DE1513174B2 - Anordnung zur steuerung eines einen mehrphaseninduktionsmotor speisenden wechselrichters - Google Patents

Description

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automatisch durchzuführende Anpassung des Mo- tung der Eingangsstufe B 3, umschaltet. Die gesamte,

tors an große Lastbereiche, beispielsweise im Ver- mit drei Stufen arbeitende Zählerschaltung kann also

hältnis von mehr als 20:1, erzielen. acht verschiedene stabile Zustände einnehmen.

Ferner verhindert die Anordnung eine Überlastung Als »Anfangszustand« der Mehrstufenschaltung

z. B. beim Anfahren des Motors, da die Motorstrom- 5 soll derjenige Zustand bezeichnet werden, in welchem

stärke durch die vorgebbaren Amplituden der Steuer- jede Stufe zwei Impulse von der jeweils vorangehen-

spannungen begrenzt ist. Ein weiterer Vorzug der den Stufe zur Umschaltung benötigt. Im betrachteten

Anordnung besteht darin, daß die Frequenz der Ausführungsbeispiel entspricht also der Anfangs-

Steuerspannungen momentan ohne eine Beeinflussung zustand demjenigen Zustand, in welchem die Transi-

der Amplitude oder der relativen Phase der Steuer- io stören 2, 4 und 6 leitend sind,

spannungen veränderbar ist. Die Betriebsspannung für die Mehrstufenschaltung

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an wird über die Leitung V1, welche positives Potential

Hand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt führt, sowie über die Leitung V 2 mit negativem Po-

F i g. 1 eine Mehrstufenschaltung zur Erzeugung tential zugeführt.

von Steuerspannungen durch zeitabhängige Anein- 15 Die einen Ausgänge der drei Stufen B 3, B 4 und anderreihung von einzelnen Gleichspannungen unter- B 5 sind über je einen Widerstandll bzw. 13 bzw. 15 schiedlicher Größe und zur phasenverschobenen mit einem gemeinsamen Belastungswiderstand 17 verVerteilung zweier Steuerspannungsfolgen zur Steue- bunden, während die anderen Ausgänge der Stufen rung eines Zweiphasenmotors, über je einen Widerstand 12 bzw. 14 bzw. 16 auf

F i g. 2 a bis 2 d die mittels der Mehrstufenschal- 20 einen gemeinsamen Widerstand 18 führen,

tung nach Fi,g. 1 erzeugbaren Viertel- bzw. Halb- Der Widerstand 13 hat den doppelten Ohmwert

wellenspännungen, wie der Widerstand 15, während der Widerstand 11

Fig. 3 das Schaltbild zur Steuerung der einen, in doppelt so groß wie der Widerstand 13 ist. In analo-

zwei Wicklungsabschnitte unterteilten Phase eines ger Weise sind die Widerstände 12,14 und 16 in den

zweiphasigen Motors, bei welchem jede Phase über 25 anderen Ausgängen ebenfalls im Verhältnis 4:2:1

zwei Steuerglieder gesteuert wird, sowie die die gewählt.

Steuerspannungshalbwellen auf die einzelnen Steuer- Der den Widerstand 17 durchfließende Strom

glieder verteilende Schaltung, hängt demzufolge vom Betriebszustand der Mehr-

Fig. 4 eine der Drehzahlregelung dienende Schal- Stufenschaltung ab und wird durch die Widerstände

tungsanordnung, in welcher die die Mehrstufen- 30 in den jeweils stromführenden Parallelpfaden der

schaltung nach Fig. 1 steuernden Eingangsimpulse Ausgangsleitungen bestimmt,

umgeformt und in ihrer Frequenz geregelt werden, Im Anfangszustand befinden sich die Transi-

F i g. 5 ein allgemeines Blockschaltbild der gesam- stören 1, 3 und 5 im Sperrzustand, so daß über-

ten Schaltungsanordnung, dessen einzelne Baugrup- haupt kein Strom durch den Widerstand 17 fließt,

pen im einzelnen auf den Fig. 1, 3 und 4 gezeigt 35 Nach Eintreffen des ersten Eingangsimpulses über

sind, die Leitung 7 schaltet die Stufe B 3 um, so daß nun-

F ig. 6 ein zweites Ausführungsbeispiel einer in Form mehr ein durch die Größe des Widerstandes 11

eines binären Ringzählers aufgebauten Mehrstufen- bestimmter Strom durch den Widerstand 17 fließt,

schaltung zur Erzeugung von Steuerspannungen auf Der zweite Eingangsimpuls schaltet die Stufe B 3

drei verschiedenen Leitungen R', S' und T', 40 in ihren Ausgangszustand zurück und gleichzeitig

Fig. 7 ein zweites Ausführungsbeispiel einer die StufeB4 um; der Ausgangsstrom fließt nunmehr

Schaltung zur Drehzahlregelung durch Umformung allein über den Widerstand 13, der halb so groß wie

der die Mehrstufenschaltung nach F i g. 6 steuernden der Widerstand 11 ist. Beim dritten Eingangsimpuls

Eingangsimpulse und durch Regelung der Amplitude schaltet lediglich die Stufe B 3 um, so daß nunmehr

der Steuerspannungen sowie eines in Fig. 9 darge- 45 die beiden parallelgeschalteten Widerstände 11 und

stellten Schlupffrequenzgebers, 13, deren resultierender Ohmwert nur ein Drittel des

F i g. 8 eine Folge von Steuerspannungs-Halbwel- Widerstandes ist, stromführend sind,

len, wie sie auf jeder der drei Leitungen R', S' und T Beim vierten Eingangsimpuls werden die beiden

nach F i g. 6 erzeugt werden, und Stufen B 3 und B 4 in ihren Ausgangszustand zurück-

F ig. 9 einen in Form eines Multivibrators auf ge- 50 geschaltet, während gleichzeitig die Stufe B 5 umbauten Schlupffrequenzgeber. . schaltet; der Ausgangsstrom fließt nunmehr allein

Fig. 1 zeigt das Schaltbild einer mit einem Impuls- über den gegenüber dem Widerstandll vierfach

zähler arbeitenden Mehrstufenschaltung zur Erzeu- kleineren Widerstand 15. Beim fünften, sechsten

gung der Steuerspannungen. Der Impulszähler hat bzw. siebten Eingangsimpuls sind entsprechend die

drei übliche bistabile Kippstufen B 3, 54 und BS, 55 parallelliegenden Widerstände 11 und 15 bzw. 13

die in Kaskade geschaltet sind. Jede Stufe arbeitet mit und 15 bzw. alle drei Widerstände 11, 13 und 15

zwei Transistoren 1, 2 bzw. 3, 4 bzw. 5, 6, von denen stromführend, wodurch resultierende Ohmwerte ent--

im einen Zustand der eine Transistor leitend und der sprechend einem Fünftel, einem Sechstel bzw. einem

andere nichtleitend ist, während im anderen Zustand Siebtel des Werts des Widerstandes 11 im Ausgangs-

beide Transistoren ihre Funktionen vertauschen. Die 60 kreis wirksam sind.

Umschaltung einer Stufe findet immer dann statt, Der achte Eingangsimpuls schaltet alle drei Stufen

wenn der betreffende Eingang 7 bzw. 8 bzw. 9 der in den Anfangszustand zurück, in welchem der

Stufe B 3 bzw. BA bzw. BS einen positiven Impuls Widerstand 17 überhaupt keinen Strom erhält,

erhält. Die Kopplung der Stufen ist nach Fig. 1 der- In Fig. 2 ist die am Widerstand 17 abfallende

art getroffen, daß die Stufe B 4 bei jeder zweiten 65 Spannung als Funktion der Zeit t dargestellt, d. h.

Umschaltung der Eingangsstufe B 3, umschaltet, wäh- als Funktion der in die Mehrstufenschaltung einge-

rend die Stufe B 5 bei jeder zweiten Umschaltung gebenen Eingangsimpulse, wenn diese periodisch mit

der Stufe B 4, d. h. also bei jeder vierten Umschal- einer entsprechenden Impulsfolgefrequenz eintreffen.

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Unter Berücksichtigung des Ohmwertes des Widerstandes 17 selber, der geeignet gewählt werden kann, ergibt sich dann die in F i g. 2 a dargestellte Stufenspannung, deren Stufenhöhe bis zur siebten Stufe sukzessive zunimmt. Mit dem achten eintreffenden Impuls verschwindet die Spannung und wiederholt dann ihren stufenförmigen Verlauf. Wegen des Ohmwerts des Widerstands 17, der sich ja als Konstante zum jeweils resultierenden Ohmwert der parallelgeschalteten Ausgangswiderstände 11, 13 bzw. 15 addiert, sind natürlich die Stufen der am Widerstand 17 abfallenden Spannung nicht jeweils ein ganzzahliges Vielfaches der ersten Spannungsstufe, sondern der jeweilige Spannungszuwachs nimmt progressiv ab.

Durch geeignete Wahl des Ohmwerts des Widerstands 17 in bezug auf den Widerstand 11 läßt sich daher die in F i g. 2 dargestellte Stufenspannung soweit wie möglich der Hälfte einer Sinushalbwelle annähern. Eine derartige Annäherung kann natürlich durch eine Erhöhung der Stufenzahl, d. h. also durch eine entsprechende Erweiterung, der Mehrstufenschaltung mit mehr als acht Betriebszuständen, noch beliebig verbessert werden, jedoch dürften in der Praxis im allgemeinen acht Spannungsstufen vollständig ausreichen, die also mit einer acht Betriebszustände besitzenden Mehrstufenschaltung realisierbar sind.

Der am anderen Belastungswiderstand 18 auftretende Spannungsabfall, der durch die parallelliegenden Ausgangswiderstände 12,14 und 16 bestimmt wird, hat die in Fig. 2b dargestellte Gestalt und entspricht genau der reziproken Stufenspannung am Widerstand 17, d. h., im Anfangszustand der Schaltung ist die am Widerstand 17 abfallende Spannung am größten und nimmt dann sukzessive ab, so daß dieser Spannungsverlauf spiegelbildlich zum Spannungsverlauf am Widerstand 17 ist.

Um eine vollständige Halbwelle bzw. Halbperiode zur Steuerspannung zu erhalten, hat man in geeigneter Weise die beiden Teilspannungen am Widerstand 17 und 18, welche jeweils eine »Viertelwelle« darstellen, abwechselnd aneinanderzufügen. Zu diesem Zweck weist die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 zwei Transistorpaare 19, 20 und 21, 22 auf, die jeweils einen gemeinsamen Kollektorwiderstand 23 bzw. 24 haben, während die Basen der Transistoren 19 und 22 des einen und anderen Paares gemeinsam an einen Abgriff des Belastungswiderstandes 17 und die Basen der anderen beiden Transistoren 20 und 21 gemeinsam an einen Abgriff des anderen Belastungswiderstandes 18 geführt sind. Eine zusätzliche bistabile Kippstufe B 7, die in Kaskade hinter die letzte Zählstufe 55 geschaltet ist, wird am Ende jedes Zählzyklus, wenn also die beschriebene Mehrstufenschaltung wieder ihren Anfangszustand einnimmt, d. h. im betrachteten Ausführungsbeispiel beim Eintreffen jedes achten Eingangsimpulses, umgeschaltet; durch diese Umschaltung der Stufe B 7 wird abwechselnd der eine oder der andere Transistor jedes der Transistorpaare 19, 20 bzw. 21, 22 gesperrt, indem die betreffenden Emitterwiderstände dieser Transistoren entsprechend stark vorgespannt werden. Auf diese Weise wird erreicht, daß am Kollektorwiderstand 23 des. einen Transistorpaares abwechselnd die am Belastungswiderstand 17 oder 18 auftretende Stufenspannung in Form einer symmetrischen Spannungshalbwelle abfällt (Fig.2c), während am gemeinsamen Kollektorwiderstand 24 des anderen Transistorpaares die analoge Zusammensetzung der Teilspannungen am Widerstand 17 und 18, jedoch um eine Viertelwelle phasenverschoben, erfolgt, wie in Fig. 2d dargestellt. Der in Fig. 1 insgesamt mit B 6 bezeichnete Schaltungsteil erlaubt also die Erzeugung von mit VpI und Vp 2 bezeichneten Steuerspannungen in Form vollständiger Halbwellen, die jeweils aus den Teilspannungen an den Widerständen 17 und 18 zusammengesetzt sind und

ίο in bezug zueinander zeitlich um 90° elektrisch gegeneinander versetzt sind.

Fig. 3 zeigt die Steuerung der beiden abwechselnd erregten, gegenphasig gewickelten Wicklungsabschnitte Ml und Ml einer einzigen Motorphase mit Hilfe der durch den Schaltungsteil B 6 nach F i g. 1 erzeugten Steuerspannung Vp 1, welche abwechselnd auf die mit BIO und Z? 11 bezeichneten Steuerglieder gegeben wird. Das Steuerglied BIO umfaßt die in Kaskade geschalteten Transistoren P1, Tl, T 2 und Γ3 und steuert den im Erregerkreis des Wicklungsabschnitts Ml liegenden Leistungs— transistor Γ 4. Das andere Steuerglied zur Steuerungder im Erregerkreis des anderen Wicklungsabschnitts M 2 liegenden Leistungstransistors ist analog aufgebaut. Die Betriebspotentiale sind mit Vl bis VA bezeichnet.

Im Ruhestand ist der Transistor Tl gesperrt, so daß auch die anderen Transistoren Γ 2, Γ 3 und Γ 4 stromlos sind. Wenn an der Basis des Transistors P1 die Steuerspannung FpI auftritt, dann erhält die Basis des Transistors Tl negatives Potential, und alle Transistoren Π bis Γ 4 werden in den leitenden Zustand geschaltet, so daß ein Erregerstrom durch den Wicklungs abschnitt Ml fließt. Infolge der Selbstinduktion der Motorwicklung steigt der Strom stetig an, was einen entsprechenden Spannungsabfall an dem im Emitterkreis der Transistoren Tl und Γ 4 liegenden Widerstand R 5 bewirkt. Wenn infolge dieses Spannungsabfalls das Emitterpotential des Transistors Tl dessen Basispotential erreicht, welches dem Momentanwert der Steuerspannung Vp 1 entspricht, dann wird die Erregung des Wicklungsabschnitts Ml kurzzeitig unterbrochen, "wobei die Dauer dieser kurzen Unterbrechung durch den KondensatorCö bestimmt ist. Nicht dargestellte Mittel zur Begrenzung der Selbstinduktionsspannung am Wicklungsabschnitt Ml erlauben eine allmähliche Abnahme des Selbstinduktionsstroms, so daß keine rasche Abnahme des Motorstroms während der Unterbrechung erfolgt. Nach der kurzen Unterbrechungsperiode wird das Steuerglied B10 erneut in den leitenden Zustand geschaltet, und die Speisung des Wicklungsabschnitts Ml setzt wieder ein. Wenn der Spannungsabfall am Widerstand R 5 aufs neue den Momentanwert der Steuerspannung erreicht, erfolgt eine weitere Unterbrechung usw.

Der aus diesem Betrieb resultierende Motorstrom, der also den Selbstinduktionsstrom während der kurzen Unterbrechungsperioden einschließt, oszilliert auf diese Weise um denjenigen mittleren Momentanwert, welcher durch die Steuerspannung Vp 1 gegeben ist. Die Form dieser Steuerspannung, die im betrachteten Ausführungsbeispiel der Stufenkurve nach Fig. 2c entspricht, bestimmt also die allgemeine Form des Motorstroms.

Die Steuerspannung FpI muß nun natürlich abwechselnd auf die Steuerglieder B10 und B11 nach F i g. 3 gegeben werden. Diese abwechselnde Beauf-

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schlagung beider Steuerglieder mit je einer Steuer- welle umlaufenden Abschirmscheibe aufgehoben ist. spannungs-Halbwelle wird durch eine weitere Stufe Darüber hinaus lassen sich auch Geber-Empfängergesteuert, die der Stufe B 7 nach F i g. 1 nachge- systeme beliebigen anderne Typs verwenden, die beischaltet ist. Diese Stufe weist zwei Kippstufen B 8 spielsweise auf induktiver, kapazitiver, magnetischer und B9 auf, die in Fig. 3, oben, dargestellt und 5 oder radioaktiver Basis arbeiten und 32 Impulse je deren Anschlüsse an die vorangehende Stufe B 7 Umdrehung des Motors zu erzeugen erlauben. Ein durch entsprechende Pfeile B 8 bzw. B 9 in F i g. 1 derartiges Geber-Empfängersystem, das durch ein angedeutet sind. Die Ausgänge der Kippstufe B 8 mit der Motorwelle umlaufendes Organ periodisch sind über die Dioden 29 bzw. 30 mit den Basen des beeinflußt wird, sichert den Synchronismus zwischen Transistors Tl des Steuerglieds B10 bzw. des ent- io der Motor-Istdrehzahl und der Impulsfolgefrequenz sprechenden Transistors des anderen Steuerglieds der erzeugten Impulse, es erlaubt jedoch nicht, einen BIl verbunden, während die beiden Ausgänge der »Schlupf« zwischen dem Impulsgeber und dem anderen KippstufeB9, wie durch Pfeile in Fig. 3 Motor als Funktion des Lastdrehmoments des Motors angedeutet, an die Eingänge zweier nicht dargestell- zu erzielen.

ter, analoger Steuerglieder B12 bzw. B13 zur 15 Zu diesem Zweck kann ein zweiter Impulsgeber entsprechenden Steuerung der beiden Wicklungs- als »Schlupfimpulsgeber« vorgesehen sein. Dieser, abschnitte einer zweiten Motorphasenwicklung ange- beispielsweise als Multivibrator aufgebaute Impulsschlossen sind. geber, liefert eine Impulsfolge mit einer maximalen

Die Basen der erwähnten Transistoren erhalten Frequenz, welche einer optimalen »Schlupffrequenz« über die Ausgänge der Kippstufen B 8 bzw. B 9 ab- 20 von beispielsweise 3 bis 6Hz entspricht; unter Bewechselnd eine derart starke positive Vorspannung, rücksichtigung des Faktors 32 bei der Bildung der daß jeweils das eine der beiden einer Motorphasen- Steuerspannungen liegt also die Frequenz dieses wicklung zugeordneten Steuerglieder während einer Schlupfgebers bei 100 oder 200Hz. Diese »Schlupf-Steuerspannungs-Halbperiode gesperrt und das an- impulse« werden zu den synchron zur Motor-Istdrehdere Steuerglied leitend ist. Auf diese Weise werden 25 zahl erzeugten Impulsen am Eingang 7 der Mehrabwechselnd die Wicklungsabschnitte Ml und MI Stufenschaltung nach Fig. 1 addiert, und ebenso die Wicklungsabschnitte der zweiten Auf diese Weise wird eine Sollfrequenz erzeugt, Motorphasenwicklung mit einer Stromhalbwelle er- die um einen festen und optimal gewählten Wert regt. Die abwechselnde Steuerung der Kippstufen höher liegt als die zur Istdrehzahl synchrone Fre- B 8 und B 9 erfolgt über den Kollektorkreis des 30 quenz; diese Frequenzerhöhung des Motorstroms einen bzw. des anderen Transistors der Kippstufe entspricht dann dem Sollschlupf, so daß der Motor Bl nach Fig. 1. Eine aus den Widerständen25 unter maximaler Beschleunigung seine Solldrehzahl und 27, der Diode 26 sowie dem Kondensator 28 erreicht.

nach Fig. 3 bestehende Kopplungsschaltung zwi- . Die Regelung auf eine gewünschte Solldrehzahl sehen den Kippstufen 58 und B 9 sorgt für eine 35 kann auf wenigstens drei verschiedene Arten sichervorgebbare Verteilung der einzelnen Steuerspan- gestellt werden, die gemeinsam oder unabhängig exakten Phasenbeziehungen, auf die bei der Be- voneinander anwendbar sind: Schreibung der F i g. 5 eingegangen wird, durch die a) Änderung der Schlupffrequenz, nungs-Halbwellen auf die beiden Motorphasenwick- b) Ausblendung wenigstens eines Teils der zur Istlungen derart, daß ein Phasenzyklus im gewünschten 40 drehzahl synchronen Impulse, Sinne erzielt wird, wobei die Aufrechterhaltung der c) Änderung der Amplitude der den Motorstrom exakten Phasenbeziehungen, auf die bei der Be- steuernden Steuerspannung. __ Schreibung der F i g. 5 eingegangen wird, durch die In allen Fällen ist die Frequenz der Impulsfolge, · erläuterten Schaltungen gewährleistet ist. welche der mit der Istdrehzahl des Motors betriebene

Wie an Hand der F i g. 1 erläutert, sind zur Er- 45 erste Impulsgeber liefert, ein Maß für die Istdrehzahl, zeugung einer Viertelperiode der Steuerspannung F i g. 4 zeigt eine Schaltung, welche diese Impulsacht Impulse erforderlich, die auf den Eingang 7 folge zum Zwecke der Drehzahlregelung umzuder Mehrstufenschaltung gegeben werden müssen. formen erlaubt und welche eine Zusammenfassung Eine volle Steuerspannungsperiode benötigt also der in Fig. 5 mit Bl und B14 bezeichneten Eininsgesamt 32 Eingangsimpulse. Zur Erzeugung die- 50 heiten darstellt. Der zum Impulsgeber B 2 gehörende ser Eingangsimpulse ist ein erster Impulsgeber Transistor 51 liefert im betrachteten Ausführungsvorgesehen, der synchron mit dem Motor betrieben beispiel 32 Impulse je Motorumdrehung oder aber wird und 32 Impulse je Umdrehung des Motorläu- vorzugsweise nur 16 Impulse, die breit genug sind, fers liefert. Zu diesem Zweck kann man ein Geber- damit jeweils die Vorder- und die Hinterflanke eines Empfängersystem vorsehen, dessen Kopplung perio- 55 Impulses als Zählimpuls verwendbar ist. Diese Imdisch durch die Zähne einer auf der Motorwelle pulse werden in einer ersten Impulsformerstufe, die sitzenden Abschirm- oder Kopplungsscheibe unter- aus einem üblichen Schmitt-Trigger mit den Transibrochen wird. Dieses Geber-Empfängersystem kann stören 52 und 53 gebildet ist, umgeformt, wobei der beispielsweise aus einer Lichtquelle und einer Foto- Kollektorkreis des Transistors 53 einen ersten Auszelle oder vorzugsweise auch aus einem Spulenpaar 60 gang liefert, auf welchen 16 Impulse je Motorumdrebestehen, dessen Geberspule ständig mit Hoch- hung gegeben werden.

frequenz erregt ist und dessen Empfängerspule, auf Die Transistoren 56 und 57 bilden einen zweiten

die Frequenz der Erregung der Geberspule abge- Schmitt-Trigger, der eine monostabile Kippstufe

stimmt, immer dann erregt wird und die Basis eines darstellt, die während ihres metastabilen Zustande

Steuertransistors beaufschlagt, wenn die Kopplung 65 wiedererregt wird. Zu diesem Zweck wird ein ein

zwischen Geber- und Empfängerspule nicht durch Zeitglied bildender Kondensator 58 über einen

einen Zahn bzw. einen Abschnitt der aus einem Transistor 54 immer dann, wenn dieser Transistor

leitenden Material bestehenden und mit der Läufer- bei Gegenwart eines negativen Impulses an seiner

Basis leitend ist, vollständig entladen, d. h. jedesmal dann, wenn der erste Schmitt-Trigger in den leitenden Zustand geschaltet worden ist. Der Kondensator 58 lädt sich in den Impulspausen über einen einstellbaren Widerstand 59 mehr oder weniger rasch auf, wobei nach Überschreiten einer bestimmten Aufladungsspannung, welche die Basis eines Verstärkertransistors 55 beaufschlagt, über diesen Transistor die Stufe 56, 57 umgeschaltet wird. Der nächste, auf die Entladung des Kondensators 58 folgende Impuls schaltet die Stufe in ihren Ausgangszustand zurück, wobei ein positiver Ausgangsimpuls am Kollektor des Transistors 57 entsteht; auf diese Weise werden am Ausgang des Transistors 57 ebenfalls 16 Impulse je Motorumdrehung erzeugt. Diese Impulsfolge am Kollektorausgang des Transistors 57 bildet zusammen mit den jeweils 16 Impulsen am Ausgang des Transistors 53 eine äquidistante Impulsfolge, welche solange erzeugt wird, wie die Motor-Solldrehzahl noch nicht erreicht ist. Wenn sich die Solldrehzahl eingestellt hat, dann ist die zur Aufladung des Kondensators 58 über den Widerstand 59 zur Verfügung stehende Zeitperiode so klein, daß die nur sehr geringe Kondensatoraufladung nicht mehr ausreicht, um die Stufe 56, 57 umzuschalten. Der Transistor 57 liefert also keine Impulse mehr, so daß die resultierende Frequenz der Impulsfolge nur noch halb so groß ist.

Wenn andererseits die Motor-Istdrehzahl abnimmt und infolgedessen das Intervall zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen größer wird, dann reicht diese Zeitspanne erneut aus, um den Kondensator 58 über den Widerstand 59 so weit aufzuladen, daß Stufe 56, 57 ihren Betrieb wieder aufnimmt und die Impulsfolgefrequenz erneut ihren vollen Wert erreicht. Der Wert der Solldrehzahl, an welchem die Stufe 56, 57 ihren Betrieb aufnehmen bzw. einstellen soll, kann durch den Widerstand 59 eingestellt werden.

In der Praxis wird die beschriebene Regelung nicht so abrupt stattfinden, wie beschrieben, weil nämlich praktisch stets vorhandene mechanische Unvollkommenheiten in der Ausbildung der mit der Motorwelle umlaufenden Abschirmscheibe und ihrer Zähne eine gewisse zyklische Streuung der Impulsintervalle zur Folge haben wird, so daß die Änderung der Impulsfolgefrequenz am Ausgang des Transistors 57 praktisch sukzessive erfolgt und dadurch die Regelung weicher wird.

Bei bestimmten Anwendungsfällen kann es wünschenswert sein, die Schlupffrequenz etwas mit der Motorgeschwindigkeit zu erhöhen. Um das zu erreichen, kann der erste Impulsgeber derart eingerichtet sein, daß er keine exakt zur Motor-Istrehzahl synchrone Impulsfolgefrequenz liefert, sondern einen oder zwei Impulse mehr je Motorumdrehung; diese Maßnahme beeinträchtigt in keiner Weise die Wirksamkeit der beschriebenen Drehzahlregelung und erlaubt die Erzeugung einer »Schlupffrequenzkomponente« als Funktion der Istdrehzahl.

Die in der unteren Hälfte der F i g. 4 dargestellte Schaltung mit den Transistoren 60, 61 und 62 bezieht sich auf eine Drehzahlregelung, bei welcher die Stärke des Motorstromes mittels der Amplitude der Steuerspannungen beeinflußt wird.

Die beiden Transistoren 61 und 62 bilden eine monostabile Kippstufe, die im Ruhezustand leitend ist; dieser Ruhezustand wird durch den Transistor 60 aufrechterhalten, der im Ruhezustand ebenfalls leitend ist. Der Kollektorkreis des Transistors 62 ist über eine Leitung, die an einen Teilwiderstand des Kollektorwiderstandes 67 über eine Diode angeschlossen ist und sich anschließend verzweigt, über die beiden Widerstände 68 und 69 an die beiden Abgriffe der Belastungswiderstände 17 und 18 nach F i g. 1 angeschlossen. Die Schaltung ist derart getroffen, daß im leitenden Zustand des Transistors 62

ίο der Kollektorwiderstand 67 am Zustandekommen der über die Belastungswiderstände 17 und 18 erzeugten Steuerspannung nicht beteiligt ist. Wenn dagegen der Transistor 62 gesperrt ist, dann befindet sich die Abgriffstelle der zu den Widerständen 17 und 18 führenden Leitung im Kollektorkreis des Transistors 62 auf dem Potential V 3, welches gegenüber dem Potential V 2 negativ ist. Das heißt, in diesem Falle tragen die Widerstände 67 und 68 bzw. 69 zur Verringerung der Amplitude der Steuerspannungen bei.

ao Der Transistor 62 wird nur dann in seinen Sperrzustand gesteuert, wenn der Motor seine SolldrehzahP erreicht hat. Zu diesem Zweck ist die Basis des im Ruhezustand leitenden Transistors 60 über eine Diode 63 und einen Widerstand 65 an den Kollektor des Transistors 57 und außerdem über einen Kondensator 64 an den Kollektor des Transistors 52 angeschlossen. Solange der Transistor 57 gesperrt ist, wird die Diode 63 in Sperrichtung über den Widerstand 65 so weit vorgespannt, daß der Transistor 60 durch einen über den Kondensator 64 gelangenden positiven Impuls nicht beeinflußt wird, sondern leitend bleibt. Wenn dagegen der Transistor 57 leitend ist, dann verschwindet die Vorspannung an der Diode 63, und der Transistor 60 kann dann durch einen positiven Impuls über den Kondensator 64 eine hinreichend lange Zeit gesperrt werden, damit die aus den Transistoren 61 und 62 gebildete Stufe umschaltet und folglich der Transistor 62 gesperrt wird.

Die Diode 63 wird im Augenblick des Auftretens eines Impulses über den Kondensator 64 mit einer Sperrvorspannung beaufschlagt, solange das Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen, welche den ersten Schmitt-Trigger (Transistoren 52 und 53) passieren, nicht zu klein ist oder nicht unterhalb der Zeitkonstanten des Kondensators 58 liegt, d. h., solange die Motor-Istdrehzahl noch nicht den Sollwert erreicht hat. Sobald andererseits die Solldrehzahl erreicht worden ist, bleibt der Transistör 57 bis zur Ankunft des positiven Impulses über den Kondensator 64 leitend, was zur Folge hat, daß der Transistor 62 momentan gesperrt wird.

Die aus den Transistoren 61 und 62 bestehende Stufe, welche also die Amplitude der Steuerspannungen beeinflußt, kann auch durch eine während des metastabilen Zustands wiedererregbare Kippstufe anderen Typs ersetzt werden.

In Fig. 5 ist ein zusammenfassendes Blockschaltbild für eine Motorregelung gemäß der Erfindung dargestellt.

Die Einheit 51 stellt den Motor dar, der über eine Leitung mit der Speisespannungsquelle 516 verbunden ist und außerdem über vier Steuerglieder B10, 511, 512 und 513 gesteuert wird. Der Motor Sl seinerseits liefert zur Istdrehzahl proportionale Signale an einen Impulsgeber 5 2, der diese Signale, wie beschrieben, vorzugsweise über eine mit der Motorwelle umlaufende Abschirmscheibe in Ver-

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bindung mit einem geeigneten Geber-Empfänger- zähler steuert die aus den Transistoren 79 bis 87 system erzeugt. Diese Impulse werden auf die Mehr- sowie den Widerständen 88 bestehende Schaltung. Stufenschaltung 53, B4 und BS gegeben (Fig. 1) in denen auf digitale Weise die Steuerspannungsund steuern in beschriebener Weise die Erzeugung Halbwellen stufenweise zusammengesetzt werden, der Steuerspannungen, welche in der Einheit B 6 5 und zwar derart, daß über je drei Transistoren in auf digitale Weise zusammengesetzt werden. Die in jeder der drei Phasen R', S' und T Halbwellen erder Einheit 56 erzeugten Viertelperioden der zeugt werden, die eine Phasenverschiebung von 120° Steuerspannungen werden in der Einheit B 7, die gegeneinander aufweisen. Die Phase R' wird über die über zwei Leitungen mit der Einheit B 6 verbunden drei Transistoren 80, 84 und 87, die Phase S' über ist, zu vollständigen Halbperioden bzw. Halbwellen 10 die drei Transistoren 79, 82 und 86 und die Phase T aneinandergefügt. Die an Hand der F i g. 3 beschrie- über die drei Transistoren 81, 83 und 85 gespeist, benen Einheiten B 8 und B 9 verteilen diese Steuer- wobei die Kollektoren dieser Transistoren über gespannungs-Halbwellen abwechselnd nacheinander eignet abgestufte Widerstände 88 mit den drei auf die beiden zu ein und derselben Phase gehören- Phasen R', S' und 7" verbunden sind, den Steuerglieder B10 und B 11 bzw. B 12 und B13. 15 Als »Anfangszustand« des Ringzählers soll der-Die Steuerglieder 512 und B13 entsprechen in jenige Zustand bezeichnet werden, in welchem die ihrem Aufbau den an Hand der Fig. 3 beschrie- Transistoren74, 75 und 76 gesperrt und die anderen benen Steuergliedern B10, SIl, werden jedoch vom Transistoren 74', 75' und 76' leitend sind. In diesem anderen Steuerspannungsausgang Vp 2 nach Fi g. 1 Zustand sind die drei, die Phase R' speisenden Tran-(Stufenspannung entsprechend Fig. 2d) gespeist. 20 sistoren 80, 84 und 87 gesperrt, so daß an der Diese um eine Viertelperiode gegenüber der Steuer- Phase R' die Spannung Null herrscht. Der erste einspannung FpI verschobene Steuerspannung steuert treffende Impuls, der von der Eingangsstufe über also die Erregung der beiden Wicklungsabschnitte den Kondensator 78 auf den Dreistufenzähler geeiner zweiten Motorwicklung. geben wird, bewirkt eine Kippung der ersten Stufe Die Einheit B 15 in F i g. 5 stellt den »Schlupf- 25 74, 74', so daß also nun der Transistor 74' geimpuls«-Generator dar, dessen Impulse am Eingang sperrt und der andere Transistor 74 leitend ist, zur ersten Stufe B 3 der Mehrstufenschaltung zu den wodurch auch der Transistor 80 in den leitenden von der Einheit B 2 herrührenden Impulsen addiert Zustand schaltet; an der Phase R' liegt also nun werden. Die Einheit B14 enthält eine auf die Motor- eine erste positive Sparmungsstufe (man vgl. die geschwindigkeit ansprechende Schaltung, welche selber 30 Darstellung in F i g. 8).

durch die Impulse aus der Einheit B 2 gesteuert Der zweite Eingangsimpuls bewirkt eine Umwird. Diese Einheit B14 beeinflußt entweder, wie schaltung der zweiten Stufe 75, 75', ohne Beeinbeschrieben, die Frequenz dieser Impulsfolge durch flussung der anderen beiden Stufen, so daß nunmehr Rückwirkung auf die Einheit 52; oder die Einheit infolge des leitenden Transistors 75' auch der Tran-B14 steuert den Schlupffrequenzgenerator 515; oder 35 sistor84 leitend wird, was eine entsprechende Eraber die Einheit 514 beeinflußt, wie ebenfalls be- höhung der Spannung an der Phase R' um eine schrieben, die Amplituden der Steuerspannungen, zweite Stufe zur Folge hat. Der dritte Impuls bewirkt die in der Einheit 5 6 erzeugt werden. Wahlweise eine Kippung der dritten Stufe 76, 76' und damit können auch zwei der genannten Beeinflussungen eine Umschaltung des Transistors 87 in den leitenden vorgenommen werden. In F i g. 5 ist die Kombination 40 Zustand, so daß an der Phase R' die Spannung um aller drei genannten Möglichkeiten durch entspre- die dritte Stufe steigt.

chende Verbindungen zwischen der Einheit 514 Durch den vierten Impuls wird die erste Kipp-

und den von dieser Einheit gesteuerten anderen stufe 74, 74' in ihren Ausgangszustand zurück-Schaltungen dargestellt. geschaltet, was eine Sperrung des Transistors 80

In F i g. 6 ist ein Ausführungsbeispiel einer Schal- 45 und damit eine Verringerung der Spannung an der tungsanordnung gezeigt, mit welcher sich auf digitale Phase R' um eine Stufe zur Folge hat. Entsprechend Weise zusammengesetzte Steuerspannungen für ein wird durch den fünften bzw. sechsten Impuls die Dreiphasensystem R', S' und T erzeugen lassen. Die zweite bzw. dritte Kippstufe in ihren Ausgangszur Istdrehzahl synchronen Impulse, von denen im zustand zurückgeschaltet, was eine stufenweise Abbetrachteten Ausführungsbeispiel diesmal 24 Impulse 50 nähme der Ä'-Phasenspannung auf Null zur Folge je Motorumdrehung erzeugt und welche beispiels- hat. Auf diese Weise ist in der Phase R' eine weise von einer Schaltung gemäß Fig. 7 geliefert symmetrische, stufenförmige Steuerspannungs-Halbwerden, werden über die Eingangsleitung 71 in die welle erzeugt worden, wie in Fig. 8 dargestellt. Die Mehrstufenschaltung nach F i g. 6 eingespeist, wäh- sechs nächsten Impulse bewirken eine entsprechende rend die »Schlupffrequenz-Impulse«, die beispiels- 55 Wiederholung dieses Zyklus und damit die Entweise durch eine Schaltung nach Fig. 9 erzeugbar stehung der in Fig. 8 dargestellten, stufenförmigen sind, auf die zweite Eingangsleitung 72 gegeben Halbwellenspannung. Wiederum wird die »Zuwerden. sammendrückung« der Spannungsstufen beim Auf-

Die mit den Transistoren 73 und 73' arbeitende bau einer Halbwelle durch Wahl eines geeigneten Eingangsstufe der Schaltung nach Fig. 6 hat in 60 Verhältnisses der Werte der Widerstände88 zu den diesem Falle die Funktion eines Impulsuntersetzers Weiten der einstellbaren Belastungswiderstände er- und Verteilers für die Eingangsimpulse. Dieser Ein- zielt, so daß man annähernd eine Sinusform der gangsstufe sind drei bistabile Kippstufen, bestehend Steuerspannung erreicht. Diese Näherung kann aus den Transistorpaaren 74, 74'; 75, 75' und 76. selbstverständlich um so vollkommener erreicht 76', in der Weise nachgeschaltet, daß sie einen über 65 werden, je mehr Spannungsstufen man zum Aufbau die Widerstände 77 verbundenen Ringzähler bilden. der Steuerspannungen verwendet.. Die Umschaltung der drei Kippstufen erfolgt also Die Amplitude der gebildeten Steuerspannungs-

in zyklischer Reihenfolge. Dieser Dreistufen-Ring- Halbwellen wird durch diejenige Spannung bestimmt,

1 Ö13 174

17 18

die über die Leitung 89 an die Emitter der Transi- Transistoren 38 und 39, wird immer dann umgestoren 79 bis 87 gelegt wird und welche den jewei- schaltet, wenn die Aufladungsspannung des Konligen Betriebsbedingungen, insbesondere der Soll- densators 35 den Schwellwert dieser Trigger-Stufe drehzahl, angepaßt werden kann. Die Schaltung überschreitet. Über eine Kopplung verhältnismäßig nach F i g. 7 zeigt beispielsweise die Erzeugung dieser 5 hoher Impedanz wird von dieser zweiten Triggeran der Leitung 89 liegenden Spannung. Stufe ein dritter Schmitt-Trigger geringer Eingangs-

Die drei Widerstände 95, 96 und 97 (F i g. 6) in impedanz beeinflußt, der aus den Transistoren 40

den drei Phasen R', S' und T dienen der Anpassung, und 41 gebildet ist. Dieser Stufe sind ein inte-

während der Umschalter 90 die beiden Phasen R' grierender Transistor 42 sowie zwei weitere Transi-

und 5' zur Erzielung einer Drehrichtungsumkehr des io stören 44 und 45 nachgeschaltet, die dazu dienen,

gesteuerten Induktionsmotors zu vertauschen erlaubt. die Impedanz zu verringern.

Die anderen beiden Phasen S' und T sind, wie in Wenn die Motor-Istdrehzahl geringer als der SoIl-

F i g. 6 gezeigt, derart mittels der anderen Transi- wert ist, welcher dem am Potentiometer 37 einge-

storen an den Ringzähler angeschlossen, daß in stellten Wert entspricht, dann ist das Intervall

diesen Phasen 5' und T die gleichen stufenförmigen 15 zwischen zwei Impulsen hinreichend groß, damit

Halbwellenspannungen nach F i g. 8 erzeugt werden, sich in dieser Zeitspanne der Kondensator 35 bis über

jedoch jeweils mit einer Phasenverschiebung von den Schwellwert der Trigger-Stufe 38, 39 aufladen

120°, so daß ein dreiphasiges Steuerspannungssystem kann; d. h., in diesem vorgebbaren Motordrehzahl-

zum Zwecke der Steuerung eines Dreiphasenmotors bereich erfahren die beiden Trigger-Stufen 38, 39

erzeugt wird. Dieses Steuerspannungssystem läßt sich 20 und 40, 41 eine periodische Kippung, was zur

in geeigneter Weise durch Anpassung der Kapazität Folge hat, daß der Transistor 42 periodisch in den_

des Ringzählers modifizieren. leitenden Zustand schaltet und damit die Aufladung

Um gegebenenfalls die Bildung der ersten posi- eines Filterkondensators 43 erlaubt; dadurch wird

tiven Spannungsstufe jeder Steuerspannungs-Halbwelle am Ausgang 46 ein Signal erzeugt, dessen Ampli-

etwas modifizieren, z. B. verzögern, zu können, 25 tude um so größer ist, je geringer die Motordrehzahl

kann ein Kondensator 91, wie in F i g. 6 dargestellt, gegenüber dem am Potentiometer 37 eingestellten

vorgesehen sein. : Sollwert ist.

Wenn zwei Steuerspannungs-Halbwellen für jede Dieses Signal am Ausgang 46 wird auf den mit

vollständige Motorstromperiode erforderlich sind, be- der gleichen Bezugszahl 46 bezeichneten Eingang

nötigen diese beiden Halbwellen jeweils zwölf auf 30 eines in F i g. 9 dargestellten Multivibrators gegeben,

den Eingang 78 des Ringzählers zu gebende Impulse. mit dessen Hilfe die erwähnten Schlupffrequenz-

d. h. also 24 Eingangsimpulse am Eingang 71, woraus impulse erzeugt werden. Die Spannung am Eingang

sich ergibt, daß 24 Impulse je Umdrehung eines 46 steuert diesen Impulsgeber derart, daß die am

zweipoligen Motors erzeugt werden müssen. Die Ausgang 72 erzeugte Schlupffrequenz um so größer

auf den Eingang 72 gegebenen zusätzlichen »Schlupf- 35 ist, je höher die Amplitude des Eingangssignals bei

frequenzimpulse« bewirken dann einen entsprechen- 46 ist, wobei jedoch ein Maximum der Schlupf-

den Schlupf des Motors. Um eine Schlupffrequenz frequenz dem zulässigen Motordrehmoment ent-

von 1 Hz zu erzielen, muß die Folgefrequenz dieser spricht.

Schlupffrequenzimpulse 24 Hz betragen. Außer zur Erzeugung der die Schlupffrequenz

Die in F i g. 7 dargestellte Schaltung dient zur 40 steuernden Spannung am Ausgang 46 wird die AufBildung der auf den Eingang 71 der Mehrstufen- ladungsspannung am Kondensator 43 auch noch, schaltung nach F i g. 6 zu gebenden Impulse, zur nach einer Impedanzverringerung, auf den Ausgang Erzeugung der die Amplitude der Steuerspannungs- 89 gegeben, welcher auf die mit der gleichen Be-Halbwellen als Funktion des Motorbetriebszustands zugszahl 89 bezeichnete Leitung in der Schaltung in bestimmenden Spannung, welche an die Leitung 89 45 F i g. 6 führt, so daß also die von der Motorgelegt wird, sowie zur Steuerung des Schlupfimpuls- Istdrehzahl abhängige Aufladungsspannung des Kongebers nach F i g. 9 über den Ausgang 46. . densators 43 gleichzeitig auch die Amplitude der

Über einen nicht dargestellten, vom Motorläufer erzeugten Steuerspannungs-Halbwellen bestimmt, angetriebenen Impulsgeber werden 24 Impulse je wobei eine Proportionalität zwischen der Motor-Motorumdrehung erzeugt. Diese Impulse werden auf 50 Istdrehzahl und dieser Amplitude besteht, den Eingang 31 der Schaltung in F i g. 7 gegeben und Wenn die Motor-Istdrehzahl andererseits den am an einem ersten, aus den Transistoren 32 und 33 Potentiometer 37 eingestellten Sollwert erreicht, gebildeten Schmitt-Trigger umgeformt. Diese umge- dann werden die beiden Trigger-Stufen 38, 39 und formten Impulse werden dann auf zwei Kanäle 40, 41 wegen der zu geringen Aufladung des Konverteilt. Der eine Kanal verläuft über den Transistor 55 densators 35 nicht mehr erregt, was zur Folge hat, 49 und den Ausgang 71, der dem mit der gleichen daß der Transistor 42 sperrt und die Ausgangs-Bezugszahl 71 bezeichneten Eingang der digitalen signale bei 46 und 89 verschwinden. Das bedeutet, Mehrstufenschaltung nach F i g. 6 entspricht, wel- daß einerseits die Schlupffrequenz auf ihren minimacher also auf diesem Wege 24 Impulse je Motor- len Wert fällt, während andererseits die Amplitude umdrehung erhält. 60 der Steuerspannungen verschwindet; das hat eine

Der andere Kanal verläuft über den Transistor 34, Schwächung und schließlich ein Verschwinden des

welcher bei jedem eintreffenden Impuls eine plötz- Motormoments zur Folge.

liehe Entladung des Kondensators 35 bewirkt. In Der ganze Regelungsprozeß spielt sich also zwi-

den Impulspausen wird der Kondensator 35 über sehen diesen Extremzuständen ab.

einen Transistor 36 linear wieder aufgeladen, wobei 65 Die in der Schaltung nach F i g. 7 durch Wider-

der Aufladungsstrom mittels des veränderbaren Po- stände und einen Kondensator gebildete Gegenkopp-

tentiometers 37 einstellbar ist. lung in Form eines Vierpols 48 dient der Stabilisie-

Ein zweiter Schmitt-Trigger, bestehend aus den rung der Motordrehzahl als Funktion der Belastung

und arbeitet folgendermaßen: Wenn die Motorlast ansteigt, dann wird infolge der nachlassenden Motordrehzahl das Signal am Ausgang 46 verstärkt, was zur Folge hat, daß über die Gegenkopplung 48 an den Abgriff des die Solldrehzahl vorgebenden Potentiometers 37 ein Signal gegeben wird, welches bestrebt ist, die Istdrehzahl zu erhöhen. Mit Hilfe einer derartigen Gegenkopplung ist es möglich, alle gewünschten Drehzahl-Last-Verhältnisse zu realisieren und sogar eine Erhöhung der Drehzahl mit der Last zu erreichen.

Der Schalter 50 in der den Emitter des Transistors 42 speisenden Leitung dient dazu, nach Wunsch die Spannung bei 89 zu unterdrücken, welche die Amplituden der Steuerspannungen beeinflußt. Bei 70 ist außerdem noch ein System zur Motorbremsung vorgesehen, durch welches mittels geeigneter Umschaltung die Steuerspannungen durch eine feste Spannung ersetzbar sind, die am Punkt 70 angelegt wird und welche über nicht dargestellte Dioden und Widerstände auf die drei Leitungen R', S' und Z" nach Fig. 6 gegeben werden können.

Die Frequenz des in Fig. 9 dargestellten Multivibrators, der als Schlupffrequenzgeber dient, läßt sich durch den veränderbaren Strom durch den

ίο Transistor 92 in weiten Grenzen variieren, beispielsweise zwischen 8 und 120Hz, was einem Schlupffrequenzbereich von ¹Jz bis 5 Hz entspricht. Der unteren Schlupffrequenzgrenze entspricht ein praktisch vernachlässigbares Motormoment, während dem maximalen Schlupffrequenzwert das stärkste, gerade noch zulässige Motormoment entspricht.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (32)

13 174 Patentansprüche:

1. Anordnung zur Steuerung eines einen Mehrphaseninduktionsmotor speisenden Wechselrichters, der aus mindestens einem Halbleiterschaltglied je Motorphasenwicklung besteht, den ein diesem zugeordnetes Steuerglied in den Durchlaß- bzw. in den Sperrzustand steuert, wenn der Strom-Istwert in der zugehörigen Motorphasenwicklung kleiner bzw, größer als ein durch einen Schwellsparinungswert vorgegebener Strom-Sollwert ist, dadurch gekennzeichnet, daß dieser Schwellspanhungswert durch eine aus einer zeitabhängigen Aneinanderreihung von einzelnen Gleichspannungen unterschiedlicher Größe bestehende Steuerspannung zeitabhängig veränderbar ist, und daß diese Steuerspannung mittels bistabiler Kippstufen (J53 bis B 5) in einer Mehrstufenschaltung durch zyklisch aufeinanderfolgende Umschaltung dieser Kappstufen digital erzeugbar ist, indem jede Umschaltung einer bistabilen Kippstufe die Erhöhung oder die Erniedrigung der Steuerspannung um einen vorgebbaren Betrag zur Folge hat, und daß die Frequenz und die Amplitude der erzeugten Steuerspannung mittels zusätzlicher Schaltungseinheiten (B 14, B15) dem augenblicklichen Betriebszustand des Mehrphaseninduktionsmotors (B 1) anpaßbar sind.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die auf die einzelnen Steuerglieder (B 10 bis B13) gegebenen Steuerspannungen die gleiche Form haben, jedoch gegeneinander in ihrer Phasenlage verschoben sind.

3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die zeitliche Dauer jeder Steuerspannungsstufe eine Funktion einer von der Istdrehzahl des Motors abgeleiteten Impulsfrequenz ist.

4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Steuerspannungen zusätzlich durch den Istschlupf des Motors unter Erzeugung von Schlupffrequenzimpulsen beeinflußbar ist und die Schlupffrequenz des Motors auf einen- Wert begrenzt ist, welcher einen dem zulässigen Motordrehmoment entsprechenden Wert nicht übersteigt.

5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerspannungen aus einer periodischen Folge von Halbwellen einer Polarität bestehen.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Unterschied in der Größe der aufeinanderfolgenden, eine Halbwelle bildenden Steuerspannungsstufen mit steigender Spannung progressiv abnimmt.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die periodischen Halbwellen der Steuerspannungen einer Sinushalbwelle angenähert sind.

8. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Kippstufen (B 3 bis B 5) der Mehrstufenschaltung einen zyklisch arbeitenden Impulszähler bilden, welcher durch eine als Funktion der Istdrehzahl des Motors erzeugte Eingangsimpulsfolge steuerbar ist.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der einzelnen Kippstufen (B 3 bis B 5) über abgestuft dimensionierte Widerstände (11 bis 16) zur Bildung entsprechend gestufter Teilströme mit wenigstens einem gemeinsamen Addierkreis (B 6) zur Summierung aller Momentanausgangssignale des Impulszählers sowie zur zeitlichen Addition der Spannungsstufen verbunden sind.

10. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulszähler aus in Kaskade geschalteten bistabilen Kippstufen (B 3 bis B 5) aufgebaut ist, von denen jede Kippstufe nur bei jedem zweiten Impuls die nachfolgende Kippstufe umschaltet.

11. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß ein vollständiger Zähl- bzw. Umschaltzyklus des Impulszählers, ausgehend von einem bestimmten Anfangszustand, der Bildung einer Viertelwelle der Steuerspannungen entspricht.

12. Anordnung nach den Ansprüchen 9, 10 und 11, gekennzeichnet durch zwei parallel^, geschaltete, die Kippstufenausgangssignale addie-~ rende Kreise (17, 18), von denen einer mit allen im Anfangszustand des Impulszählers gesperrten und der andere mit allen im Anfangszustand des Impulszählers leitenden Ausgängen verbunden ist und in denen während eines Zählzyklus gleichzeitig zwei zueinander komplementäre Steuerspannungs-Viertelwellen entstehen, sowie durch einen am Ende jedes Zählzyklus umgesteuerten Schaltkreis (19, 20, 21, 22) zur sukzessiven zeitlichen Addition je zweier zueinander komplementärer Viertelwellen zu einer vollen Steuerspannungs-Halbwelle.

13. Anordnung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß der Schaltkreis (19, 20, 21 22) von einer in Kaskade mit dem Impulszähler geschalteten weiteren bistabilen Kippstufe (B 7) gesteuert ist und zwei Ausgänge (FpI, Vp 2) aufweist, auf welche gleichzeitig die abwechselnd zusammengesetzten Halbwellen-Folgen der Steuerspannungen gegeben sind, von denen die Halbwellen am einen Ausgang gegenüber~den Halbwellen am anderen Ausgang um eine Viertel-Welle phasenverschoben sind, und daß das auf diese Weise erzeugte zweiphasige Steuerspannungssystem zur Steuerung eines Zweiphasen-Induktionsmotors (B 1) dient.

14. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Motorphasenwicklung zwei Steuerglieder (B 10, BIl; B12, B13) zugeordnet sind und jede der beiden Folgen von vollständigen Steuerspannungs-Halbwellen über eine Verteilerschaltung (B 8, B 9) abwechselnd auf das eine und das andere Steuerglied derselben Phase derart gegeben ist, daß das eine Steuerglied (BIO bzw. B12) alle geradzahligen und das andere Steuerglied (B 11 bzw. B13) alle ungeradzahligen Halbwellen der betreffenden Steuerspannung erhält.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Verteilerschaltung aus zwei zusätzlichen bistabilen Kippstufen (B 8, B 9) gebildet ist, die von der ersterwähnten bistabilen Kippstufe (B 7) gesteuert ist.

16. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulszähler aus zu einem Ringzähler zusammengeschal-

teten bistabilen Kippstufen (74, 74', 75, 75' 76_: 76'; F i g. 6) besteht. ■·' ^:

17. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahldef den Ringzähler bildenden bistabilen Stufen ein ganzzah- liges Vielfaches der Anzahl der Motorphasen ist.

18. Anordnung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der bistabilen Kippstufen je einen elektronischen Schalter (79 bis 87) steuern, über welchen die Steuerspannungsstufen unterschiedlicher Größe unter Zusammensetzung vollständiger Steuerspannungs-Halbwellen auf wenigstens eine gemeinsame Steuerleitung (R', S', T) geschaltet sind.

19. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnten elektronischen Schalter (79 bis 87) gruppenweise mit drei getrennten Steuerleitungen (R', S', T) verbunden sind, in denen um 120° gegeneinander phasenverschobene Folgen von Steuerspannungs-Halbwellen entstehen. ^; '

20. Anordnung nach Anspruch 18 oder 19, dadurch gekennzeichnet, daß die an den einzelnen Ausgängen der elektronischen Schalter (79 bis 87) erzeugten individuellen Steuerspannungsstufen einer an alle Schalterkreise angelegten gemeinsamen Spannung (Leitung 89) überlagert sind. ... ;·; ;

21. Anordnung nach Anspruch 8 oder 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsimpulsfolge für den Impulszähler von einem Impulsgeber (B 2) erzeugt ist, welcher seinerseits durch Impulse steuerbar ist, deren Folgefrequenz proportional zur Istdrehzahl des Motors (B 1) ist.

22. Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der vom Impulsgeber (B 2) erzeugten Impulsfolge durch eine als Funktion der Abweichung der'Motor-Istdrehzahl von einer vorgebbaren Solldrehzahl steuerbare Schaltung (B 14) zur Vorgabe eines von der Motor-Istdrehzahl abhängigen Sollschlupfes veränderbar ist.

23. Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Impulsgebei (B 15) vorgesehen ist, welcher eine Schlupf impulsfolge mit einer festen, einem vorgebbaren Sollschlupf entsprechenden Frequenz erzeugt, und diese Schlupfimpulsfolge zu der vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugten Impulsfolge addiert ist.

24. Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Impulsgeber (B 15) vorgesehen ist, welcher eine Schlupfimpulsfolge mit einer als Funktion der Abweichung der Motor-Istdrehzahl von einer vorgebbaren Solldrehzahl veränderbaren, auf einen maximalen Wert begrenzten Frequenz erzeugt, daß diese Frequenz mit Annäherung der Motor-Istdrehzahl an die Solldrehzahl abnimmt und daß diese Schlupfimpulsfolge zu der vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugten Impulsfolge addiert ist.

25. Anordnung nach einem der Ansprüche 22 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die als Funktion der Istdrehzahl des Motors steuerbare Schaltung (B 14) und/oder der zweite Impulsgeber (B 15) durch die vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugte Impulsfolge steuerbar ist.

26. Anordnung nach Anspruch 25, dadurch

' gekennzeichnet, daß die vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugte Impulsfolge durch eine auf. die Frequenz . dieser .Impulsfolge ansprechende Schaltung (52 bis 59, F i g. 4) derart veränderbar ist, daß mit Annäherung an die Solldrehzahl des Motors (Bl) wenigstens ein Teil der auf den Impulszähler gegebenen Impulse unterdrückt ist.

27. Anordnung nach den Ansprüchen 24 und 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des zweiten Impulsgebers (92, Fig. 9) durch eine von der vom ersten Impulsgeben(B2)..erzeugten Impulsfolge gesteuerte frequenzempfindliche Schaltung(32 bis 46, F.ig..7) veränderbar ist. ■ .

28. Anordnung nach Anspruch 26 oder 27, dadurch gekennzeichnet, daß die .frequenzempfindliche Schaltung aus einer ersten Impulsformerstufe (52, 53; 32, 33), auf welche die vom ersten Impulsgeber (B 2) erzeugte Impulsfolge gegeben wird und deren Ausgangsimpulse auf den Eingang (7; 71) des Impulszählers geleitet sind, aus einem, ebenfalls an den Ausgang dieser ersten Impulsformerstufe angeschlossenen, einstellbaren Zeitglied (58, 59; 35, 36) sowie aus einer zweiten Impulsformerstufe (56, 57; 38, 39) besteht, welche auf die Ausgänge der ersten Impulsformerstufe zur Erzeugung entweder von zusätzlichen Eingangsimpulsen für den Impulszähler oder von Steuersignalen (Ausgang 46) für den zweiten Impulsgeber (92) nur dann anr spricht, wenn das während der Pausen zwischen aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen der ersten Impulsformerstufe aufgeladene und durch jeden Ausgangsimpuls entladene Zeitglied eine vorgebbare Aufladungsspannung erreicht.

·'. 29. Anordnung nach den Ansprüchen 1 und 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitude der Steuerspannungsstufen in Abhängigkeit vom Aufladungszustand der erwähnten Zeitglieder (58, 59; 35, 37) entweder stufenförmig (Schaltung 60, 61, 62) oder stetig (Schaltung 42, 43) veränderbar ist..

30. Anordnung nach den Ansprüchen 20, 28 und 29, dadurch gekennzeichnet, daß die stetige Änderung der Amplitude der Steuerspannungen durch die Aufladungsspannung eines von den Ausgangsimpulsen der zweiterwähnten Impulsformerstufe (38, 39) aufgeladenen Kondensator (43) bestimmt ist, daß diese Aufladungsspannung die erwähnte gemeinsame Spannung (Leitung 89) ist, welche den individuellen Steuerspannungsstufen an den Ausgängen der elektronischen Schalter (79 bis 87) überlagert ist, und daß diese gemeinsame Spannung (Leitung 89) in Abhängigkeit von der Motor-Istdrehzahl verschwindet, sobald sich die Istdrehzahl dem an einem Potentiometer (37) eingestellten Sollwert nähert.

31. Anordnung nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Solldrehzahl am Potentiometer (37) als Funktion der Motorbelastung derart einstellbar ist, daß sich ein bestimmtes Drehzahl-Last-Verhalten des Motors ergibt.

32. Anordnung nach Anspruch 31, dadurch gekennzeichnet, daß sich eine konstante Drehzahl als Funktion der Belastung ergibt.

■33.-Anordnung nach Anspruch 31 oder 32, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstellung am Potentiometer (37) über eine Gegenkopplung (48)

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beeinflußbar ist, welche aus der Änderung einer 1065 080, Fig. 10). Andererseits kann eine solche zur Istdrehzahl des Motors umgekehrt proportio- Steuereinrichtung auch eine mit der Welle des zu nalen Spannung (46) abgeleitet ist. steuernden Asynchronmotors gekuppelte Drehstrom-

Tachometermaschine und einen von dieser gesteuer-5 ten rotierenden Drehfeldumformer aufweisen, weleher die Frequenz der Tachometermaschine um eine Schlupffrequenz erhöht, welche der Drehzahl des

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung Läufers des Drehfeldumformers proportional ist. zur Steuerung eines einen Mehrphaseninduktions- Diese Drehzahl wird ihrerseits durch die Drehzahl motor speisenden Wechselrichters, der aus minde- io eines Hilfsmotors bestimmt, der über ein Getriebe stens einem Halbleiterschaltglied je Motorphasen- mit dem Drehfeldumformer gekuppelt ist. Die Drehwicklung besteht, den ein diesem zugeordnetes zahl dieses Hilfsmotors ist durch ein Potentiometer Steuerglied in den Durchlaß- bzw. in den Sperr- einstellbar (deutsche Auslegeschrift 1065 080, zustand steuert, wenn der Strom-Istwert in der Fig. 16).

zugehörigen Motorphasenwicklung kleiner bzw. grö- 15 Diese bekannten Schaltungsanordnungen erfordern ßer als ein durch einen Schwellspannungswert vor- nicht nur einen rotierenden Frequenzwandler odei gegebener Stromsollwert ist. einen rotierenden Drehfeldumformer, sondern auch

Es ist bereits eine derartige Anordnung vorgeschla- noch einen Hilfsmotor mit einstellbarer Drehzahl, gen worden (deutsche Patentschrift 1 244 933), bei was den Schaltungsaufwand erhöht, der die die Motorphasenwicklungen speisenden ao Ferner ist ein statischer Mehrphasen-Wechselrich·· Schalttransistoren im Pulsbetrieb arbeiten und von¹ ter (USA.-Patentschrift 3 052 833) bekannt, bei weleinem als Detektor ausgebildeten Steuerglied ge- chem mehrphasige, durch Stufen der Sinusform ange-.. schaltet werden, welches seinerseits durch ein die näherte Steuerspannungen mit Hilfe einer kompliziert Erregerperioden der Motorphasenwicklung bestim- aufgebauten logischen Schaltung, die insbesondere mendes Organ beeinflußt wird und welchem ein 25 Speicherelemente enthält, erzeugt werden. Ein beelektronischer Schaltkreis zugeordnet ist. Dabei ist sonderer Oszillator mit einer Grundfrequenz steuert die Anordnung derart getroffen, daß dieser Schalt- diese logische Schaltung. Bei diesem Wechselrichter kreis durch den Strom-Istwert steuerbar ist und die sind daher die Phasenbeziehungen und die Frequenz Betriebsspannung des Detektors während der durch der erzeugten mehrphasigen Wechselspannungen, das Organ bestimmten Erregerperiode ein- und aus- 30 unabhängig von Änderungen der Belastungsbedinschaltet, wenn der Strom-Istwert wenigstens einen ' gungen stets konstant.

den Strom-Sollwert bestimmenden, einstellbaren Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine

Schwellspannungswert des Schaltkreises über- oder Anordnung zu schaffen, mit der auf einfache Weise unterschreitet. Bei dieser Schaltung kann jedoch und ohne die Verwendung von rotierenden Frequenzweder die Form der aus einfachen Rechteckimpulsen 35 wandlern Steuerspannungen beliebiger Form, Ambestehenden Erregerspannung noch die Schlupf- plitude und Frequenz erzeugt werden können, mit frequenz dem augenblicklichen Betriebszustand des denen ein Mehrphaseninduktionsmotor unter opti-Motors angepaßt werden. maler Anpassung an die jeweiligen Betriebsbedingun-

Es ist auch bereits eine Einrichtung zur verlust- gen zuverlässig Steuer- oder regelbar ist. und blindleistungsarmen Umformung von Spannun- 40 Diese Aufgabe wird, ausgehend von einer Angen (deutsche Auslegeschrift 1 065 080) bekannt, mit Ordnung der eingangs genannten Art, erfindungswelcher sinusförmige Spannungen erzeugt werden gemäß dadurch gelöst, daß dieser Schwellspankönnen, indem während jeder zu bildenden Halb- nungswert durch eine aus einer zeitabhängigen welle eine Ausgangsgleichspannung mehrmals unter- Aneinanderreihung von einzelnen Gleichspannungen brochen bzw. zerhackt und das Verhältnis von Ein- 45 unterschiedlicher Größe bestehenden Steuerspannung und Ausschaltzeit so geändert wird, daß sich der zeitabhängig veränderbar ist und daß diese Steuerresultierende Mittelwert der Spannung nach einer spannung mittels bistabiler Kippstufen in einer Sinushalbwelle ändert, wobei nach jeder Halbwelle Mehrstufenschaltung durch zyklisch aufeinanderfoleine Umpolung stattfinden muß. Insbesondere lassen gende Umschaltung dieser Kippstufen digital ersieh hierbei Wechselströme veränderlicher Frequenz 50 zeugbar ist, indem jede Umschaltung einer bistabilen und veränderlicher Spannungen zur Bildung des Kippstufe die Erhöhung oder die Erniedrigung der Drehfeldes eines Induktionsmotors erzeugen, wobei Steuerspannung um einen vorgebbaren Betrag zur die Frequenz zwecks Änderung der Umlaufgeschwin- Folge hat, und daß die Frequenz und die Amplitude digkeit des Drehfeldes entweder unabhängig vom der erzeugten Steuerspannung mittels zusätzlicher Motor gesteuert oder von der Motordrehzahl, dem 55 Schaltungseinheiten dem augenblicklichen Betriebs-Motordrehmoment oder auch irgendeiner anderen zustand des Mehrphaseninduktionsmotors anpaßbar Größe abhängig sein kann. sind.

Dazu ist eine besondere Steuereinrichtung er- Die erfindungsgemäße Anordnung erlaubt es,

forderlich, welche Ausgangsimpulse mit einer yer- geeignet geformte Steuerspannungen zur Steuerung änderlichen Impulsfolgefrequenz derart abgibt, daß 60 einer beliebigen Anzahl von Motorphasen zu erdie die Ausgangsgleichspannung ein- und ausschal- zeugen, wobei diese Steuerspannungserzeugung auf tenden Schaltelemente in einem bestimmten, zeitlich einfache Weise durch digitale Zusammensetzung einveränderlichen Rhythmus gesteuert werden können zelner Spannungswerte in genau reproduzierbarer Eine solche Steuereinrichtung besteht zum Beispiel Weise möglich und außerdem in mannigfacher Art aus einem Mittelfrequenzgenerator und einem mit 65 und Weise in Abhängigkeit vom momentanen Bediesem in Reihe geschalteten rotierenden Frequenz- triebszustand des Motors zur Erzielung bestimmter wandler, der durch einen Hilfsmotor mit einstellbarer Motorkennlinien modifizierbar ist. Es läßt sich eine Drehzahl angetrieben wird (deutsche Auslegeschrift Drehzahlregelung sowie eine von Hand oder auch