DE19533076A1

DE19533076A1 - Steuerschaltung für einen bürstenlosen Synchron-Elektromotor

Info

Publication number: DE19533076A1
Application number: DE19533076A
Authority: DE
Inventors: Pasqualino Riola
Original assignee: C E SET Srl
Current assignee: C E SET Srl
Priority date: 1995-09-06
Filing date: 1995-09-07
Publication date: 1997-03-13
Anticipated expiration: 2015-09-08
Also published as: US5675226A; DE19533076B4

Description

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung für einen bürstenlosen Synchron-Elektromotor, der einen zwischen Stator-Polenden drehbaren Rotor mit Permanentmagneten um faßt, wobei die Stator-Polenden derart ausgebildet sind, daß sie bezüglich des Rotors einen Luftspalt nicht-gleichförmi ger Weite bilden, wodurch der Rotor sich in Ruhestellung in eine vorbestimmte Winkelstellung einstellt und beim Start eine bevorzugte Drehrichtung aufweist.

Eine erste Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltung be reitzustellen, die die Stromversorgung an der Statorwicklung eines derartigen Elektromotors steuern kann, und zwar sowohl in der Startphase, in der der Motor asynchron angesteuert wird, als auch in der nachfolgenden netzgeführten Drehphase (fase di rotazione a regime), in der der Motor geeigneter weise ein synchrones Verhalten zeigt, d. h. in der er mit einer Geschwindigkeit dreht, die sehr eng mit der Frequenz der Wechselspannung der Versorgung, typischerweise der Netz spannung, verbunden ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Steuerschal tung gelöst, welche dadurch gekennzeichnet ist, daß sie in Kombination umfaßt:

- einen statischen bidirektionalen Schalter, der zur Sta torwicklung des Motors in Reihe geschaltet ist, zwischen den Anschlüssen einer Wechselspannungsquelle;
- Signalerzeugungs-Schaltungsmittel zum Bereitstellen eines Signals, das die Polarität der Wechselspannung angibt;
- einen festen elektrischen Sensor, der dem Rotor zuge ordnet ist, zum Bereitstellen eines Signals, das die Polari tät des ihm zugewandten Abschnitts des Rotors angibt; und
- eine Ansteuerungsschaltung, die mit dem Sensor und den Signalerzeugungs-Schaltungsmittel verbunden und dazu ausge legt ist, ein Signal zum Steuern der Leitung an einem Steu eranschluß des Schalters gemäß vorbestimmten Arbeitsweisen als Funktion der Stellung des Rotors und der Polarität der Versorgungsspannung zu liefern.

Bürstenlose Synchron-Elektromotoren der vorstehend genannten Art werden hauptsächlich in elektrischen Haushaltsgeräten eingesetzt, z. B. zur Steuerung von Pumpen in Waschmaschinen. Für diese Anwendungen ist es vorteilhaft, daß die dem Motor zugeordnete Steuerschaltung physisch in demselben Gehäuse angebracht ist wie der Motor oder die Pumpe, der dieser Motor zugeordnet ist. Zu diesem Zweck ist es demnach erfor derlich, daß die Steuerschaltung begrenzte Abmessungen und Gewicht sowie minimale thermische Dissipation bzw. Wärmeent wicklung (dissipazione termica) aufweist. Darüber hinaus ist es erforderlich, daß die Steuerschaltung dahingehend opti miert wird, die Anzahl der Bauelemente und demzufolge den Raumbedarf und auch die Kosten zu reduzieren.

Diese Ziele werden erfindungsgemäß durch eine Steuerschal tung der vorstehend angegebenen Art erreicht, welche gemäß einem weiteren Gesichtspunkt der Erfindung dadurch gekenn zeichnet ist, daß die Versorgungsmittel und die Signalerzeu gungs-Schaltungsmittel von einer einzigen Diodenschaltung gebildet sind, welche der Wechselspannungsquelle zugeordnet ist, wenigstens eine Zener-Diode umfaßt und eine Spannung mit von Null verschiedenem Mittelwert zur Speisung des Sen sors liefern kann, sowie ein Spannungssignal, das mit der Spannung der Quelle in Phase ist und deren Polarität angibt.

Weitere Eigenschaften und Vorteile der Erfindung werden aus der detaillierten Beschreibung ersichtlich, die lediglich als nicht beschränkendes Beispiel mit Bezug auf die beige fügte Zeichnung folgt. Es stellt dar:

Fig. 1 eine schematische Darstellung eines bürstenlosen Synchron-Elektromotors mit zweipoligem Stator und einem Rotor mit Permanentmagneten;

Fig. 2 das Schaltungsschema einer Ausführungsform einer erfindungsgemäßen Steuerschaltung;

Fig. 3 eine Reihe von Graphen, die als Funktion der auf der Abszisse aufgetragenen Zeit t den Verlauf einiger im Betrieb der Schaltung der Fig. 2 auf tretender Signale zeigen;

Fig. 4 eine schematische Darstellung, die eine Ausfüh rungsvariante der in Fig. 2 dargestellten Schal tung zeigt;

Fig. 5 eine schematische Darstellung eines Teils einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuerschaltung;

Fig. 6 eine schematische Darstellung einer weiteren erfin dungsgemäßen Steuerschaltung;

Fig. 7 eine Reihe von Graphen, die als Funktion der auf der Abszisse aufgetragenen Zeit t den Verlauf eini ger im Betrieb der Steuerschaltung der Fig. 6 auf tretender Signale zeigen;

Fig. 8 eine schematische Darstellung einer weiteren erfin dungsgemäßen Steuerschaltung;

Fig. 9 eine Reihe von Graphen, die als Funktion der auf der Abszisse aufgetragenen Zeit t den Verlauf eini ger im Betrieb der Schaltung der Fig. 8 auftreten der Signale zeigen;

Fig. 10 eine schematische Darstellung einer weiteren erfin dungsgemäßen Steuerschaltung; und

Fig. 11 eine Reihe von Graphen, die als Funktion der auf der Abszisse aufgetragenen Zeit t den Verlauf eini ger im Betrieb der in Fig. 10 dargestellten Schal tung auftretender Signale zeigen.

In Fig. 1 ist schematisch ein bürstenloser Synchron-Elek tromotor mit einem Stator S und einem Rotor R dargestellt. In der beispielhaft dargestellten Ausführungsform umfaßt der Stator S eine Wicklung 1 mit zwei mit 2 und 3 bezeichneten Anschlüssen. Die Wicklung 1 ist auf ein im wesentlichen U-förmiges Blechpaket 4 gewickelt. Die Enden dieses Blech pakets 4 bilden zwei Polenden 5 und 6, zwischen denen der Rotor R drehbar angebracht ist. Die Polenden 5 und 6 sind derart ausgebildet, daß sie relativ zum Rotor R Luftspalte ungleichförmiger Weite bilden. In der in Fig. 1 beispiel haft dargestellten Ausführungsform weisen die Luftspalte 7 um die Achse des Rotors R im Uhrzeigersinn fortschreitend abnehmende Weiten auf. Hieraus folgt, daß der Rotor R in Ruhestellung sich in eine vorbestimmte Winkelstellung ein stellt, in welcher die mit A bezeichnete Achse seines Nord pols N und seines Südpols S mit der Achse B der Polschuhe 5 und 6 einen Winkel α einschließt.

Dank der Ungleichförmigkeit der Weite der Luftspalte weist der Rotor R beim Andrehen bzw. beim Start eine bevorzugte Drehrichtung auf. Indem man durch die Wicklung 1 einen sol chen Wechselstrom fließen läßt, daß sich infolge der ersten Halbwelle (bspw. der positiven Halbwelle) am Polschuh 5 ein Nordpol bildet, bewegt sich der Rotor R bei Betrachtung der Fig. 1 im Uhrzeigersinn.

Dem Rotor R ist ein Stellungssensor H zugeordnet, bspw. ein Hall-Sensor, der an einer festen Stelle angeordnet ist, bspw. unter einem Winkel ß bzgl. der Ruhestellung der Achse A. Dieser Sensor H liefert im Betrieb ein Signal, das die Polarität des ihm zu diesem Zeitpunkt zugewandten Abschnitts des Rotors R angibt.

Zur Steuerung der Drehung in der Startphase und dann an schließend bei der netzgeführten Drehung des Motors wird erfindungsgemäß bspw. die Steuerschaltung eingesetzt, die nunmehr mit Bezug auf Fig. 2 beschrieben werden wird.

In Fig. 2 sind die Statorwicklung 1 des Motors und ihre An schlüsse wiederum mit den Bezugszeichen 1 bis 3 bezeichnet. Die Wicklung 1 ist zwischen den Anschlüssen M und N einer Wechselspannungs-Versorgungsquelle, bspw. des elektrischen Verteilungsnetzes, zu einem statischen bidirektionalen Schalter T in Reihe geschaltet. Die über diese Anschlüsse angelegte Wechselspannung ist mit V_M bezeichnet.

Der Schalter T ist bspw. ein TRIAC, vorzugsweise des sensi tiven Typs (TRIAC di tipo sensitivo). Ein Schutz-Varistor VR ist zu diesem TRIAC parallel geschaltet.

Der Anschluß N ist ferner mit der Masse GND verbunden.

Zwischen dem Gate g des TRIAC T und der Masse ist ein Pola risations-Widerstand R1 (resistore di polarizzazione R1) angeordnet.

Mit DC ist eine Diodenschaltung bezeichnet, welche in der Ausführungsform der Fig. 2 zwei Zener-Dioden Z1 und Z2 um faßt, deren Kathode bzw. Anode über Widerstände R2 bzw. R3 mit dem Anschluß M verbunden sind. Die Anode von Z1 und die Kathode von Z2 sind mit Masse GND verbunden.

Die im Betrieb an den Enden der Dioden Z1 und Z2 auftreten den Spannungen sind in den Fig. 2 und 3 mit V1 und V2 bezeichnet.

Die Versorgungsanschlüsse des Sensors H sind mit der Kathode von Z1 bzw. mit der Anode von Z2 verbunden.

Wie in den Graphen der Fig. 3 dargestellt, ist die Zener- Diode Z1 im Betrieb bei jeder positiven Halbwelle der Wech selspannung V_M invers bzw. in Sperrichtung gepolt, während die Zener-Diode Z2 direkt bzw. in Durchlaßrichtung gepolt ist. Hieraus folgt, daß bei jeder positiven Halbwelle von V_M die Spannung V1 an Z1 gleich der Zener-Spannung (bspw. 12V) ist, während die Spannung V2 an Z2 gleich dem Spannungs abfall der in Durchlaßrichtung geschalteten Diode Z2 ist (in der Größenordnung von etwa 1V oder weniger).

Bei jeder negativen Halbwelle von V_M ist die Diode Z1 direkt bzw. in Durchlaßrichtung gepolt, während die Diode Z2 invers bzw. in Sperrichtung gepolt ist.

Hieraus folgt, daß der Verlauf der Spannungen V1 und V2 im wesentlichen so ist, wie er in Fig. 3 dargestellt ist: Jede der Spannungen weist die gleiche Frequenz und die gleiche Phase wie die Netzspannung V_M auf, und darüber hinaus gibt die Weite oder Höhe jeder dieser Spannungen die Polarität von V_M an.

Die Spannung zwischen den Versorgungsanschlüssen des Sensors H, die in Fig. 2 (in der nicht auf die Masse GND Bezug ge nommen wird, sondern auf das Potential der Anode von Z2) mit V_H bezeichnet ist, entspricht der Differenz zwischen V1 und V2 und nimmt daher den in Fig. 3 dargestellten Verlauf an. Wie sich aus dieser Figur ergibt, ist die zwischen den Ver sorgungsanschlüssen des Sensors H angelegte Spannung V_H eine Spannung, deren Mittelwert von Null verschieden ist.

Der Ausgang des Sensors H ist mit h bezeichnet, und die Spannung zwischen diesem Ausgang und der Zener-Diode Z2 ist mit V_h bezeichnet. Das Signal V_h ist ein Logik-Signal, das bspw. den Wert "hoch" annimmt, wenn dem Sensor H ein Nordpol des Rotors R zugewandt ist, und den Wert "tief" annimmt, wenn dem Sensor H ein Südpol zugewandt ist.

Das Gate g des TRIAC T ist mit einer Ansteuerungsschaltung verbunden, die insgesamt mit PC bezeichnet ist.

In der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform umfaßt die Ansteuerungsschaltung PC ein antiparallel geschaltetes Dio denpaar D1, D2 zwischen dem Ausgang h des Sensors H und dem Gate g des TRIAC T. Ein Widerstand R4 ist zwischen die Anode von D1 und die Kathode von Z1 geschaltet. Ein Widerstand R5 ist zur Diode D2 in Reihe geschaltet.

Der im Betrieb im Motor fließende Strom ist in den Fig. 2 und 3 mit I_M bezeichnet. Dieser Strom ist typischerweise relativ zu der Versorgungs-Wechselspannung V_M phasenver zögert, weil der Motor eine Impedanz mit induktiver Reaktanz (impedanza a reattanza induttiva) aufweist. Der im Motor fließende Strom ist dem im TRIAC T fließenden Strom im wesentlichen identisch. Daher wird im folgenden nicht mehr zwischen dem im Motor fließenden Strom und dem im TRIAC fließenden Strom unterschieden werden.

Die vorstehend mit Bezug auf Fig. 2 beschriebene Steuer schaltung arbeitet in folgender Art und Weise.

Beim Andrehen bzw. beim Starten, d. h. wenn die Wechselspan nung V_M zwischen den Anschlüssen M und N angelegt wird, ist dem Sensor H eine wohldefinierte Polarität des Rotors R zugewandt (bspw. der Nordpol, wie in Fig. 1 dargestellt). Folglich liegt am Ausgang h des Sensors H ein Signal V_h vor, dessen logischer Wert, bspw. der Wert "hoch", wie in Fig. 3 dargestellt, dieser Polarität entspricht.

Wenn die erste Halbwelle der Wechselspannung V_M positiv ist, wie im Graphen der Fig. 3, kommt während dieser Halbwelle am Gate g des TRIAC T ein Strom an, der über die Widerstände R2, R4 und die Diode D1 fließt. Daher ist der TRIAC T wäh rend dieser ersten Halbwelle leitend, und in Motor und TRIAC fließt ein relativ zur Halbwelle der Spannung V_M phasenver zögerter Strom I_M, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist. In diesem Zustand wird der TRIAC im ersten Quadranten gesteuert (ins Gate eintretender Strom, positive Spannung am TRIAC). Infolge des Stromflusses im Motor wird ein Drehmoment-Impuls auf den Rotor R ausgeübt. Dieser beginnt sich zu bewegen, wobei er in Abhängigkeit der ihm zugeordneten mechanischen Last und seiner Trägheit beschleunigt.

Im Verlauf der ersten negativen Halbwelle von V_M geht der Strom I_M durch Null, und die Stromleitung durch den TRIAC wird unterbrochen. Wenn, wie dies in den Graphen der Fig. 3 dargestellt ist, im Verlauf dieser ersten negativen Halb welle der Sensor H noch die gleiche Polarität des Rotors R sieht, die er zuvor gesehen hat, so bleibt der Ausgang h des Sensors weiterhin auf dem Wert "hoch" und beide Dioden D1 und D2 sind de facto gesperrt, wodurch am Gate g des TRIAC T kein Steuersignal zum Zünden der Leitung anliegt.

Der Betrieb schreitet im wesentlichen wie vorstehend be schrieben fort, wobei auf den Rotor R in jeder positiven Halbwelle des Stroms I_M ein Drehmoment-Impuls ausgeübt wird, bis die sich dem Sensor H darbietende Polarität des Rotors R wechselt. Bei Vorliegen dieser Situation, welche in Fig. 3 ab dem Zeitpunkt t₁ gegeben ist, wechselt die Ausgangsspan nung V_h des Sensors H auf den Wert "tief". In den Graphen der Fig. 3 wurde angenommen, daß der Zeitpunkt t₁ in den Bereich einer positiven Halbwelle fällt, und zwar anschließend an den Beginn des Stromflusses I_M in TRIAC und Motor. Der Übergang von V_h auf den Wert "tief" unterbricht den Stromfluß durch TRIAC und Motor nicht. Im Gegensatz hierzu, bestimmt beim Einsetzen der folgenden negativen Halbwelle von V_M der Ausgang h des Sensors H (der sich auf dem Wert "tief" befindet) die Polung von D1 in Sperrichtung und die Polung von D2 in Durchlaßrichtung. Folglich kann vom Gate g des TRIAC T ausgehend über R5, D2, den Sensor H und den Widerstand R3 ein Strom fließen. In dieser Situation wird der TRIAC T im dritten Quadranten gesteuert (austretender Strom, negative Spannung) und der Strom I_M verläuft nach dem Zeitpunkt t₁, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist. In dem Graphen von I_M in Fig. 3 entspricht die schraffierte Fläche der Zeitdauer, in der das auf den Rotor R ausgeübte Drehmo ment aufgrund des in der Wicklung 1 fließenden Stroms nicht antreibt, sondern bremst, d. h. der Drehrichtung des Rotors R entgegengesetzt ist.

Nach dem Zeitpunkt t₁ wird der TRIAC T weiter periodisch im dritten Quadranten gesteuert, solange der Ausgang h des Sen sors H auf dem Wert "tief" bleibt. Jede negative Halbwelle des Stroms entspricht der Ausübung eines Drehmoment-Impulses auf den Rotor, der zu dessen Beschleunigung beiträgt.

Der Betrieb schreitet im wesentlichen fort, wie dies vor stehend beschrieben wurde, bis infolge der zunehmenden Be schleunigung der Rotor R in den Synchronzustand übergeht, d. h. bis der Ausgang h des Sensors H die gleiche Frequenz und die gleiche Phase wie der im Motor fließende Strom an nimmt.

Im Synchronzustand stabilisiert sich die Drehzahl des Rotors R auf einen Wert, der eng mit der Frequenz der Versorgungs spannung V_M und auch der Polzahl des Motors zusammenhängt. Im Falle eines Synchronmotors mit zwei Statorpolen und zwei Rotorpolen, der mit einer Netzspannung einer Frequenz von 50 Hz gespeist wird, entspricht die Synchrondrehzahl 3000 Umdrehungen/Minute.

Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, führt die Ansteuerungsschaltung PC dem Gate g des TRIAC T ein Steuer signal zu, das eine Funktion des Ausgangswerts des Sensors H und demzufolge der Winkelstellung des Rotors R, sowie der Polarität der Versorgungsspannung V_M ist. In der Steuer schaltung der Fig. 2 übernimmt die Diodenschaltung DC gleichzeitig die Funktion, die für den Sensor H erforderli che Versorgungsspannung zu erzeugen, und die Funktion, der Ansteuerungsschaltung PC die Information über die Polarität der Versorgungsspannung V_M zuzuführen. Dieser funktionale Synergismus erlaubt es vorteilhafterweise, die Anzahl der Bauelemente und somit auch den Bauraum der gesamten Steuer schaltung zu vermindern.

Die derzeit verfügbaren Hall-Sensoren haben typischerweise einen "open collector"-Ausgang. Die in Fig. 2 gezeigte An steuerungsschaltung PC berücksichtigt diesen Umstand.

In der Schaltung gemäß Fig. 2 sind die in den Widerständen R2 und R3 fließenden Ströme allgemein voneinander verschieden. Insbesondere ist der in R3 fließende Strom etwa doppelt so groß wie der in R2 fließende Strom.

Will man die Dissipation in den Widerständen R2 und R3 ver ringern, indem man den im Betrieb in R3 fließenden Strom im wesentlichen gleich dem in R2 fließenden Strom macht, kann man eine Ansteuerungsschaltung PC mit dem in Fig. 4 darge stellten Aufbau verwenden. In dieser Figur sind den bereits beschriebenen Teilen und Bauelementen wiederum die gleichen Bezugszeichen zugewiesen.

Die Ansteuerungsschaltung PC der Fig. 4 umfaßt einen npn- Transistor Q0, dessen Basis mit dem Ausgang h des Sensors H verbunden ist, dessen Emitter über einen Widerstand R6 mit dem Gate g des TRIAC T verbunden ist und dessen Kollektor mit der Kathode von Z1 verbunden ist. Die Anode und die Ka thode einer Diode D2 sind mit dem Emitter bzw. der Basis von Q0 verbunden. Diese Diode ist zu dem Basis-Emitter-Übergang von Q0 antiparallel geschaltet.

Zwischen die Basis und den Kollektor von Q0 ist ein Wider stand R′4 geschaltet, der geeigneterweise einen wesentlich höheren Widerstand aufweist als der Widerstand R4 der Fig. 2. Insbesondere beträgt der Widerstand von R′4 etwa δ mal den Widerstand von R4, wobei δ der Verstärkungsfaktor von Q0 ist.

Der Betrieb der Ansteuerungsschaltung PC der Fig. 4 ist im wesentlichen jenem der entsprechenden in Fig. 2 gezeigten Schaltung analog: Die Funktion der Diode D1 der Fig. 2 wird de facto von dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q0 übernommen. Da der Widerstand von R′4 wesentlich höher als jener von R4 ist, erhält man daneben eine Verringerung der Dissipation und man kann die im Betrieb in den Widerständen R2 und R3 fließenden Stromstärken tendenziell angleichen mit einer umfassenden Verringerung der Dissipation in der dem Motor zugeordneten Steuerschaltung.

Eine weitere Maßnahme zur Verringerung der Dissipation kann bspw. darin bestehen, eine Diodenschaltung DC in der in Fig. 5 dargestellten Art auszubilden, in welcher die R2 und Z1 bzw. R3 und Z2 umfassenden Schaltungszweige über einen Transformator TR an die Wechselspannungsquelle V_M ange schlossen sind, wobei der Transformator TR dazu dient, den Wert der Wechselspannung zu verringern, die an diese Schal tungszweige angelegt wird. Diese Lösung, die sowohl bei der Schaltung gemäß Fig. 2 angewendet werden kann als auch bei der Schaltung gemäß Fig. 4, ermöglicht es, die thermische Dissipation wirksam zu verringern, verursacht aber aufgrund des Vorhandenseins des Transformators TR höhere Kosten, Gewicht und Raumbedarf.

Eine weitere Lösung, die es erlaubt, die thermische Dissipa tion in den Widerständen R2 und R3 zu verringern, ist in Fig. 6 dargestellt, in welcher den schon beschriebenen Teilen und Bauelementen wiederum die gleichen Bezugszeichen zuge wiesen sind.

Diese Lösung beruht auf der gepulsten anstatt kontinuierli chen Ansteuerung des Gates g des TRIAC T.

Hierzu umfaßt die Ansteuerungsschaltung PC einen Kondensator C, der mit dem Ausgang h des Sensors H über einen Widerstand R7 verbunden ist und an die Verbindung zwischen den Zener- Dioden Z1 und Z2 angeschlossen ist. Zwischen den Ausgang h des Sensors H und die Kathode von Z1 ist ein Widerstand R8 geschaltet. Ein Widerstand R9 ist zum Kondensator C parallel geschaltet. R9 weist einen wesentlich höheren Widerstand als R7 und R8 auf.

Wenn die Versorgungs-Wechselspannung V_M im Betrieb in der Phase des Startens der Motordrehung eine positive Halbwelle und der Ausgang h des Sensors H den Wert "hoch" aufweist, wird der Kondensator C sehr schnell geladen.

Über eine Diode D3 ist der Kondensator C mit einem Schwel lenwert-Schalter verbunden, der aus zwei miteinander verbun denen Transistoren Q1 und Q2 gebildet ist, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist. Die Transistoren Q1 und Q2 sind pnp- bzw. npn-Transistoren. Insbesondere sind der Kollektor von Q1 und die Basis von Q2 über einen Widerstand R10 an die Verbindung zwischen Z1 und Z2 angeschlossen. Die Basis von Q1 und der Kollektor von Q2 sind an die Verbindung zwischen zwei Wider ständen R11 und R12 angeschlossen, welche zum Kollektor- Emitter-Durchgang eines npn-Transistors Q3 in Reihe geschal tet sind. Der Emitter dieses Transistors Q3 ist mit Masse GND verbunden, und die Basis ist über einen Widerstand R13 mit dem nicht an Masse liegenden Anschluß des TRIAC T ver bunden.

Der Emitter von Q2 ist über einen Widerstand R14 mit dem Gate g des TRIAC T verbunden.

Wie vorstehend erwähnt, wird der Kondensator C schnell gela den, wenn die Spannung V_M eine positive Halbwelle und das Signal V_h den Wert "hoch" aufweist. Sobald die Spannung an den Anschlüssen des Kondensators C derart ist, daß sie den Übergang von Q1 und Q2 in den leitenden Zustand bestimmt, entlädt sich dieser Kondensator über die Diode D3, die Tran sistoren Q1 und Q2 und den Widerstand R14 auf das Gate g des TRIAC T. Wie in Fig. 7 dargestellt, ist der an das Gate g des TRIAC T angelegte (mit i bezeichnete) Impuls bzgl. des Beginns der positiven Halbwelle von V_M verzögert. Dieser Impuls i bestimmt den Übergang des TRIAC T in den leitenden Zustand, wobei über den TRIAC T dann ein Strom I_M fließen kann, der die Statorwicklung 1 des Motors durchsetzt.

Wenn im Verlauf der nachfolgenden negativen Halbwelle von V_M das Signal V_h auf dem Wert "hoch" bleibt (wie dies in der zweiten Halbperiode von V_M in Fig. 7 dargestellt ist), er lischt die Stromleitung im TRIAC T, sobald der Strom I_M auf Null absinkt. Wenn der Stromfluß in T abnimmt, wird der zu vor gesperrte Transistor Q3 nun leitend. Die Widerstände R11 und R12 bilden also einen Spannungsteiler, mit dem der Kol lektor von Q2 verbunden ist. Folglich wird der Schwellenwert für den Übergang der Transistoren Q1 und Q2 in den leitenden Zustand angehoben. Zusätzlich zu dieser Anhebung des Schwel lenwerts während der Zeitdauer der negativen Halbwelle von V_M, wird der Kondensator c, obwohl V_h auf dem Wert "hoch" verbleibt, auf eine Spannung geladen, die ausgesprochen niedrig ist (ca. 1V oder weniger) und somit nicht ausreicht, um die Transistoren Q1 und Q2 in den leitenden Zustand über zuführen. Also bestimmt der Kondensator C in der negativen Halbwelle von V_M nicht das Anlegen irgendeines Impulses an das Gate g des TRIAC T.

In der folgenden positiven Halbwelle von V_M (wie in der dritten Halbperiode von V_M in Fig. 7 dargestellt) wird der Kondensator, wenn V_h weiterhin den Wert "hoch" aufweist, wiederum sehr schnell auf einen solchen Spannungswert gela den, daß die Transistoren Q1 und Q2 wieder in den leitenden Zustand übergeführt werden. Dann entlädt sich der Kondensa tor auf das Gate g von T, wie dies vorstehend beschrieben wurde. Der entsprechende an das Gate g des TRIAC T angelegte Impuls soll wiederum den Fluß des Stroms I_M zünden. Der Transistor Q3 bleibt bis zum Stromfluß im TRIAC T gesperrt.

Der Betrieb der Schaltung geht wie vorstehend beschrieben vor sich, bis die sich dem Sensor H darbietende Polarität des Rotors R derart ist, daß das Signal V_h auf den Wert "tief" übergeht, wie dies zum Zeitpunkt t₁ in der Fig. 7 dargestellt ist. Diese Figur bezieht sich beispielhaft auf eine Situation, in der der Zeitpunkt t₁ während einer posi tiven Halbwelle von V_M auftritt.

Nach dem Zeitpunkt t₁ fließt auch nach dem Zeitpunkt t₂ des Beginns der nachfolgenden negativen Halbwelle von V_M weiter hin der Strom I_M im Motor und im TRIAC T, bis dieser Strom zum Zeitpunkt t₃ auf Null absinkt.

Ab dem Zeitpunkt t₂ liegen gleichzeitig eine negative Halb welle von V_M und der Wert "tief" von V_h vor. Folglich wird der Kondensator C ab dem Zeitpunkt t₂ schnell auf einen ho hen Spannungswert geladen, der relativ zu der Spannung, auf die der Kondensator entsprechend den positiven Halbwellen von V_M geladen wurde, ein entgegengesetztes Vorzeichen auf weist.

Der Kondensator C ist über eine Diode D103 mit einem weite ren Schwellenwert-Schalter verbunden, der von zwei Transi storen Q101 und Q102 gebildet ist und dessen Anordnung im wesentlichen jener des von den Transistoren Q1 und Q2 gebil deten Schwellenwert-Schalters spiegelbildlich ist. Die Basis von Q102 und der Kollektor von Q101 sind über einen Wider stand R110 mit Masse GND verbunden. Die Basis von Q101 und der Kollektor von Q102 sind an die Verbindung zwischen zwei Widerständen R111 und R112 angeschlossen. Der Widerstand R111 ist mit der Anode der Diode Z2 verbunden. In Reihe zu R112 ist der Kollektor-Emitter-Durchgang eines Transistors Q103 geschaltet, dessen Emitter mit der Masse GND verbunden ist und dessen Basis mit jener des Transistors Q3 verbunden ist.

Der nun beschriebene Schaltungsteil, der die Diode D103, die Transistoren Q101, Q102 und Q103 und die Widerstände R110, R111 und R112 umfaßt, ist im wesentlichen spiegelbildlich zu dem von der Diode D3, den Transistoren Q1, Q2 und Q3 und den Widerständen R10, R11 und R12 gebildeten Schaltungsteil. Dieser letztere Schaltungsteil greift in die Funktion der gesamten Steuerschaltung ein, wenn das Signal V_h den Wert "hoch" aufweist, wie dies vorstehend beschrieben wurde, wäh rend der nachfolgende, ihm spiegelbildliche Schaltungsteil eingreift, wenn das Signal V_h den Wert "tief" aufweist.

Insbesondere, wenn das Signal V_h den Wert "tief" aufweist und die Versorgungs-Wechselspannung V_M sich in einer negati ven Halbwelle befindet (wie in der vierten Halbperiode von V_M in Fig. 7), wird der Kondensator C rasch auf eine hohe Spannung geladen, deren Vorzeichen jener entgegengesetzt ist, auf die der Kondensator c geladen wird, wenn V_h den Wert "hoch" aufweist und V_M sich in der positiven Halbwelle befindet. Die Spannung am Kondensator c steigt insbesondere solange an, bis die Transistoren Q101 und Q102 in den lei tenden Zustand übergehen, was dann das Entladen des Konden sators C auf das Gate g des TRIAC T ermöglicht, der hier durch in den leitenden Zustand übergeführt wird.

Der an das Gate g des TRIAC T angelegte Impuls weist bedingt durch die Ladungs-Zeitkonstante des Kondensators C eine Ver zögerung bzgl. des Beginns der negativen Halbwelle der Ver sorgungsspannung V_M auf.

Diese Verzögerung könnte so sein, daß sofort nach dem Wech sel von V_h vom Wert "hoch" zum Wert "tief" der erste nega tive Impuls an das Gate g des TRIAC T anlegt werden könnte, während dieser letztere noch leitend ist, d. h. zwischen den Zeitpunkten t₂ und t₃ der Fig. 7, wie dies in dieser Figur durch den gestrichelten Impuls angegeben ist. Diese Situa tion muß vermieden werden, da der fragliche negative Impuls vollkommen unwirksam und unnütz wäre, und es würde dann nicht mehr gelingen, die Stromleitung in dem TRIAC T nach dem Zeitpunkt t₃ im Verlaufe der negativen Halbwelle von V_M wieder zu zünden. Diese Situation wird mit der Schaltung der Fig. 6 dank des Mechanismus zur Verstellung des Spannungs- Schwellenwerts, bei welchem der Schalter Q101-Q102 in den leitenden Zustand übergeht, vermieden. Und zwar wird dieser Schwellenwert von dem Transistor Q103 gesteuert, der ge sperrt ist, wenn T leitend ist.

Mit Bezug nunmehr auf Fig. 7 ist der Transistor Q103 zwi schen den Zeitpunkten t₂ und t₃ gesperrt und die Spannung am Kondensator C reicht nicht aus, um die Transistoren Q101 und Q102 in den leitenden Zustand überzuführen. Nach dem Zeit punkt t₃ führt der TRIAC T keinen Strom mehr und der Transi stor Q103 wird leitend, wobei der den Transistoren Q101 und Q102 zugeordnete Schwellenwert auf einen relativ niedrigeren Spannungswert absinkt, der durch den von den Widerständen R111 und R112 gebildeten Spannungsteiler bestimmt ist. Nach dem Zeitpunkt t₃ reicht die Spannung am Kondensator C dann aus, um den abgesenkten Schwellenwert zu überwinden. Hier durch werden die Transistoren Q101 und Q102 leitend und er möglichen ihrerseits die Entladung des Kondensators C auf das Gate g des TRIAC T zu einem in Fig. 7 mit t₄ bezeichne ten Zeitpunkt, gemäß dem nunmehr die Stromleitung durch den TRIAC T wiederaufgenommen wird.

Der Transistor Q103 und die zugeordneten Widerstände R111 und R112 einerseits und der Transistor Q3 und die zugeordne ten Widerstände R11 und R12 andererseits ermöglichen das An legen des ersten auf einen Wechsel des Werts des Signals V_h folgenden Impulses an das Gate des TRIAC T nur dann, wenn die Stromleitung im TRIAC T beendet ist.

Festzuhalten ist, daß bei dem vorstehend beschriebenen Mechanismus zum Verstellen des Schwellenwerts der erste an das Gate des TRIAC T angelegte Impuls nach einem Wechsel des Werts des Signals V_h eine größere Weite aufweist als die an deren, wodurch die der Entladung des Kondensators auferlegte Verzögerung diesem Kondensator einen höheren Spannungswert zu erreichen erlaubt.

In der Steuerschaltung gemäß Fig. 6 wird die thermische Dissipation der Widerstände R2 und R3 praktisch auf die Ladezeiten des Kondensators C beschränkt und demnach auf äußerst kurze Zeiten.

Die Schaltung der Fig. 6 beinhaltet schließlich ein spie gelbildlich angeordnetes Kondensatorpaar C2, C102 zur Unter drückung von Störungen.

In Fig. 8 ist eine weitere Ausführungsform der erfindungs gemäßen Steuerschaltung dargestellt. In dieser Figur sind den bereits beschriebenen Teilen und Bauelementen wiederum die gleichen Bezugszeichen zugewiesen.

In der schematischen Darstellung gemäß Fig. 8 umfaßt die Diodenschaltung DC eine einzige Zener-Diode Z0, deren Anode über einen Widerstand R20 mit dem Anschluß M verbunden ist und deren Kathode mit der Masse GND verbunden ist. Die Ver sorgungsanschlüsse des Sensors H sind mit der Kathode der Zener-Diode Z0 und über eine Diode D5 mit der Anode dieser letzteren verbunden. Ein Kondensator CO ist im wesentlichen parallel zur Zener-Diode Z0 geschaltet, um die zwischen den Versorgungsanschlüssen des Sensors H angelegte Spannung zu glätten.

Wie in Fig. 9 gezeigt, weist die Spannung VO, die im Be trieb an den Anschlüssen der Zener-Diode Z0 anliegt, die gleiche Frequenz und die gleiche Phase wie die Versorgungs- Wechselspannung V_M auf. Die Spannung VO weist einen von Null verschiedenen Mittelwert auf, was es erlaubt, den Sensor H zu versorgen, und außerdem gibt ihr Wert die Polarität der Spannung V_M an.

Die Anode der Zener-Diode Z0 ist mit dem Eingang pc der Ansteuerungsschaltung PC verbunden. Diese Schaltung umfaßt einen npn-Transistor Q5, dessen Kollektor über einen Wider stand R21 mit dem Gate g des TRIAC T verbunden ist und des sen Emitter mit der Anode der Diode D5 verbunden ist. Der Emitter dieses Transistors Q5 ist außerdem über einen Wider stand R22 mit der Basis desselben verbunden.

Der Eingang pc der Ansteuerungsschaltung PC ist über einen Widerstand R23 und zwei Dioden D6 und D7 mit der Basis des Transistors Q5 verbunden, wie dies in Fig. 8 dargestellt ist.

Die Anode einer Diode D8 ist mit dem Widerstand R23 verbun den und die Kathode ist mit dem Ausgang h des Sensors H verbunden.

Der Eingang pc der Ansteuerungsschaltung PC ist über einen Widerstand R24 mit der Basis eines weiteren Transistors Q6 verbunden. Der Transistor Q6 ist ein pnp-Transistor. Sein Kollektor ist über einen Widerstand R25 mit der Anode von D7 verbunden und sein Emitter ist mit dem Kollektor eines Tran sistors Q7 verbunden, der ebenfalls ein pnp-Transistor ist. Der Emitter dieses letzteren Transistors Q7 ist mit der Ka thode der Zener-Diode Z0 verbunden und die Basis ist an die Verbindung zweier Widerstände R26 und R27 angeschlossen, welche nach Art eines Spannungsteilers zwischen die Kathode der Zener-Diode Z0 und den Ausgang h des Sensors H geschal tet sind.

Die Schaltung gemäß dem Schema der Fig. 8 arbeitet folgen dermaßen.

Man nehme an, daß die erste Halbwelle der Versorgungswech selspannung V_M positiv sei und das Signal V_h am Ausgang des Sensors H den Wert "hoch" aufweise, wie dies in den Graphen der Fig. 9 dargestellt ist. In diesem Zustand ist die Span nung VO an der Zener-Diode Z0 bzgl. der Masse GND gleich der kleinen Spannung, die an der in Durchlaßrichtung gepolten Diode anliegt. Die Transistoren Q6 und Q7 sind gesperrt, so lange der Ausgang h des Sensors H den Wert "hoch" aufweist. Der Transistor Q5 ist hingegen durch die Wirkung des Stroms leitend gesteuert, der ihm über R23, D6 und D7 an der Basis zugeführt wird. Der Kollektor P dieses Transistors geht dann auf ein Potential, das im wesentlichen mit jenem seines Emitters übereinstimmt, und zündet somit den TRIAC T. Die Spannung zwischen dem Kollektor P von Q5 und der Masse GND ist in Fig. 9 in Form einer Welle VP angegeben. Anschließend an die Zündung des TRIAC T fließt im Motor ein Strom I_M, der bzgl. der positiven Halbwelle von V_M phasenverzögert ist, wie dies in Fig. 9 dargestellt ist.

Bei der ersten negativen Halbwelle von V_M wird die Spannung VO an der Zener-Diode Z0 negativ und im wesentlichen gleich der Zener-Spannung dieser Diode. Der Strom I_M fließt weiter hin im Motor, bis er auf Null absinkt, woraufhin er erlischt und der TRIAC in den gesperrten Zustand übergeht. Wenn, wie in den beispielhaften Graphen der Fig. 9 gezeigt ist, die Spannung V_h am Ausgang h des Sensors H auf dem Wert "hoch" bleibt, verbleiben die Transistoren Q6 und Q7 im gesperrten Zustand. Auch der Transistor Q5 ist gesperrt und der TRIAC T wird während der negativen Halbwelle von V_M nicht in den leitenden Zustand übergeführt.

Der Betrieb schreitet in der vorstehend beschriebenen Art und Weise fort, bis infolge der fortschreitenden Drehung des Rotors des Motors das Signal V_h am Ausgang h des Sensors H den Wert "tief" annimmt, wie dies in Fig. 9 zum Zeitpunkt t₁ dargestellt ist. In dieser Figur wird angenommen, daß dieser Zeitpunkt auftritt, während die Wechselspannung V_M eine positive Halbwelle aufweist.

Der Übergang von V_h auf den Wert "tief" hat die Wirkung, den Transistor Q7 leitend zu schalten. Der Transistor Q6 geht in den leitenden Zustand über, sobald die nachfolgende negative Halbwelle von V_M beginnt und es ergibt sich also ein Strom über die Transistoren Q7, Q6, den Widerstand R25 und die Diode D7 auf die Basis von Q5. Der Transistor Q5 wird über die gesamte negative Halbwelle von V_M leitend gehalten. Daher fließt der Strom I_M auch nach dem Nulldurchgang in TRIAC und Motor, wobei er negativ wird, wie dies im unteren Graphen der Fig. 9 gezeigt ist. In dieser Figur entspricht die schraffierte Fläche des Graphen des Stromes I_M der Zeit dauer, in der der Strom I_M ein Gegenmoment auf den Rotor ausübt.

Solange V_h den Wert "tief" beibehält, durchlaufen den Motor anschließend negative Stromhalbwellen, welche bzgl. der negativen Halbwellen von V_M phasenverzögert sind. Wenn das Signal V_h auf dem Wert "hoch" zurückkehrt, durchlaufen den Motor positive Stromhalbwellen, welche bzgl. der positiven Halbwellen von V_M phasenverzögert sind.

Der Betrieb geht wie vorstehend beschrieben vor sich, bis infolge der aufeinanderfolgenden Beschleunigungen der Rotor des Motors in den Synchronzustand mit der Frequenz der Netzspannung V_M gelangt.

Im Synchronzustand weist das Signal V_h perfekt die gleiche Frequenz und die gleiche Phase auf wie der im Motor fließende Strom.

In der in Fig. 10 dargestellten Ausführungsvariante umfaßt die Diodenschaltung DC zwei Zener-Dioden Z3 und Z4. Die Anode der Diode Z3 ist mit dem Eingang pc der Ansteuerungs schaltung PC verbunden, welche einen Aufbau aufweist, der jener vorstehend mit Bezug auf Fig. 8 beschriebenen ent spricht. Die Anode von Z3 ist außerdem über einen Widerstand R30 mit dem Anschluß M verbunden.

Die Kathode der Zener-Diode Z4 ist mit der Masse GND verbun den und die Anode ist über einen Kondensator C5 und einen Widerstand R31, die in Reihe geschaltet sind, mit dem An schluß M verbunden. Die Anode von Z4 ist außerdem mit der Kathode der Diode D5 verbunden.

In der Schaltung gemäß Fig. 10 ist die Versorgung des Sen sors H über den Widerstand R31, den Kondensator C5 und die Zener-Diode Z4 sichergestellt. Der Widerstand R31 schützt insbesondere die Zener-Diode Z4 (und die Diode D5) vor Stromspitzen. Die von dem Kondensator CO geglättete Span nung, die an der Zener-Diode Z4 anliegt, sichert demnach die Versorgung des Sensors H. Jedenfalls stellt sich heraus, daß durch das Vorhandensein des Kondensators C5 das Potential an der Anode von Z4 bzgl. der Masse GND relativ zur Versor gungswechselspannung V_M phasenvorgeschoben bzw. phasenver früht ist.

Hingegen ist das Potential der Anode der Zener-Diode Z3 bzgl. der Masse GND exakt phasengleich mit der Spannung V_M und kann demnach den Eingang pc der Ansteuerungsschaltung PC steuern, indem er jenem Eingang pc ein Signal zuführt, das die gleiche Frequenz und die gleiche Phase wie V_M aufweist und die Polarität von V_M angibt. Dieses Signal ist in Fig. 10 und 11 mit V3 bezeichnet.

Abgesehen von den vorstehend dargelegten Unterschieden im Aufbau entspricht die Schaltung der Fig. 10 im wesentlichen jener der Fig. 8 und ihre Funktion ist vollständig analog zu jener dieser Schaltung.

In Fig. 11 sind beispielhafte Verläufe von V_M, V3, V_h, des Gatestromes Ig des TRIACS T und des Stroms I_M, der im Be trieb der Schaltung der Fig. 10 in Motor und TRIAC fließt, aufgetragen. Die Graphen sind selbsterläuternd und erfordern keine weiteren Kommentare.

Die Schaltung gemäß Fig. 10 zeigt gegenüber jener der Fig. 8 den Vorteil geringerer thermischer Dissipation. Es stellt sich heraus, daß der Widerstand R31, der dazu bestimmt ist, die Zener-Diode Z4 vor Stromspitzen zu schützen, auch von einem PTC-Widerstand gebildet sein könnte.

Natürlich ist daran gedacht, daß man unter Beibehaltung des erfindungsgemäßen Prinzips die Einzelheiten der Ausführung und der Form der Betätigung im Vergleich zu dem vorstehend Beschriebenen und in der Zeichnung Dargestellten in weitem Maße ändern kann, ohne vom Umfang der Erfindung abzuweichen.

Die vorstehend beschriebene Steuerschaltung umfaßt einen mit der Statorwicklung 1 des Motors in Reihe geschalteten TRIAC T zwischen den Anschlüssen einer Wechselspannungsquelle. Dem Rotor R ist ein fester Sensor H zugeordnet, der ein Signal liefern kann, welches die magnetische Polarität des ihm zugewandten Abschnitts des Rotors R angibt. Eine Dioden schaltung DC, die wenigstens eine Zener-Diode umfaßt, dient dazu, den Sensor H zu speisen und ein Signal bereitzustel len, das die Polarität der Versorgungs-Wechselspannung V_M angibt. Eine Ansteuerungsschaltung PC ist mit dem Sensor H und der Diodenschaltung DC verbunden und steuert den Steuer anschluß g des TRIAC T gemäß vorbestimmten Arbeitsweisen als Funktion der Momentanstellung des Rotors R und der Polarität der Versorgungsspannung V_M.

Claims

1. Steuerschaltung für einen bürstenlosen Synchron-Elektro motor, der einen zwischen Stator-Polenden (5, 6) drehba ren Rotor (R) mit Permanentmagneten umfaßt, wobei die Stator-Polenden derart ausgebildet sind, daß sie bezüg lich des Rotors (R) einen Luftspalt (7) nicht-gleichför miger Weite bilden, wodurch der Rotor (R) sich in Ruhe stellung in eine vorbestimmte Winkelstellung (α) ein stellt und beim Start eine bevorzugte Drehrichtung auf weist;
wobei die Steuerschaltung dadurch gekennzeichnet ist, daß sie in Kombination umfaßt:

- einen statischen bidirektionalen Schalter (T) zwischen den Anschlüssen (M, N) einer Wechselspannungs quelle, der zur Statorwicklung (1) in Reihe geschaltet ist;
- Signalerzeugungs-Schaltungsmittel (Z1, Z2; Z0; Z3) zum Bereitstellen eines Signals, das die Polarität der Wechselspannung (V_M) angibt;
- einen festen elektrischen Sensor (H), der dem Rotor (R) zugeordnet ist, zum Bereitstellen eines Signals (V_h), das die Polarität des ihm zugewandten Abschnitts des Rotors (R) angibt; und
- eine Ansteuerungsschaltung (PC), die mit dem Sensor (H) und den Signalerzeugungs-Schaltungsmittel (Z1, Z2; Z0; Z3) verbunden und dazu ausgelegt ist, ein Signal zum Steuern der Leitung an einen Steueranschluß (g) des Schalters (T) gemäß vorbestimmten Arbeitsweisen als Funktion der Stellung des Rotors (R) und der Polarität der Versorgungs-Wechselspannung (V_M) zu liefern.

2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Versorgungsmittel und die Signalerzeugungs-Schaltungsmittel von einer einzigen Diodenschaltung (DC) gebildet sind, welche der Wechsel spannungsquelle zugeordnet ist, wenigstens eine Zener- Diode (Z1, Z2; Z0; Z3, Z4) umfaßt und eine Spannung (V_H; VO) zur Speisung des Sensors (H) liefern kann, sowie ein Spannungssignal (V1, V2; V0; V3), das mit der Spannung der Wechselspannungsquelle in Phase ist und deren Pola rität angibt.

3. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodenschaltung (DC) umfaßt:
eine erste Zener-Diode (Z1), deren Kathode über einen ersten Widerstand (R2) mit einem ersten Anschluß (M) der Wechselspannungsquelle verbunden ist und deren Anode mit dem zweiten Anschluß (N) der Quelle verbunden ist, wobei mit dem ersten Anschluß (M) der Wechselspan nungsquelle der Motor (1) verbunden ist und mit dem zweiten Anschluß (N) der bidirektionale Schalter (T) verbunden ist; und
eine zweite Zener-Diode (Z2), deren Kathode mit der Anode der ersten Zener-Diode (Z1) verbunden ist und de ren Anode über einen zweiten Widerstand (R3) mit dem er sten Anschluß (M) der Wechselspannungsquelle verbunden ist;
wobei die Versorgungsanschlüsse des Sensors (H) mit der Kathode der ersten Zener-Diode (Z1) bzw. der Anode der zweiten Zener-Diode (Z2) verbunden sind.

4. Steuerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Widerstand (R2) und der zweite Widerstand (R3) über einen Spannungs minderungs-Transformator (TR) mit der Wechselspannungs quelle verbunden sind.

5. Steuerschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor ein Hall-Sensor (H) ist und daß die Ansteuerungsschaltung (PC) ein Paar Dioden (D1, D2) umfaßt, welche zwischen den Ausgang (h) des Sensors (H) und den Steuereingang (g) des bidirek tionalen Schalters (T) antiparallel geschaltet sind; wobei der Ausgang (h) des Sensors (H) ferner mit der Kathode der ersten Zener-Diode (Z1) verbunden ist.

6. Steuerschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor ein Hall-Sensor (H) ist und daß die Ansteuerungsschaltung (PC) einen Transistor (Q0) umfaßt, dessen Basis mit dem Ausgang (h) des Sensors (H) verbunden ist, und dessen Kollektor- Emitter-Durchgang zwischen die Kathode der ersten Zener- Diode (Z1) und den Steuereingang (g) des bidirektionalen Schalters (T) geschaltet ist, sowie eine Diode (D2) um faßt, deren Anode und Kathode zwischen den Emitter und die Basis des Transistors (Q0) antiparallel zu dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors (Q0) geschaltet sind.

7. Steuerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors (Q0) ein dritter Widerstand (R′4) angeordnet ist.

8. Steuerschaltung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Sensor ein Hall-Sensor (H) ist und daß die Ansteuerungsschaltung (PC) Impuls erzeugungsmittel (C; Q1-Q3, Q101-Q103; R11, R12; R111, R112; R14) umfaßt, deren Eingang mit dem Ausgang (h) des Sensors (H) verbunden ist und deren Ausgang mit dem Steuereingang (g) des bidirektionalen Schalters (T) ver bunden ist; wobei die Impulserzeugungsmittel dazu ausge bildet sind, bei jeder positiven Halbwelle der Spannung (V_M) einen positiven Impuls zwischen die ersten und zweiten Anschlüsse (M, N) der Wechselspannungsquelle aus zugeben, wenn der Ausgang (h) des Sensors (H) sich auf einem hohen Wert befindet, und bei jeder negativen Halbwelle der Spannung (V_M) einen negativen Impuls zwi schen die ersten und zweiten Anschlüsse (M, N) der Wech selspannungsquelle aus zugeben, wenn der Ausgang (h) des Sensors (H) sich auf einem tiefen Wert befindet.

9. Steuerschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulserzeugungsmittel (C; Q1-Q3, Q101-Q103, R11, R12; R111, R112, R14) dazu ausgelegt sind, die positiven bzw. negativen Impulse mit einer vorbestimmten Verzögerung bezüglich des Beginns jeder positiven bzw. negativen Halbwelle der Wechsel spannung (V_M) der Quelle zu erzeugen.

10. Steuerschaltung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulserzeugungsmittel umfassen:
einen Kondensator (C), der zwischen den Ausgang (h) des Sensors (H) und die Verbindung (GND) der ersten und zweiten Zener-Dioden (Z1, Z2) geschaltet ist; und
eine erste und eine zweite Schwellenwertschalter- Schaltung (Q1-Q3; R11, R12; Q101-Q103, R111, R112), die zwischen den Kondensator (C) und den Steuereingang (g) des bidirektionalen Schalters (T) geschaltet sind.

11. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 8-10, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulserzeugungsmittel (C; Q1-Q3, R11, R12; Q101-Q103, R111, R112) Veranlas sungs-Schaltungsmittel (Q3; Q103) umfassen, die an den bidirektionalen Schalter (T) angeschlossen und dazu aus gelegt sind, die Ausgabe des ersten aufeinanderfolgenden Impulses bei einem Wertwechsel des Ausgangs (h) des Sen sors (H) nur dann zu veranlassen, wenn der Stromdurch fluß durch den bidirektionalen Schalter (T) beendet ist.

12. Steuerschaltung nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Veranlassungs-Schal tungsmittel (Q3; Q103) mit dem Schwellenwert-Schalter (Q1, Q2; Q101, Q102) verbunden und dazu ausgelegt sind, die Anhebung des Schwellenwerts der Schalter (Q1, Q2; Q101, Q102) zu bestimmen, wenn ein Stromdurchgang durch den bidirektionalen Schalter (T) vorliegt.

13. Steuerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodenschaltung (DC) eine erste Zener-Diode (Z0; Z3) umfaßt, deren Anode über einen ersten Widerstand (R20; R30) mit einem ersten An schluß (M) der Wechselspannungsquelle verbunden ist und deren Kathode mit dem zweiten Anschluß (N) der Quelle verbunden ist, wobei mit dem ersten Anschluß (M) der Wechselspannungsquelle der Motor (1) verbunden ist und wobei mit dem zweiten Anschluß (N) der bidirektionale Schalter (T) verbunden ist; wobei die Anode der (ersten) Zener-Diode (Z0; Z3) mit dem Eingang der Ansteuerungs schaltung (PC) verbunden ist, um dieser im Betrieb ein Signal zuzuführen, welches die Polarität der Wechsel spannung (V_M) angibt.

14. Steuerschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodenschaltung (DC) eine einzige Zener-Diode (Z0) umfaßt.

15. Steuerschaltung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Diodenschaltung (DC) eine zweite Zener-Diode (Z4) umfaßt, deren Anode über einen zweiten Widerstand (R31) mit dem ersten Anschluß (M) der Wechselspannungsquelle verbunden ist und deren Kathode mit jener der ersten Zener-Diode (Z3) verbunden ist; wobei die Anschlüsse des Sensors (H) mit der Ka thode bzw. der Anode der zweiten Zener-Diode (Z4) ver bunden sind.

16. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerungsschaltung (PC) einen ersten Transistor (Q5) umfaßt, dessen Basis mit der Anode der (ersten) Zener-Diode (Z0; Z3) verbun den ist und dessen Kollektor-Emitter-Durchgang zwischen den Steuereingang (g) des bidirektionalen Schalters (T) und die Anode der (ersten) Zener-Diode (Z0; Z3) geschal tet ist, und daß eine Wandlerschaltung einen zweiten und einen dritten Transistor (Q7, Q6) umfaßt, deren Basis mit dem Ausgang des Sensors (H) bzw. der Anode der (ersten) Zener-Diode (Z0; Z3) verbunden sind und deren Kollektor-Emitter-Durchgänge in Kaskade zwischen die Ka thode der (ersten) Zener-Diode (Z0; Z3) und die Basis des ersten Transistors (Q5) geschaltet sind.