DE1513174A1

DE1513174A1 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Hilfsspannungen fuer die elektronische Kommutierung des Speisestromes eines elektrischen Mehrphasenmotors

Info

Publication number: DE1513174A1
Application number: DE19651513174
Authority: DE
Inventors: Robert Favre
Original assignee: GOLAY BUCHEL AND CIE
Current assignee: GOLAY BUCHEL AND CIE
Priority date: 1965-01-06
Filing date: 1965-12-11
Publication date: 1969-07-10
Also published as: DE1513174B2; FR1469044A; NL6600163A; US3436631A; GB1127263A

Description

GOLAY , BUCHEL & CIE. S.A. Lausanne (Schweiz)

Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Hilfs spannungen für die elektronische Kommutierung des Speisestroms eines elektrischen

Mehrphasenmotors

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Hilfs spannungen für die elektronische Kommutierung des Speisestroms eines elektrischen Mehrphasen-Induktionsmotors aus einer Gleichspannungsquelle.

Es sind bereits verschiedene Schaltungsanordnungen zur Speisung von · Induktionsmotoren mit Wechselspannungen oder Wechselströmen variabler Frequenz bekannt, wobei die Schaltung bzw. Kommutierung der Erreger ströme auf elektronischem Wege erfolgt (deutsche Aus-

■ Gl. 12D.il/lla-·

legeschrift 1 050 812, deutsche Auslege schrift 1 065 080). Insbesondere arbeiten diese bekannten Schaltungsanordnungen vorteilhafterweise nach dem allgemeinen Prinzip des sogenannten "Phasenanschnitts¹¹, d.h. der periodischen Unterbrechung des Motor ströme s bei Ueberschreiten vorgebbarer Werte, wodurch den Motorstromhalbwellen die für den betreffenden Motorbetrieb am besten angepasste Form, insbesondere eine quasi-sinusförmige Gestalt, gegeben werden kann. Zu diesem Zwecke sind jeder Motorphase zwei Kommutierungskanäle zugeordnet, also je ein Kanal für jeden Halbwellentyp, so dass die elektronische Kommutierungsschaltung mit Spannungen bzw. Strömen einer Polarität betreibbar ist. Gemäss diesem Phasenanschnittsprinzp wird in jedem Kommutierungskanal ein elektronischer Schalter derart gesteuert, dass die Erregung des Motors unterbrochen wird, wenn der Motor strom einen bestimmten Momentanwert überschreitet; die Selbstinduktionsspannung der Motor spule wird jedoch dazu ausgenutzt, während der Sperrperiode des elektronischen Schalters einen exponentiell abklingenden Selbstinduktionsstrom durch die Motor spule zu treiben, welcher die, Erregung des Motors entsprechend aufrechterhält. Unterschreitet dieser Induktionsstrom ein bestimmtes Niveau, wird der elektronische Schalter wieder in den leitenden Zustand geschaltet und dadurch die Erregung erneut soweit verstärkt, bis die nächste Sperrperiode einsetzt, usw.

309828/08 4 3

Der jeweilige zulässige maximale Momentanwert des Motor stromes wird dabei durch die Momentanamplitude einer den Kommutierungskanal beaufschlagenden Hilfsspannung bestimmt, deren besonderer Form die Motorstromhalbwellen auf diese "Weise angepasst werden.

Wenn man zwei elektronische Kommutierungskanäle je Pahse verwendet, dann lassen sich besonders zweckmässige Zweiphasenmotoren derart steuern, dass sie praktisch alle Vorteile eines mehrphasigen Induktionsmotors aufweisen, wobei jedoch die Anzahl der Kommutierungskanäle auf vier begrenzt ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine für die Erzeugung der genannten Hilf s spannungen geeignete Schaltungsanordnung zu schaffen, die es erlaubt, auf einfache "Weise Hilfsspannungen beliebiger Form, Amplitude und Frequenz, besonders in HaIbwellenform, zu erzeugen, mit denen Mehrphaseninduktionsmotoren, insbesondere zweiphasige Induktionsmotoren, unter optimaler Anpassung an die jeweiligen Betriebsbedingungen zuverlässig regelbar sind. Während die bisher bekannten Schaltungsanordnung en im allgemeinen mit einem in jedem Kommutierungskanal angeordneten Frequenzgenerator arbeiten, durch dessen Inapulse die elektronischen Leistungsschalter im Motor Stromkreis unter entsprechender Zerhackung des Motor stromes direkt geschaltet werden und welcher nur sehr bescheidene Anforderungen sowohl an die Güte als auch

909828/0843

an die Anpassungsfähigkeit der Regelung erlaubt, will die Erfindung wesentlich anpassungsfähigere Hilfe spannungen verfügbar machen, welche ausserdem noch als Funktion der Motordrehzahl bzw. der Motorbelastung hinsichtlich ihrer Amplitude und Frequenz derart beeinflussbar sind, dass in allen momentanen Betriebs zu stände η des Motors ein optimaler Schlupf des Motors gewährleistet ist. Insbesondere sollen die mit der Schaltungsanordnung nach der Erfindung erzeugbaren Hilfsspannungen folgende wichtigen Forderungen erfüllen:

a) Selbsttätige Regelung der Frequenz der Hilfsspannungen als Funktion der Motordrehzahl derart, dass die Schlupffrequenz niemals einen Wert übersteigt, welcher dem für einen gegebenen Strom zulässigen maximalen Motormoment entspricht.

b) Erzeugung eines mehrphasigen Hilfe spannung s systems, insbesondere eines zweiphasigen Systems, wobei die Folge der Hilfewellenhalb spannungen in jeder Phase quasi-sinusförmig ist.

c) Möglichkeit einer raschen Aenderung der Frequenz, ohne dass, ein Uebergangsbereich in Kauf genommen werden muss, welcher die Form, die Amplitude oder die relative Phase der Hilfe spannungen merklich beeinflusst.

d) Möglichkeit der Drehzahlregelung von Hand oder automatisch.

90§028/08

f 5t 3174

Ausgehend von einer Schaltungsanordnung des eingang 3 beschriebenen Tyjys kennzeichnet sich, die Erfindung zur Lösung der genannten Aufgaben dadurch* dass die Erregung der Wicklung jeder, Motor-

wenigsitens
phase uher/einen. besonderen^^ KoixiinutierTingskanal unter BiMung eines Speisewechselstrams vorgebharer Form durcn die Htlfa spannungen gesteuert wird, das s diese Hilf sspannungen in den Kommutierungskanälen^ zugeordneten Leitungen durch zeitliche An» einanderreihung von ExnKela^aainungfin unterschiedlicher Grosse eraeugbar sind^ welche ihreraeifes; ta einer mit bistabilen Kreisen; arbeitenden Mehr Stufenschaltung au£ digitalem:: Wege durch zyklisch aufeinanderfolgende; Umschaltung; dieser Kreise vom einen, in den anderen» Betriebszustand, und: umgekehrt gebildet werden, wobei jede; Einschaltung eines bistabilen.Kreises- die Erhöhung oder die Erniedrigung der' HiEEks-gannung; im eine= vorgebhare Stufe zur Folge

dass-ferner die. Frequenz sowiei die Amplitude der erzeugten dem momentanen; Betriebszustand des Motors mittels

Bie EicfÜQdungi wikd anhand dtec Zeichnungen an zwei Ausfuhrunga beispielen einer erfindungsgemäs sen Schaltungaanordnung näher

Figf« I. : eike Mehtcstufensichaliöing; zur Erzeugxing, von HiHs spannungen aufi d&rr Grundlage^^ einer: digpalen zeitlichen: Aneinander « einzelner.¹ S^ääiiniEcgsiSitnifen zu. voMständigen.

15T3T74

spannungshalbwellen, die auf zwei, zur Steuerung eines zweiphasigen Motors geeignete Leitungen verteilt werden,

Fig, 2a bis 2d die mittels der Mehratufenschaltung nach Fig. I erzeugbaren Viertel- bzw. Halbwellenspannungen,

Fig. 3 das Schaltbild zur Steuerung der einen, in zwei Wicklung sab schnitte unterteilten Phase eines zweiphasigen Motors, bei welchem jede Phase ober zwei Kominutie rungs -kanäle gesteuert wird, sowie die die Hilfsapannungshalbwellen auf die einzelnen Kommutierungskanäle verteilende Schaltung ,

Fig. 4 eine der Drehzahlregelung dienende Schaltungsanordnung,

in welcher die die Mehr stufeinschaltung nach Fig. 1 steuernden Eingangsimpulse umgeformt und¹ in ihrer Frequenz geregelt werden,

Fig. 5 ein allgemeines Blockschaltiiild dter gesamten Schaltungsanordnung, dessen einzelne Baugruppe» im einzelnen auf den Figuren 1,3 und 4 geneigt sind,

Fig. 6 ein zweites Ausfahrungsbeispiel einer im Fonrr ei»*» binaren Ringzahlers aufgebauten MehratufctmcftaTfrnng zur Erzeugung von WSMmegeaamufgem. aea£ darei

- 7 -Leitungen R, S und T,

Fig. 7 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Schaltung zur Regelung der Motordrehzahl durch Umformung und Frequenzregelung der die Mehrstufenschaltung nach Fig. 6 steuernden Eingangsimpulse sowie zur Beeinflussung der Amplitude der erzeugten Hilfsspannungen und zur Steuerung eines auf Fig. 9 dargestellen "Schlupffrequenzgenerators",

Fig. 8 eine Folge von HiUsspann/~Halbwellen, wie sie auf jeder

der drei Leitungen R, S und T nach Fig. 6 erzeugt werden, und

Fig. 9 einen in Form eines Multivibrators aufgebauten Schlupff r equenzgenerator .

Auf Fig. 1 ist ein grundsätzliches Schaltschema zur Durchführung des Verfahrens nach der Erfindung dargestellt, nach welchem man auf digitale Weise die einen Motor steuernden Hilf s spannungen mittels einer als Impulszähler betriebenen multistabilen Schaltung zusammensetzen kann. Im Beispiel nach Fig. 1 weist diese Schaltung drei übliche bistabile Stufen B3, B4 und B5 auf, die in Kaskade gekoppelt

zwei sind. Jede dieser Stufen arbeitet mit/Transistoren 1,2 bzw. 3,4 bzw. 5,6, von denen im einen Zustand jeweils der eine Transistor leitend und der andere nicht-leitend ist, während im anderen Zustand beide

909826/0043

Transistoren ihre Funktionen vertauschen. Die Umschaltung einer Stufe findet immer dann statt, wenn der betreffende Eingang 7 bzw. bzw. 9 der Stufe B3 bzw. B4 bzw. B5 einen positiven Impuls erhält. Die Kopplung der Stufen ist nach Fig. 1 derart getroffen, dass die Stufe B4 bei jeder zweiten Umschaltung der Eingangs stufe B3 umschaltet, während die Stufe B5 bei jeder zweiten Umschaltung der Stufe B4, das heisst also bei jeder vierten Umschaltung der Eingangsstufe B3 umschaltet. Die gesamte,mit drei Stufen arbeitende Zählerschaltung kann al so acht verschiedene stabile Zustände einnehmen.

Als "Anfangszustand" der Mehrstufenschaltung soll derjenige Zustand bezeichnet werden, in welchem jede Stufe zwei Impulse von der jeweils vorangehenden Stufe zur Umschaltung benötigt. Im betrachteten Aus führung sbeispiel entspricht also der Anfangs zustand demjenigen Zustand, in welchem die Transistoren 2,4 und 6 leitend sind.

Die Betriebsspannung für die Mehrstufenschaltung wird über die Leitung Vl, welche positives Potential führt, sowie über die Leitung V2 mit negativem Potential zugeführt.

Die einen Ausgänge der drei Stufen B3, B4 und B5 sind über je einen Widerstand 11 bzw. 13 bzw. 15 mit einem geraeinsamen Belastungswiderstand 17 verbunden, während die anderen Ausgänge der Stufen über je einen Widerstand 12 bzw. 14 bzw. 16 auf einen

90 9 8 28/0843

- 9 -gemeinsamen Widerstand 18 führen.

Der Widerstand 13 hat den doppelten Ohmwert wie der Widerstand 15, während der Widerstand 11 doppelt so gross wie der Widerstand ist. Ih analoger Weise sind die Widerstände 12, 14 und 16 in den anderen Ausgängen ebenfalls im Verhältnis 4:2:1 gewählt.

Der den Widerstand 17 durchflies sende Strom hängt demzufolge vom Betriebszustand der Mehrstufenschaltung ab und wird durch die Widerstände in den jeweils stromführenden Parallelpfaden der Ausgang sleitung bestimmt.

Im Anfangszustand befinden sich die Transistoren 1,3 und 5 im Sperrzustand, so dass überhaupt kein Strom durch den Widerstand flies st.

Nach Eintreffen des ersten Eingangs impulses über die Leitung 7 schaltet die Stufe B3 um, so dass nunmehr ein durch die Grosse des Widerstandes 11 bestimmter Strom durch den Widerstand 17 fixesst. Der zweite Eingangsimpuls schaltet die Stufe B3 in ihren Ausgangszustand zurück und gleichzeitig die Stufe B4 um; der Ausgangsstrom flies st nunmehr allein über den Widerstand 13, der halb so gross wie der Widerstand 11 ist. Beim dritten Eingangsimpuls schaltet lediglich die Stufe B3 um, so dass nunmehr die

909828/0843

beiden parallelgeschalteten Widerstände 11 und 13, die einen dreifach kleineren resultierenden Ohmwert als der Widerstand 11 allein bilden, stromführend sind.

Beim vierten Eingangs impuls werden die beiden Stufen B3 und B4 in ihren Ausgangszustand zurückgeschaltet} während gleichzeitig die Stufe B5 umschaltet; der Ausgangsstrom flies st nunmehr allein über den gegenüber dem Widerstand 11 vierfach kleineren Widerstand 15. Beim fünften, sechsten bzw. siebten Eingangsimpuls sind entsprechend die parallel liegenden Widerstände 11 und 15 bzw. 13 und 15 bzw. alle drei Widerstände 11, 13 und 15 stromführend, wodurch resultierende Ohmwerte entsprechend einem Fünftel, einem Sechstel bzw. einem Siebtel des Werts des Widerstandes 11 im Ausgangskreis wirksam sind.

Der achte Eingangs impuls schaltet alle drei Stufen in den Anfangszustand zurück, in welchem der Widerstand 17 überhaupt keinen Strom erhält.

Auf Fig. 2a ist die am Widerstand 17 abfallende Spannung als Funktion der Zeit t dargestellt, das heisst als Funktion der in die Mehr Stufenschaltung eingegebenen Eingangsimpulse, wenn diese periodisch mit einer entsprechenden Impulsfolgefrequenz eintreffen. Unter Berücksichtigung des Ohmwertes des Widerstandes 17 selber,

909828/08A3

der geeignet gewählt werden kann, ergibt sich dann die auf Fig. 2a dargestellte Stufenspannung, deren Stufenhöhe bis zur siebten Stufe sukzessive zunimmt; mit dem achten eintreffenden Impuls verschwindet die Spannung und wiederholt dann ihren stufenförmigen Verlauf. Wegen des Ohmwerts des Widerstands 17» der sich ja als Konstante zum jeweils resultierenden Ohmwert der parallelgeschalteten Ausgangswiderstände 11, 13 bzw. 15 addiert, sind natürlich die Stufen der am Widerstand 17 abfallenden Spannung nicht jeweils ein ganzzahliges Vielfaches der ersten Spannungsstufe, sondern der jeweilige Spannungszuwachs nimmt progressiv ab.

Durch geeignete Wahl des Ohmwerts des Widerstands 17 in bezug auf den Widerstand 11 lässt sich daher die auf Fig. 2a dargestellte Stufenspannung soweit wie möglich der Hälfte einer Sinushalbwelle annähern. Eine derartige Annäherung kann natürlich durch eine Erhöhung der Stufenzahl, das heisst also durch eine entsprechende Erweiterung der Mehr Stufenschaltung mit mehr als acht Betriebszuständen, noch beliebig verbessert werden, jedoch dürften in der Praxis im allgemeinen acht Spannungs stufen vollständig ausreichen, die also mit einer acht Betriebs zu stände besitzenden Mehrstufenschaltung realisierbar sind.

Der am anderen Belastungswiderstand 18 auftretende Spannungsabfall, der durch die parallel liegenden Ausgangswiderstände 12, 14 und 16 bestimmt wird, hat die auf Fig. 2b dargestellte Gestalt

909028/0843

und entspricht genau der reziproken Stufenspannung am Widerstand 17, das heisst, im Anfangs zustand der Schaltung ist die am Widerstand abfallende Spannung am grössten und nimmt dann sukzessive ab, so dass dieser Spannungsverlauf spiegelbildlich zum Spannungsverlauf am Widerstand 17 ist.

Um eine vollständige Halbwelle bzw. Halbperiode der Hilfsspannung zu erhalten, hat man in geeigneter Weise die beiden Teilhilfsspannungen am Widerstand 17 und 18, welche jeweils eine "Viertelwelle¹¹ darstellen, abwechselnd aneinander-zu-fügen. Zu diesem Zwecke

st weist die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zwei Tranei/orpaare 19, 20 und 21,22 auf, die jeweils einen gemeinsamen Kollektorwiderstand 23 bzw. 24 haben, während die Basen der Transistoren 19 und des einen und anderen Paares gemeinsam an einen Abgriff des Belastungswiderstandes 17 und die Basen der anderen beiden Transistoren 20 und 21 gemeinsam an einen Abgriff des anderen Belastungswiderstandes 18 geführt sind. Eine zusätzliche binäre Kippstufe B7, die in Kaskade hinter die letzte Zählstufe B5 geschaltet ist, wird am Ende jedes Zählzyklus, wenn also die beschriebene Mehrstufenschaltung wieder ihren Anfangszustand einnimmt, das heisst im betrachteten Ausführungsbeispiel beim Eintreffen jedes achten Eingangsimpulses, umgeschaltet; durch diese Umschaltung der Stufe B7 wird abwechselnd der eine oder der andere Transistor jedes der Transistorpaare 19,20 bzw. 21, 22 gesperrt, indem die betreffenden

909828/0843

Emitterwiderstände dieser Transistoren entsprechend stark vorgespannt werden. Auf diese Weise wird erreicht, dass am Kollektorwiderstand 23 des einen Transistorpaares abwechselnd die am Belastungswiderstand 17 und 18 auftretende Stufenspannung in Form einer symmetrischen Spannungshalbwelle abfällt (Fig· 2c), während am gemeinsamen Kollektorwiderstand 24 des anderen Transistorpaares die analoge Zusammensetzung der Teilstufenspannungen am Widerstand 17 und 18, jedoch um eine Viertelwelle phasenverschoben, erfolgt, wie auf Fig. 2d dargestellt. Der auf Fig. 1 insgesamt mit B6 bezeichnete Schaltungsteil erlaubt also die Urzeugung von mit VpI und Vp2 bezeichneten Hilfe spannungen in Form vollständiger Halbwellen, die jeweils aus den Teilstufenspannungen an des Widerständen 17 und 18 zusammengesetzt sind und inbezug aufeinander umgekehrte Polarität besitzen.

Auf Fig. 3 ist das vereinfachte Schema zweier mit BIO und BIl bezeichneter Kanäle zur elektronischen Kommutierung eines Motors dargestellt, wobei sich diese Schaltung lediglich auf die Verarbeitung der einen, -von der Einheit B6 nach Fig. 1 gelieferten Hilfsspannungsphase VpI bezieht, die also der am Widerstand 23 nach Fig. 1 abfallenden Spannung entspricht und deren Eingangsleitung auf Fig. 3 angedeutet ist.

Die Motorwicklung ist πι ch Fig. 3 in zwei Wicklungsabschnitte Ml

909828/0843

• - 14 -

und M2 unterteilt, die im Gegentakt arbeiten und von der der

Wicklungsabschnitt Ml über den Transistor T4 erregbar ist,

der seinerseits über die Transistoren T3, T2, Tl und Pl gesteuert

Im Ruhezustand ist der Transistor Tl gesperrt, so dass auch die anderen Transistoren T2, T3 und T4 und damit der ganze Kanal BIO stromlos sind. Wenn an der Basis des Transistors Pl die Hilfsspannung VpI auftritt, dann erhalt die Basis des Transistors Tl negatives Potential und der Kanal BIO wird mit allen Transistoren in den leitenden Zustand geschaltet, was einen Erregerstromfluss durch den Wicklungsabschnitt Ml zur Folge hat. Infolge der Selbstinduktion der Motorwicklung steigt nach dem Umschalten des Transistors T4 dieser Strom mehr oder weniger rasch an, was einen entsprechenden Spannungsabfall an dem kleinen Widerstand R5 zur Folge hat, der im Emitterkreis der Transistoren Tl und T4 liegt. Wenn infolge dieses Spannungsabfalls am Widerstand R5 das Emitterpotential des Transistors Tl dessen Basispotential erreich; , dessen Wert dem Momentanwert der Hilfsspannung entspricht, wird die Speisung des Spulenabschnitts Ml kurzzeitig unterbrochen, wobei die Dauer dieser kurzen Unterbrechung durch den Kondensator C6 bestimmt ist. Nicht dargestellte Mittel zur Begrenzung der Selbstinduktionsspannung am Spulenabschnitt Ml erlauben eine allmähliche Abnahme des SelbstinduktionsStroms, durch welchen der Motorstrom durch die Spule noch weiter aufrechterhalten wird. Nach

909828/0843

der kurzen Unterbrechungsperiode wird der Kanal BIO erneut in den leitenden Zustand geschaltet, und die Speisung des Spulenabschnitts Ml setzt wieder ein; wenn der Spannungsabfall am Widerstand R5 aufs Neue den Momentanwert der Hilfs spannung erreicht, erfolgt eine weitere Unterbrechung, usw.

Der aus diesem Betrieb resultierende Motorstrom, der also den Selbstinduktionsstrom während der kurzen Unterbrechungsperioden einschliesst, oszilliert auf diese Weise um denjenigen mittleren Momentanwert, welcher durch die Hilfs spannung VpI gegeben ist. Die Form dieser Hilfs spannung, die im betrachteten Ausführungsbeispiel der Stufenkurve nach Fig. 2c entspricht, bestimmt also die allgemeine Form des Motorstromes.

Diese Hilfsspannung VpI muss nun natürlich abwechselnd auf die Kanäle BIO und BH nach Fig. 3 gegeben werden, so dass jeder der beiden Kanäle abwechselnd eine Halbwelle der Hilfsspannung erhält. Diese abwechselnde Beaufschlagung beider Kanäle mit je einer Hilfsspannungs-Halbwelle wird durch eine weitere bistabile Kippstufe gesteuert, die der Stufe B7 nach Fig. 1 nachgeschaltet ist. Diese Stufe weist zwei T eilkipp stufen B8 und B9 auf, die auf Fig. 3, oben, dargestellt und deren Anschlüsse an die vorangehende Stufe B7 durch entsprechende Pfeile B8 bzw. B9 auf Fig. 1 angedeutet sind. Die Ausgänge dieser beiden Teilkippstufen B8 bzw. B9 sind

909828/0843

über die Dioden 29 bzw. 30 mit den beiden Kanälen BIO bzw. BIl verbunden, und zwar mit den Basen des Transistors Tl im Kanal BIO und des entsprechenden Transistors im anderen Kanal BIl; diese Bgifselektroden erhalten über die Teilkippstufen B8 bzw. B9 abwechselnd jeweils eine derart starke positive Vorspannung, dass der betreffende Kanal während einer Hilfe spannung s -Halbperiode gesperrt bleibt und nur der andere Kanal arbeitet, so dass abwechselnd die beiden Motorteilwicklungen Ml und M2 mit einer Stromhalb welle beaufschlagt werden.

Die abwechselnde Steuerung der Teilkippstufen B9 und B 8 erfolgt über den Kollektorkreis des einen bzw. des anderen Transistors der Kippstufe B7 nach Fig. 1. Auf diese Weise wird erreicht, dass jeweils eine volle Halbperiode der Hilf sspannung auf den einen oder anderen Kanal BIO bzw. BIl gegeben und die Phasenbeziehung zwischen diesen Halbperioden genau eingehalten wird.

Ein aus den Widerständen 25 und 27, der Diode 26 sowie dem Kondensator 28 bestehender Hilfskreis (Fig. 3) sorgt dafür, dass der Zyklus der Phasen in einem vorgegebenen Sinne auf den Motor gegeben wird und ein Phasenzyklus im umgekehrten Sinne, der eine Richtungsunikehr des Motors bewirken würde, ausgeschlossen ist.

909828/0843

Wie anhand der Fig. 1 erläutert, sind zur Erzeugung einer Viertelperiode der Hilfsspannung acht Impulse erforderlich, die auf den Eingang 7 der Mehr Stufenschaltung gegeben werden müssen. Eine volle HilfsSpannungsperiode benötigt also insgesamt zweiunddreissig Eingangsimpulse· Zur Erzeugung dieser Eingangsimpulse ist ein erster Impulsgenerator vorgesehen, der synchron mit dem Motor betrieben wird und zweiunddreissig Impulse je Umdrehung des Motorläufer s liefert. Zu diesem Zwecke kann man ein Geber-Empfängersystem vorsehen, dessen Kopplung periodisch durch die Zähne einer auf der Motor welle sitzenden Abschirm- oder Kopplung s scheibe unterbrochen wird. Dieses Geber-Empfängersystem kann beispielsweise aus einer Lichtquelle und einer Fotozelle oder vorzugsweise auch aus einem Spulenpaar bestehen, dessen Geber spule ständig mit Hochfrequenz erregt ist und dessen Empfang er spule , auf die Frequenz der Erregung der Geberspule abgestimmt, immer dann erregt wird und die Basis eines Steuertransistors beaufschlagt, wenn die Kopplung zwischen Geber- und Empfängerspule nicht durch einen Zahn bzw« einen Abschnitt der aus einem leitenden Material bestehenden und mit der Läuferwelle umlaufenden Abschirmscheibe aufgehoben ist. Darüber hinaus lassen sich auch Geber-Empfänger systeme beliebigen anderen Typs verwenden, die beispielsweise auf induktiver, kapazitiver, magnetischer oder radioaktiver Basis arbeiten und zweiunddreissig Impulse je Umdrehung des Motors zu erzeugen erlauben. Ein derartiges Geber-Empfänger-

909828/0843

system, das durch ein mit der Motorwelle umlaufendes Organ periodisch beeinflusst wird, sichert den Synchronismus zwischen der Motordrehzahl und der Impulsfolgefrequenz der erzeugten Impulse, es erlaubt jedoch nicht, einen "Schlupf¹¹ zwischen dem Impulsgenerator und dem Motor als Funktion des Lastdrehmoments des Motors zu erzielen.

Zu diesem Zwecke ist ein zweiter Impulsgenerator oder "Schlupf generator" vorgesehen. Dieser, beispielsweise als Multivibrator aufgebaute Generator liefert eine Impulsfolge mit einer maximalen Frequenz, welche der optimalen "Schlupffrequenz¹¹ von beispielsweise 3-6 Hz entspricht; unter Berücksichtigung des Faktors 32 bei der Bildung der Hilfsspannungen liegt also die Frequenz dieses Schlupfgenerators bei 100 bis 200Hz. Diese "Schlupfimpulse¹¹ werden zu den synchron mit der Motordrehzahl erzeugten Impulsen am Eingang der Mehr Stufenschaltung nach Fig. 1 addiert.

Auf diese Weise wird eine resultierende Frequenz des Motorstromes erzeugt, die um einen festen und optimal gewählten Wert höher liegt als die zur Drehzahl synchrone Frequenz; diese Frequenzerhöhung des Motorstromes entspricht dann der Schlupffrequenz, dank derer der Motor dann unter maximaler Beschleunigung seine Betriebsgeschwindigkeit erreicht.

909828/0843

Die Stabilisierung dieser gewünschten Betriebsfrequenz kann auf wenigstens drei verschiedene Arten sichergestellt werden, die gemeinsam oder unabhängig voneinander anwendbar sind:

a) Entsprechende Verringerung der Schlupffrequenz;

b) Ausblendung-wenigstens eines Teils der Synchronimpulse;

c) Verringerung der Amplitude der den Motorstrom steuernden

Hilfs spannung.

In allen Fällen lässt sich die Drehzahl des Motors durch die Frequenz der Synchronimpulse messen, welche der erste, mit der Drehzahl des Motors angetriebene Impulsgenerator liefert.

Auf Fig. 4 ist ein Schaltschema dargestellt, das diese Synchronimpulse im Hinblick auf eine Motordrehzahlregelung zu verarbeiten gestattet. D'ie den Transistor 51 nach Fig. 4 enthaltende strichpunktierte Einheit bezeichnet den Impulsgenerator, der die zur Motordrehzahl synchronen Impulse, also im betrachteten Ausführungsbeispiel zweiunddreissig Impulse je Motorumdrehung, liefert. Vorzugsweise kann dieser Generator auch nur sechzehn Ausgangssignale liefern, die breit genug sind, damit jeweils die Vorder- und die Hinterflanke eines Impuls signals als Zählimpuls verwendbar ist. Die Transistoren 52 und 53 gehören zu einem üblichen Schmitt-Trigger, der die vom Transistor 51 gelieferten Impulse umformt

909828/0843

und bei welchem der Kollektorkreis des Transistors 5 3 einen ersten Ausgang liefert, auf welchen sechzehn Impulse je Motorumdrehung gegeben werden.

Die Transistoren 56 und 57 bilden einen zweiten Schmitt-Trigger, der eine monostabile Kippstufe bzw. eine "Flip-Flop¹¹-Stufe darstellt, die während ihres metastabilen Zustande wiedererregt wird. Zu diesem Zwecke wird ein ein Zeitglied bildender Kondensator 58 über einen Transistor 54 immer dann, wenn dieser Transistor bei Gegenwart eines negativen Impulses an seiner Basis leitend ist, vollständig entladen, das heisst jedesmal dann, wenn der erste Schmitt-Trigger in den leitenden Zustand geschaltet worden ist. Der Kondensator 58 lädt sich in den Impulspausen über einen einstellbaren Wideiäand 59 mehr oder weniger rasch auf, wobei nach Ueberschreiten einer bestimmten Aufladungsspannung, welche die Basis eines Verstärkertransistors 55 beaufschlagt, über diesen Transistor die Flip-Flop-Stufe 56,57 umgeschaltet wird. Der nächste, auf die Entladung des Kondensators 58 folgende Impuls schaltet die monostabile Flip-Flop-Stufe in ihren Ausgangszustand zurück, wobei ein positiver Aus gangs impuls am Kollektor des Transistors 57 entsteht; auf diese Weise werden am Ausgang des Transistors 57 ebenfalls sechzehn Impulse je Motor Umdrehung erzeugt. Diese Impulsfolge am Kollektorausgang des Transistors bildet zusammen mit den jeweils sechzehn Impulsen am Ausgang

909828/0843

des Transistors 53 eine äquidistante Impulsfolge, welche solange erzeugt wird, wie die gewünschte Motordrehzahl noch nicht erreicht ist. Wenn sich diese Motordrehzahl eingestellt hat, dann ist die zur Aufladung des Kondensators 58 über den Widerstand 59 zur Verfügung stehende Zeitperiode so klein, dass die nur sehr geringe Kondensatoraufladung nicht mehr ausreicht, um die Flip-Flop-Stufe 56,57 umzuschalten. Der Transistor 57 liefert also keine Impulse mehr, so dass die resultierende Impulsfolgefrequenz der Impulse nur noch halb so gross ist.

Wenn andererseits die Motordrehzahl abnimmt und infolgedessen das Intervall zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen grosser wird, dann reicht diese Zeitspanne erneut aus, um den Kondensator 58 über den Widerstand 59 soweit aufzuladen, dass die Flip-Flop-Stufe ihrenBetrieb wieder aufnimmt und die Impulsfolgefrequenz erneut ihren vollen Wert erreicht. Der kritische Drehzahlwert, an welchem die Flip-Flop-Stufe ihren Betrieb aufnehmen bzw. einstellen soll, kann durch den Widerstand 59 eingestellt werden.

In der Praxis wird die beschriebene Regelung nicht so abrupt stattfinden, wie beschrieben, weil nämlich in der Regel vorhandene mechanische Unvollkommenheiten in der Ausbildung der mit der Motorwelle umlaufenden Abschirmscheibe und ihrer Zähne eine gewisse zyklische Streuung der Impuls inte rvalle zur Folge haben wird, so dass die Aenderung der Impulsfolgefrequenz am Ausgang

909828/0843

des Transistors 57 praktisch sukzessive erfolgt und dadurch die Regelung weicher wird.

Bei bestimmten Anwendungsfällen kann es wünschenswert sein, die Schlupffrequenz etwas mit der Motor geschwindigkeit zu erhöhen, Um das zu erreichen, kann der erste Impulsgenerator derart eingerichtet sein, dass er keine exakt zur Motordrehzahl synchrone Impulsfolgefrequenz liefert, sondern einen oder zwei Impulse mehr je Motorumdrehung (man vgl. Schältung nach Fig. 5); diese Massnahme beeinträchtigt in keiner Weise die Wirksamkeit der beschriebenen Drehzahlregelung und erlaubt die Erzeugung einer "Schlupffrequenz komponente" als Funktion der Motorgeschwindigkeit.

Die auf der unteren Hälfte der Figur 4 dargestellte Schaltung mit den Transistoren 60,61 und 62 bezieht sich auf eine Geschwindigkeitsregelung, bei welcher die Stärke des Motorstromes mittels der Amplitude der Hilfsspannungen beeinflusst wird.

Die beiden Transistoren 61 und 62 bilden eine monostabile Flip-Flop-Stufe, die im Ruhezustand leitend ist; dieser Ruhezustand wird durch den Transistor 60 aufrechterhalten, der im Ruhezustand ebenfalls leitend ist. Der Kollektorkreis des Transistors 62 ist über eine Leitung, die an einen Teilwider stand des Kollektorwiderstandes 67 über eine Diode angeschlossen ist und sich an-

909828/0843

schliessend verzweigt, über die beiden Widerstände 68 und 69 an die beiden Abgriffe der Belastungswiderstände 17 und 18 nach Fig. 1 angeschlossen. Die Schaltung ist derart getroffen, dass im leitenden Zustand des Transistors 62 der Kollektorwider stand am Zustandekommen der über die Belastungswiderstände 17 und erzeugten Hilfsspannung nicht beteiligt ist. Wenn dagegen der Transistor 62 gesperrt ist, dann befindet sich die Abgriffstelle der zu den Widerständen 17 und 18 führenden Leitung im Kollektorkreis des Transistors 62 auf dem Potential V3, welches gegenüber dem Potential V2 negativ ist. Das heisst, in diesem Falle tragen die Widerstände 67 und 68 bzw. 69 zur Verringerung der Amplitude der Hilf sspannungen bei. Der Transistor 62 wird nur dann in seinen Sperrzustand gesteuert, wenn der Motor seine gewünschte Drehzahl erreicht hat. Zu diesem Zwecke ist die Bgfts des im Ruhezustand leitenden Transistors 60 über eine Diode 63 und einen Widerstand an den Koliktor des Transistors 57 und ausserdem über einen Kondensator 64 an den Kollektor des Transistors 52 angeschlossen. Solange der Transistor 57 gesperrt ist, wird die Diode 63 in Sperrichtung über den Widerstand 65 soweit vorgespannt, dass der Transistor 60 durch einen über den Kondensator 64 gelangenden positiven Impuls nicht beeinflusst wird, sondern leitend bleibt. Wenn dagegen der Transistor 57 leitend ist, dann verschwindet die Vorspannung an der Diode 63, und der Transistor 60 kann dann durch einen positiven Impuls über den Kondensator 64 eine hinreichend lange Zeit gesperrt werden, damit die aus den

909828/0843

Transistoren 61 und 62 gebildete Flip-Flop-Stufe umschaltet und folglich der Transistor 62 gesperrt wird.

Die Diode 63 wird im Augenblick des Auftretens eines Impulses über den Kondensator 64 mit einer Sperrvorspannung beaufschlagt, solange das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen, welche den ersten Schmitt-Trigger (Transistoren 52 und 53) passieren, nicht zu klein ist oder nicht unterhalb der Zeitkonstanten des Kondensators 58 liegt, das heisst, solange die Motordrehzahl noch nicht ihren gewünschten Wert erreicht hat. Sobald andererseits die vorgegebene Motorgeschwindigkeit erreicht worden ist, bleibt der Transistor 57 bis zur Ankunft des positiven Impulses über den Kondensator 64 leitend, was zur Folge hat, dass der Transistor 62 momentan gesperrt wird.

Die aus den Transistoren 61 und 62 bestehende Flip-Flop-Stufe > welche also die Amplitude der Hilfsspannungen beeinflusst, kann auch durch eine während des metastabilen Zustande wiedererregbare Kippstufe anderen Typs ersetzt werden.

Auf Fig. 5 ist ein zusammenfassendes Blockschaltbild for eine Motorregelung gemäss der Erfindung dargestellt.

Die Einheit Bl stellt den Motor dar, der über eine Leitung mit der

909828/0843

Speisespannungsquelle B16 verbunden ist und auaeerdem über vier Kommutierungsleitungen gesteuert wird, welche an die vier Kanäle BIO, BIl, B12 und B13 angeschlossen sind. Der Motor Bl seinerseits liefert Synchronisierungssignale an einen Diskriminator B2, wobei diese Signale, wie beschrieben, vorzugsweise über eine mit der Motorwelle umlaufende Abschirmscheibe in Verbindung mit einem geeigneten Geber-Empfangersystem erzeugt werden. Diese Synchroni s ie rung s impulse werden auf die Mehr stuf en schaltung B3, B4 und B5 gegeben (Fig. 1) und steuern in beschriebener Weise die Erzeugung der Hilfs spannungen, welche in der Einheit B6 auf digitale Weise zusammengesetzt werden. Die in der Einheit B6 erzeugten Viertelperioden der Hilfs spannung en werden in der Einheit B7, die über zwei Leitungen mit der Einheit B6 verbunden ist, zu vollständigen Halbperioden bzw. HalbwelL-en aneinandergefügt. Die anhand der Fig. 3 beschriebenen Einheiten B8 und B9 verteilen diese Hilfs spannung s-Halbwellen abwechselnd nacheinander auf die beiden, zu ein und derselben Phase gehörenden Kommutatorkanäle BIO und BIl bzw. B12 und B13. Die Kanäle B12 und B13 entsprechen in ihrem Aufbau den anhand der Fig. 3 beschriebenen Kanäle BIO, BIl, werden jedoch vom anderen Hilfs Spannungsausgang Vp2 nach Fig. 1 (Stufenspannung entsprechend Fig. 2d) gespeist; diese um eine Viertelperiode gegenüber der Hilfsspannung VpI verschobene Hilfs Stufenspannung steuert also die Erregung der beiden Wicklungsabschnitte einer zweiten Motor wicklung.

90982870843

Die Einheit B15 nach Fig. 5 stellt den "Schlupfimpuls"-Generator dar, dessen Impulse am Eingang zur ersten Stufe B3 der Mehrstufenschaltung zu den von der Einheit B2 herrührenden Synchronisierungsimpulsen addiert werden. Die Einheit B14 enthält eine auf die Motorgeschwindigkeit ansprechende Schaltung, welche selber durch die Synchronisierungsimpulse aus der Einheit B2 gesteuert wird. Diese Einheit B15 beeinflusst entweder, wie beschrieben, die Impulsfrequenz dieser Synchronisierungsimpulse durch Rückwirkung auf die Einheit B2; oder die Einheit B14 steuert den Schlupffrequenzgenerator B15; oder aber die Einheit B14 beeinflusst, wie ebenfalls beschrieben , die Amplituden der Hilfsspannungen, die in der Einheit B6 erzeugt werden. Wahlweise kSnnenaich zwei der genannten Beeinflussungen vorgenommen werden. Auf Fig. 5 ist die Kombination aller dreier genannten Möglichkeiten durch entsprechende Verbindungen zwischen der Einheit B14 und den von dieser Einheit gesteuerten anderen Schaltungen dargestellt.

Auf Fig. 6 ist das Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung gezeigt, mit welcher sich auf digitale Weise zusammengesetzte Hilf sspannungen für ein Dreiphasensystem R, S und T erzeugen lassen. Die Synchronimpulse, von denen im betrachteten Ausführungsbeispiel diesmal vierundzwanzig Impulse je Motorumdrehung erzeugt und welche beispielsweise von einer Schaltung gemäss Fig. 7 geliefert werden,

in
werden über die Eingangsleitung 7l/die Mehrstufenschaltung nach Fig.

9098 28/084 3

eingespeist, während die "Schlupffrequenz-Impulse", die beispielsweise durch eine Schaltung nach Fig. 9 erzeugbar sind, auf die zweite Eingangs leitung 72 gegeben werden.

Die mit den Transistoren 73 und 73¹ arbeitende Eingangs stufe der Schaltung nach Fig. 6 hat in diesem Falle die Funktion eines Impulsuntersetzers und Verteilers für die Eingangs impulse. Dieser Eingangsstufe sind drei bistabile Zählstufen, bestehend aus den Transistorpaaren 74, 74¹; 75, 75' und 76, 76', in der Weise nachgeschaltet, dass sie einen über die Widerstände 77 verbundenen Ringzähler bilden. Die Umschaltung der drei Zählerkipp stufen erfolgt also in zyklischer Reihenfolge. Dieser Dreistufen-Ringzähler steuert die aus den Transistoren 79 - 87 sowie den Widerständen 88 bestehende Schaltung, in denen auf digitale Weise die Hilfsspannungs-Halbwellen stufenweise zusammengesetzt werden, und zwar derart, dass über je drei Transistoren in jeder der drei Phasen R, S und T

Halbwellen erzeugt werden, die eine Phasenvaschiebung von 120 gegeneinander aufweisen. Die Phase R wird über die drei Transistoren 80, 84 und 87, die Phase S über die drei Transistoren 79, 82 und 86 und die Phase T über die drei Transistoren 81, 83 und 85 gespeist, wobei die Kollektoren dieser Transistoren über geeignet abgestufte Widerstände 88 mit den drei Phasen R, S und T verbunden sind.

Als "Anfangszustand" des Ringzählers soll derjenige Zustand bezeichnet werden, in welchem die Transistoren 74,75 und 76 ge-

909828/0843

sperrt und die anderen Transistoren 74', 75* und 76' leitend

sind

sind. In diesem Zustand/die drei, die Phase R speisenden Transistoren 80, 84 und 87 gesperrt, so dass an der Phase R die Spannung Null herrscht. Der erste eintreffende Impuls, der von der Eingangs stufe über den Kondensator 78 auf den Dreistufenzähler gegeben wird, bewirkt eine Kippung der ersten Zahlstufe 74, 74' , so dass also nun der Transistor 74* gesperrt und der andere Transistor 74 leitend ist, wodurch auch der Transistor in den leitenden Zustand schaltet; an der Phase R liegt äso nun eine erste positive Spannungsstufe (man vgl. die Darstellung nach Fig. 8).

Der zweite Eingangs impuls bewirkt eine Umschaltung der zweiten Zählstufe 75, 75', ohne Beeinflussung der anderen beiden Zählstufen, so dass nunmehr infolge des leitenden Transistors 75* auch der Transistor 84 leitend wird, was eine entsprechende Erhöhung der Spannung an der Phase R um eine zweite Stufe zur Folge hat. Der dritte Impuls bewirkt eine Kippung der dritten Zählstufe 76, 76* und damit eine Umschaltung des Transistors in den leitenden Zustand, so dass an der Phase R die Spannung um die dritte Stufe steigt.

Durch den vierten Impuls wird die erste Zählstufe 74, 74* in ihren Ausgangszustand zurückgeschaltet, was eine Sperrung

909828/0843

des Transistors 80 und damit eine Verringerung der Spannung an der Phase R um eine Stufe zur Folge hat. Entsprechend wird durch den fünften bzw. sechsten Impuls die zweite bzw. dritte Zählstufe in ihren Aus gangs zu stand zurückgeschaltet, was eine stufenweise Abnahme der R-Phasenspannung auf Null zur Folge hat. Auf diese Weise ist in der Phase R eine symmetrische, stufenförmige Hilfs spannungs -Halbwelle erzeugt worden, wie auf Fig. 8 dargestellt. Die sechs nächsten Impulse bewirken eine entsprechende Wiederholung dieses Zyklus und damit die Entstehung der auf Fig. 8 dargestellten, stufenförmigen Halbwellenspannung.

β
W^aerum wird die "Zusammendrückung" der Spannungsstufen beim Aufbau einer Halbwelle durch Wahl eines geeigneten Verhältnisses der Werte der Widerstände 88 zu den Werten der einstellbaren Belastungswiderstände erzielt, so dass man eine Sinusform der Hilfswellenspannung annähern kann. Diese Annäherung kann selbstverständlich umso vollkommener erreicht werden, je mehr Spannungs· stufen man zum Aufbau der Hilfsspannungen verwendet.

Die Amplitude der gebildeten Hilfs spannungs-Halbwellen wird durch diejenige Spannung bestimmt, die über die Leitung 89 an die Emitter der Transistoren 79 bis 87 gelegt wird und welche den jeweiligen Betriebsbedingungen, insbesondere der Motor drehzahl, angepasst werden kann. Die Schaltung nach Fig. 7 zeigt beispielsweise die Ableitung dieser an der Leitung 89 liegenden Spannung,

909828/

Die drei Widerstände 95, 96 und 97 in den drei Phasen R, S und T dienen der Anpassung, während der Umschalter 90 die beiden Phasen R und S zur Erzielung einer Richtungsumkehr des gesteuerten Induktionsmotors zu vertauschen erlaubt.

Die anderen beiden Phasen S und T sind, wie auf Fig. 6 gezeigt, derart mittels der anderen Transistoren an den Dreistufenzähler angeschlossen, dass in diesen Phasen S und T die gleichen stufenförmigen Halbwellenspannungen nach Fig. 8 erzeugt werden, jedoch

jeweils mit einer Phasenverschiebung von 120 , so dass ein dreiphasiges Hilfsspannungssystem für Zwecke einer elektronischen Kommutierung erzeugt wird. Dieses Hilfsspannungssystem lässt sich in geeigneter Weise durch Anpassung der Kapazität des Ringzählers modifizieren.

Die drei Ausgänge 98, 99 und 100 der Schaltung nach Fig. 6 sind in einem Koordinierungskreis innerhalb eines Systems zur elektronischen Kommutierung eines Induktionsmotors verwendbar. Um gegebenenfalls die Bildung der ersten positiven Hilfs spannungs stufe jeder Hilfs spannungs halbwelle etwas modifizieren oder verzögern zu können, kann in einem solchen Koordinierungskreis auch noch ein Kondensator 91, wie auf Fig. 6 dargestellt, vorgesehen sein.

Das mit der betrachteten Schaltung durchzuführende elektronische Kommutierungsverfahren erfordert die Erzeugung zweier Hilfs-

909828/0643

spannungs-Halbwellen für jede vollständige Motorstromperiode. Diese beiden Halbwellen benötigen jeweils zwölf auf den Eingang 78 des Ringzählers zu gebende Impulse, das heisst also vierundzwanzig Eingangsimpulse am Eingang 71 , woraus sich die Synchronisierungsbedingung ergibt, dass vierundzwanzig Impulse je Umdrehung eines zweipoligen Motors erzeugt werden müssen. Die auf den Eingang 72 gegebenen zusätzlichen "Schlupffrequenzimpulse¹¹ bewirken dann einen entsprechenden Schlupf des Motors im üblichen elektrotechnischen Sinne. Um eine Schlupf frequenz von IHz zu erzielen, muss die Folgefrequenz dieser Schlupffrequenzimpulse 24Hz betragen.

Die auf Fig. 7 dargestellte Schaltung dient zur Bildung der auf den-Eingang 71 der Mehr Stufenschaltung nach Fig. 6 zu gebenden Synchronisierungsimpulse sowie zur Erzeugung der die Amplitude der erzeugten HiKs spannungs-Halbwellen als Funktion des Motorbetriebszustands bestimmenden Spannung, welche an die Leitung 89 gelegt wird.

Ueber einen nicht dargestellten, vom Motorläufer angetriebenen Impulsgenerator werden vierundzwanzig Impulse je Motorumdrehung erzeugt. Diese Synchronisierungsimpulse werden auf den Eingang 31 der Schaltung nach Fig. 7 gegeben und in einem ersten, aus den Transistoren 32 und 33 gebildeten Schmitt-Trigger umgeformt. Diese umgeformt en Impulse werden dann auf zwei Kanäle verteilt. Der eine

909828/0843

Kanal verläuft über den Transistor 49 und den Ausgang 71, der dem mit der gleichen Bezugszahl 71 bezeichneten Eingang der digitalen Mehrstufenschaltung nach Fig. 6 entspricht, welcher also auf diesem Wege vierundzwanzig Impulse je Motorumdrehung erhalt.

Der andere Kanal verläuft über den Transistor 34, welcher bei jedem eintreffenden Impuls eine plötzliche Entladung des Kondensators 35 bewirkt. In den Impulspausen wird der Kondensator 35 über einen Transistor 36 linear wieder aufgeladen, wobei der Aufladungsstrom mittels des veränderbaren Widerstandes 37 einstellbar ist.

end
Ein zweiter Schmitt-Trigger, besteh/ aus den Transistoren 38 und 39, wird immer dann umgeschaltet, wenn die Aufladungsspannung des Kondensators 35 den Schwellwert dieser Trigger-Stufe tiberschreitet. Ueber eine Kopplung verhältnismässig hoher Impedanz wird von dieser zweiten Trigger-Stufe ein dritter Schmitt-Trigger geringer Eingangsimpedanz beeinflusst, der aus den Transistoren 40 und 41 gebildet ist. Dieser Stufe sind ein integrierender Transistor 42 sowie zwei weitere Transistoren 44 und 45 nachgeschaltet, die dazu dienen, die Impedanz zu verringern.

Wenn die Motordrehzahl geringer als ein kritischer Wert ist, welcher dem am Potentiometer 37 eingestellten Wert entspricht, dann ist das Intervall zwischen zwei Synchronis ie rungs impuls en hinreichend gross, damit sich in dieser Zeitspanne der Kondensator 35 bis

909828/0843

über den Schwellwert der Trigger-Stufe 38,39 aufladen kann; das heisst, in diesem vorgebbaren Motordrehzahlbereich erfahren die beiden Trigger-Stufen 38,39 und 40,41 eine periodische Kippung, was zur Folge hat, dass der Kondensator 42 periodisch in den leitenden Zustand schaltet und damit die Aufladung eines Filter kondensators 43 erlaubt; dadurch wird am Ausgang 46 ein Signal erzeugt, dessen Amplitude umso grosser ist, je geringer die Motordrehzahl gegenüber dem kritischen, am Potentiometer 37 eingestellten Wert ist.

Dieses Signal am Ausgang 46 wird auf den mit der gleichen Bezugszahl 46 bezeichneten Eingang eines auf Fig. 9 dargestellten Multivibrators gegeben, mit dessen Hilfe die erwähnten Schlupffrequenz impulse erzeugt werden. Die Spannung am Eingang 46 steuert diesen Impulsgenerator derart, dass die am Ausgang 72 erzeugte Schlupffrequenz umso grosser ist, je höher die Amplitude des Eingangssignals bei 46 ist, wobei jedoch ein Maximum der Schlupffrequenz dem maximalen Motormoment entspricht.

Ausser zur Erzeugung der die Schlupffrequenz steuernden Spannung am Ausgang 46 wird das Niveau der Aufladungsspannung am Kondensator 43 auch noch, nach einer Impedanz verringerung, auf den Ausgang 89 gegeben, welcher auf die mit der gleichen Bezugszahl 89 bezeichnete Leitung in der Schaltung nach Fig. 6 führt, so dass also das von der Motordrehzahl abhängige Aufladungsniveau des Kondensators

909828/0*43

43 gleichzeitig auch die Amplitude der erzeugten Hilf s spannung s-Halbwellen bestimmt, wobei eine Proportionalität zwischen der Motordrehzahl und dieser Amplitude besteht.

Wenn die Motordrehzahl andererseits den kritischen, der Einstellung am Potentiometer 37 entsprechenden Wert übersteigt, dann werden die beiden Trigger-Stufen 38,39 und 40, 41 wegen der zu geringen Aufladung des Kondensators 35 nicht mehr erregt, was zur Folge hat, dass der Transistor 42 sperrt und die Ausgangs signale bei 46 und 89 verschwinden. Das bedeutet, dass einerseits die Schlupffrequenz auf ihren minimalen Wert fällt, ■während andererseits die Amplitude der Hilfsspannungen verschwindet; das hat eine Schwächung und schliesslich ein Verschwinden des Motormoments zur Folge.

Der ganze Regelungsprozess spielt sich also zwischen diesen Extremzuständen ab. Die Beeinflus sung der Schlupffrequenz dient dabei zur Stabilisierung der Regelung, während die Beeinflussung der Hilfsspannungsamplitude von ausschlaggebender Wichtigkeit für die Wirksamkeit der Regelung ist.

Die in der Schaltung nach Fig. 7 durch Widerstände und einen Kondensator gebildete Gegenkopplung in Form eines Vierpols 48 dient der Stabilisierung der Motordrehzahl als Funktion der Belastung und arbeitet folgendermassen: Wenn die Motorlast ansteigt, dann

909828/0843

wird infolge der nachlassenden Motordrehzahl das Signal am Ausgang 46 verstärkt, was zur Folge hat, dass über die Gegenkopplung 48 an den Abgriff des die Geschwindigkeit regelnden Potentiometers ein Signal gegeben wird, welches bestrebt ist, die Motorgeschwindigkeit zu erhßhen. Mit Hilfe einer derartigen Gegenkopplung ist es möglich, alle gewünschten Drehzahl-Last-Verhältnisse zu realisieren und sogar eine Erhöhung der Geschwindigkeit mit der Last zu erreichen.

Der Schalter 50 in der den Emitter des Transistors 42 speisenden Leitung dient dazu, nach Wunsch die Steuer spannung bei 89 zu unterdrücken, welche die Amplituden der Hills spannungen beeinflusst. Bei 70 ist ausserdem noch ein System zur Motor bremsung vorgesehen, durch welches mittels geeigneter Umschaltung die die Erregung der Motor wicklungen steuernden Hilf s spannungen durch eine feste Spannung ersetzbar sind, die am Punkt 70 angelegt wird und welche über nicht dargestellte Dioden und Widerstände auf die drei Leitungen R, S und T nach Fig. 6 gegeben werden können.

Die Frequenz des auf Fig. 9 dargestellten Multivibrators, der als Schlupffrequenzgenerator dient, lässt sich durch den veränderbaren Strom durch den Transistor 92 in weiten Grenzen variieren, beispielsweise zwischen 8 und 120Hz, was einem Schlupffrequenzbereich von Vs bis 5 Hz entspricht. Der unteren Schlupffrequenz grenze entspricht ein praktisch vernachlässigbares Motormoment, während dem maximalen Schlupffrequenzwert das stärkste Motormoment entspricht. Die Anpassung der wirksamen Schlupf frequenz

909828/0 8U3

an den Momentanzustand des Motors wird über die Leitung 46 gesteuert, welche dem Ausgang im Schaltbild nach Fig. 7

entspricht»

Die beschriebene Schaltungsanordnung erlaubt es, geeignet geformte Hilf sspannungen zur Steuerung einer beliebigen Anzahl von Motorphasen zu erzeugen, wobei diese Hilfsspannungserzeugung auf einfache Weise durch digitale Zusammensetzung einzelner Spannungswerte in genau reproduzierbarer Weise möglich ist und ausserdem in mannigfacher Art und Weise in Abhängigkeit vom momentanen Betriebszustand des Motors zur Erzielung bestimmter Motorkennlinien modifizierbar ist. Es las st .sich also mittels der Schaltungsanordnung nach der Erfindung insbesondere eine perfekte Drehzahlregelung sowie eine von Hand oder auch automatisch durchzuführende Anpassung des Motors an grosse Lastberäche, beispielsweise im Verhältnis von mehr als 20 : 1 , erzielen.

Ferner verhindert die Schaltungsanordnung nach der Erfindung mit Sicherheit jede Ueberlastung beim Anfahren des Motors, da die Motor Stromstärke durch die vorgebbaren Amplituden der Hilfsspannungen begrenzt wird. Ein weiterer grosser Vorzug der Schaltungsanordnung nach der Erfindung besteht darin, dass die Frequenz der Hilf S spannung ex momentan ohne eine Beeinflussung der Amplitude oder der relativen Phase der Hilf sspannungen veränderbar ist.

909828/08A3

Die Erfindung ist nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele und Anwendungen begrenzt, insbesondere nicht auf eine elektronische Kommutierung vom Typ des "Phasenanschnitts¹¹, sondern lässt sich mit Vorteil überall dort anwenden, wo veränderliche Hilf sspannungen bestimmter Form und Frequenz für Steuerungs- und Regelzwecke benötigt werden.

909828/0843

Claims

-³⁸-

PATENTANSPRUECHE :

( TY Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Hilfsspannungen für die elektronische Kommutierung des Speisestromes eines elektrischen Mehrphasen-Induktionsmotors aus einer Gleichspannungsquelle, dadurch gekennzeichnet, dass die Erregung der Wicklung (Ml, M2)

wenigstens
jeder Motorphase über/einen besonderen Kommutierungskanal (BIO, BIl; B12, B13) unter Bildung eines Speisewechselstroms vorgebbarer Form durch die Hilfsspannungen gesteuert wird, dass diese Hilf sspannungen in den Kommutierungskanälen zugeordneten Leitungen (VpI, Vp2; R, S, T) durch zeitliche Aneinanderreihung von Einzelspannungen unterschiedlicher Grosse erzeugbar sind, welche ihrerseits in einer mit bistabilen Kreisen arbeitenden Mehr Stufenschaltung (B3, B4, B5) auf digitalem Wege durch zyklisch aufeinanderfolgende Umschaltung dieser Kreise vom einen in den anderen Betriebszustand und umgekehrt gebildet werden, wobei jede Umschaltung eines bistabilen Kreises die Erhöhung oder die Erniedrigung der Hilfsspannung um eine vorgebbare Stufe zur Folge hat,und dass ferner die Frequenz sowie die Amplitude der erzeugten Hilfsspannungen dem momentanen Betriebszustand des Motors mittels zusätzlicher Schaltungseinheiten (B14, B15) anpassbar sind.

909828/0843

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die auf die einzelnen Kommutierungskanäle gegebenen Hilfsspannungen die gleiche Form haben, jedoch gegeneinander in der Phase verschoben sind.

3. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfsspannungen aus periodisch aneinandergereihten Spannungsstufen bestimmter Grosse bestehen und die zeitliche Dauer jeder **pannungsstufe nur eine Funktion der Frequenz ist, wobei die Frequenz der Hilfsspannungen durch die Drehzahl des Motors steuerbar ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz der Hilfsspannungen zusätzlich durch den Schlupf des Motors unter Erzeugung von Schlupffrequenzimpulsen beeinflussbar ist und die Schlupffrequenz des Motors auf einen "Wert begrenzt ist, welcher den dem maximalen Motormoment entsprechenden Wert nicht übersteigt.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Form der Hilfsspannungen derart gewählt ist, dass sie den betreffenden Kommutierungskanal nur oberhalb einer bestimmten Amplitudenschwelle freigeben.

909828/0 84 3

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Momentanwerte der Amplituden der Hilfe spannungen

den Strom in diesem Kommutierungskanal auf einen zu dieser
Momentanamplitude proportionalen Wert begrenzen ·

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Hilfsspannungen aus einer
periodischen Folge von Halbwellen einer Polarität bestehen,

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die periodischen Halbwellen der Hilfsspannungen einer Sinushalbwelle angenähert sind.

9. Schaltungsanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Mehr Stufenschaltung zur Erzeugung der einzelnen Stufen der Hilfe spannungen aus einem zyklisch arbeitenden Impulszähler besteht, welcher durch eine als Funktion der Motor drehzahl erzeugte Eingangsimpulsfolge steuerbar ist.

10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9» daurch gekennzeichnet, dass die Ausgänge der einzelnen Stufen (B3 - B5) des Impulszählers über geeignet dimensionierte Widerstände (11 - 16) zur Bildung entsprechend gestufter Teilströme mit wenigstens einem gemeinsamen Addierkreis (B6) zur Summierung aller Momentanausgänge des

90982870843

Impuls zähler 8 sowie zur zeitlichen Addition der Spannung s stufen verbunden sind.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9 , dadurch gekennzeichnet, dass der Impulszähler aus in Kaskade geschalteten bistabilen Kipp· stufen (B3 - B5) aufgebaut ist, von denen jede folgende Kippstufe nur bei jedem zweiten Impuls aus der vorangehenden Kippstufe umgeschaltet wird.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, d/aurch gekennzeichnet,

dass ein vollständiger Zähl- bzw. Umschaltzyklus des Impulszählers, ausgehend von einem bestimmten Anfangszustand, der Bildung einer Viertelwelle der Hilfsspannungen entspricht.

13. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 10 - 12, gekennzeichnet durch zwei parallelgeschaltete, die gestuften Kippstufen ausgänge addierende Kreise (17,18), von denen einer mit allen im Anfangszustand des Impulszählers gesperrten und der andere mit allen im Anfangszustand des Impulszählers leitenden Ausgängen verbunden ist und in denen während eines Zählzyklus gleichzeitig zwei zueinander komplementäre Hilfs spannung s-Viertelwellen entstehen, sowie durch einen am Ende jedes Zyklus umgesteuerten Schaltkreis (19920,21,22) zur sukzessiven zeitlichen Addition je zweier zueinander komplementärer Viertelwellen zu einer vollen

909828/0843

-42 Hilf s spannung s -Halbwelle.

14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass der erwähnte, die Hilfsspannungs-Viertelwellen zusammensetzende Schaltkreis von einer in Kaskade mit dem Impulszähler geschalteten weiteren bistabilen Kippstufe (B7) gesteuert wird und zwei Ausgänge (VpI, Vp2) aufweist, auf welche gleichzeitig die abwechselnd zusammengesetzten Halbwellen-Folgen der Hilfe spannungen gegeben werden, von denen die Halbwellen am einen Ausgang gegenüber den Halbwellen am anderen Ausgang um eine Viertel-Welle phasenverschoben sind,und dass das auf diese Weise erzeugte zweiphasige HilfsSpannungssystem zur Steuerung der Kommutierungskanäle eines Zweiphasen-Motors dient.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Motorphase zwei Kommutierungskanäle (BIO, BlIj B12, B13) zugeordnet sind und jede der beiden Folgen von vollständigen Hilfsspannungs-Halbwellen über eine Verteilerschaltung (B8, B9) abwechselnd auf den einen und den anderen Kommutierungskanal derselben Phase derart gegeben wird, dass der eine Kommutierungskanal (BIO bzw. B12) alle geradzahligen und der andere Kommutierungskanal (BH bzw. B13) alle ungeradzahligen Halbwellen der betreffenden HiUs spannung erhält.

909828/08 4 3

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnte Verteiler schaltung aus einer zweiten zusätzlichen bistabilen Kippstufe (B8 , B9) gebildet ist, die von der ersterwähnten zusätzlichen bistabilen Kippstufe (B7) gesteuert wird.

17. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz der erzeugten Hills spannungen gleich der Frequenz der vom erwähnten Impulsgenerator (B2) proportional zur Motordrehzahl erzeugten, den erwähnten Impulszähler beaufschlagenden Impulsfolge und damit ζ ur Motordrehzahl synchron ist.

18· Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die vom erwähnten Impulsgenerator (B2) erzeugte Impulsfolge als Funktion der Motordrehzahl durch eine diese Frequenz ändernde Schaltung (B14) derart modifizierbar ist, dass die Frequenz der erzeugten Hilfsspannungen eine von der Motordrehzahl abhängige "Schlupfkomponente¹¹ erhält.

19. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, gekennzeichnet durch einen zweiten Impulsgenerator (B 15), welcher als Funktion der Motordrehzahl Schlupffrequenzimpulse erzeugt, welche zu den vom ersten Impulsgenerator (B2) erzeugten Impulsen unter Bildung einer entsprechend erhöhten Frequenz der Hilfsspannungen und damit unter Erzeugung eines Motor Schlupfes addiert werden,

909828/0843

20. Schaltungsanordnung nach Anspruch 19» dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgangsfrequenz des erwähnten Schlupffrequenzgenerators auf einen dem maximalen Motormoment entsprechenden maximalen Wert begrenzt ist und mit Annäherung der Motordrehzahl an einen vorgebbaren Nennwert in dem Masse abnimmt , wie es zur Stabilisierung der gewünschten Motordrehzahl erforderlich ist·

21« Schaltungsanordnung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, dass der erste Impulsgenerator aus einem Geber-Empfänger sy stern sowie einer mit der Motorwelle umlaufenden gezahnten Absohirmscheibe gebildet ist, welche während einer vollen Motorumdrehung die Kopplung zwischen Geber - und Empfänger element periodisch sooft unterbricht und wieder herstellt, wie es zur Erzeugung einer mindestens einem vollen Zählzyklus entsprechenden Zahl von Impulsen erforderlich ist«

22· Schaltungsanordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnte umlaufende Scheibe aus einem mehrpoligen Magneten besteht, welcher in einer Empfänger spule entsprechende

Spannungsimpulse erzeugt·

to O (D

* 23. Schaltungsanordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet,

.

**- dass die der Motordrehzahl proportionale Frequenz der vom ersten

,

4> Impulsgenerator (51) erzeugten Impulse durch eine auf die Impuls-ω

frequenz ansprechende Schaltung (52- 59, Fig, 4) derart modifizierbar ist, dass mit Annäherung an die gewünschte Nenndrehzahl des Motors

wenigstens ein Teil der Impulse zur Erzeugung der Hilfe spannungen unterdrückt wird.

24. Schaltungsanordnung nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnte, einen Teil der Impulse unterdrückende Schaltung aus einer monostabilen Flip-Flop «Stufe mit einer bestimmten, metastabilen Periode besieht und von wenigstens einem Teil der Impulse passiert wird und dass diese die Flip-Flop-Stufe passierenden Impulse von dem Augenblick an gesperrt werden, an welchem das Intervall zweier aufeinanderfolgender Impulse die Dauer der durch ein einstellbares Zeitglied (58,59) bestimmten metastabilen Periode dieser Stufe unterschreitet.

25. Schaltungsanordnung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnte monostabile Flip-Flop stufe während der met a-stabile η Periode derart wiedererregbar ist, dass ein zweiter Eingangsimpuls, der nach einem im Vergleich zur metA-stabilen Periode kleineren Zeitintervall eintrifft, diese metastabile Periode verlängert, ohne eine erneute Kippung dieser Stufe zu verursachen.

26. Schaltungsanordnung nadi Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Stabilisierung der gewünschten Nenndrehzahl des Motors die Amplitude der erzeugten Hilfsspannungen verringerbar ist·

909828/Ö843

27. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 24 und 26, dadurch gekennzeichnet, dass diese Verringerung der Amplitude der Hilfsspannungen durch eine Schaltstufe (60-63, 67 - 68,nach Fig. 4) durchführbar ist, welche in Form einer Torschaltung für die Eingang s impulse durch die erwähnte Flip-Flop-Stufe in Abhängigkeit vom Intervall zweier aufeinanderfolgender, auf diese Flip-Flop-Stufe gegebener Impulse erregbar ist.

28. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Impulszähler aus zu einem Ringzähler zusanunenge schaltete η bistabilen Kippstufen (74,77 nach Fig. 6) besteht, in welchem die £ ingang s impulse die aufeinanderfolgende Umschaltung der jeweils folgenden Stufe bewirken.

29· Schaltungsanordnung nach Anspruch 28, dadurch gekennzeichnet, dass die Anzahl der den Ringzähler bildenden bistabilen Stufen ein ganzzahliges Vielfaches der Anzahl der Phasen ist.

30. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 28 und 29, dadurch gekennzeichnet, dass die Ausgänge der bistabilen Kippstufen je einen elektronischen Schalter (79 - 87) steuern, über welchen die geeignet abgestuften Teilspannungen unter Zusammensetzung vollständiger Hilfe spannung s -Halbwellen auf wenigstens eine gemeinsame Steuerleitung (R, S, T) gegeben werden.

909828/0843

31. Schaltungsanordnung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnten elektronischen Schalter (79 * 87) gruppenweise mit drei getrennten Steuerleitungen (R, S, T) verbunden sind, in

ο
denen um 120 gegeneinander phasenverschobene Folgen von Hilfe spannungs-Halbwellen erzeugt werden.

32. Schaltungsanordnung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, dass die an den einzelnen Ausgängen der elektronischen Schalter (79 - 87) erzeugten individuellen Spannung«stufen einer an aEe Schalterkreise angelegten gemeinsamen Spannung Überlagert werden.

33. Schaltungsanordnung nach Anspruch 32, dadurch gekennzeichnet, dass diese gemeinsame, an allen Schalterkreisen liegende Spannung (89) in Abhängigkeit von der Motordrehsahl verschwindet, sobald das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden, den Impulszähler beaufschlagenden und zur Motordrehzahl synchronen Eingangsimpulsen kleiner als ein in einem Drehzahlregelkreis (Schaltung nach Fig. 7) eins,teilbarer Wert ist.

34. Schaltungsanordnung nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, dass der erwähnte Zeitwert durch die meta-stabile Periode einer Flip-Flopstufe vorgebbar ist, welche von den erwähnten Synchronimpulsen gesteuert wird.

909828/0843

35· Schaltungsanordnung nach Anspruch 34, dadurch gekennzeichnet, dass die erwähnte Flip-Flop-Schaltung ohne Totzeit arbeitet und die Dauer der metastabilen Periode derart als Funktion der Motorbelastung einstellbar ist, dass das Drehzahl-Last-Verhalten des Motors in gewünschter Weise vorgebbar, insbesondere eine konstante Drehzahl als Funktion der Belastung erzielbar ist.

36. Schaltungsanordnung nach Anspruch 35, dadurch gekennzeichnet, dass die in der Schaltung zur Drehzahlregelung des Motors einstellbare Bezugs spannung (Potentiometer 37), welche der Nenndrehzahl des Motors entspricht, über eine Gegenkopplung (48) beeinflussbar ist, welche aus der Aenderung einer zur Motordrehzahl umgekehrt proportionalen Spannung (46) ableitbar ist.

909828/084 3

Leerseite