor dudit moteur consiste en un disque à périphérie crénelée dont les dents modi fient périodiquement le couplage entre un émetteur et ledit capteur, la nature de ce couplage étant, par exemple, électromagnétique, magnétique, capacitive, photo élec trique. 19.

   Installation selon la revendication et la sous- revendication 17, caractérisée par le fait que ledit organe tournant solidairement avec le rotor dudit moteur consiste en un aimant multipolaire qui induit une tension par rotation devant une bobine captrice. 20. Installation selon la revendication et les sous- revendications 13 et 16, caractérisée par le fait que lesdits moyens de stabilisation de ladite vitesse assignée con sistent en un circuit propre à éliminer au moins une partie des impulsions engendrées par ledit premier géné rateur d'impulsions dès que la vitesse assignée est atteinte, de manière à stopper l'accélération dudit moteur.

   21. Installation selon la revendication et la sous- revendication 20, caractérisée par le fait que ledit circuit propre à éliminer au moins une partie des impulsions dudit premier générateur consiste en un flip-flop mono- stable à période métastable déterminée, flip-flop à travers lequel est transmise une partie au moins des impulsions d'attaque dudit circuit multistable,

   cette partie des impulsions étant éliminée dès que l'intervalle entre deux impulsions successives devient égal ou inférieur à ladite période métastable déterminée, de manière à limiter la vitesse à une valeur telle que l'intervalle entre impul sions soit sensiblement égal à ladite période métastable prédéterminée. 22.

   Installation selon la revendication et la sous- revendication 21, caractérisée par le fait que ledit flip- flop monostable à période métastable déterminée est du type réexcitable durant la période métastable, de manière à ce qu'une seconde impulsion d'entrée, appli quée après un intervalle de temps inférieur à la période métastable, ne fasse que prolonger cette dernière période, sans engendrer un nouveau basculement. 23.

   Installation selon la revendication et la sous- revendication 16, caractérisée par le fait que le circuit de stabilisation de ladite vitesse assignée réduit la fré quence d'oscillation dudit second générateur d'impulsions ou générateur de glissement , de manière à annuler l'accélération angulaire dudit moteur. 24. Installation selon la revendication, caractérisée par le fait que ledit circuit de stabilisation de ladite vitesse assignée réduit l'amplitude desdites tensions pilotes dès que ladite vitesse assignée est atteinte, dans une propor tion telle que la réduction conséquente du courant moteur permette ladite stabilisation de vitesse. 25.

   Installation selon la revendication et les sous- revendications 13 et 24, caractérisée par le fait que ledit circuit est un circuit électronique de commande présensi- bilisé par la période métastable d'une bascule monostable attaquée par une partie au moins des impulsions dudit premier générateur d'impulsions, de telle manière que ledit circuit électronique de commande réagisse à ladite partie des impulsions d'attaque dès que l'intervalle entre lesdites impulsions est sensiblement égal ou inférieur à ladite période métastable,

   le déclenchement de ladite bascule monostable par une impulsion donnée permettant de sensibiliser ledit circuit électronique de commande pour l'impulsion suivante et ainsi de suite.