DE1613755C3 - Verfahren und Einrichtung zur Speisung eines Synchronmotors - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Speisung eines Synchronmotors, dessen Statorphasenwicklungen zur Erzeugung eines Drehfeldes über eine steuerbare Halbleiter enthaltende Schaltung mit Strom aus einer Gleichspannungsquelle dadurch beaufschlagt werden, daß der Strom auf die jeweilige nächste Statorphasenwicklung durch drehstellungsabhängige Impulse, deren Anzahl pro eine Umdrehung gleich der Anzahl der Statorphasenwicklungen ist, weiterschaltbar ist.

Weiterhin betrifft die Erfindung eine Einrichtung zur Durchführung eines solchen Verfahrens.

Aus der Zeitschrift »Funk-Technik«, 1967, Nr. 6, Seiten 175 und 176, ist bereits ein solches Regelverfahren bzw. eine solche Regeleinrichtung bekanntgeworden. Bei einem derartigen Motor erfolgt eine kontaktlose Kommutierung dadurch, daß pro Statorphasenwicklung eine durch steuerbare Halbleiter, speziell durch Transistoren gebildete Schaltstufe vorgesehen ist, welche die Statorphasenwicklungen pro Umdrehung mit drehstellungsabhängigen Impulsen beaufschlagt. In jeder der den Statorphasenwicklungen zugeordneten Transistorstufe ist ein Eingangsspannungsteiler vorgesehen, welcher jeweils einen magnetfeldabhängigen Widerstand in Form einer Feldplatte enthält. Diese Feldplatten sind im magnetfeldführenden Luftspalt des Motors angeordnet. Durch eine magnetfeldabhängige Änderung des Widerstandswertes der Feldplatten werden die Transistor-Schaltstufen zyklisch durchgesteuert bzw. gesperrt, wodurch die im Ausgangskreis der Transistor-Schaltstufen liegenden Statorphasenwicklungen durch entsprechende drehstellungsabhängige Impulse beaufschlagt werden.

Als Maß für die Drehzahlregelung dient eine in den Statorfeldwicklungen induzierte Spannung, deren Größe eine Funktion der Motordrehzahl ist. Im Kreis aller die drehstellungsabhängigen Impulse erzeugenden Transistor-Schaltstufen liegt eine weitere Transistorstufe mit vorgegebenem Sperrschwellwert, die so lange durchgesteuert bleibt, als die in den Statorfeldwicklungen induzierte Spannung kleiner als der Sperrschwellwert ist. Die drehstellungsabhängigen Impulse werden in diesem Betriebszustand allein durch das Schaltverhalten der Transistorschaltstufen als Funktion des Widerstandswertes der Feldplatten bestimmt. Übersteigt jedoch die in den Statorfeldwicklungen induzierte Spannung den Sperrschwellwert der weiteren Transistorstufe, so wird diese dosiert geöffnet oder gesperrt, was im letzteren Fall wiederum zur Folge hat, daß auch die die drehstellungsabhängigen Impulse erzeugenden Transistor-Schaltstufen so lange gesperrt bleiben, bis sich die Drehzahl auf den Sollwert eingestellt hat. Dann besitzt die in den Statorphasenwicklungen induzierte Spannung wieder einen Wert, bei dem die weitere Transistorstufe durchgesteuert ist, so daß wiederum die drehstellungsabhängigen Impulse den Lauf des Motors bestimmen.

Eine Regelung der vorstehend genannten Art ist weitgehend abhängig von der Genauigkeit der Regelschaltung. Weiterhin neigen derartig gespeiste Motoren dazu, ihre vorgegebene Drehzahl beim Einschalten zu überschwingen und sich erst auf diese vorgegebene Drehzahl einzupendeln. Eine solche Schwingneigung tritt auch bei Stoßbelastungen auf, so daß bei der Regelung immer nur mit einer mittleren Drehzahl gerechnet werden kann und daher eine Überlastung und bei zu stark steigendem Drehmoment ein Außertrittfallen zu befürchten ist. Schließlich tritt auch bei einer zu hohen Genauigkeit der Regelschaltung eine verstärkte Neigung zum Pendeln auf. Insgesamt sind daher der Drehzahlgenauigkeit bei Synchronmotoren mit einer Regelung der oben beschriebenen Art Grenzen gesetzt.

Der vorliegenden Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Einrichtung der in Rede stehenden Art so auszugestalten, daß der Synchronmotor eine einstellbare Drehzahl nicht überschreitet, im Betrieb nicht überbelastet wird und bei zu stark steigendem Drehmoment nicht außer Tritt fällt, sondern in einen asynchronen Betrieb mit steigendem Drehmoment bei fallender Drehzahl übergeht.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren der eingangs genannten Art erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß aus den drehstellungsabhängigen Impulsen eine einzige Istimpulsfolge gebildet ist, die mit einer Sollimpulsfolge verglichen wird, daß durch die Impulsfolge mit der jeweils kleineren Frequenz die Weiterschaltung erfolgt und daß die Stromflußzeit je Statorphasenwicklung in Abhängigkeit vom Lastwinkel des Motors oder von der vom Motor aufgenommenen Gleichstromleistung gesteuert wird.

In Weiterbildung der Erfindung ist bei einer Einrichtung zur Durchführung des vorstehend definierten Verfahrens mit einer von einer Gleichspannungsquelle gespeisten steuerbare Halbleiter enthaltenden Schaltung, deren Endstufenhalbleiter den Strom durch die Statorphasenwicklung des Synchronmotors folgerichtig, abhängig von den Impulsen eines die Stellung des Rotors bezüglich der Statorphasen erfassenden Gebers, freigeben, vorgesehen, daß sämtliche Geberimpulse einen Transistor ansteuern, dessen Ausgangsimpulse zusammen mit den Impulsen eines Sollfrequenzgebers zum Frequenzvergleich eine bistabile Kippstufe aus- bzw. einschalten, deren Ausgangsimpulse einen Ringzähler oder ein Schieberegister weiterschalten, dessen (deren) Ausgangsimpulse dann über Treiberstufen die Endstufentransistoren oder Endstufenthyristoren steuern.

Durch diese Maßnahme ist die eingangs erwähnte Gefahr eines unkontrollierten, belastungsabhängigen Aufschaukeins des Motors ausgeschlossen, da dieser als Nachläufer arbeitend, keinesfalls schneller laufen kann als die durch die Phasenzahl geteilte Sollfrequenz.

Erfindungsgemäß wird es damit möglich, Synchron- und Schrittmotoren mit aktivem magnetischem Rotor aber auch Reluktanzmotoren mit absoluter Drehzahlkonstanz eines Sollfrequenzgebers laufen zu lassen. Diese Konstanz wird erreicht durch die lastabhängige Impulsstromsteuerung zwischen Soll- und Ist-Rückmeldeimpulsen, die dem Motor nur soviel Energie zuführt, als er durch Eigenverlust plus Wellenleistung verbraucht.

Durch diese Impulsregelung wird der Motor mit optimalem Wirkungsgrad betrieben, seine Verluste sind am geringsten und damit ist die Leistungsabgabe wesentlich besser als bei bisher bekannten Regelungen.

Der benötigte Mehraufwand für die Rückmeldung und die Regelschaltung sind gering, gemessen an der wesentlich höheren Wellenleistung der Motoren bei der erfindungsgemäßen Impulsregelung gegenüber bekannten Regelungen.

Durch das Messen der Aufnahmeleistung, z. B. mittels eines eingefügten Widerstandes in die Gleichstromzuführung, kann der stehende oder langsam laufende Motor mit einem konstanten Strom betrieben werden, der wiederum die gesteuerten Halbleiter und die Motorwicklungen vor Überlastung schützt.

Beim Abschalten der Motorströme kann die in den Motorwicklungen gespeicherte Energie über Dioden in der die steuerbaren Halbleiter enthaltenden Schaltung und einen Teil dieser Schaltung, entsprechend der Läuferstellung, kurzgeschlossen werden, was einen konstanten Stromfluß in den Motorwicklungen sicherstellt.

Erfindungsgemäß ist somit möglich, Motore vom Stillstand bis zu höchsten Frequenzen mit bestem Rundlauf und Drehzahl-Konstanz-Eigenschaften sowie optimalem Wirkungsgrad zu betreiben. Insbesondere ist es dabei möglich, den Motor bei Überlastung so auszuregeln, daß seine Drehzahl zwar absinkt, dieser ^; aber nicht außer Tritt fällt und zum Stehen kommt.

Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sowohl hinsichtlich des Verfahrens als auch hinsichtlich der Einrichtung sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.

Anhand der in den Figuren der Zeichnung (F i g. 1 bis 17) dargestellten Ausführungsbeispiele soll die Erfindung nachstehend näher erläutert werden. Dabei sind in den verschiedenen Figuren die Ein- und Ausgänge, über welche die verschiedenen Teilschaltungen miteinander verbunden werden, mit den gleichen Bezugszeichen versehen.

Die F i g. 1 stellt die einfachste Einrichtung dar, enthält jedoch bereits eine Anlaufschaltung für einen Synchronmotor. Ein Rückmeldegenerator R, der die gleiche Impulszahl pro Umdrehung abgibt, wie die Phasenzahl des Motors ist, also pro Umdrehung drei Impulse bei einem von einem 120°-Ringzähler angesteuerten Dreiphasenmotor M, steuert den Transistor 101 durch. Hierdurch entsteht am Kollektor eine rechteckige Spannung, die über den Kondensator ClOl und die Diode D 101 dem Ringzähler zugeführt wird. Da ( der Motor beim Einschalten steht und nicht in der Lage ist, selbst anzulaufen, ist in der Schaltung der Impulstransistor Γ102 vorgesehen. Über den Widerstand R 102 wird der Kondensator C102 langsam aufgeladen, bis die Durchbruchsspannung des Transistors Γ102 erreicht ist. Am Widerstand R 103 entsteht ein kurzer Impuls, der so lange andauert, bis der Kondensator C102 über den niederohmigen Widerstand R 103 entladen ist. Über den Kondensator C103 und die Diode D 101 gelangt der Impuls zum Ringzähler und bewirkt ein Weiterschalten des Ringzählers, womit sich der Motor zu drehen beginnt. Dreht der Motor, so entsteht an dem Rückmeldegenerator eine Spannung, die über den Transistor 7Ί01 und den Widerstand R 101 sowie über die Diode D 102 den Kondensator C102 am Laden hindert. Hierdurch können an R 103 keine Impulse mehr entstehen und nur die vom Transistor Γ101 gelieferten Impulse werden über den Kondensator ClOl und über die Diode DlOl dem Ringzähler zugeführt. Da diese Schaltung wie ein Kollektor wirkt, treibt sie den Motor so lange an, bis seine Gegenspannung und die Reibungs- und Wirbelstromverluste den Motor in der Drehzahl begrenzen. Er hat dann ein

Verhalten wie ein Gleichstromhauptschlußmotor.

Fig.2 stellt die Grundschaltung einer erfindungsgemäßen Regelungseinrichtung dar, deren Arbeitsweise für zwei verschiedene Fälle anhand der in den Fig.2a und 2b dargestellten Stromflußdiagramme erläutert werden soll. Die Schaltung arbeitet wie folgt. An einem Motor befindet sich ein Rückmeldegenerator R, der bei seiner Nenndrehzahl die gleiche Frequenz abgibt, wie der Sollfrequenzgeber 5. Die Rückmeldespannung kann sinusförmig oder rechteckförmig sein und wird dem Transistor Ti zugeführt. Am Kollektor von Ti entsteht somit eine Rechteckspannung mit steilen Anstiegs- und Abfallflanken. Da der Motor beim Einschalten nicht selbst anläuft und keine Rückmeldespannung abgibt, ist der Transistor Tl eingefügt. Dieser Doppelbasistransistor erzeugt über den Widerstand R1 und den Kondensator Ci über seinen Basisableitwiderstand R 2 eine langsame Folge von Impulsen, die über den Kondensator C 2 der Basis des Transistors T3 zugeführt werden. Der Transistor T3 wird durch den positiven Impuls leitend und seine Spannung am Kollektor bei Ausgang 2 wird annähernd Null. Durch das Umkippen des bistabilen Flip-Flops BFFl wird der Transistor Γ4 gesperrt und am Ausgang 2a entsteht positive Spannung. Die Anstiegsflanke beim Umschalten des bistabilen Flip-Flops BFFl wird über den Kondensator C5 und eine Diode am Ausgang 3 ausgekoppelt und zum Schalten des Ringzählers benützt. Dieser Ringzähler schaltet in dem Motor die einzelnen Statorfelder im Drehsinn weiter, so daß es dem Motor möglich ist, sich zu drehen. Der Sollwertfrequenzgeber 5 mit seinem Transistor Γ5 erzeugt mit seinem Sollwerteinstellpotentiometer 6 über den Kondensator C6 am Widerstand R 3 einen positiven Impuls. Die Auskopplung des Impulses über die Leitung 8 dient für die Ansteuerung der Frequenzabsenkungsschaltungen und wird später noch näher beschrieben. Der positive Impuls wird über den Kondensator C3 der Basis des Transistors T 4 zugeführt. Da die Sollfrequenz höher liegt als die Rückmeldefrequenzen, bzw. die langsame Impulsfolge des Transistors T2, wird der bistabile Flip-Flop BFFl stets in rascher Folge beim Transistor R 4 durchgesteuert.

Trotzdem kann die langsame Impulsfolge, die der Transistor T2 erzeugt, am Ausgang 3 erscheinen, obwohl die Sollfrequenz höher liegt, da alle Impulse der Sollfrequenz so lange unterdrückt werden, bis ein Impuls vom Transistor Tl den bistabilen Flip-Flop BFFl zum Kippen bringt. Hieraus geht hervor, daß bei nichtangeschlossener Rückmeldung die Taktfrequenz des Transistors T2 den Ringzähler durchschaltet. Dreht sich der Rotor und der Rückmeldegenerator gibt Spannung ab, so wird der Transistor Ti auf- und zugeschaltet und die positiven Flanken werden über den Kondensator C4 an die Basis des Transistors 73 weitergeleitet. Hierdurch schaltet T3 in rascher Folge durch und am Ausgang 3 entstehen Impulse, die mit steigender Drehzahl des Motors den Ringzähler weiterschalten. Diese Schaltung bewirkt das gleiche, wie der Kollektor in einem Gleichstrommotor, der diesen so lange vorwärtstreibt, bis er seine Nenndrehzahl erreicht hat. Um jedoch einen Motor auf Synchronlauf zu bringen und diesen nicht zu überregeln, ist es notwendig, daß die Rückmeldefrequenz nicht schneller wird als die Sollfrequenz. Dieses geschieht ebenfalls mit Hilfe des bistabilen Flip-Flops BFFl, da dieser nicht schneller kippen kann als eine der beiden Frequenzen (Sollwert- und Rückmeldefrequenzen) ist. Die Diode D1 und der Widerstand R 4 am Kollektor von Ti bewirken, daß das Kollektorpotential annähernd Null ist und über den Widerstand R 4 und die Diode D i den Kondensator C1 entlädt, wenn an der Basis des Transistors TX eine positive Halbwelle anliegt. Hierdurch ist sichergestellt, daß nicht unerwünschte Impulse während des Motorlaufes am Anlauftransistor T2 entstehen. Die Ausgänge la, 2, ib, la, 8 und 5a dienen für weitere Aufgaben und werden noch beschrieben.

Die vier Kurvenzüge der Fig.2a zeigen einen laufenden Motor, der synchron mit der Sollfrequenz läuft. Die Kurve a zeigt die beim Ausgang 8 in Fig.2 abnehmbare Sollfrequenz als positive Impulse, die darunterliegende Kurve b zeigt die Rückmeldeimpulse, die beispielsweise beim Ausgang la abgenommen werden können. Die Kurve czeigt die Stromflußimpulse 5Fl am Ausgang 2 des bistabilen Flip-Flops BFFl. Die Sollfrequenz schaltet, wie oben beschrieben, den Transistor T4 ein, so daß am Kollektor des Transistors T3 positive Spannung entsteht.

Dieser stellt den Kurvenzug c in F i g. 2a dar. Durch Eigenreibung und Belastung des Motors stellt sich ein bestimmter Lastwinkel zwischen dem Drehfeld des Stators und dem drehenden Rotor ein. Dieses bewirkt, daß die Rückmeldefrequenz phasenverschoben an den bistabilen Flip-Flop BFFl gelangt und diesen wieder abschaltet, was durch die gestrichelten Linien zwischen den Anstiegsflanken der Rückmeldeimpulse der Kurve b in F i g. 2a und den Abfallflanken der Stromflußimpulse des Kurvenzuges C angedeutet ist. Am Ausgang 3 von Fig.2 entstehen somit positive Impulse, die in F i g. 2a durch den Kurvenzug d dargestellt sind und die einzig und allein durch die Rückmeldung ausgelöst werden.

Die F i g. 2b zeigt einen überlasteten Motor, der nicht mehr synchron mit der Sollfrequenz läuft. Die Kurve der Rückmeldung b ist in diesem Falle gegenüber der Sollfrequenz gedehnt und der bistabile Flip-Flop BFFl zur Steuerung des Stromflusses schaltet den Stromfluß unkontrolliert ab. Die Impulse für den Ringzähler kommen zwar nicht schneller, als die Rückmeldung vorgibt, jedoch ist der Stromfluß stark gestört und dem Motor ist es nicht möglich, im Synchronismus zu laufen. Dieses wäre nur dann möglich, wenn mit der gedehnten Rückmeldung bzw. der niedrigeren Frequenz der Rückmeldung auch die Sollfrequenz abgesenkt würde. Um eine Absenkung der Sollfrequenz bei nicht synchron laufendem Motor zu erreichen, ist es notwendig, diese Sollfrequenz in dem Moment abzusenken, wo Überla-

stung des Motors vorliegt. Der Fall der Überlastung, bei dem dies geschieht, kann frei gewählt werden und wird später noch beschrieben. Eine einfache Regelung, bei der linear in Abhängigkeit vom Lastwinkel die Frequenz mit abgesenkt wird, ist in F i g. 3 dargestellt. Wird die in F i g. 3 dargestellte Widerstandsdiodenkette der Schaltung der Fig.2 als Verbindungsglied zwischen den Ausgängen 5a und 2a eingefügt, so passiert folgendes: Da der Sollfrequenzgeber über den Kondensator C3 den bistabilen Flip-Flop BFFl stets schneller einschaltet als er durch die Rückmeldefrequenz wieder ausgeschaltet wird, wird über die Diode und den Widerstand nach F i g. 3 stets der Kondensator C6 entladen und somit eine niedrigere Frequenz des Sollfrequenzgebers erzwungen. Läuft der Motor in Synchronlauf nach F i g. 2a, so sind beim Ausgang 2a die F i g. 2 die Impulse c negativ. Bei geringem Lastwinkel ist also die Frequenzabsenkung gering, bei Vergrößerung des Lastwinkels steigt sie entsprechend an. Es

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handelt sich somit um eine lineare Sollfrequenzabsenkung mit steigendem Lastwinkel. Da hierbei kein Synchronlauf durch den eigenen Frequenzgeber mit dem Transistor 75 möglich ist, ist es notwendig, beim Ausgang 5a eine Fremdsynchronisierung durchzuführen. Wird diese Synchronisierung nur leicht angekoppelt, so ist bis zu einer bestimmten Lastwinkelgröße der Motor synchron und würde erst nach Überlastung asynchron. Es kann damit der fehlerhafte Stromfluß nach F i g. 2b vermieden werden.

Der weitere Verlauf der Steuerung ist folgender: Mit den bei der Fig.2 am Ausgang 3 entstehenden Impulsen kann ein Ringzähler oder ein Schieberegister beliebig hoher Stufenzahl angesteuert werden. Der Einfachheit halber wird nur ein dreistufiger Ringzähler beschrieben, es ist jedoch leicht erklärlich, daß auch mit einem vier- oder sechsstufigen Ringzähler oder mit mehrstufigen Schieberegistern gearbeitet werden kann, die einem entsprechend höherphasigen Motor angepaßt sind. Ein Ringzähler mit drei Schaltstufen wird vom Ausgang 3 der F i g. 2 angesteuert. Seine Schritte liegen um 120° im Drehsinn versetzt. An jedem Kollektor wird ein positiver Impuls entnommen, der in Fig.4 an den Eingängen rl, si und il eingespeist wird. Je ein Widerstand geht auf je einen Transistor und über eine Diode an die Ausgänge r2, 5 2 und f2. Liegt am Ausgang 2 in F i g. 2 keine positive Spannung, so ist der Kollektor des Transistors 76 in F i g. 4 positiv und über die drei Widerstände kann jeder der Transistoren 77,

78 und 79 durchgesteuert werden. Die vom Ringzähler kommenden positiven Impulse an den Eingängen r 1, s i und 11 werden somit über die Transistoren 77, und TS,

79 gegen Masse kurzgeschlossen. An den Ausgängen /•2, s 2 und (2 entsteht somit kein positiver Impuls. Bei dem Synchronmotor ist jedoch ein Lastwinkel vorhanden, der den bistabilen Flip-Flop BFFl so steuert, wie in Fig.2a und es kommen somit positive Impulse an den Eingang 2 von F i g. 4.

Hierdurch schließt der Transistor 76 und die Transistoren Tl, 78 und 79 werden frei und an den Ausgängen r2, s2 und i2 kann der positive Impuls des Ringzählers so lange erscheinen, bis in Fig. 2 der bistabile Flip-Flop BFFl wieder schließt und über die Leitung 2 den Transistor 76 in F i g. 4 wieder öffnet und damit den Ringzählerimpuls unterbricht. Hiermit ist in einfacher Weise eine Stromflußsteuerung des angeschlossenen Motors möglich. Die Leitungen r2, s2 und i2 gelangen an die mit gleichen Bezugszeichen versehenen Eingänge der F i g. 5 und treiben die Treiberstufen 711, 712 und 713 und es kann in den Transistoren 714, 715, 716 und 717, 718 und 719 Drehstrom fließen. Wird der Transistor 711 durchgesteuert, so fließt durch die Transistoren 714 und 718 über die Wicklung s und r Gleichstrom. Durch Weiterschalten des Ringzählers entsteht Drehstrom, so daß sich'der Motor drehen kann. Der Transistor 710 dient zum Schnellstoppen des Motors und wird später noch beschrieben.

Der in F i g. 5 eingezeichnete Transistor 710, der zum Schnellstoppen des Motors dient, schließt bei Anlegen eines Stoppimpulses an die Eingangsklemme 57 zwei Phasen des Motors kurz, so daß auch diejenigen Spannungen, welche die Batteriespannung nicht mehr übersteigen, wirksam vernichtet werden.

Eine weitere Möglichkeit, den Stromfluß im Stator zu steuern, besteht darin, daß nicht die Treiberströme in ihrer Stromflußzeit auf- und zugeschaltet werden, sondern daß in der Batteriezuführung zur Endstufe ein Schalter eingefügt wird, der durch die Stromflußimpulse auf- und zugesteuert wird. Die Fig.6 zeigt einen derartigen Aufbau, in dem die Endstufe nach Fig. 5 aufgebaut ist. Wird am Eingang 2 bei Fig.6 positive Spannung angelegt, so steuern die Transistoren 721 und 720 durch. Durch das Hintereinanderschalten von zwei Transistoren entsteht jedoch eine höhere Verlustleistung als bei der vorgenannten Stromflußsteuerung. Die Schaltung nach Fig. 6 ist deshalb zweckmäßigerweise da anzuwenden, wo hohe Batteriespannungen verwendet werden oder wo die Batteriespannung vom Netz gebildet wird.

Es sei hier bemerkt, daß Netzspannungsschwankungen bzw. Batteriespannungsschwankungen sich auf die Laufgenauigkeit des Motors, bzw. auf seinen Wirkungsgrad nicht auswirken, da durch die Stromflußsteuerung dem Motor nur die notwendige Energie angeboten wird, die er durch Reibung und Verluste verbraucht.

Die Schaltung nach Fig.6 besitzt weiterhin den Vorteil, daß hiermit eine Zwangslöschung von Thyristoren durchgeführt werden kann, wenn in F i g. 5 statt der Endtransistoren 714 bis 719 mit Thyristoren gearbeitet wird. Hierzu muß die Schaltung nach Fig.6 den links von der gestrichelten senkrechten Linie dargestellten Schaltungsaufbau enthalten. Durch die Unterbrechung der Spannungszuführung zur Endstufe erreicht man eine absolut sichere Zwangslöschung der Endthyristoren, wenn der bistabile Flip-Flop BFFl in F i g. 2 umschaltet. Statt eines Transistors kann auch mit einem selbstlösehenden Thyristor oder mit einem zwangsgelöschten Thyristor gearbeitet werden. Diese Art der Steuerung ist besonders vorteilhaft für alle Motorregler, die aus dem Netz betrieben werden, wo die Verluste nicht ausschlaggebend sind. Durch den Vorteil der Zwangslöschung in Fig.5 über den Transistor oder die Thyristoren 720 kann auch ein erheblicher Aufwand an Kommutierungsmitteln in der Endstufe eingespart werden. Ist der Stromfluß praktisch hundert Prozent, so würde keine Zwangslöschung mehr möglich sein, und es deshalb notwendig ist, daß am Eingang 2 der Fig. 6, wenn der Sollfrequenzgeber einen Impuls abgibt, keine positive Spannung vorhanden ist, und erst nach der Freiwerdezeit der Endthyristoren sowie des Transistors 720 die positive Spannung wieder erscheint. Dieses kann in sehr einfacher Weise dadurch bewerkstelligt werden, daß ein monostabiler Flip Flop mit der Schaltzeit der Freiwerdezeit in F i g. 5 am Eingang 2 der Fig. 6 den positiven Impuls unterdrückt. Dieser monostabile Flip-Flop würde dann vom Ausgang 8 der F i g. 2 her angesteuert.

Die F i g. 7 zeigt einen Teilausschnitt aus F i g. 5, und zwar nur die Endstufentransistoren, wobei hier eine Beschallung mit einem Drehstrom-Brückengleichrichter vorgenommen ist. Sowie der Lauf eines Motors Schwingungsneigungen zeigt, entstehen sehr hohe Gegenspannungen, die erhebliche Überspannungen an den Endstufentransistoren hervorrufen können.

Die Neigung eines Synchronmotors zum Pendeln und zum Schwingen wird jedoch durch eine solche Diodenbrücke stark gedämpft, da alle Überspannungen, die die Batteriespannung überschreiten, über die Diodenbrücke gleichgerichtet und der Batterie zugeführt werden. Hierdurch entsteht eine starke Dämpfung, sofern die Spannungen im Motor höher sind als die Batteriespannung. Daneben ergibt sich ein guter Schutz für die Endstufentransistoren oder Thyristoren, da die Endstufentransistoren nur auf eine Sperrspannung in Höhe der Batteriespannung ausgelegt sein müssen. Alle

darüber hinaus gehenden Überspannungen werden durch die Diodenbrücke vernichtet. Fehlt dagegen diese Diodenbrücke, so müßten die Endstufentransistoren das doppelte bis dreifache an Sperrspannung besitzen, als die Batteriespannung beträgt.

Die Fig.8 zeigt einen Sollwertfrequenzgeber absenkbarer Frequenz, der an die Stelle des in Fig.2 eingezeichneten Sollwertfrequenzgebers 5 treten kann. Hierzu wird lediglich in Fig.2 an die Klemme 5a über einen Widerstand RW und eine Diode der Transistor

722 angekoppelt. Fließt über die Eingangsklemme 10 an die Basis des Transistors 722 kein positiver Impuls, so ist die Kollektorspannung gleich der Batteriespannung und wird über die Diode abgeblockt. Erscheint jedoch am Eingang 10 ein positiver Impuls, so wird die Spannung am Kollektor von 722 nahezu Null und der Kondensator C 6 wird über den Widerstand R11 teilweise entladen, d. h. der Sollwertwiderstand 6 kann den Kondensator C6 nicht mit der gleichen Geschwindigkeit laden, wie dies ohne den am Eingang 10 erscheinenden Impuls möglich wäre. Durch Vergrößern der Breite am Eingang 10 erscheinenden Impulse kann eine variable Frequenzabsenkung der am Ausgang 8 erscheinenden Sollwertfrequenzimpulse vorgenommen werden, wobei der Ausgang 8 der F i g. 8 dem gleichfalls mit dem Bezugszeichen 8 versehenen Ausgang der Fig.2 entspricht. Der Widerstand RiI dient zur Einstellung des Absenkungsgrades durch die am Eingang 10 des Absenktransistors 722 erscheinenden Impulse.

Die Fig. 9 zeigt einen weiteren absenkbaren Sollfrequenzgeber, bei dem der Sollwertfrequenzwiderstand 6 durch einen festen Widerstand /? 111 ersetzt worden ist. Dieser Widerstand R 111 bewerkstelligt, daß auch ohne Impulse am Eingang 10 noch in langsamer Folge Impulse am Ausgang 8 entstehen, da über den hochohmigen Widerstand RHI der Kondensator C 6 langsam geladen wird. Der Transistor 723 ist pnp-leitend und liegt als Längswiderstand zum Sollwertpotentiometer 6 am positiven Pol der Spannungsquelle. Kommen am Eingang 10 des Transistors 723 positive Impulse an, die gleich der Batteriespannung sind, so ist der Transistor 723 gesperrt und sein Innenwiderstand praktisch unendlich groß. Die Sollfrequenz ist dann sehr niedrig, entsprechend der Ladegeschwindigkeit des Kondensators C6 über den Widerstand AIII. Kommen dagegen am Eingang 10 negative Impulse an, so ist der Innenwiderstand von

723 klein und am Ausgang 8 kann die volle Sollfrequenz erscheinen. Es kann somit mit den gleichen Impulsen wie in Schaltung 8 gearbeitet werden, sofern die Impulse von Null bis plus durchschalten. Die Absenkbarkeit im Falle einer Sollfrequenzgeberschaltung nach F i g. 9 ist besonders gut, da nicht mit der Entladung des Kondensators C6 gearbeitet wird, sondern mit einer geringeren Ladegeschwindigkeit.

Die Absenkung der Sollfrequenz und damit die Zwangssynchronisierung von Rückmeldefreqzenz mit der Sollfrequenz, so lange, bis der Motor wieder synchron läuft, kann in verschiedenen Schaltungen vorgenommen werden. Je nachdem, welche Motorkennlinie gefordert wird, kann eine der im folgenden beschriebenen Schaltungen verwendet werden, wobei die einfachste derartige Schaltung bereits in Fig.3 beschrieben wurde.

Die Fig. 10 zeigt in Verbindung mit Fig. 10a eine Schaltung zur Frequenzabsenkung für den Fall, daß der Lastwinkel und damit auch der Stromflußimpuls am Ausgang 2 der F i g. 2 eine bestimmte Größe überschreitet. Die Fig. 10 enthält einen monostabilen Flip-Flop MFFiS, der über die Leitung 8 vom Sollfrequenzgeber angesteuert wird. Die Dauer der Schaltzeit ist abhängig vom Widerstand R 14 und der Größe des Kondensators C14. Der positive, vom Eingang 8 kommende Impuls wird über ein Kondensator-Diodenglied der Basis des Transistors 724 zugeführt. Damit wird der Transistor 724 stromführend und der Transistor 725 zeigt am Kollektor positive Spannung. Diese positive Spannung am Transistor 725 hält so lange an, bis der Kondensator C14 über den Widerstand R 14 umgeladen wird und der monostabile Flip-Flop zurückkippt. Solange am Kollektor von 725 positive Spannung herrscht, ist die Spannung am Kollektor von 726 nahezu Null. Der Eingang 2 in Fig. 10 wird mit dem Ausgang 2 von Fig. 2 verbunden. Der positive Stromflußimpuls 5Fl am Ausgang 2 des bistabilen Flip-Flops BFFl wird durch den Transistor 726 über die Diode so lange unterdrückt, bis der monostabile Flip-Flop zurückkippt. Erst nach dieser Zeit kann am Ausgang 10, der mit einem der Eingänge 10 der F i g. 8 und 9 verbunden ist, ein positiver Impuls erscheinen, der in den Schaltungen der F i g. 8 oder 9 zur Frequenzabsenkung führt. Hieraus ist ersichtlich, daß innerhalb der Haltezeit des monostabilen Flip-Flops in F i g. 10 der Motor synchron läuft und erst nach dieser Zeit eine Frequenzabsenkung vorgenommen wird.

Die Fig. 10a zeigt die Kurvenzüge, die in Verbindung von Fig.2 und 10 mit einer der beiden Fig.8 oder 9 entstehen. Der Kurvenzug a zeigt die Sollfrequenz. Die positiven Impulse schalten den monostabilen Flip-Flop ein. Da die Sollfrequenz in F i g. 2 den bistabilen Flip-Flop BFFl einschaltet und die Rückmeldung diesen wieder ausschaltet, entsteht in Fig. 10a der Kurvenzug d. Der darüberliegende Kurvenzug c gehört zur Rückmeldespannung am Kollektor des Transistors 71 in Fig.2, wie er beispielsweise am Ausgang la in F i g. 2 entnommen werden könnte. Solange der Stromfluß entsprechend der Kurve d kürzer ist als die Haltezeit des monostabilen Flip-Flops nach Fig. 10, erfolgt kein Absenkimpuls gemäß der Kurve e in F i g. 10a. Erst nach Überschreiten dieser Zeit kann der positive Impuls gemäß der Kurve e in Fig. 10a entstehen, da dann der Transistor 726 frei ist und der positive Impuls vom bistabilen Flip-Flop BFFl über die Leitung 2 und den Widerstand R 13 an den Eingang 10 der entsprechenden Frequenzabsenktransistoren gelangen kann.

Werden die Ausgänge la und 2 der F i g. 2 gemäß der Schaltung nach Fig. 11 miteinander verkoppelt, so treten am Ausgang 10 der Fig. 11 absenkbare Impulse auf, wenn der dem Lastwinkel entsprechende Stromflußimpuls 50% seines Maximalwertes übersteigt. Die entsprechenden Kurvenzüge sind in Fig. 11a dargestellt. Die Schaltung funktioniert folgendermaßen: Die Ausgänge la und 2 in F i g. 2 sind über die Widerstandsdiodenkette D21 und R2\ miteinander verbunden. Der über einen Widerstand am Mittelabgriff dieser Kette liegende Ausgang 10 der Fig. 11 wird mit dem absenkbaren Sollfrequenzgeber gemäß F i g. 8 verbunden. Betrachtet man bei Fig. lla die Rückmeldespannung, die an der Leitung la anliegt, so kann am Eingang 2 in F i g. 11 die positive Spannung des bistabilen Flip-Flops BFFl von F i g. 2 nur dann am Ausgang 10 erscheinen, wenn auch am Eingang la in Fig. 11 positive Spannung vorhanden ist. Beträgt dagegen die Spannung am Eingang la annähernd Null, so wird durch

die Diode die positive Spannung vom Eingang 2 kurzgeschlossen und am Ausgang 10 entsteht kein Absenkimpuls. Um mit der Schaltung gemäß Fig. 11 auch eine Frequenzabsenkschaltung nach Fi g. 9 betreiben zu können, ist es notwendig, dieser einen Transistor vorzuschalten, dessen Emitter am Minuspol und dessen Kollektor über einen Schutzwiderstand an den Eingang 10 von F i g. 9 angeschlossen ist. Die Basis dieses Transistors wird dann mit dem Ausgang 10 von Fig. 11 verbunden.

Die Fig. 12 zeigt ebenfalls eine Schaltung, welche bei Überschreiten von mehr als 50% Lastwinkel am Ausgang 10 Absenkimpulse erzeugt, mit denen eine Schaltung nach Fig.8 oder 9 betrieben werden kann. Bei dieser Schaltung wird mit einem die doppelte Sollfrequenz erzeugenden Frequenzgeber gearbeitet. Diese doppelte Sollfrequenz steuert die Schaltung nach F i g. 12 am Eingang 8 an, so daß der bistabile Flip-Flop BFF8 mit halber Frequenz kippt, so daß am Transistor T28 positive Impulse zum Ansteuern der bistabilen Flip-Flops BFFl in F i g. 2 zur Verfügung stehen. Diese werden an der Leitung 8a in Fi g. 12 abgenommen und dem entsprechenden Eingang 8a der F i g. 2 eingegeben.

Die Sollfrequenzgeberschaltung steuert also Fig.2 nicht direkt, sondern indirekt über Fig. 12 an. Die Impulse am Ausgang la der Fi g. 2 werden am Eingang la der Fig. 12 eingespeist, und sind in Fig. 12a durch den Kurvenzug c dargestellt. Der zweite bistabile Flip-Flop BFF9 der Fig. 12 mit seinen Transistoren 7*29 und Γ30 wird von dem am Eingang la ankommenden positiven Impuls und von dem negativen Impuls am Kollektor des Transistors Γ28 angesteuert, jeder positive Impuls am Eingang la kann den Transistor Γ30 durchschalten und seine Kollektorspannung wird damit annähernd Null. Der negative Impuls vom Transistor T28 kann über den Kondensator C17 die Diode D17 nur dann überwinden, wenn am Eingang la die Spannung Null geworden ist und nicht annähernd die positive Batteriespannung erreicht. Der Kurvenzug a der Fig. 12a zeigt die vom Frequnezgeber erzeugte doppelte Sollfrequenz, die Kurve b die durch den bistabilen Flip-Flop BFF8 herabgeteilte, dem bistabilen Flip-Flop BFF7 der Fig.2 zugeführte eigentliche Sollfrequenz. Die Kurve c/zeigt die positiven Stromflußimpulse SFl des bistabilen Flip-Flops BFFl und der Kurvenzug e schließlich zeigt die in der Schaltung der Fig. 12 gewonnenen Frequenzabsenkimpulse. Betrachtet man die Kurvenzüge der Fig. 12a, so ist daraus ersichtlich, daß jeder zweite Impuls des Sollfrequenzgebers nach der Kurve a den Stromfluß am bistabilen Flip-Flop BFFl einschaltet und daß der positive Impuls der Rückmeldung diesen wieder abschaltet. Der positive Impuls der Rückmeldung schaltet über die Leitung la bei Fig. 12 die Frequenzabsenkung ab. Der negative Impuls der eigentlichen Sollfrequenz nach Kurvenzug b schaltet nur dann die Frequenzabsenkungsimpulse gemäß dem Kurvenzug eein, wenn die Rückmeldespannung annähernd null Volt beträgt. Verschieben sich die Rückmeldeimpulse gemäß dem Kurvenzug ein F i g. 12a durch geringere Belastung des Motors nach links, d. h. wird der Lastwinkel kleiner, dann überdecken sich die eigentliche Sollfrequenz der Kurve b und die Rückmeldung und der negative Einschaltimpuls der Sollfrequenz kann den bistabilen Flip-Flop BFF9 zur Frequenzabsenkung nicht mehr einschalten.

Somit läuft der Motor bis 50% des Lastwinkels synchron und nimmt dann in seiner Drehzahl ab.

Die Fig. 13 stellt die Verkoppelungsschaltung dar, bei der mit Hilfe von zwei Ringzählern ein Synchronismus des Motors bis hundert Prozent Stromfluß (d. h. der Lastwinkel ist dann gleich dem Winkel, um den zwei aufeinanderfolgende Phasen des Stators gegeneinander versetzt sind) erreicht werden kann. Die Fig. 13a zeigt die zugehörigen Stromflußdiagramme, wobei die Kurve a die Sollfrequenzimpulse und die Kurve b die Rückmeldeimpulse wiedergibt, wie sie von Fig.2 angeboten werden. Die Kurvenzüge c, d und e in F i g. 13a zeigen die Impulse an den drei Kollektoren des Motorringzählers, der vom Ausgang 3 in F i g. 2 angesteuert wird, und die die einzelnen Phasen eines Drehstrommotors schalten. Die Kurvenzüge f, g und h zeigen die entsprechenden Kollektorspannungen des Ringzählers 2 für den Stromfluß, der durch die Sollfrequenzimpulse angesteuert wird. Die Kurvenzüge der F i g. 13b entsprechen einem überlasteten Motor, bei welchem der Ringzähler 1, der von der Rückmeldung gesteuert wird, um eine weitere Phase nach rechts versetzt ist. Dabei entsteht hundert Prozent Stromfluß gemäß Kurve a in F i g. 13b, außerdem entstehen wie im Kurvenzug b in F i g. 13b, in diesem Fall Absenkimpulse. Die Absenkimpulse entstehen bei einer Schaltung gemäß Fig. 13 folgendermaßen. Denkt man sich den I Ringzähler 1 um eine weitere Phase nach rechts versetzt, so sind die Impulse an den Ausgängen c, d, e des ersten Ringzählers jeweils um eine Phase nach rechts versetzt, was man am besten dadurch berücksichtigen kann, daß man die Buchstaben cbeim Kurvenzug d den Buchstaben d beim Kurvenzug e und den Buchstaben e beim Kurvenzug c in Fig. 13a einsetzt. Werden die Kollektorausgänge vom Ringzähler 1 (Motorringzähler) in der Schaltung der Fig. 13 bei den Eingängen c, d, e eingespeist, so schließen die Kollektoren des Ringzählers die positiven Impulse des Ringzählers 2, die bei der Schaltung nach F i g. 13 an die Eingänge h, /und e über Widerstände auf die Dioden gegeben werden, so lange kurz, bis die Kollektoren c, d, e positive Spannung führen. Solange der Rotor des Motors um weniger als den Versetzungswinkel der Phasen des Stators hinter dem Statorfeld nachhinkt, also die Verhältnisse gemäß Fi g. 13a gegeben sind, tritt nie der Fall auf, daß bei zwei gemäß Fig. 13 zusammengekoppelten Kollektorausgängen gleichzeitig positive Impulse ankommen, d. h. es entstehen auch nie /' Absenkimpulse. Wenn dagegen der Stator um mehr als diesen Versetzungswinkel, d. h. um eine ganze Phase oder mehr hinter dem Statorfeld zurückhinkt, wenn also am Eingang ein Fig. 13 nicht die Kurve evon Fig. 13a, sondern entsprechend dem oben Gesagten die Kurve d zu nehmen ist, so ist aus den Fig. 13a und 13b sofort zu erkennen, wie die Absenkimpulse der F i g. 13b Kurvenzug b entstehen, nämlich während der Zeit, in der sich die beiden Kurvenzüge d und h überdecken. Entsprechendes gilt für die anderen Kollektorausgänge, so daß insgesamt der Kurvenzug b der Fig. 13b am Ausgang der Fig. 13 entsteht. Dieser Ausgang 10 ist wiederum mit einem der Eingänge 10 der entsprechenden Schaltungen in F i g. 8 oder 9 verbunden.

Die Fig. 14 zeigt eine Schaltung zur Steuerung des Gleichstromflusses in den Statorfeldern in Abhängigkeit des Lastwinkels am Motor bei Verwendung zweier Ringzähler. Es entstehen dann wiederum die Kurvenzüge der Fig. 13a bis i sowie der Kurvenzug a der Fig. 13b. Um mit der Schaltung der Fig. 14 auch die Absenkimpulse gemäß Fig. 13b, Kurvenzug b zu erhalten, müßten die Ausgänge c, d, e des ersten Ringzählers sowie f, g, h des zweiten Ringzählers

entsprechend der Fig. 13 in einer etwas komplizierteren Art und Weise über Widerstandsdiodenverkopplungen verbunden werden. Mit der Schaltung nach F i g. 14 soll erreicht werden, daß dem Motor der volle Stromfluß angeboten wird, sobald der Rotor um eine Phase oder mehr hinter dem Statorfeld herhinkt, daß dagegen bei Überschwingen des Motores, d. h. wenn der Rotor aufgrund einer plötzlichen Belastungsänderung dem Statorfeld vorauseilt, der Motorstrom völlig unterdrückt wird. Hierdurch ist es dem Motor aufgrund seiner Eigenreibung sehr rasch möglich, wieder in das zugehörige Statorfeld zurückzufallen und ohne Pendelneigung weiterzulaufen. Die Funktion von Fig. 14 ist folgende: Der Motorringzähler 1 mit seinen Ausgängen c, c/und ewird vom Ausgang 3 der Fig. 2 angesteuert.

Seine Impulsfolge ist stets synchron mit der Rückmeldung und kann durch den bistabilen Flip-Flop BFF7 in Fig.2 nicht schneller als die Sollfrequenz werden. Der Ringzähler 2 für den Stromfluß mit seinen Ausgängen f, g und h wird vom Sollfrequenzgeber beispielsweise über den Ausgang 8 in F i g. 2 angesteuert. Bei Verwendung einer Schaltung nach Fig. 14 wird der Stromfluß des bistabilen Flip-Flops BFFl nicht nur zur Motorstromsteuerung benutzt. Diesem Zweck dient dann der bistabile Flip-Flop BFFiO der Fig. 14. Die Kollektorausgänge des Ringzählers 1 für den Motor gelangen an die linke Seite der Gatter d, c, e, der Ringzähler für den Stromfluß geht an die rechte Seite f, g, h. Die Stromflußimpulse SF2 zur Motorstromsteuerung am Ausgang 2 der F i g. 14 treten dann an die Stelle der sonst am Ausgang 2 der F i g. 2 entnommenen Stromflußimpulse 5Fl. Der Ringzähler für den Motor schaltet mit seinen negativen Impulsen den Stromfluß ab, während der Ringzähler für den Stromfluß, d. h. der Ringzähler 2, mit seinen negativen Impulsen den Stromfluß einschaltet. Ist der Motor mit seiner Sollfrequenz synchron und bewegt sich der Lastwinkel innerhalb einer Periode, so entsteht ein Stromfluß gemäß der Kurve / in Fig. 13a, der sich mit größer werdender Belastung verbreitert. Nach Erreichen des zweiten Feldes, d. h. wenn der Rotor um mehr als den Versetzungswinkel hinter dem Statorfeld herhinkt, ist es dem Impuls vom Kollektor cdes Ringzählers nicht mehr möglich, den bistabilen Flip-Flop BFFXO auszuschalten, da über die Widerstandsverkopplung gegen den Eingang h in Fig. 14 der negative Impuls gegen die positive Spannung nicht durchschalten kann. Das gleiche gilt für die negativen Impulse der Ausgänge d und e des Ringzählers 1 bzw. der Eingänge d und c der Fig. 14, die gegen / und g verkoppelt sind. Die negativen Einschaltimpulse des Kurvenzuges f können jedoch den bistabilen Flip-Flop BFFiO weiterhin einschalten, bzw. in diesem Fall eingeschaltet lassen, da die Verkopplung gegen d keine Unterdrückung des Impulses mit sich bringt, da sich der Kurvenzug d bei einer derartigen Belastung nach rechts verschiebt, wie er bereits vorher beschrieben wurde und die somit negative Impulsbreite von einer Phasenlänge voll erhalten bleibt. Die gleiche Verkopplung besteht von g gegen e sowie von h gegen c. Wird durch zu geringe Belastung oder schockartige Belastungsänderung der Ringzähler für den Motor entgegengesetzt der Schlupfrichtung bewegt, so bewerkstelligt die Kopplung nach Fig. 14, daß am Ausgang 2 der Fig. 14 überhaupt keine Stromflußimpulse erscheinen und somit der Motor durch die Eigenreibung und die Verluste rasch in seine Sollfrequenz zurückfällt. Bei Überlastung des Motors entsteht der Stromfluß entsprechend F i g. 13b, Kurvenzug a. Hierbei ist der Lastwinkel so groß, daß der Ringzähler für den Motor über eine Phase hinweg in den Ringzähler für den Stromfluß gerät. Damit nun gemäß der Erfindung eine Sollfrequenzabsenkung vorgenommen werden kann, muß eine Schaltung nach Fig. 13 bzw. eine entsprechende Verkopplung der Ringzählerausgänge in F i g. 14 eingreifen.

Die Fig. 15 zeigt einen Drehstromfrequenzgeber,der anstatt der Schaltungen nach F i g. 8 oder 9 eingesetzt werden kann. Dabei ist es gleichzeitig möglich, den zweiten Ringzähler für den Stromfluß einzusparen, da an den drei Kollektorausgängen f, g und h um 120° versetzte positive Impulse entstehen. Über den Transistor "Γ41, dessen Emitterkollektorstrecke, dem die minimale Taktfrequenz der Schaltung bestimmenden Widerstand RTi parailelgeschaltet ist, kann durch Anlegen von Absenkimpulsen an die Basis 10 eine Frequenzabsenkung vorgenommen werden. Die Schaltung nach Fig. 15 ersetzt somit den Ringzähler 2 und den Sollwertfrequenzgeber.

Die Fig. 16 zeigt eine Schaltung zur Erzeugung von .Absenkimpulsen am Ausgang 10, wenn der Lastwinkel die Haltezeit des monostabilen Flip-Flops MFF62 übersteigt, wobei die Haltezeit des monostabilen Flip-Flops bei steigender Gleichstromleistungsentnahme des Motors durch den Transistor Γ35 vergrößert wird. Diese Schaltung kann sowohl für die Steuerung von Asynchronmotoren oder von Synchronmotoren herangezogen werden, und hat folgende Eigenschaften:

Der monostabile Flip-Flop MFF6i wird über den Transistor T35 und einen davor liegenden Verstärker angesteuert, wobei bei geringer Motorstromentnahme der Transistor Γ35 zwischen den Klemmen 12 und 11 positve Spannung erhält und sein Innenwiderstand entsprechend niedrig ist. Bei Belastung des Motors und steigender Stromaufnahme vergrößert sich der Innenwiderstand des Transistors T35 und damit die Stromflußzeit durch den Transistor Γ33 des monostabilen Flip-Flops A-/FF61, d. h. es vergrößert sich die Haltezeit. Die Stromflußimpulse durch den Transistor Γ33 werden über die Leitung 2 als Stromflußimpulse SF3 ausgekoppelt und schalten die bereits bei den anderen Stromflußimpulsen 5Fl und 5F2 beschriebenen Stromflußzeiten der Phasen. In Fig. 16a sind wiederum die Stromflußdiagramme für die Fig. 16 dargestellt. Die oberste Kurve a zeigt die Impulse des Sollwertfrequenzgebers mit doppelter Sollfrequenz; durch den bistabilen Flip-Flop BFF(A in Fig. 16 wird diese Sollfrequenz am Transistor 7*36 halbiert. Es entsteht dadurch der Kurvenzug b der Fig. 16a mit breiten negativen Impulsen. Der Kurvenzug c zeigt die veränderliche Haltezeit bzw. den Stromflußwinkel des monostabilen Flip-Flops MFF61, der bei Ausgang 2 ausgekoppelt wird. Die Kurve d\n Fig. 16a zeigt den Stromfluß am monostabilen Flip-Flop A/FF61 bei vollkommen ausgeregelter Stromflußzeit, d. h. bei voller Motorstromaufnahme. Die Kurve e zeigt die feste Stromflußzeit (Minimalzeit), die der Motor aufgrund des in der Fig. 16 vorgesehenen monostabilen Flip-Flops MFF62 stets zugeführt bekommt, selbst wenn gemäß der Kurve ein Fig. 16a die Haltezeit des monostabilen Flip-Flops MFF'61 kleiner wäre. Die Kurve /in F i g. 16a ist die durch den bistabilen Flip-Flop BFF(A unterteilte Sollfrequenz, die zur Unterdrückung jedes zweiten Impulses der Kurve b notwendig ist und die gleichzeitig die Absenkimpulse erzeugt, welche bei Überschreiten von 50% der maximalen Stromfiußzeit wirksam werden. Diese Absenkimpulse sind in Kurve g dargestellt, für

den Fall, daß hundert Prozent Stromfluß vorhanden ist.

Die Wirkungsweise der Schaltung ist dabei folgende: Die Sollfrequenzimpulse eines absenkbaren Sollfrequenzgebers gemäß Fig.8 oder 9 gelangen an den Eingang 8 der Fig. 16. Über den Kondensator C65 schalten diese positiven Impulse den bistabilen Flip-Flop BFF64 wechselseitig um. Am Kollektor des Transistors 739 wird diese Rechteckspannung über die Diode £>61 auf die Widerstandskette R64, R63 geschaltet. Herrscht am Kollektor des Transistors 739 positive Spannung, so können die Impulse vom Eingang 8 ungehindert an die Basis des Transistors 736 gelangen. Die kleine Kapazität C66 beeinträchtigt die Durchschaltung des Transistors 736 nicht, und trägt zur Verbreiterung des Impulses am Kollektor vom Transistör 736 bei. Ist jedoch die Spannung am Transistor 739 des bistabilen Flip-Flops BFF(A nahezu Null, so kann praktisch kein Impuls über den Widerstand /?64 an die Basis des Transistors 736 gelangen, da die Impulse über die Diode D61 und den Transistor 739 an Null liegen. Der bistabile Flip-Flop BFF64 hat eine bestimmte Zeitverzögerung beim Umschalten, so daß über die Widerstände R 64 noch ein kleiner kurzer positiver Impuls an den Transistor 736 gelangt. Dieser Impuls wird über den Kondensator C66 und den Widerstand R 66 gegen minus abgeleitet und kann den Transistor 736 nicht durchschalten. Jeder zweite Impuls vom Eingang 8 gelangt dagegen an den Transistor 736 und erzeugt am Kollektor von 736 einen negativen Impuls einer bestimmten Breite, die abhängig ist vom Ableitwiderstand des Widerstandes R3 in Fig.2 und der Größe des Kondensators C6 in Fig.2. Diese Impulsbreite muß genügen, um beide monostabilen Flip-Flops den MFF61 und den MFF62 sicher zu löschen, so daß nach dieser Löschung eine einwandfreie Wiedereinschaltung möglich ist. Hiermit ist sichergestellt, daß auch bei nahezu hundertprozentigen Stromflußwinkel (abzüglich der geringen Impulsbreite am Kollektor des Transistors 736) eine einwandfreie Wiedereinschaltung synchron mit der Sollfrequenz möglich ist. Die am Kollektor des Transistors 734 entstehenden positiven Impulse werden über eine Diode D 62 zur Stromflußregelung der Leitung 2 zugeführt und, wie bereits beschrieben, verwendet. Um stets mit einer minimalen Stromflußzeit arbeiten zu können, die ein Pendeln des Motors verhindert, ist ein zweiter monostabiler Flip-Flop MFF62 der Leitung 2 parallelgeschaltet und die positiven Impulse des Transistors 738 gelangen über die Diode D 63 ebenfalls zur Leitung 2. Dies bedeutet, daß der Stromflußwinkel an den Statorphasen stets durch die größere der Haltezeiten der monostabilen Flip-Flops MFF61 und MFF62 bestimmt ist. Der bistabile Flip-Flop BFF64 hat einerseits die Aufgabe, jeden zweiten Impuls der Sollfrequenz zu unterdrücken und andererseits bei Erreichen einer Stromflußzeit von mehr als 50% der maximalen Stromflußzeit eine Frequenzabsenkung einzuleiten.

Haben die positiven Impulse der Leitung 8 über den Kondensator C65 und die beiden Dioden £>64 und D 65 den bistabilen Flip-Flop BFF'64 umgeschaltet und beträgt die Stromflußzeit mehr als 50% des maximalen Wertes, so ist beim Transistor 734 der positve Impuls über den Widerstand R 67 auf die Leitung 10 geschaltet. Ist die Kollektorspannung am Transistor 740 positiv, so ist sie beim Transistor 738 negativ und sperrt den zweiten Impuls für den Transistor 736. Positive Kollektorspannung am Transistor 740 läßt jedoch den Impuls vom Transistor 734 über den Widerstand R67 ungehindert am Ausgang 10 erscheinen. Die in F i g. 16a gezeigte Kurve /"entspricht der Kollektorspannung des Transistors 739. Ist die Stromflußzeit kleiner als 50% des maximalen Wertes, so erscheint der Stromflußimpuls über den Widerstand R 67 beim Transistor 740 in einer negativen Halbwelle und wird über die Diode D 66 unterdrückt. Somit läuft der Motor so lange ohne Frequenzabsenkung, bis der Lastwinkel der Hälfte des Versetzungswinkels der Statorphasen entspricht. Wird der bistabile Flip-Flop BFF64 durch einen Ringzähler ersetzt, so kann die gleiche Schaltung, wie in Fig. 13 und 14 gezeigt, aufgebaut werden und es kann dann bis 100% ohne Frequenzabsenkung gearbeitet werden; erst nach Überschreiten dieses Stromflußwinkels erfolgt die Frequenzabsenkung wie oben beschrieben.

Hierzu 9 Blatt Zeichnungen

Claims (24)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Speisung eines Synchronmotors, dessen Statorphasenwicklungen zur Erzeugung eines Drehfeldes über eine steuerbare Halbleiter enthaltende Schaltung mit Strom aus einer Gleichspannungsquelle dadurch beaufschlagt werden, daß der Strom auf die jeweilige nächste Statorphasenwicklung durch drehstellungsabhängige Impulse, deren Anzahl pro eine Umdrehung gleich der Anzahl der Statorphasenwicklungen ist, weiterschaltbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß aus den drehstellungsabhängigen Impulsen eine einzige Istimpulsfolge gebildet ist, die mit einer Sollimpulsfolge verglichen wird, daß durch die Impulsfolge mit der jeweils kleineren Frequenz die Weiterschaltung erfolgt und daß die Stromflußzeit je Statorphasenwicklung in Abhängigkeit vom Lastwinkel des Motors oder von der vom Motor aufgenommenen Gleichstromleistung gesteuert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromfluß in den einzelnen Statorphasenwicklungen jeweils durch einen Sollimpuls ein- oder einen Istimpuls wieder abgeschaltet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei Überschreiten eines vorgegebenen Lastwinkels die Sollfrequenz abgesenkt wird, um Synchronismus zwischen Soll- und Istimpulsen zu erreichen.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3,· dadurch gekennzeichnet, daß die Stromflußzeit je Phase in mehrere Einzelirnpulse aufgelöst ist.

5. Einrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch t mit einer von einer Gleichspannungsquelle gespeisten, steuerbare Halbleiter enthaltenden Schaltung, deren Endstufenhalbleiter den Strom durch die Statorphasenwicklung des Syrichronmotors folgerichtig, abhängig von den Impulsen eines die Stellung des Rotors bezüglich der Statorphasen erfassenden Gebers, freigeben, dadurch gekennzeichnet, daß sämtliche Geberimpulse einen Transistor (71) ansteuern, dessen Ausgangsimpulse zusammen mit den Impulsen eines Sollfrequenzgebers (5) zum Frequenzvergleich eine bistabile Kippstufe (BFF7) aus- bzw. einschalten, deren Ausgangsimpulse einen Ringzähler oder ein Schieberegister weiterschalten, dessen (deren) Ausgangsimpulse dann über Treiberstufen (711, T12, 713) die Endstufentransistoren oder Endstufenthyristoren steuern.

6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Endstufentransistoren (R, S, T) jeweils nur während der Stromflußzeit der bistabilen Kippstufe (BFF7) in der Stellung, in die sie durch die Sollfrequenzimpulse gekippt ist, angesteuert sind.

7. Einrichtung nach Anspruch 5 und/oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Endstufentransistören (R, S, 7} jeweils nur während der Stromflußzeit einer zweiten bistabilen Kippstufe (BFFiO) angesteuert sind, die von den Ausgängen (c, d, ejdes Ringzählers und den mit diesen über Widerstände um eine Phase verschoben verkoppelten Ausgängen (f, g, h) eines zweiten, vom Sollfrequenzgenerator gesteuerten Ringzählers über Diodenglieder (D 51, D 52, D 53, D 54, D 55, D 56) angesteuert ist.

8. Einrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Endstufentransistoren jeweils nur während der Stromflußzeit einer mit den Sollfrequenzimpulsen angestoßenen monostabilen Kippstufe (MFFbX) angesteuert sind, und daß die die Stromflußzeit bestimmende Haltezeit in der instabilen Stellung der rhonostabilen Kippstufe (MFFdX) durch einen von der aufgenommenen Gleichstromleistung gesteuerten, der monostabilen Kippstufe (MFFbX) als variabler Widerstand vorgeschalteten Transistor (T35) bei steigender Gleichstromentnahme aus der Gleichspannungsquelle erhöht ist.

9. Einrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der monostabilen Kippstufe (MFFbX) eine zweite monostabile Kippstufe (MFFbI) mit konstanter Haltezeit über Dioden (D 62, D 63) parallel geschaltet ist, so daß die Stromflußzeit durch die größere der beiden Haitezeiten bestimmt ist.

10. Einrichtung nach einem der Ansprüche 5 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die vom Ringzähler an die Treiberstufen (TXX, TX2, T13) anzulegenden Impulse über durchgeschaltete Transistoren (T7, TS, 79) zunächst kurzgeschlossen sind und daß diese Transistoren über einen von der Stromflußzeit gesteuerten Transistor (Tb) während der Stromflußzeit gesperrt werden können (F i g. 4).

11. Einrichtung nach Anspruch 6 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß während der Stromflußzeit ein Schalter (T20, 721) in der Gleichstromzuführung zu den Endstufentransistoren geschlossen ist.

12. Einrichtung nach Anspruch 6 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Sollfrequenzgeber (5) im wesentlichen einen Transistor (75) enthält, der von einem über einen Widerstand (6) aus einer festen Gleichspannungsquelle aufgeladenen Ladekondensator (Cb) kurzzeitig geöffnet ist.

13. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Ladekondensator (Cb), dessen Ladezeit die Taktfrequenz des Sollfrequenzgebers bestimmt, durch die Stromflußimpulse der ersten bistabilen Kippstufe (BFF7) jeweils teilweise entladen ist.

14. Einrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Ladekondensator (Cb) zusätzlich am Kollektor eines in Emitter-Basis-Schaltung betriebenen Absenk-Transistors (T22, 723) liegt, dessen Basis Absenk-Impulse zum Schließen/Öffnen des Transistors (722, 723) erhält, wenn der Lastwinkel einen bestimmten Wert übersteigt.

15. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Basis des Absenk-Transistors (722, 723) die Stromflußimpulse zugeführt werden.

16. Einrichtung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Absenk-Transistors (722, 723) ein weiterer Transistor (26) liegt, der die Stromflußimpulse während der Zeit unterdrückt, die eine von der Sollfrequenz betätigte monostabile Kippstufe (MFF 15) benötigt, um in die stabile Lage zurückzukippen.

17. Einrichtung nach Anspruch 15 und 16, dadurch gekennzeichnet, daß der durch die Stromflußimpulse der monostabilen Kiopstufe (MFFbX) angesteuerten Basis-Emitter-Strecke des Absenk-Transistors (722, 723) eine bistabile, mit der doppelten Sollfrequenz

betätigte Kippstufe (BFFfA) parallel geschaltet ist, die bis 50 Prozent der maxiamlen Stromflußzeit die Stromflußimpulse kurzschließt (Fig. 16).

18. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß der Basiseingang (10) des Absenk-Transistors (T22, 723) mit dem Mittelabgriff einer zwischen dem Ausgang (2) der ersten bistabilen Kippstufe (BFF7) und dem Kollektor des die Rückmeldeimpulse steuernden Transistors (Tl) liegenden Reihenschaltung aus einem Widerstand (7?21) und einer Diode (D22) verbunden ist (Fig. 11).

19. Einrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Impulse eines die doppelte Sollfrequenz erzeugenden Frequenzgebers über eine dritte bistabile Kippstufe (BFFS) herabgeteilt und der ersten bistabilen Kippstufe (BFF7) als Sollfrequenz zugeführt sind, daß übereinander mit umgekehrter Durchlaßrichtung parallel geschaltete Diodenglieder (D 17, D 27) die Impulse am Kollektor des Ausgangstransistors (T28) der dritten bistabilen Kippstufe (BFFi) und die Rückmeldeimpulse (\a) einer vierten bistabilen Kippstufe (BFF9) zugeführt werden, deren Ausgang am Eingang (10) des Absenk-Transistors (T22, T23) liegt und diesem positive Impulse zuführt, wenn der Lastwinkel größer ist als die Hälfte der maximal möglichen Stromflußzeit je Phase.

20. Einrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß Absenk-Impulse erst entstehen, wenn der Stromfluß die volle Motorphase übersteigt, indem die Ausgänge (f, g, h) des ,vom Sollfrequenzgenerator betriebenen zweiten Ringzählers um eine Phase versetzt über Widerstands-Dioden-Ketten (D3\, /?31; £>32, /?32; D 33, /?33) mit den Ausgängen (c, d, e) des Motorringzählers verbunden sind und daß die Mittelabgriffe der Widerstands-Dioden-Kette über Dioden (D 4i, D 42, D 43) an die Basis (10) des Absenk-Transistors (T22, 723Jgeschaltet sind.

21. Einrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Ringzähler und der Sollfrequenzgeber als eine drehstrom-astabile Kippschaltung aufgebaut sind, die im wesentlichen aus drei Transistoren (742, 743, 744) besteht, deren Basen am Mittelabgriff einer Widerstands-Kondensatorkette (R 66, R 71, C71) liegen, welche von einer Gleichspannungsquelle gespeist wird und die über Kondensatoren (C72, C73, C74) jeweils zwischen Kollektor des einen und Basis des nächsten Transistors verkoppelt einen selbstschwingenden Ringzähler bilden und daß an den Kollektoren der Transistoren die jeweils um 120° gegeneinander versetzten Ringzählerimpulse entnommen werden ßg.h).

22. Einrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß dem die Taktfrequenz der Schaltung mitbestimmenden Widerstand (V? 71) die Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors (T4i) parallel geschaltet ist, dessen Basis mit den Absenk-Impulsen beaufschlagt werden kann.

23. Einrichtung nach Anspruch 5 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu den Endstufentransistoren bzw. Thyristoren in Richtung der Motorversorgungsspannung sperrende Dioden (D 44 bis D 49) geschaltet sind, die die Abschaltenergie der Wicklungen während der Strompausen kurzschließen.

24. Einrichtung nach Anspruch 5 bis 23, dadurch

gekennzeichnet, daß in der Gleichstromzuführung zum Motor ein Gleichstromschalter (710), z. B. Transistor oder Thyristor, die Stromflußzeit auf- oder zuschaltet, oder daß statt des in der Gleichstromleitung liegenden Schalters die Treiber der Endstufentransistoren auf- oder zugeschaltet werden.