DE3011719C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Antriebsschaltung für einen Schrittschaltmotor gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Eine derartige Antriebsschaltung ist aus der DE-OS 22 54 123 bekannt. Bei der bekannten Schaltung wird in Kauf genommen, daß die Stromaufnahme des Motors bei Stillstand höher ist als beim Laufen des Motors mit niedriger Geschwindigkeit. Während die Wicklungen bei langsam laufendem Motor durch kürzere Stromimpulse gespeist werden sollen als bei Schnellaufbetrieb, empfangen die Wicklungen beim stillstehendem Motor ihren Speisestrom kontinuierlich, was den effektiven Leistungsverbrauch erhöht.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Antriebsschaltung für einen Schrittschaltmotor der im Oberbegriff des Patentanspruchs beschriebenen Gattung auf einfache Weise und mit minimalem Schaltungsaufwand so auszubilden, daß die durchschnittliche Verlustleistung des Motors merklich reduziert wird.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs gelöst.

Die Erfindung beruht auf der Tatsache, daß das erforderliche Haltemoment für Schrittmotoren bei stillgesetztem Motor kleiner ist als das erforderliche Drehmoment zum Bewegen des Motors, daß man also Verlustleistung ohne Nachteil einsparen kann, wenn man die Erregung der Wicklungen bei stillstehendem Motor reduziert.

Maßnahmen zur Amplitudenverminderung der Wicklungsströme in einem stillstehenden Schrittmotor gegenüber den Wicklungsströmen bei laufendem Motor sind an sich bekannt (DE-OS 24 14 602 und 25 29 309). Hierbei handelt es sich jedoch um Schrittschaltmotoren, deren Wicklungsströme zur Drehung des Motors zyklisch nur zwischen voller Amplitude und Nullamplitude umgeschaltet werden. Bei einer Stillsetzung des Motors, die durch das Ausbleiben der die Antriebsschaltung steuernden Taktimpulse festgestellt wird, erfolgt eine Umschaltung aller momentan fließenden Wicklungs-Speiseströme auf einen verminderten Wert, der zum Aufbringen des Haltemoments ausreicht. Diese Umschaltung geschieht entweder dadurch, daß der Ist-Strom- Meßwert vorhandener Wicklungsstrom-Regelkreise künstlich verändert wird (DE-OS 24 14 602), oder dadurch, daß der Erregerkreis jeder Wicklung von einer Quelle hoher Speisespannung auf eine Quelle niedriger Spannung umgeschaltet wird (DE-OS 25 29 309). In jedem Falle ist es notwendig, neben den Schalteinrichtungen, die bei Lauf des Motors zur Kommutierung der Wicklungsströme dienen, zusätzliche Schalteinrichtungen vorzusehen, die nur im Stillstand zum Vermindern der Wicklungsstromamplitude benötigt werden.

An einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die Erfindung näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 die Stromvektoren zum Speisen eines Schrittschaltmotors;

Fig. 2 ein Diagramm des In-Trittfallmoments eines Schrittschaltmotors in Abhängigkeit von der Speiseimpulsfrequenz;

Fig. 3 das Schaltbild der bevorzugten Ausführungsform der hier beschriebenen Antriebsschaltung;

Fig. 4 den zeitlichen Verlauf von Spannung und Strom an einzelnen Punkten der Schaltung; und

Fig. 5 eine Tabelle zur Erläuterung der Speisung der Wicklungen des Schrittschaltmotors.

Bei einem Schrittschaltmotor, dessen im folgenden mit A und B bezeichnete Wicklungen zueinander im rechten Winkel stehen, wird beispielsweise zunächst die A-Wicklung mit dem vollen Strom gespeist, wie im Vektor-Diagramm der Fig. 1 dargestellt ist, worauf die B-Wicklung mit einem mit tg 22,5° mulitpllizierten Wert des vollen Strom gespeist wird, anschließend die A-Wicklung und die B-Wicklung mit dem vollen Strom, danach die A-Wicklung mit dem mit tg 22,5° multiplizierten Wert des vollen Stroms und die B-Wicklung mit dem vollen Strom und schließlich die B-Wicklung mit dem vollen Strom, wodurch der Schrittschaltmotor im Uhrzeigersinn um 90° gedreht worden ist. Im Anschluß daran erfolgt eine weitere Drehung des Schrittschaltmotors um 22,5° durch Speisung der B-Wicklung und dann der A-Wicklung mit Strom in der entgegengesetzten Richtung, dessen voller Wert mit tg 22,5° multipliziert ist. In entsprechender Weise erhält man bei diesem Ausführungsbeispiel unter Verwendung von 16 Vektoren eine Drehung von 360°. Fig. 2 zeigt das sogenannte Intrittfallmoment, also das Anlaufdrehmoment in Abhängigkeit von der Speiseimpulsfrequenz des Schrittschaltmotors, wobei der schraffierte Bereich den Selbstanlaufbereich darstellt. Der Schrittschaltmotor kann den Speiseimpulsen nur dann synchron folgen, wenn bei steigender Impulsfrequenz das Lastmoment abnimmt. Dies ergibt sich daher, daß sich die Last des Schrittschaltmotors im allgemeinen aus Reibungsmoment und Trägheitsmoment zusammensetzt, wozu auch die entsprechenden Werte des Motors selbst gehören (und ggf. auch eine Federwirkung in einer Drehrichtung), und das Trägheitsmoment des Rotors proportional zu der Beschleunigung ansteigt, während die Induktivität der Motorwicklung einen Einfluß auf das Ansprechen auf die Impulsfrequenz hat. Wenn daher ein Motor gegen eine bestimmte Last mit höherer Impulsfrequenz angetrieben werden soll, muß er ein größeres Drehmoment haben. Andererseits ist das Haltedrehmoment bei Stillstand des Motors annähernd gleich dem Drehmoment bei der Impulsfrequenz 0 in Fig. 2, bei der keine Beschleunigung vorhanden ist und keine Antriebsimpulse erzeugt werden, sondern der Schrittschaltmotor einen geglätteten, konstanten Strom erhält, bei dem sich die Induktivität der Wicklungen nicht auswirkt. Da außerdem die Reibung des Motors bei Stillstand eine haltende Kraft darstellt, ist das Stillstandsmoment in aller Regel größer als nötig.

Wie das Stillstandsmoment und damit die Verlustleistung vorteilhaft herabgesetzt werden können, wodurch man u. a. auch mit einem kleineren Motor auskommen kann, wird im folgenden erläutert.

Da der Schrittschaltmotor sowohl für die A-Phase als auch für die B-Phase den vollen Stromwert multipliziert mit tg 22,5° benötigt, wird die hier beschriebene Antriebsschaltung zum Teil gemeinsam genützt, um den Motor bei Stillstand sowohl in der A-Phase als auch in der B-Phase mit dem vollen Strom × tg 22,5 zu speisen, wodurch eine Herabsetzung des Durchschnittsstroms und folglich der Verlustleistung wenigstens dann erreicht wird, wenn beide Wicklungen nicht gleichzeitig den vollen Strom erhalten, was auch zu einer verminderten Erwärmung des Motors führt und eine Energiequelle von nur geringerer Leistung erforderlich macht.

In der Schaltung der Fig. 3 ist der Schrittschaltmotor PM mit zwei Wicklungen A und B ausgestattet, die zueinander senkrecht stehen. S 1-S 8 sind Halbleiterschalter, die dazu dienen, die Ströme I _A und I _B in den Wicklungen A und B durch entsprechendes Öffnen und Sperren mit nach Bedarfsfall wechselnden Richtungen fließen zu lassen. Wenn der Strom I _A in Richtung des an der Wicklung A gezeichneten Pfeils fließt, wird nachfolgend von A-Phasenspeisung gesprochen, während bei Stromfluß in der entgegengesetzten Richtung die Bezeichnung -Phasenspeisung lautet. Gleiches gilt für die Speisung der Wicklung B mit Bezug auf den Richtungspfeil in der Zeichnung. Der Rotor des Schrittschaltmotors ist mit RT bezeichnet. Die Speisung der Wicklung erfolgt mit einer Gleichstromquelle E 1. Mit den Widerständen R _A und R _B wird festgestellt, ob Strom in den Wicklungen A und B fließt. Die Schalter S 5 bis S 8 öffnen und schließen mit hoher Geschwindigkeit während der Schließphasen der Schalter S 1 bis S 4 in später noch zu beschreibender Weise und sorgen für die Impulssteuerung der Wicklungen A und B. Über die Dioden D 1 bis D 4 erfolgt die Entladung der in den Wicklungen A und B gespeicherten elektromagnetischen Energie während der Öffnungszeiten des mit der hohen Geschwindigkeit durchgeführten Öffnens und Schließens; sie glätten außerdem den Strom in den Wicklungen. Ein Generator CS erzeugt für die Schrittschaltmotor-Steuerung Vorwärts- und Rückwärtsimpulse für einen Vorwärts-Rückwärts-Zähler CT und gibt von seiner Vorwärtsklemme Impulse an die Vorwärtsklemme des Zählers CT und von seiner Rückwärtsklemme Impulse an die Rückwärtsklemme des Zählers CT ab. Dieser Zähler CT erzeugt in binärer Zählweise seinen Berechnungswert und gibt sein Ausgangssignal an den Klemmen a 1 bis a 4 ab. Die Tabelle der Fig. 5 zeigt, daß die Berechnungswerte in fortschreitender Richtung von der oberen zur unteren Stufe größer werden. Ein Dekodierer DE erhält die Berechnungswerte und gibt Ausgangswerte entsprechend den Werten der Stufen an seinen Ausgangsklemmen A, , B, , und ab. Die Ausgangsklemme A ist mit einem Schaltsteuerelement t 1 des Schalters S 1 und mit einem Eingang eines UND-Gliedes AND 1, welches als Schaltsteuerelement dient, verbunden, und ein theoretischer Wert 1 an der Ausgangsklemme A bewirkt, wie später noch dargelegt, daß ein Strom in der Wicklung A in Pfeilrichtung fließt, also A-Phasenspeisung herrscht. Die Ausgangsklemme ist mit einem Schaltersteuerelement t 2 des Schalters S 2 und mit einem Eingang eines UND-Gliedes AND 2 verbunden, das als Schaltersteuerelement dient, und ein theoretischer Wert 1 bewirkt somit -Phasenspeisung. In gleicher Weise geben die Ausgangsklemmen B und ihre Ausgangswerte an t 3, AND 3, t 4 und AND 4 ab und bewirken B-Phasen- bzw. -Phasenspeisung. Das Signal von der Ausgangsklemme wird auf einen Eingang eines ODER-Gliedes OR 1 geleitet, das die A-Phasenspeisung oder die -Phasenspeisung durch später noch zu erläuternde Steuerung mit tg 22,5° multipliziert, wenn der theoretische Wert der -Ausgangsklemme 1 ist. Das Signal der Ausgangsklemme wird auf den Eingang eines ODER-Gliedes OR 2 geführt, und wenn der theoretische Wert an der -Klemme 1 ist, reduziert dieses Signal die B-Phasen- oder -Phasenspeisung. Ein monostabiler Multivibrator MM erhält über ein ODER-Glied OR 3 jedes Ausgangssignal vom Generator CS. Der Multivibrator MM kann stets erneut getriggert werden. Sein Ausgangswert wird einem NOR-Glied NOR zugeführt, das auch die Signale von den Ausgangsklemmen und des Dekodierers DE zugeführt erhält. Das Ausgangssignal des NOR-Gliedes NOR wird zweiten Eingängen der ODER-Glieder OR 1 und OR 2 zugeleitet. Die Ausgänge von Komparatoren CP _A und CP _B sind mit einem Eingang der UND-Glieder AND 1 und AND 2 zum Steuern der Stromzuführung zur A-Wicklung bzw. einem Eingang der UND-Glieder AND 3 und AND 4 zum Steuern der Stromzuführung der B-Wicklung verbunden, um die Schalter S 5 bis S 8 mit hoher Schaltgeschwindigkeit entsprechend den Schließperioden der Schalter S 1 bis S 4 zu öffnen und zu schließen. Die Komparatoren CP _A und CP _B erhalten auf ihrem Umkehreingang (-) den Potentialwert von den Widerständen R _A bzw. R _B , die einen Laststromfluß durch die Wicklungen A und B feststellen, während ihren nichtumkehrenden Eingängen (+) Signale von einem Generator TG, der eine Dreieckssignalkette von konstanter Höhe abgibt, über Kopplungskondensatoren C 1 und C 2 zugeführt werden. Die Potentiale der Kopplungskondensatoren werden zu einem elektrischen Potential addiert, wobei die Spannung einer Stromquelle E 2 zum Einstellen des elektrischen Stroms in den Wicklungen konstant durch eine Gruppe von Widerständen R 1, R 2 und R 3 bzw. R 4, R 5 und R 6 geteilt wird. R 7 und R 8 sind Widerstände, die den Betrag der hinzuaddierten Spannung vom Spannungsteiler herabsetzen, wenn die Schalter S 9 und S 10 schließen, was dann erfolgt, wenn die ODER-Glieder OR 1, OR 2 den theoretischen Wert 1 erhalten, wodurch das Potential am nichtumkehrenden Eingang (+) der Komparatoren CP _A bzw. CP _B herabgesetzt wird. Ein Widerstand R 9 bildet zusammen mit einem Kondensator C 3 in gleicher Weise wie ein Widerstand R 10 mit einem Kondensator C 4 ein Tiefpaßfilter, mit dem die hohen Impulsfrequenzen der Wicklungen A und B vom umkehrenden Eingang (-) der Komparatoren ferngehalten werden.

Als nächstes soll der Schrittschaltmotor während des normalen Betriebes beschrieben werden. Fig. 4 dient zur Erläuterung des Öffnens und Schließens mit einem der UND-Glieder AND 1 bis AND 4 und zeigt mit ausgezogenen Linien den Spannungs- und Stromverlauf an entsprechenden Teilen, wenn beispielsweise der Ausgangswert der Ausgangsklemme A des Dekodierers DE den theoretischen Wert 1 hat. Auf der Abszisse ist die Zeitachse aufgetragen. Die Werte 0 bedeuten entweder Potential oder Strom der Größe 0. Es wird vorausgesetzt, daß die Schalter S 1, S 6 geschlossen sind oder mit der hohen Geschwindigkeit geschlossen und geöffnet werden, und daß der konstante elektrische Strom in diesem Fall pulsierend in der Wicklung A fließt. (+) in Fig. 4a ist die Eingangsspannungsschwingung am nichtumkehrenden Eingang (+) des Komparators CP _A , die sich wiederholend der Dreieckswelle vom Generator TG und der Teilerspannung von den Widerständen R 1, R 2, R 3 entsprechend der Spannungsquelle E 2 überlagert. Für diesen Fall ist vorauszusetzen, daß der Schalter S 9 unwirksam ist. (-) ist die Eingangsspannungswelle am invertierenden Eingang (-) des Komparators CP _A ; dieser erhält in diesem Fall die Spannung vom Widerstand R _A entsprechend dem Strom in der Wicklung, wobei die Welligkeit durch das Filter aus Widerstand R 9 und Kondensator C 3 beseitigt ist. Die Dreiecksspannung (+) übersteigt in einer bestimmten Zeitspanne die Spannung (-) innerhalb jeder Dreiecksperiode. Fig. 4b zeigt die Ausgangsspannung des Komparators CP _A , die in Form von Rechteckimpulsen mit großer Impulshöhe während der Zeitspanne auftritt, in der die Dreiecksspannung (+) größer als die Spannung (-) ist. Ein an der Ausgangsklemme A des Dekodierers DE auftretendes Signal läßt den Schalter S 1 schließen und führt dem einen Eingang des UND-Gliedes AND 1 ein H-Signal zu, und während dessen Dauer empfängt das UND-Glied AND 1 an seinem zweiten Eingang die Rechteckwelle gemäß Fig. 4b und öffnet und schließt dadurch den Schalter S 6. Der Strom kann folglich über den Schalter S 6 durch die Wicklung A, den Schalter S 1 und den Widerstand R _A fließen. Fig. 4c gibt den Stromverlauf durch den Schalter S 6 wieder, der mit I _S6 bezeichnet ist. Der ansteigende Verlauf des Stroms hat seinen Grund in der Speisespannung E 1, der Wicklungsinduktivität, dem Ohmschen Widerstand der Wicklung und dem Widerstand R _A und steht in Beziehung zum Anstieg der Zufuhr an elektromagnetischer Energie zu den Wicklungen. Fig. 4d zeigt den durch den Schalter S 1, den Widerstand R _A und die Diode D₂ bei der Abführung der elektromagnetischen Energie, die in der Wicklung A gespeichert ist, fließenden Strom, während der Strom I _S6 0 ist. Er wird I _D2 genannt. Der Abfall des Stroms hängt mit der Größe der gespeicherten elektromagnetischen Energie, der Induktivität und dem Widerstand im Kreis zusammen und steht in Beziehung zur Entladung der in den Wicklungen gespeicherten elektromagnetischen Energie. Fig. 4e zeigt den Gesamtstrom I _S6 + I _D2 der Wicklung A, was in Fig. 3 mit A-Phasenspeisung in Pfeilrichtung angedeutet ist. Dies ist ein durch den Widerstand R _A hindurchgehender, pulsierender Strom, der die (-)-Spannung in Fig. 4a linear werden läßt. Die Größe des Stroms I _S6 + I _D2 ist dadurch bestimmt, daß Zufuhr und Abfuhr der elektromagnetischen Energie der Wicklungen Gleichgewicht sind durch die Kreuzungspunkte der Kurven (+) und (-) in Fig. 4a und durch die Zeit, in der die Kurve (+) höher liegt als die Kurve (-). Diese Tatsache bestimmt den Wert des Stroms in der Wicklung und ist maßgebend für die Rückkopplungswirkung. Bezüglich der Ströme der -Phase, B-Phase und -Phase wird die Steuerung aufgrund der Signale von den Ausgangsklemmen , B und des Dekodierers DE entsprechend der Darstellung der Fig. 4 durchgeführt.

Wenn die Ausgangsklemmen A, B und des Dekodierers DE den theoretischen Wert 1 gemäß Vektor Nr. 1 in der Tabelle der Fig. 5 haben, dann hat die Wicklung A die beschriebenen A-Phasenspeisung, und für die Wicklung B schließt das Signal des Dekodierers DE den Schalter S 3 und erzeugt an einem Eingang des UND-Gliedes AND 3 H-Pegel, während das Signal den Schalter S 10 über das ODER-Glied OR 2 schließt und den Widerstand R 8 zur Wirkung bringt, so daß das Potential am nichtumkehrenden (direkten) Eingang (+) des Komparators CP _B absinkt, während die Neigung der Dreieckswelle so bleibt, wie in Fig. 4a gestrichelt dargestellt. Das Pegelverhältnis dieser Wellen beträgt tg 22,5°. Wenn der Pegel der Welle in Fig. 4a sich entsprechend der gestrichelten Linie verringert, ist berücksichtigt, daß sich die Wicklungsdetektorspannung (-) von dem Wert der ausgezogenen Linie auf den der gestrichelten Linie ändert. Da zunächst die Dreieckswelle (+) keinen Kreuzungspunkt mit der Detektorspannung (-) hat, ist der Strom I _S6 in Fig. 4c 0, während der Strom I _D2 sich gemäß der gestrichelten Linie in Fig. 4b allmählich verringert, so daß der Gesamtstrom I _S6 + I _D2 der Wicklung nach der Darstellung in Fig. 4e abfällt. Hat dann die Welle wieder einen Kreuzungspunkt mit der Detektorspannung (-), wird ein Strom I _S6 erzeugt, und schließlich stellt sich wieder ein konstanter Pegel für den Anstiegspunkt dieses Stromes ein, d. h., die Zunahme der elektromagnetischen Energie und ihre Abführung sind ausgeglichen, so daß ein stabiler Strom fließt. Das Paar des Stroms in der B-Phase × tg 22,5° und des Stroms in der A-Phase erzeugt den Vektor Nr. 1 in Fig. 1. Der sich einstellende stabile Strom, der in Fig. 4e gestrichelt dargestellt ist, hat den mit tg 22,5° multiplizierten Wert des ausgezogenen dargestellten Stroms. Dies gründet sich darauf, daß der Pegel der gestrichelt dargestellten Dreieckswelle der Fig. 4a durch Multiplizieren des Dreieckswellenpegels mit tg 22,5° gewonnen ist.

Wenn die Ausgangsklemmen A und B des Dekoders DE den theoretischen Wert 1 gemäß Vektor Nr. 2 haben, dann gilt für die Wicklungen A und B der Zustand, wie er in Fig. 4 mit ausgezogenen Linien dargestellt ist, so daß beide A-Phasen- bzw. B-Phasenspeisung erhalten und den Vektor Nr. 2 in Fig. 1 hervorbringen. Bei weiterem Fortschreiten in den Vektornummern erhält man A- Phasenspeisung und -Phasenspeisung durch ein Paar von Ausgangswerten an den Ausgangsklemmen , , B, , , des Dekodierers DE oder ein Paar, bei dem zusätzlich mit tg 22,5° multipliziert ist, und B-Phasenspeisung oder -Phasenspeisung oder ein Paar, bei dem zusätzlich mit tg 22,5° multipliziert ist, wobei im Uhrzeigersinn von einem Vektor zum nächsten fortgeschritten wird, während die Vektordrehung im Gegenuhrzeigersinn erfolgt, wenn die Werte an den Ausgangsklemmen des Dekodierers DE diejenigen der Tabelle von unten nach oben durchlaufen.

In der Tabelle der Fig. 5 haben die Klemmen und bei jedem zweiten Schritt der Folge die Werte 0 0, was bedeutet, daß in diesen Speisungsstufen die Wicklungen mit vollem Strom oder Nullstrom gespeist werden. Speziell dann, wenn Speisung beider Phasen vorliegt, verbraucht der Motor maximalen Strom, und auch der Leistungswert der Stromquelle E 1 ist durch diesen Zustand bestimmt. Es wird nun mit der Schaltung der Fig. 3 dafür gesorgt, daß, wenn festgestellt ist, daß der Motor sich im Stillstand befindet, eine Multiplikation mit tg 22,5° durchgeführt wird, was einer Speisung in diesem Zustand mit nur etwa 40% entspricht, auch für die Stufen mit den Ausgangswerten 0 0 an den Klemmen und , so daß der Energieverbrauch in der Wicklung herabgesetzt wird und der Motor in der stabilen Drehphase gehalten wird. Solange der Generator CS für die Schrittschaltmotor-Steuerung Steuersignale hervorbringt, nach denen der Motor sich vorwärts oder rückwärts drehen soll, d. h., solange der Motor sich in Drehung befindet, gibt der monostabile Multivibrator MM, der nach einer bestimmten Zeit selbst zurückschaltet, für eine feste Zeitspanne ein H-Signal nach Erzeugung der Impulse ab, so daß während dieser Dauer fortwährend H-Pegel herrscht, wodurch über das NOR-Glied NOR den zweiten Eingängen der ODER- Glieder OR 1 und OR 2 L-Pegel zugeführt wird. Somit werden die Schalter S 9 und S 10 nur durch die an den Ausgängen und des Dekodierers DE auftretenden Signale geöffnet und geschlossen, so daß jede Steuerung der Stufen möglich ist. Hört dann aber der Generator CS auf, Impulse abzugeben, dann gibt auch der Multivibrator MM kein Signal mehr ab, d. h., nachdem feststeht, daß der Motor stillstehen soll, gibt der Multivibrator MM auf einen Eingang des NOR-Gliedes NOR L-Pegel. Wenn an den Ausgängen und des Dekodierers DE die Signale 0 0 erscheinen, sind sämtliche Eingänge des NOR-Gliedes 0, so daß auf die zugehörigen Eingänge der ODER-Glieder OR 1 und OR 2 das Signal 1 kommt, dadurch die Schalter S 9 und S 10 geschlossen werden und die an die Komparatoren CP _A , CP _B abgegebene Dreieckswelle auf den mit gestrichelter Linie in Fig. 4a dargestellten Wert absinkt. Die Speisung ist hierdurch mit tg 22,5° multipliziert, was einem, Ausgangsklemmensignal 1 an den Ausgangsklemmen A, , B, des Dekodierers DE bei diesem Stillstand des Motors entspricht. Wenn die Signale an den Ausgangsklemmen des Dekodierers DE 1 0 oder 0 1 sind, ist der Ausgangswert des NOR-Gliedes NOR 0, so daß die Schalter S 9, S 10 nur durch die Signale von den Ausgangsklemmen , geöffnet und geschlossen werden. D. h., die Vektoren werden in diesen Stufen nicht verändert, wenn der Motor stillgesetzt wird. Das Vorstehende bedeutet nun unter Berücksichtigung des Vektorbetrags und seiner Drehung in bezug auf die Tabelle der Fig. 5 und auf die Fig. 1, daß Vektor Nr. 0 A × tg 22,5° wird, so daß der A-Phasenstrom bei unveränderter Richtung des Vektors herabgesetzt wird. Der Vektor Nr. 1 bleibt gegenüber dem Zustand bei Drehung des Motors unverändert. Der Vektor Nr. 2 setzt sich insgesamt aus A × tg 22,5° und B × tg 22,5° zusammen, und da der A-Phasenstrom und der B-Phasenstrom um denselben Faktor verkleinert sind, bleibt die Richtung des Vektors unverändert. Die gleiche Behandlung wird mit jedem anderen Vektor entsprechend seiner Lage und Zusammensetzung durchgeführt, und da die Lage des Vektors im Stillstand mit der des Vektors bei Drehung des Motors übereinstimmt, wird die Stillstandsposition nicht verändert.

Claims (1)

1. Antriebsschaltung für einen Schrittschaltmotor, in welchem zwei zueinander winkelversetzte Wicklungen bei Erregung Magnetfelder erzeugen, deren resultierender Vektor stufenweise durch Ändern des Amplitudenverhältnisses der Wicklungsströme drehbar ist,
   mit jeweils einer gesonderten Erregerschaltung für jede Wicklung, wobei jede Erregerschaltung einen Regelkreis für die Amplitude des Wicklungsstroms und eine Schalteinrichtung zum Ein- und Ausschalten des Wicklungsstroms sowie eine Schalteinrichtung zur Umschaltung des Referenzwertes des Regelkreises zwischen einem vollen Sollwert und einem verminderten Sollwert aufweist,
   und mit einem Schaltsignalgeber, der zur schrittweisen Drehung des resultierenden Vektors unterschiedliche Schaltsignale für die Schalteinrichtungen erzeugt, um die Erregerschaltungen wahlweise in veränderte Zustände zu versetzen, bei denen entweder a) nur einer der Wicklungsströme auf vollen Stromwert eingestellt und der jeweils andere Wicklungsstrom ausgeschaltet ist oder b) beide Wicklungsströme auf vollen Stromwert eingestellt sind oder c) einer der Wicklungsströme auf vollen Sollwert und der andere Wicklungsstrom auf verminderten Sollwert eingestellt ist,
   gekennzeichnet durch
   eine Logikschaltung (NOR, OR 1, OR 2), die bei Stillsetzung des Motors anspricht (OR 3, MM) und das zuletzt gelieferte Schaltsignal erforscht, um jeden fließenden Wicklungsstrom auf den verminderten Sollwert umzuschalten, wenn das zuletzt gelieferte Schaltsignal entweder a) einem Zustand entspricht, bei dem nur einer der Wicklungsströme auf vollen Sollwert und der jeweils andere Wicklungsstrom ausgeschaltet ist, oder b) einem Zustand, bei dem beide Wicklungsströme auf vollen Sollwert eingestellt sind.