DE2234547A1 - Schaltung zur speisung mindestens eines induktionsmotors - Google Patents

Description

• Schaltung zur Speisung mindestens eines Induktionsmotors Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Speisung mindestens eines Induktionsmotors, insbesondere zur Doppelspeisung mindestens eines Induktionsmotors mit Schleifringläufer, wobei der eine Wicklungskreis durch eine erste Wechselstromquelle von fester Ausgangssparllluslg und Frequenz und der andere Wicklungskreis durch eine zweite Wechselstromquelle von veränderlicher Ausgangsspannung und Frequenz gespeist ist.
• Bekanntermassen kann eine Drehzahlsteuerung bei Induktionsmotoren durch Frequenzänderung des speisenden Drehfeldes erreicht werden.
• Dies gilt sowohl für Asynchronmotoren wie auch für Synchronmotoren.
• Problematisch ist bei einer solchen Steuerung im Bereich niedriger Drehzahlen nicht nur die Erzeugung von mehr oder weniger sinusförmigen Speisespannungen entsprechend niedriger Frequenz, sondern vor allem de Abnahme der Wicklungsimpedanz bei niedrigen Frequenzen, wodurch unter Umständen eine aufwendige Dimensionierung erforderlich wird.
• Weiterhin ist die Doppelspeisung von Induktionsmotoren mit Schleifringläufern bekannt. Hier wird einer der Wicklungskreise des Motors, beispielsweise der Läuferkreis, durch eine Wechselstromquelle von fester Ausgangs spannung und ebensolcher Frequenz und der andere Wicklungskreis, beispielsweise also der Ständerkreis, durch eine zweite Wechselstromquelle von einstellbarer Frequenz und gegebenenfalls auch Ausgangsspannung gespeist. Die mit einer solchen Speiseschaltung einstellbaren Betriebszustände ergeben sich aus dem bekannten Zusammenhang zwischen Ständer-Drehfeldfrequenz (fl), der Läufer-Drehfeldfrequenz(f2) und der Läufer-Drehzahlfrequenz fn (fn =n.p, n= Läuferdrehzahl pro sec., p= Polpaarzahl), nämlich f1 = f2 + fn. Bei übereinstimmender Ständer- und Läuferdrehfeldfrequenz ergibt sich demnach Stillstand, so dass vergleichsweise niedrige Drehzahlen mit üblichen Speisefrequenzen erreichbar sind. Hierbei ist zunächst angenommen, dass der Drehsinn von Ständer- und Läuferdrehfeld übereinstimmt. Wenn eine der beiden Drehfeldfrequenzen Null wird, so ergibt sich die Synchrondrehzahl entsprechend der Frequenz des verbleibenden Drehfeldes. Die Notwendigkeit einer niederfrequenten Drehfeldspeisung eines der beiden Wicklungskreise besteht also hier bei einer Drehzahleinstellung in der Nähe der Synchrondrehzahl. Ein Vorteil der Doppelspeisung liegt jedoch - abgesehen von der bereits erwähnten höheren Drehfeldfrequenz im Bereich niedriger Drehzahlen - in der Möglichkeit einer Drehzahlerhöhung über die Synchrondrehzahl hinaus durch gegensinnige Richtung beider Drehfelder, wobei sich die Läuferdrehzahl aus der Summe der beiden Drehfeldfrequenzen ergibt. Im übrigen entspricht eine Induktionsmaschine mit Schleifringläufer und Doppelspeisung in ihrem Betriebsverhalten demjenigen einer Synchronmaschine.
• Gemeinsam ist den vorgenannten Speiseschaltungen das Problem der Einstellung und Aufrechterhaltung eines vprgegebenen Dnel:-momentes bei unterschiedlichen Drehzahlen, bzw. Speisefrcquenzen. Aufgabe der Erfindung ist daher die Schaffung einer mit vergleichsweise geringem Aufwand erstellbaren Speiseschaltung die eine solche Drehmomenteinstellung bei unterschiedlichen Drehzahlen ermöglicht. Die erfindungsgemässe Lösung dieser Aufgabe kennzeichnet sich bei einer Schaltung der eingangs erwähnten Art dadurch, dass jedem Wert der Frequenz der zweiten Wechselstromquelle ein vorgegebener Wert der Ausgangsspannung dieser Wechselstromquelle zugeordnet ist, derart, dass der ohmsche Spannungsabfall in den Notorwlcklungen bei niedrigen Frequenzen wenigstens teilweise kompensiert ist.
• Eine vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung besteht darin, dass die zweite Wechselstromquelle zur DoelsDeisunz eines Induktionsmotors mit Schleifringläufer bei der Frequenz Null eine vorgegebene, von Null verschiedene Ausgangsspanniing aufweist.
• Auf diese Weise lässt sich ein Motorbetrieb mit vorgegebener Erregung und entsprechendem Drehmoment bei der durch die feste Speisefrequenz gegebenen Synchrondrehzahl verwirklichen.
• Eine Steigerung der Drehzahl über diese Synchrondrehzahl hinaus bis zu einer der Summe der Speisefrequenzen entsprechenden Drehzahl lässt sich weiterhin auf einfache Weise dadurch verwirklichen, dass die zweite Wechselstromquelle zur Doppe:lspeisung eines Induktionsmotors mit Schleifringläufer eine umkehrbare Phasenfolge aufweist.
• Eine besonders für Zwecke der Drehzahlsteuerung oder Drehzahl regelung auch bei niedrigen Speisefrequenzen vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung kennzeichnet sich dadurch, dass die zweite Wechseistrolnquelle eine Gleichstromquelle mit nachgeschaltetem, hinsichtlich seiner Schaltfrequenz steuer barem Wechselrichter und zugehöriger Zündeinrichtung aufweist, dass eine elektrische Ausganosgrösse des Wechselrichters zusammen mit einer Bezugsgrösse von vorgegebenen Zeitverlauf auf einen Vergleicher geschaltet ist und dass eine vom Ausgang des Vergleichers abgeleitete Korrekturgrösse derart auf die Zür.deinrichtung des Wechselrichters geschaltet ist, dass die Ausgang grösse des Wechselrichters unter Umschaltung der Phasen des Wechselrichters zwischen den Polen der Gleichstromquelle einen dem vorgegebenen Zeitverlauf der Bezugsgrösse in einer zeitlichen Mitteilung wenigstens annähernd entsprechenden Zeitverlauf annimmt Bei dieser Ausführung wird also ein besonderer Regelkreis für die Formung des Zeitverlaufes der den Motor speisenden Ausgangsgrösse des Wechselrichters gebildet. Die Formgebung des Zeitverlaufes erfolgt mit vergleichsweise geringem Schaltungsaufwand unter Benutzung der Gegebenheiten eines gleichstromgespeisten Wechselrichters, z.B. eines Wechselstromumrichters mit Gleichstrom-Zwischenkreis, wobei durch entsprechend höherfrequente Umschaltung des echselrichterausganges zwischen den Gleichstrompolen in einer geeigneten zeitlichen Mittelung eine breite Vielfalt von Kurvenformen verwirklicht werden kann. Diese Kurvenformen können dabei, was einen besonderen Vorteil dargestellt, einfach über einen geeigneten Bezugsgrössen-bzw. Sollwertgeber mit entsprechendem Zeitverlauf eingegeben werden. Damit lässt sich auch ein sinusförmiger Verlauf der Ausgangsgrösse des Wechselrichters bzw. eine nach den Gegebenheiten des jeweiligen Anwendungsfalles ausreichende Annäherung in einer zeitlichen Mittelung an den Sinusverlauf erzielen. Der Bezugsgrössengeber erhält dann einen entsprechenden Funktionsbildner, der z.B. mit stufenweise gesteuerten, digitalen Elementen ausgebaut sein kann und eine mehr oder weniger fein gestufte Annäherung an' die Sinusform verwirklicht.
• Die Erfindung wird weiter anhand von Ausführungsbeispielen erlautert, die in den Zeichnungen schematisch dargestellt sind.
• Hierin zeigt Fig. la den Prinzipaufbau einer Schaltung zur Doppelspeisung eines Induktionsmotors über einen Wechselstromumrichter, Fig. lb das Drehzahl-Frequenzdiagramm eines Induktionsmotors mit Doppelspeisung, Fig. le ein Diagramm der Speisespannung in Abhängigkeit von der Speisefrequenz eines Antriebs gemäss Fig. la für konstantes Drehmoment, Fig. 2 eine Schaltung zur Doppelspeisung eines Induktionsmotors mit gesteuertem Wechselstronnumrichter und Regelkreis für die Ausgangsgrösse des Wechselrichters, Fig. 3 das Schaltbild einer Kurvenform-Regeleinrichtung mit digitalem Bezugsgrössengeber für die Speiseschaltung gemass Fig.2, Fig. 4 ein Zeitdiagramm der in der Schaltung nach Fig. 3 erzeugten Bezugsgrösse, Fig. 5 eine andere Ausführung einer Schaltung zur Doppelspeisung eines Induktionsmotors mit Regelkreis für Ausgangsgrösse des Wechselrichters, Fig. 6 eine Schaltung zur Doppelspeisung einer Gruppe von Induktionsmotoren mit gemeinsamer Frequenz-Leitvorrichtung und Fig. 7 eine Speiseschaltung ähnlich Fig. 6, jedoch mit zwei Motorengruppen und je zugeordneter Frequenz-Leitvorrichtung.
• Bei der in Fig. la einpolig angedeuteten Schaltung ist ein Schleifringläufer-Induktionsmotor 1 mit seinem Ständerkreis la über einen Wechselstromumrichter 2 an ein Netz N1 und mit seinem Läuferkreis lb an ein weiteres Netz N2 der festen Spannung U2 und der ebenfalls festen Frequenz f2 angeschlossen. Der Wechselstromumrichter 2, bestehend aus einem Gleichrichter 3 und einem Wechselrichter 4 mit Ausgangsspannung U1 und Frequenz fl, bildet die erste Wechselstromquelle, das Netz N2 die zweite Wechselstromquelle. Die Abhängigkeit der Drehzahl eines Induktionsmotors in der Schaltung gemäss Fig. la von der als veränderlich bzw. einstellbar angenommenen Frequenz fl im Ständerkreis ergibt sich aus Fig. lb. Hier wie auch in Fig. le bedeuten negative Frequenzen ein in Bezug auf die positiven Frequenzen gegensinnig rotierendes Drehfeld. Entsprechendes gilt für die als positiv und negativ aufgetragenen Drehzahlen n des Motorsläufers.
• Bei gleichsinniger Frequenzübereinstimmung fl = f2 herrscht Stillstand, von dem aus die Läuferdrehzahl mit abnehmender Ständer-Drehfeldfrequenz fl bis zur Synchrondrehzahl ns bei f1 fl = D zunimmt, und zwar mit einer Drehrichtung des Läufers entgegen der Drehrichtung des Läufer-Drehfeldes. Bei Umkehrung der Ständer-Drehfeldrichtung ergibt sich mit (negativ) zunehmender Ständer-Drehfeldfrequenz eine weiter gegensinnig zum Läuferdrehfeld und nun gleichsinnig zum Ständer-Drehfeld zunehmende Läuferdrehzahl. In allen Bereichen verhält sich der Antriebssatz als Synchronmotor, muss also auf jede einzustellende Drehzahl hochgefahren werden, beispielsweise ausgehend von fl = f2 durch Absenken der Ständer-Drehfeldfrequenz sowie gegebenenfalls anschliessend durch Richtungsumkehr des Ständer-Drehfeldes mit Wiederanstieg der Ständer-Drehfeldfrequenz. Bei einem solchen Hochfahren ist, beispielsweise bei Anfahren unter Last gemäss der herrschenden Lastenlinie, ein bestimmter Verlauf des Drehrnomentes über der Drehzahl und damit über der Ständer-Drehfeldfrequenz erforderlich. Ein solches Betriebsverhalten ist mit einer einfachen Speiseschaltung gemäss Fig. la nicht ohne weiteres zu verwirklichen.
• Ein bestimmter Drehmomentverlauf über der Drehzahl bzw. Ständer-Drehfeldfrequenz lässt sich durch Zuordnung bestimmter Werte der Speisespannung eines Motor-Wicklungskreises, beispielsweise der Ausgangsspannung U1 der ersten Wechselstromquelle, zu den unterschiedlichen Werten der Speisefrequenz, beispielsweise also der Frequenz fl der ersten Wechselstromquelle, erreichen. Für ein konstantes Drehmoment ist eine solche Zuordnung in Fig. le dargestellt. Unter Berücksichtigung des ohmschen Spannungsabfalls in der Ständerwicklung ergibt sich für die Frequenz f1 = 0 ein bestimmter, endlicher Spannungswert Us.
• Ein vorgegebener Drehmomentverlauf, beispielsweise also ein solcher gemäss Fig. le, lässt sich mit einer Schaltung nach Fig. 2 verwirklichen. Hier stimmt die Anordnung des Schleifringläufer-Induktionsmotors 1 mit Wechselstromumriehter 2 und den beiden Netzen, N1 und N2 mit der Anordnung nach Fig. la überein. Gleiche Teile sind mit übereinstimmenden Bezugszeichen versehen. Im einzelnen ist der Wechselrichter 4 als dreiphasige, vollgesteuerte Brückenschaltung mit Thyristoren und Rückstromdioden sowie zugehöriger Zündeinrichtung 9 in an sich üblicher und daher im einzelnen nicht dargestellter Schaltung ausgeführt.
• Ueber die Schaltung nach Fig la hinaus ist jedoch bei der Ausführung nach Fig. 2 ein Regelkreis für eine elektrische Ausgangsgrösse des Wechselrichters 4 vorgesehen, und zwar für die Phasenspannungen. Dieser Regelkreis ist in Fig. 2 einpolig dargestellt.
• Tatsächlich kann er z.B. aus drei den einzelnen Ausgangsphasen des Wechselrichters zugeordneten Zweigen oder'auch aus einem einzigen Zweig bestehen, wobei als Ausgangsgrösse eine Phasenspannung stellvertretend für die beiden anderen gemessen wird.
• Die entsprechend gegeneinander phasenverschobenen Zündsignale für den Wechselrichter werden dann in an sich üblicher und daher nicht näher dargestellter Weise innerhalb der Zündeinrichtung 9 gebildet.
• In der aus Fig. 2 ersichtlichen Weise umfasst der Regelkreis ein zeitlich integrierendes Messglied 5 für die Phasenspannungen, an dessen Ausgang somit als Regelgrösse das zeitliche Integral der Phasenspannung, d.h. ein Mass für den in der zugehörigen Ständerwicklung herrschenden Augenblickswert des Magnetflusses vorhanden ist. Durch das Integralverhalten des Messgliedes erfolgt gleichzeitig eine zeitliche Mittelung bzw. Glättung der kurzzeitigen und höherfrequenten Spannungsänderungen, wie sie durch die Kommunierung in den Stromrichterzweigen, d.h. durch das Zünden und Löschen der Thyristoren, hervorgerufen werden. Das Ausgangssignal des Messgliedes stellt also in einer zeitlichen Mittelung ein Abbild des Flussverlaufes dar.
• Die so gewonnene Regelgrösse x einerseits und eine von einem Bezugsgrössengeber 7 gelieferte Bezugsgrösse w andererseits werden einem Vergleicher 6 zugeführt, der für die jeweils anstehenden Augenblickswerte einen Sollwert-Istwertvergleich durchfuhrt und eine entsprechende Stellgrösse y liefert. Im Beispielsfall ist ein diskontinuierlicher Sollwert-Istwert-Vergleich mit einer vorgegebenen Abtastfrequenz vorgesehen, die beispielsweise zur Erzielung einer ausreichend feinen Stufung und Annäherung zwischen dem Sollwert- und Istwert-Zeitverlauf ein Vielfaches der Frequenz der periodischen Bezugsgrösse beträgt. Die Abtastfrequenz wird von einem mit entsprechender Frequenz schwingenden Taktgeber 8 geliefert, der die entsprechenden Signalstromkreise im Vergleicher 6 auftastet. Am Ausgang des Vergleichers, der mit einem Steuereingang der Zündeinrichtung 9 verbunden ist, ergibt sich somit eine Korrekturgrösse mit entsprechend gestuftem bzw. impulsförmigem Zeitverlauf. Die vom Bezugsgrössengeber 7 erzeugte Bezugsgrösse ist - je nach der verwendeten Generatorschaltung mehr oder weniger annähernd - sinusförmig. Frequenz fl, übereinstimmend mit derjenigen der Ausgangsgrösse des Wechselrichters 4, und Amplitude a der Bezugsgrösse sind im Beispiels fall veränderlich einstellbar, und zwar mit Hilfe von zwei miteinander gekuppelten, etwa von Hand einstellbaren Sollwertgebern 7a und 7b. Durch die Koppelung der beiden Sollwertgeber lasst sich eine bestimmte funktionelle Zuordnung zwischen Amplitude und Frequenz und damit ein entsprechender Verlauf der Ausgangsspannung Ul des Wechselrichters 4 über der Frequenz fl verwirklichen. Weiterhin ist auch der Taktgeber 8 - im Beispielsfall mit steuerbarer Frequenz ausgeführt - über einen entsprechenden Steuereingang mit dem Ausgang des Frequenz-Sollwertgebers 7a gekuppelt, so dass die Abtastfrequenz dem jeweiligen Wert von fl angepasst ist.
• Aus Fig. 3 ergibt sich der wesentliche Innenaufbau und die Wirkungsweise der Regeleinrichtung gemäss Fig. 2 wie folgt: Der Bezugsgrössengeber 7 umfasst einen vielstufigen Spannungsteiler 71, der massesymmetnsch zusammen mit dem Frequenz-Sollwertgeber 7a und dem Amplituden-Sollwertgeber 7b von einem Gleichspannungskreis 70 gespeist wird. Der Spannungsteiler 71 ist von seinem Masseanschluss aus nach beiden Seiten symmetrisch und harmonisch abgestuft, so dass bei gleichförmiger, aufeinanderfolgender Fortschaltung von einem Abgriff des Spannungsteilers jeweils zum nächsten ein Spannungs-Zeitverlauf entsteht, dessen Umhüllende eine Sinuskurve ist. Diese Fortschaltung erfolgt mittels eines über entsprechende Schiebeeingänge 72 und 73 in entgegengesetzten Richtungen fortschaltbaren Schieberegisters 74 und eines Satzes von den einzelnen Registerstufen einerseits sowie den einzelnen Abgriffen 71 andererseits zugeordneten Und-Schaltungen 75, deren Ausgänge zusammen auf den Sollwerteingang w des Vergleichers 6 geschaltet sind. Das Schieberegister 74 ist in an sich üblicher Weise so aufgebaut, dass sich eine erste - im Beispiel gemäss Fig. 3 die unterste - Stufe bei Betriebsbeginn in einem bevorzugten, zu den übrigen Stufen entgegengesetzten Schaltzustand befindet und bei der ersten Fortschaltung, durch welche die zweite Stufe den Schaltzustand der ersten Stufe übernimmt, in den entgegengesetzten Schaltzustand überführt wird. Somit befindet sich immer nur eine Stufe des Registers in dem bevorzugten Schaltzustand, der im Takt der Schiebeimpulse fortgeschaltet wird. Die den beiden entgegengesetzten Fortschaltrichtungen zugeordneten Schiebeeingänge 72 und 73 sind über Und-Schaltungen 75 und 76 gegeneinander verriegelt. Erste Eingänge dieser beiden Und-Schaltungen sind zusammen an einen Impulsausgang 71a des Frequenz-Sollwertgebers 7a angeschlossen, während zweite Eingänge dieser Und-Schaltungen getrennt an komplementäre Ausgänge einer bistabilen Kippschaltung 77 angeschlossen sind. Entsprechend komplementäre dynamische Eingänge dieser Kippschaltung sind an je einen gleichsinnigen Ausgang der ersten bzw. letzten Stufe des Schieberegisters 74 angeechlossen.
• Wenn somit der bevorzugte Schaltzustand die letzte Registerstufe erreicht hat, so erfolgt selbsttätig eine Umschaltung des Impulsausganges 71a des Frequenz-Sollwertgebers 7a auf denjenigen Schiebeeingang, welcheferur bisherigen entgegengesetzten Fortschaltrichtung zugeordnet ist. Der bevorzugte Schaltzustand wandert somit im Takt der Schiebeimpulse über das Register hin und her, wobei die entsprechenden Und-Schaltungen 75 in gleicher Aufeinanderfolge freigegeben werden und jeweils einen der Abgriffe des Spannungsteilers 71 zum Sollwerteingang w des Vergleichers 6 durchschalten. Demgemäss ergibt sich am Sollwerteingang w, der in Fig. 4 dargestellte stufenförmig angenäherte Sinus-Zeitverlauf mit einer der Impuls-Folgeperiode des Sollwertgeber-Impulsausganges 71a entsprechenden zeitlichen Stufenbreite T und der Amplitude a.
• Wesentlicher Bestandteil des Frequenz-Sollwertgebers 7a ist ein - gegebenenfalls frequenzstabilisierter - astabiler Multivibrator 72a, der über einen' statischen Steuereingang 72'a mittels einer Steuerspannung in seiner Frequenz einstellbar ist. Diese Steuerspannung wird an einem vom Gleichspannungskreis 70 gespeisten Spannungsteiler 73a abgegriffen. Die Ausgangs impulse des Multivibrators 72a werden einem dreistufigen Ringzähler 74a zugeführt, der infolge eines ähnlichen Aufbaues wie beim Schieberegister 74 hinsichtlich des bevorzugten Schaltzustandes einer Stufe die Ausgänge seiner Stufen zyklisch mit einem diesem bevorzugten Schaltzustand entsprechenden Impuls beaufschlagt. An jedem dieser Ausgänge, von denen einer den bereits erwähnten Impulsausgang 71a bildet, ergibt sich somit eine in ihrer Frequenz im Verhältnis 3:1 bezüglich der Frequenz des Nultivibrators 72a herabgesetzte Impulsfolge. Die drei Impulsfolgen sind um gleiche Zeitintervalle gegeneinander versetzt und versorgen je einen Bezugsgrössengeber 7 (in Fig. 3 ist nur einer dargestellt), von denen jeder beispielsweise einem eigenen Regelkreis für je eine der drei Phasen des Ständerkreises zugeordnet ist. Im Bezug auf die Darstellung in Fig. 4 beträgt die Impuisfolgeperiode des ldultivibrators 72a somit T/3.
• Der Amplituden-Sollwertgeber 7b weist einen ebenfalls vom Gleichspannungskreis 70 gespeisten Spannungsteiler 73b mit nachgeord netem Gleiclis tromverstärker 72b auf, welch letzterer über seinen Aus gangs kreis 71b den Spannungsteiler 71 des Bezugsgrössengebers 7 speist. Die Einstellorgane der beiden Spannungsteiler 73a und 73b sind miteinander über ein Koppelglied 7ab mit zugehörigem Betätigungsglied 71ab verbunden. Auf diese Weise erfolgt die Einstellung des Frequenz- und des Amplituden- Sollwertes in einer definierten funktionellen Zuordnung, die beispielsweise durch eine geeignete Ausbildung der Spannungsteilerkennlinien bestimmt werden kann.
• Für das Ausführungsbeispiel gemäss Fig. 3 mit einem-einfachen RC-Integrator 5 ist die Ausgangsspannung am Integrationskondensator bei tiefen Frequenzen nicht mehr proportional zum Magnetfluss im Motor, sondern nimmt atärker ab und hat demgemäss durch Vortäuschung eines diedrigeren Istwertes die Einregelung einer höheren Speisespannungsamplitude zur Folge. Damit ergibt sich -unter Umständen ausgenommen den Bereich extrem tiefer Frequenzen -auch ohne besondere Nachstellung des Amplituden-Sollwertes am Potentiometer 73b einen Kennlinienverlauf entsprechend Fig. lc.
• In diesem Fall ergibt sich also die gewünschte Koordination durch bestimmte Frequenzabhängigkeiten von Schaltungsteilen. Auf die Kopplung zwischen den Potentiometern 73a und 73b kann dann gegebenenfalls verzichtet bzw. bei extrem tiefen Frequenzen eine Handkorrektur des Potentiometers 73b vorgesehen werden.
• Aber auch bei einer Kopplung oder sonstigen gegenseitigen Zuordnung des Frequenz- und Amplituden-Potentiometers kann Verh.Lltnisse wie sie vorangehend mit Bezug auf den Integrator 5 erläutert wurden, Berücksichtigung finden. Beispielsweise lässt sich das Potentiometer 73b bzw. sein Widerstandskörper in zwei Abschnitte 75b' und 73btx unterteilen, von denen der erste einen geringen Widerstand hat und praktisch durch einen Kupferabschnitt verwiIklicllt sein kann, während der zweite dem Bereich der erwähnten extrem niedrigen Frequenzen zugeordnet ist und einen entsprechend höheren Widerstand hat. Wenn der Abgriff im Bereich des Abschnittes 73b' bleibt, so hat dies keine Veranderung des Amplituden-Sollwertes zur Folge, während innerhalb des Abschnittes 73b" eine durch dessen Widerstand und Kennlinie bestimmte Sollwerterhöhung in Abhängigkeit von der eingestellten Frequenz eintritt.
• Im übrigen ist zwischen dem Abgriff des Potentiometers 73b und dem Eingang des Verstärkers 72b noch ein unabhängig von Hand verstellbares Potentiometer 73c eingefügt, welches unabhängig von der Frequenz die Wahl von Amplituden-Sollwerten ermöglicht.
• Bei geeigneter Ausbildung des Multivibratprs 72a kann dessen Frequenz bis herab auf Null eingestellt werden, wobei der Amplituden-Sollwert einen Verlauf gemäss einer Hälfte der nullsymmetrischen Kurve gemäss Fig. le aufweist. Die andere Kurvenhälfte kann durch Zurückfahren des Potentiometers 73a mit Drehfeldumkehr verwirklicht werden, wofür im Beispielsfall gemäss Fig. 2 ein Phasenumsehalter le im Stnderkreis la des Motors vorgesehen ist.
• Gegebenenfalls kann dieser Phasenumsehalter in geeigneter Weise mit dem Betätigungsglied 71a gekoppelt. sein. Auch ist eine Phasenumkehr in an sich üblicher Weise durch entsprechenden Aufbau der Zündeinrichtung 9 möglich.
• Die am Sollwerteingang w vorhandene Bezugsgrösse wird mit einer am Istwerteingang x des Vergleichers 6 erzeugten Regelgrösse verglichen, und zwar in einem Differenzverstärker 61, an dessen Ausgang somit ein der jeweiligen Regelabweichung entsprechendes Signal auftritt. Die Regelgrösse wird wie bereits zu Fig. 2 erwähnt im Messglied 5 erzeugt, welches ausser einem Eingangsverstärker 51 ein integrierendes RC-Glied 52 geeigneter Zeitkonstnte umfasst.
• Im Beispielsfall ist angenommen, dass für die Steuerung der Zündeinrichtung 9 in an sich üblicher Weise eine Folge von je nach dem Vorzeichen der Regelabweichung positiven oder negativen Impulsen erforderlich ist, welche die Stellgrösse des Regelkreises bilden. Eine solche Impulsfolge wird in der Schaltung gemäss Fig.3 am Ausgang y des Vergleichers 6 gebildet, und zwar mittels eine dem Differenzverstärker 61 nachgeordneten Und-Schaltung 62, die ebenfalls vom Impulsausgang 71a des Frequenz-Sollwertgebers 7a über den Abtast-Taktgeber 8 aufgetastet wird. Ein Ausgangsverstärker 63 sorgt für die Leistungsanpassung entsprechend den Anforderungen der Zündeinrichtung 9.
• Im Beispielsfall ist angenommen, dass die Abtastung der Regelabweichung an der Und-Schaltung 62 mit der gleichen Folgefrequenz wie die stufenförmige Zusammensetzung der sinusförmigen Bezugsgrösse erfolgt. Deshalb kann die Abtastfre-quenz, wie bereits erwähnt, unmittelbar vom Impulsausgang 71a des Frequenz-Sollwertgebers 7a abgenommen werden. Der Taktgeber 8 besteht daher in diesem Fall nur aus einem Verzögerungsglied 81 mit der Verzögerungszeit L4 t und einer nachgeordneten monostabilen Kippstufe 82, welche die Dauer T1 der Abtastimpulse bestimmt. Die Zeitverzögerung At sorgt dafür, dass die Abtastung jeweils mit genügendem zeitlichen Abstand von der Einschaltung einer neuen Sollwert-Spannungsstufe erfolgt und etwaige Schwingvorgänge abgeklungen sind. Das Verhältnis zwischen T,T1 undAt für eine an der unteren Grenze des Ausführungsbeispiels liegende Folgeperiode der Stufenimpulse ist in Fig. 4 angedeutet. Diese Folgeperiode bzw. die Frequenz am Impulsausgang 71a des Frequenz-Sollwertgebers 7a bestimmt zusammen mit der Stufenzahl des Spannungs teilers 71 des Bezugsgrössengebers 7 nicht nur die Stufenfeinheit und damit den Grad der Annäherung an die Sinusform, sondern auch die Grundfrequenz des sinusförmigen Sollwert-Zeitverlaufes selbst. Die Periode dieser Grund schwingung des Sollwertverlaufes ist gegeben durch das doppelte Produkt der Stufenzahl des Spannungsteilers 71 mit der Folgeperiode T am Impulsausgang 71a des Frequenz-Sollwertgebers 7a. Die Stellung des Potentiometers 73a bestimmt daher unmittelbar auch die Frequenz dieser Grundschwingung.
• Die als Stellgrösse wirkende Intpulsfolge vom Ausgang y des Vergleichers 6 gelangt in der aus Figur 2 ersichtlichen Weise an einen entsprechenden Steuereingang der Zündeinrichtung 9.
• Bei dreiphasigem Aufbau der Regeleinrichtung gemäss Fig. 3 ist beispielsweise der Ausgang y eines jeden Regelkreiszweiges, der einer Phase zugeordnet ist, auf einen entsprechenden Phasen-Steuee eingang der Zündeinrichtung 9 geschaltet. Je nach vorliegender Ueherschrei-tuxlgJ oder Unterschreitung des Sollwertes einer Phase im Abtastzeitpunkt bewirken die entsprechend positiven bzw. negativen Impulse vom Ausgang y das Löschen bzw. Zünden der betreffenden Ventile des Wechselrichters 4. Die Verteilung der Impulse auf die einzelnen Ventile erfolgt in bekannter Weise innerhalb der Zündeinrichtung 9. Es ergibt sich somit für die einzelnen Phasen am Ausgang des Wechselrichters ebenfalls ein angenähert sinusförmiger Verlauf mit einer Pendelung um den.
• Sollwertverlauf nach Art einer Zweipunktregelung. Die mit der Abtastfrequenz, d.h. vergleichsweise hochfrequent aufeinanderfolgenden Uebergänge der Phasenspannungen zwischen einem positiven und negativen Festwert entsprechend der Umschaltung zwischen den Polen des Gleichstrom-Zwischenkreises innerhalb des Umrichters 2 werden zweckmässig durch entsprechende Siebglieder 4a (siehe Fig. 2) geglättet. Es ergibt sich dann etwa ein Verlauf der Regelgrösse x, wie er für einen begrenzten Zeitabschnitt beiderseits einer Abtastung in Fig. 4 angedeutet ist. Auf diese Weise ist es möglich, dem St änderkreis des Induktionsmotors 1 bis herab zu niedrigen Frequenzen in zeitlicher Mittelung annähernd sinusförmige Phasenspannungen zuzuführen.
• Der An-tricbssatz gemäss Fig. 5 stimmt in der Schaltung des Wechselstromumrichters 2 und des Induktionsmotors 1 mit der Ausführung nach Fig. 2 überein. Abweichend ist jedoch ein zweistufig vermaschter, d.h. in Kaskade geschalteter Fluss-Strom Regelkreis vorgesehen. Die der Ausführung nach Fig.2 entsprechenden Schaltungsteile sind mit übereinstimmenden Bezugs zeichen versehen. Die Regel)creisza7cige sind hier jeweils als dreiphasig angenonumen.
• Die Regelkaskade wniasst einen ersten Teil-Regelkreis A mit der Phasenspannung U1 als Eingangsgrösse und deren zeitlichem Integral am Ausgang x eines integrierenden Messglledes 5. In einem ersten Vergleicher 12 wird wie bei der Ausführung nach Fig. 2 ein Sollwert-Istwertvergleich mit einer Bezugsgrösse am Ausgang w eines Bezugsgrössengebers 12a durchgeführt. Regelgrösse und Bezugsgrösse, welch letztere die Funktion einer Führungsgrösse hat, entsprechen wie bei der Ausführung nach Fig. 2 Magnetflüssen mit angenähert sinusförmigem Verlauf. Im Teil-Regelkreis A erfolgt demgemäss eine stetige Analogregelung ohne Abtastung.
• Die Stellgrösse am Ausgang y des ersten Vergleichers 12 ist über einen Verstärker 11 auf den Amplituden-Stelleingang A1eines Bezugsgrössengebers 7 geschaltet. Dem Frequenz-Stelleingang F dieses Bezugsgrössengebers ist eine frequenzbestimmende Impulsfolge von einem nicht dargestellten Taktgeber aufgeschaltet.
• Im übrigen entspricht der Aufbau dieses Bezugsgrössengebers der Ausführung nach Fig. 3. Die sinusförmige Bezugsgrösse ist ebenfalls entsprechend zu Fig. 3 auf einen zweiten Vergleicher 6 geschaltet, welcher den Sollwert-Istwertvergleich mit einer Regelgrösse durchführt. Als letztere ist hier abweichend von der Ausführung nach Fig. 2 und 3 der in einem Stromwandler 10 gemessene Ausgangsstrom des Wechselrichters 4 vorgesehen. Der Vergleicher 6 arbeitet wie bei der Ausführung nach Fig.3 im Abtastbetrieb und liefert entsprechende Impulsfolgen als Stc grösse an die Zündeinrichtung 9. Auf diese Weise ist ein zweiter Teil-Regelkreis B gebildet, der insgesamt als Stellglied für den ersten Teil-Regelkreis A wirkt. Durch die höherfrequente Abtastregelung entsprechend einer annähernd sinusförmigen Bezugsgrösse wird hier bei den verschiedenen Ständer-Drehfeldfrequenzcn bis herab zu niedrigen Frequenzwerten ein in zeitlicher Mittelung sinusförmiger Phasenstrom eingeprägt. Der Amplituden- Sollwert dieses Stromes richtet sich nach dem Verhältnis der Phasenspannung bzw. des durch Integration gewonnenen Flusswertes zu dem vorgegebenen Sollwert im Teil-Regelkreis A. Die Glättung bzw. zeitliche Mittelung der höherfrequent umgeschalteten Augenblickswerte des Phasenstromes wird hier bereits durch die ohnehin vorhandenen Induktivitäten der Motorwiklung erreicht bzw. unterstützt.
• Im übrigen lässt sich auch mit dieser Schaltung durch funktionelle Zuordnung zwischen dem Frequenz- und Fluss-Sollwert ein vorgegebener Verlauf des Drehmomerites über der Drehzahl verwirklichen. Hierfür kommt beispielsweise eine Schaltung gemäss Fig. 3 mit entsprechender Kopplung zwischen den zugehörigen Sollwertgebern in Betracht.
• Bei der Schaltung nach Fig. 6 sind mehrere Induktionsmotoren 1 mit ihrem Läuferkreis gemeinsam an ein Netz N2 der festen Spannung U2 und Frequenz f2 und mit ihren Ständerkreisen an den einzelnen Motoren gesondert zugeordnete Wec,hselstromumrichter 2 angeschlossen. Die Umrichter werden von einem Netz N1 mit der Spannung U1 und'der Frequenz f1 gespeist und sind steuerungsseitig an eine gemeinsame, frequenzbestimmende Leitvorrichtung 13 angeschlossen. Letztere kann von einem nicht dargestellten Sollwertgeber auf vorgegebene Frequenzen f eingestellt werden und bestimmt für alle Motoren gemeinsam die Ständer-Drehfeldfrequenz. Auf diese Weise ergibt sich eine genaue Drehzahlgleichheit aller Motoren. Weiterhin ergibt sich eine sehr steife Koppelung der Läuferstellungen zwischen den einzelnen Motoren, weil diese infolge der Doppel speisung als Synehronmaschinen arbeiten. Bei entsprechender Auslegung hahen bereits vergleichsweise geringe Phasenabweichungen zwischen dem Ständerdrehfeld und der absoluten, d.h. in Bezug auf den Ständer betrachteten Lage des Läufer-Drehfeldes ausreichen, um hohe Ströme aus dem Umrichter zu entnehmen und ein entsprechend hohes, synchronisierendes Drehmoment zu erzeugen. Es ergibt sich somit eine sehr steife elektrische Welle zwischen den gekoppelten Induktionsmotoren. In der Praxis lassen sich z.B. bei zweipoligen Motoren Phasenabweichungen von weniger als 200, bei einem achtpoligen Motor Phasenabweichungen von weniger als 5 elitrischen Graden erreichen.
• Bei der Schaltung naeh Fig. 7 ist eine grössere Anzahl von Induktionsmotoren 1 mit Dopelspeisung von einem Netz N1 über gesonderte Wechselstromumrichter 2 einerseits, sowie von einem Netz N2 andererseits vorgesellen. Steuerungsseit:ig sind die Umrichter an je eine Steuerleitung eines Leitungssatzes 2a argeschlossen. Jede dieser Leitungen ist mit einer Mehrzahl von Schaltern verbunden, im Beispielsfall mit je einem Schalter der Schaltersätze 15 und 16. Die jeweils der gleicheIl Steuerleitung zugeordneten Schalter beider Schaltersätze sind in nicht näher dargestellter Weise alternativ gegeneinander verriegelt. Auf diese Weise lassen sich die vorhandenen Motoren beliebig in zwei Gruppen kombinieren, wobei jede Gruppe über den Schaltersatz 15 an eine erste frequenzbestimmende Leitvorrichtung 13 mit der Frequenz f' bzw. über den Schaltersatz 16 an eine zweite frequenzbestimmende Leitvorrichtung 14 mit der Frequenz f" angeschlossen ist. Es ergeben sich somit zwei elektrische Wellen mit je einer wählbaren Motorenkombination. Gegebenenfalls kann wiederum eine Gruppe von Motoren an jede Steuerleitung angeschlossen werden. Mit einer solchen Schaltung lassen sich vielfältige Probleme bei Antrieben mit vielen gruppenweise zu synchronisierenden und umzuschaltenden Antriebsmotoren lösen.

Claims (10)

P a t e n t a n s p r ü c h e

1. Schaltung zur Speisung mindestens eines Induktionsmotors, insbesondere zur Doppelspeisung mindestens eines Induktionsmotors mit Schleifringläufer, wobei der eine Wicklungskreis durch eine erste Wechselstromquelle von fester Ausgangsspannung und Frequenz und der andere Wicklungskreis durch eine zweite Wechselstromquelle von veränderlicher Ausgangsspannung und Frequenz gespeist ist, dadurch gekennzeichnet, dass jedem Wert der Frequenz der zweiten Wechselstromquelle (2) ein vorgegebener Wert der Ausspannung dieser Wechselstroquelle (2) zugeordnet ist, derart, dass der ohmsche Spannungsabfall in den Motor wicklungen bei niedrigen Frequenzen wenigstens teilweise kompensiert ist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Wechselstromquelle (2) zur Doppelspeisung eines Induktionsmotors mit Schleiringläufer bei der Frequenz Null eine vorgegebene, von Null verschiedene Ausgangsspannunz aufweist.

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Wechselstromquelle (2) zur Doppelspeisung eines Induktionsmotors mit Schleiringläufer eine umkehrbare Phasenfolge aufweist.

4. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Wechselstromquelle (2) eine Gleichstromquelle (3) mit nachgeschlatetem, hinsichtlich seiner Schaltfrequenz steuerbarem Wechselrichter (4) und zuge höriger Zündeinrichtung (9) aufweist, dass eine elektrische Ausgangsgrösse des Wechselrichters (4) zusammen mit einer Bezugsgrösse von vorgegebenen Zeitverlauf auf einen Vergleicher (6) geschaltet ist, und dass eine vom Ausgang des Vergleichers (C) abgeleitete Korrekturgrösse derart auf die Zündeinrichtur, (9) des Wechselrichters (4) geschaltet ist, dass die Ausgangsgrösse des Wechselrichters (4) unter Umschaltung der Phasen des Wechselrichters (4) zwischen den Polen der Gleichstromquelle (3) einen dem vorgegebenen Zeitverlauf der Bezur-rsgrcsse in einer zeitlichen Mittelung wenigstens annähernd entsprechenden Zeitverlauf annimmt.

5. Schaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein mit dem Vergleicher (6) zusammengschalteter Bezugsgrössengeber (7) mit neriodisch veränderlichem Ausgangasignal als Bezugsgrösse von einstellbarer Frequenz bz. Amplitude und bis zu niedrigen Frequenzen wenigstens annähernd sinusförmigen Zeitverlauf vorgesehen ist.

6. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangssignalfrequenz des Bezugsgrössengebers (7) unter Aufrechterhaltunz einer vorgegebenen AriDlitude des Ausgangssignals bis herab zur Freauenz Null einstellbar ist.

7. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass als auf den Vergleicher (6) geschaltete Ausgangsgrösse des Wechselrichters (4) eine dem Zeitintergral der Phasenspannung des Wechselrichters (4) entsprechende Grösse vorgesehen ist.

8. Schaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Ausgang des Wechselrichters (4) und dessen Zündeinrichtung (9) zwei in Kaskade angeordnete Teil-Regelkreise (A,B) vorgesehen sind, deren ester als Spannungsregelkreis mit einer dem Zeitintegral der Ausgangsphasenspannung (1T1) des Wechselrichters (4) entsprechenden Regelgrösse sowie mit einem ersten Vergleicher (12) und mit einem Wicklungsfluss-Sollwertgeber (12a) und deren zweiter als Stromregelkreis mit einer dem Ausgangsphasenstrom I1 entsprechenden Regelgrösse, sowie mit einem zweiten Vergleicher (6) und mit der steuerbaren Zilndeinrichtung (9) des Wechselrichters (4) als Stellglied und mit einem Frequenz- und Amplituden-Sollwertgeber (7) ausgebildet ist, wobei der zweite Teil-Regellcreis (B) das Stellglied des ersten Teil-Regelkreises (A) bildet.

9. Schaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Mehrzahl von Induktionsmotoren mit Schleifringläufer mit einem ersten Wichlungskreis gmeinsam an eine erste Wechselstromquelle von fester Ausgangsspannung und Frequenz und mit ihrem zweiten Wicklungskreis an je eine gesonderte' zweite Wechselstromquelle angeschlossen ist, und dass die zweiten Wechselstromquellen an eine gemeinsame, freauenæbestimmende Leitvorrichtung (13) angeschlossen sind.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens zwei Grunpen von Induktionsmotoren mit je einer eigenen frequenzbestimmenden Leitvorrichtung (13, 14) fiir jede Motorgruppe vorgesehen sind.