DE3345788A1 - Drehzahlsteuervorrichtung fuer einen wechselstrommotor - Google Patents

Description

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Drehzahlsteuervorrichtung für einen Wechselstrommotor

Die Erfindung bezieht sich allgemein auf Motorsteuervorrichtungen und insbesondere auf Steuervorrichtungen für mehrere Phasen aufweisende Wechselstrommotoren.

Die vorliegende Erfindung wurde im Zusammenhang mit einer Steuervorrichtung entwickelt, die für einen Motor vorgesehen ist, der zum Antrieb eines Neutronen-Choppers dient, und zwar in dem Los Alamos Meson-Physik-Institut des Los Alamos National Laboratoriums in Los Alamos, Neu Mexiko, USA. Das Institut umgibt einen 800 MeV Linear-Protonenbeschleuniger, der durch ein kommerzielles Wechselstromleistungssystem von hoher Leistung versorgt wird. Die Beschleunigungsvorrichtung ist derart angeordnet, daß sie synchron mit aufeinanderfolgenden Spitzen und Tälern des 60 Hz Wechselstromleistungssignals betrieben wird, um so ein gepulsten Protonenstrahl mit einer Nominalfrequenz von 120 Hz zu erzeugen. Die Protonen treffen auf ein geeignetes

Absplitterziel auf ₍ um 120 Hz Bursts aus Neutronen (Neutronenstöße) synchron mit dem Protonenstrahl zu erzeugen. Jeder Neutronenstoß hat eine Zeitdauer von weniger als 0,002 Sek. und besteht aus Neutronen mit einem Bereich von Energien. Die Neutronen werden auf einen Strahl eingeschränkt, und zwar durch geeignete Raumwinkelanschläge, und die Auswahl erfolgt gemäß ihrer Energie mittels eines Neutronen-Choppers. Der Chopper besteht aus einem schweren geschlitzten Metallzylinder, der in dem Neutronenstrahl aufgehängt ist und der phasenverriegelt synchron mit den 120 Hz Beschleunigerimpulsen gedreht wird. Nur diejenigen Neutronen, die einen ausgewählten schmalen Bereich von Energien besitzen, laufen durch den Zerhacker; alle anderen Neutronen werden aufgefangen.

Das spezielle bei· der vorliegenden Erfindung vorliegende Problem kommt dadurch zustande, daß die Frequenz der Wechselstromleistungsversorgung sich geringfügig gegenüber ihrem Nominalwert von 60 Hz ändert, die in der Tat nur eine über den Tag hin geltende Durchschnittsfrequenz darstellt, Kurzzeitige Abweichungen der Frequenz folgen annähernd der Gaussian'sehen Verteilung mit annähernd 0,015 Hz rms* Wert, und sie haben eine exponentiell abnehmende Spektraldichte mit annähernd 0,035 Hz FWHM (volle Breite bei halbem Maximum) Ausbreitung. Drehenergie muß daher in genauer gesteuerten Mengen kontinuierlich in und aus dem Neutronen-Chopper transportiert werden, um dessen Rotationswinkel in Phasenausrichtung mit den Nulldurchgängen des Wechselstromleistungssignals zu halten. Konventionelle Verfahren zur Wellenantriebssteuerung reichen für diesen Zweck nicht aus, wegen des großen Trägheitsmoments des Rotors (200-800 kg/cm²) und der kleinen Toleranz (weniger als + 1°) des Spurfehlers. Konventionelle Synchronmotoren sind beispielsweise

nicht ausreichend, weil sie eine schlechte Stabilität besitzen und bei hohen Trägheitsbelastungen langsam ansprechen. Übliche Servomotoren sind nicht geeignet, weil ihre Geschwindigkeits- oder Drehzahlgeneratoren zu unempfindlich sind, um kleine Geschwindigkeits- oder Drehzahländerungen festzustellen. In diesem Zusammenhang besteht ein spezielles Problem darin, daß für die Stabilität eine Geschwindigkeitsrückkopplung vom Chopper erforderlich ist, aber die erforderlichen Geschwindigkeitsänderungen sind sehr klein. Auf elektronischem Gebiet kann ein üblicher Rechteckwellenphasendetektor nicht verwendet werden, weil in dessen Glättungsfilter unannehmbar hohe Zeitverzögerungen auftreten. Die übliche, eine variable frequenz-aufweisende Thyristorleistungseinheit,verwendet bei Drei-Phasenmotoren, besitzt eine Wellenform die zu grob ist für die Fein-Auflösungssteuerung von Geschwindigkeit(Drehzahl) und Phase.

Demgemäß besteht ein Ziel und Zweck der vorliegenden Erfindung darin, eine Steuervorrichtung vorzusehen, für die genaue und präzise Steuerung der Geschwindigkeit oder Drehzahl eines mehrere Phasen aufweisenden Wechselstromelektromotors, der einer beträchtlichen Trägheitslast ausgesetzt ist.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine derartige Steuervorrichtung vorzusehen, die auch in der Lage ist, die Phase des Motors zu steuern, und zwar bezüglich eines Wechselstromleistungsversorgungssignals oder eines anderen Signals mit einer meandrierenden Leitungsfrequenz.

Ferner bezweckt die Erfindung eine Steuervorrichtung vorzusehen, um die Drehzahl und Phasen eines Wechselstrommotors bezüglich einer Signalimpulsfolge mit meandrierender Wiederholfrequenz aufrechtzuerhalten, wobei auch die

Drifte des Motors korrigiert wird.

Ein weiteres Ziel der Erfindung besteht darin, eine Steuervorrichtung anzugeben, die die obengenannten Ziele erreicht und auch in Digitalform einen Drift-Auslösch-Phasenfehler-Integrator und eine zugehörige Uberströmungs-Vermeidungsüberwachungsvorrichtung vorsieht.

Um die vorstehenden sowie weiteren Ziele zu erreichen und entsprechend den Zwecken der vorliegenden Erfindung wird eine Steuervorrichtung vorgesehenem mit hohem Genauigkeitsgrad die Drehzahl eines mehrere Phasen aufweisenden Wechselstrommotors zu steuern, des Motors der einer beträchtlichen Trägheitslast ausgesetzt ist, und der mit einer im wesentlichen konstanten Drehzahl in Rotation versetzt werden muß, einer Drehzahl die der Langzeitdurchschnittswiederholfrequenz einer Bezugsimpulsfolge entspricht, die für ein Wechselstromleistungsversorgungssignal repräsentativ sein kann, und zwar ausgesetzt einer meandrierenden Leitungs- oder Netzfrequenz.

Die Steuervorrichtung umfaßt einen Wellendrehzahlfühler, der betreibbar ist, um ein Rückkopplungsimpulsfolgesignal vorzusehen, welches eine Frequenz besitzt, die für die tatsächliche Drehzahl des Motors repräsentativ ist. Die Steuervorrichtung umfaßt ferner einen Drehzahlfehlersignalgenerator, um ein Drehzahlfehlersignal zu erzeugen, welches für die Differenz zwischen der Drehzahl des Motors und einer vorbestimmten gewünschten Drehzahl repräsentativ ist, und zwar basierend auf der zeitlich gemittelten Frequenz der Bezugsimpulsfolge. Der Drehzahlfehlersignalgenerator weist einen digitalen Taktgeber (Clock) auf, der betätigbar ist, um eine Zeitsteuersignalimpulsfolge zu erzeugen, und zwar mit einer vorbestimmten im wesentlichen konstanten Frequenz.

Die Frequenz des Digitaltaktgebers liegt wesentlich höher als die Frequenz des Rückkopplungsimpulsfolgesignals vom Wellendrehfühler. Der Drehzahlfehlersignalgenerator weist ferner einen Digitalzähler auf, der die Impulse der Zeitsteuersignalimpulsfolge während der Intervalle zwischen dem Empfang aufeinanderfolgender Impulse des Rückkopplungsimpulsfolgesignals zählt. Nach jedem Zählintervall wird der Zählwert des Zählers in das Drehzahlfehlersignal umgewandelt.

Die Steuervorrichtung umfaßt ferner Mittel zum Anlegen des Drehzahlfehlersignals zur gleichzeitigen Veränderung der Frequenzen eines Satzes von variablen Frequenzleistungsverstärkern, die angeschaltet sind, um die entsprechenden Statorwicklungen des Motors zu betreiben. Auf diese Weise besitzen die Ausgangsgrößen der entsprechenden Leistungsverstärker zu allen Zeiten die korrekte Phasenbeziehung bezüglich einander, obwohl ihre gemeinsame Augenblicksfrequenz verändert sein kann, und zwar selbst innerhalb einer einzigen Periode abhängig von der Größe des Drehzahlfehlersignals. Auf diese Weise erhält man eine optimale Steuerung gegenüber der Drehzahl des Motors unter Bedingungen einer hohen Trägheitslast.

Gemäß weiterer Aspekte der Erfindung kann die Steuervorrichtung Signalgeneratormittel aufweisen, um ein Phasen" fehlerSignal zu erzeugen, und es können ferner Signalgeneratormittel vorhanden sein, um ein Driftfehlersignal zu erzeugen. Das Phasenfehlersignal ist für die Phasen" differenz zwischen der Bezugsimpulsfolge und dem Rückkopplungsimpulsfolgesignal repräsentativ. Der Driftfehlerstrom ist für das Zeitintegral des Phasenfehlersignals repräsentativ. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung werden Drehzahl, Phase und Driftfehlersignale korn-

biniert,um ein einziges Motorsteuersignal vorzusehen, welches in der oben beschriebenen Weise angelegt wird, um die Drehzahl und auch die Phase des Motors zu steuern.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung besteht der Drehzahlfehlersignalgenerator im wesentlichen aus einem Zähler, der eine begrenzte Zählkapazität besitzt. Während des Verlaufs eines einzigen Zählintervalls, d.h. zwischen dem Empfang aufeinanderfolgender Impulse des Rückkopplungsimpulsfolgesignals, wird der Zähler mehrere Male überlaufen. Die Frequenz des Digitaltaktgebers und die Kapazität des Zählers sind derart ausgewählt, daß im Falle eines Drehens des Motors mit der gewünschten vorbestimmten Drehzahl,der Zähler eine relativ große Anzahl von Malen "überläuft" und sodann einen Zählerstandswert gleich 1/2 seines maximalen Zählerstandswerts zu dem Zeitpunkt erreicht, wo der Zähler am Ende eines Zählintervalls gestoppt wird. Der Zählerstandsoder Zählerwert wird in das Geschwindigkeitsfehlersignal am Ende jedes Zählintervalls umgewandelt, so daß die Größe des Drehzahlfehlersignals linear bezüglich des Werts des Zählerstands verläuft. Ferner ist die Größe des Drehzahlfehlersignals auf einen vorbestimmten maximalen oder minimalen Wert festgelegt, und zwar entsprechend den oberen und unteren Grenzen des Zählerstandswerts, und zwar im Falle,daß der Zähler in seinem letzten Zählzyklus entweder "überfließt" oder "unterfließt". Auf diese Weise wird ein eine hohe Verstärkung besitzendes lineares Drehzahlfehlersignal über einen sehr schmalen Bereich von Abweichungen der Drehzahl um den Optimalwert erhalten. Für Motordrehzahlabweichungen außerhalb dieses schmalen Bereichs werden konstant Drehzahlfehlersignale erzeugt. Dies hat ein sehr hohes Verstärkungsansprechen auf sehr kleine Drehzahlfehler zur Folge, auf welche Weise eine genauere Steuerung über die Drehzahl des Motors gestattet wird, als

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dies bisher mit bekannten Motorsteuervorrichtungen der
Fall war.

Weitere Vorteile, Ziele und Einzelheiten der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der Zeichnung.
In der Zeichnung zeigt:

Fig. 1 ein schematisches Diagramm zur Veranschaulichung der Anwendung der erfindungsgemäßen
Motorsteuervorrichtung bei der Steuerung eines Neutronen-Choppers, der mit einem großen Atomteilchenbeschleuniger in Verbindung steht;

Fig. 2 eine schematische Darstellung von Einzelheiten des erfindungsgemäßen Chopper-Steuersystems 18 gemäß Fig. 1;

Fig. 3 ein schematisches Diagramm, welches Einzelheiten der MotorSteuereinheit 40 gemäß Fig. 2 veranschaulicht;

Fig. 4 ein schematisches Diagramm, welches im einzelnen die Phasen-"Update"-Schaltung 60a der Recheneinheit 60 gemäß Fig. 3 zeigt;

Fig. 5 ein schematisches Schaltbild des Verriegelungsoder Latch-Gate 86 in Fig. 4;

Fig. 6 ein schematisches Schaltbild der Drehzahl "Update "-Schaltung 60b der Recheneinheit 60 der
Fig. 3;

Fig. 7 ein schematisches Schaltbild der Octo-Impulsfolgegeneratorschaltung 145, die die logischen Steuersignalimpulse P1 bis P8 gemäß Fig. 6 er2eugt;

Fig. 8 ein schematisches Schaltbild der Schaltung, die jeder der vier Verriegelungs- oder Latch-Gates 138 bis 144 der Fig. 6 zeigt;

Fig. 9 eine graphische Darstellung der Ubertragungs- oder Transfer-Funktion der Drehzahl-Update-Schaltung 60b der Fig. 6;

Fig. 10 ein schematisches elektrisches Schaltbild der Impulsverzögerungseinheit 130 der Drehzahl-Update-Schaltung 60b der Fig. 6;

Fig. 11 ein schematisches Schaltbild der Drift-Update-Schaltung 60c der Recheneinheit 60 der Fig. 3; '

Fig. 12 ein schematisches Schaltbild des Byte-Statusfühlers 184 der Drift-Update-Schaltung 60c der Fig. 11;
und

Fig. 13 ein schematisches Schaltbild der Auf/Abwärts-Steuerschaltung 186 der Drift-Update-Schaltung 60 c der Fig. 11.

Fig. 1 zeigt die Verwendung der vorliegenden Erfindung in dem Meson Physics Institut des Los Alamos National Laboratory in Los Alamos, New Mexiko, USA. Das Herz des Meson-Physics Instituts ist ein 1 km langer linearer Atomteilchenbeschleuniger 10, der einen gepulsten Strahl von Protonen

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auf ein Spallationsziel 12 feuert. Der Protonenaufschlag erzeugt Stöße (bursts) von Neutronen, die in einem Strahl kollimiert und auf ein Probentarget 14 für verschiedene experimentelle Zwecke geleitet wird. Die Neutronen werden entsprechend ihrer Energie ausgewählt, und zwar mittels eines zylindrischen geschlitzten Chopper-Rotors 16, der durch einen Motor angetrieben ist, der Teil eines Chopper-Steuersystems 18 bildet, welches weiter an Hand von Fig.2 beschrieben wird. Das Chopper-Steuersystern 18 treibt den Chopper oder Zerhacker-Rotor 16 derart an, so daß es sich zu allen Zeiten in der ordnungsgemäßen Synchronisation mit dem gepulsten Neutronenstrahl befindet. Das Chopper-Steuersystern 18 empfängt als Eingangsgröße ein verzögertes Leistungs-Leitungs-Signal E_T, und zwar er-

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zeugt durch Verzögerungseinheit 20, und erzeugt ein Rotorsynchronisationsrückkopplungssignal E_n, welches zu

einer zweiten Verzögerungseinheit 22 übertragen und durch diese verzögert wird.

Der Beschleuniger 10 wird mit Leistung durch ein Leistungs-Leitungs-Signal E_', d.h einem Netzleistungssignal aus einer kommerziellen Stromversorgung mit Leistung versorgt, wobei das Leitungssignal E ' eine Nominalfrequenz von 60 Hz besitzt. Um die maximale Strahlenergie zu erhalten, ist die Beschleunigungsvorrichtung derart angeordnet, daß sie annähernd synchron mit den aufeinanderfolgenden Spitzen und Tälern der 60 Hz-Wellenform des Leistungs-Leitungs-Signals E' zündet oder feuert. Die Protonen und Neutronen-

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strahlen sind somit mit der Nominalfrequenz von 120 Hz gepulst, wobei die Dauer jedes Bursts aus Protonen und Neutronen kleiner als 0,002 Sek. ist.

Der Chopper-Rotor 16 filtert sämtliche Neutronen heraus, die kinetische Energien außerhalb des gewünschten schmalen Bereichs besitzen. Um in effektiver Weise die unerwünschten

Neutronen zu blockieren, muß der Rotor 16 eine beträchtliche Masse aufweisen. Der tatsächliche Rotor besteht aus einem schweren Nickelzylinder mit einer Reihe von schmalen gekrümmten Schlitzen, die diametral hindurch verlaufen. Der Rotor besitzt ein Winkelträgheitsmoment zwischen 200 und 800 kg cm² und muß mit einem Spurfehler von weniger als 1° angetrieben werden.

Die nominale 60 Hz-Frequenz des Leistungs/Leitungssignals E ' ist

nur ein über den Tag hinweg geltender Durchschnittswert. Die tatsächliche Frequenz ändert sich in der Tat geringfügig. Kurzzeitveränderungen der Frequenz haben annähernd die Gaussian'sehe Form, wobei der quadratische Mittelwert (Effektivwert; rms-Wert) annähernd 0,015 Hz beträgt, und zwar mit einer exponential abnehmenden Spektraldichte mit einer annähernd 0,035 Hz FWHM Ausbreitung. Der Chopper muß daher kontiniuerlich beschleunigt und verzögert werden, und zwar in einer sorgfältig gesteuerten Art und Weise, um seinen Drehwinkel in Phasenausrichtung mit den Nulldurchgängen der Leistungs/Leitungssignale zu halten. Wegen der großen Masse und dem Trägheitsmoment des Rotors 16 ist es nicht praktikabel, seine Phase auf die gewünschte Genauigkeit von +1/2 Mikrosekunden Ausrichtung mit den Leistungs/Leitungs-Nulldurchgängen zu steuern. Daher läßt man es in der Praxis zu, daß sich die Auslösung oder Triggerung des Beschleunigers leicht gegenüber der Nulldurchgangszeitsteuerung verhindert, die man normalerweise verwenden würde. Dies kann man tun, so lange die Zeitsteuerung der Beschleunigertriggerung nicht von der Nulldurchgangszeitsteuerung um mehr als eine kleine Größe abweicht. In der Praxis wird daher die Beschleunigertriggerung entweder durch die Nulldurchgänge des "rohen" Leistungs/Leitungssignals E ' gesteuert, oder aber durch das verzögerte Rotorsynchronisationssignal E '. Üblicherweise wird die Triggerung durch das verzögerte

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Chopper-Synchronisationssignal E ' gesteuert, aber es

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wird durch eine Fensterschaltung 24 eine Grenze auferlegt. Die Fensterschaltung 24 empfängt als Eingangsgrößen sowohl das "rohe" Leistungs/Leitungssignal E₇. ' und das verzögerte

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Rotorsynchronisationssignal E '. Diese Signale werden verglichen und wenn das verzögerte Rotorsynchronisationssignal E_n ^B nicht innerhalb 64 Mikrosekunden vor oder nach dem Nulldurchgang des Leistungs/Leitungssignals E ' erscheint,

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so betätigt die Fensterschaltung 24 einen elektronischen Schalter 26, der die Steuerung über die Triggerung des Beschleunigers auf das "rohe" Leistungs/Leitungssignal E ' überträgt.

Fig. 2 zeigt mehr ins Einzelne gehend das Neutronen-Chopper-Steuersystem 18 der Fig. 1. Der Rotor 16 ist durch eine Antriebswelle 30 mit einem 500 Watt Zweiphasen-Vierpol-Induktionsmotor 32 verbunden, der mit einer Nominaldrehzahl von 240 Umdrehungen/Sek. arbeitet. Jede Umdrehung der Antriebswelle 30 wird durch einen magnetischen Aufnahmewandler 34 abgefühlt, der den Durchgang eines Schlitzes in einer ferromagnetischen Scheibe 36 abfühlt, welch letztere koaxial an der Welle 30 befestigt ist. Der Wandler 34 erzeugt ein rohes magnetisches Ausgangssignal, welches an einen Signalkonditionierer 38 angelegt wird. Der Signalkonditionierer 38 quadriert das rohe magnetische Signal und teilt seine Frequenz durch 2, um das synchronisierte Rotorrückkopplungssignal E zu erzeugen, welches die Form

eines Impulszuges besitzt, und zwar mit einer Nominalfrequenz von 120 Hz und einem Arbeitszyklus (Tastverhältnis) von annähernd 2 %. Das Rotorrückkopplungssignal E_n

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wird als eine der beiden Eingangsgrößen an eine Motorsteuereinheit 40 angelegt. Die andere Eingangsgröße E zur Motorsteuereinheit 40 ist eine ähnliche Impulsfolge von annähernd 2 % Tastverhältnis und 120 Hz Nominalfrequenz,

eine Impulsfolge, die durch die aufeinanderfolgenden Nulldurchgänge des 60 Hz Leistungs/Leitungssignals E₁. ' erzeugt wird und in einstellbarer Weise verzögert wird durch die Verzöqerungseinheit 20. Diese Signale E_n und E_ werden in einer noch zu beschreibenden Weise bearbeitet, um ein -10 bis +10 Volt-Gleichspannungssteuersignal E zu erzeugen, welches die Ausgangsgröße der Motorsteuereinheit 40 bildet. Das sich langsam verändernde Gleichstromsteuersignal E wird als die Eingangsgröße an einen spannungsgesteuerten Oszillator 42 angelegt, der ein Impulsfolgesignal E ' erzeugt, und zwar mit einer variablen Frequenz von 49,152 kHz bis 73,728 kHz. Dieses Impulsfolgesignal E ' wird als eine Kippeingangsgröße an einen 8-Bit-Serienzähler 44 angelegt. Der Zähler 44 erzeugt eine fortschreitende 8-Bit-Binäradresse, die über sich verzweigende 8-Bit-Datensammelleitungen (Bus) an jeden eines Paars von programmierten NUR-Lesespeichern ((PROM's) 46 und 48 übertragen wird. Jeder Signalimpuls vom spannungsgesteuerten Oszillator 42 bewirkt im einzelnen das Inkrementieren des Zählerstands des Zählers 44 um eins, was wiederum das Adressenbyte, welches an die PROM's 46 und 48 angelegt ist, inkrementiert. Auf diese Weise ist die tatsächliche Rate oder Frequenz,mit der die Adressenbytes fortschreiten, durch die Frequenz der Impulsfolge vom Oszillator 42 bestimmt. Die Rückstelleingangsgröße des Zählers 44 wird nicht verwendet, so daß der 8-Bit-Zähler zu seinem Maximalwert von 255 (dezimal) weiterschreitet und dann auf Null bei jedem Zählzyklus zurückkehrt.

Jedes der PROM's 46 und 48 hat eine Speicherkapazität von 256 adressierbaren 8-Bit Worten oder Bytes. Die Inhalte der PROM's sind 8-Bit-Datenbytes, die, der Reihe nach genommen, digitalisierte Sinus-bzw. Kosinus-Kurven repräsentieren. In einem vollen Zählzyklus werden sämtliche der

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256 Speicherstellen jedes PROM's anadressiert. Das Anadressieren einer gegebenen Speicherstelle hat zur Folge, daß das an dieser Stelle gespeicherte Wort an einen 8-Bit Paralleldatenausgangsbus angelegt wird. Die Datenausgangsbusse von den PROM's 46 und 48 sind mit einem Paar von Digital-zu-Analog-(D/A)-Umwandlem50 bzw. 52 verbunden, welche die digitalen Sinus-und Cosinus-Signale in analoge Sinus-und Cosinus-Signale umwandeln. Die analogen Sinus- und Cosinus-Signale werden jeweils an ein Paar von 250 W Leistungsverstärkern 54 und 56 mit fester Verstärkung angelegt, welche die entsprechenden ersten und zweiten Phasenstatorwicklungen des Motors 32 antreiben.

Das PROM 46 erzeugt eine positiv versetzte digitalisierte Sinusfunktion; d.h., die Sinusfunktion ist überall größer als oder gleich Null. In ähnlicher Weise ist die digitalisierte Cosinusfunktion,erzeugt vom zweiten PROM 48,positiv versetzt. Die D/A-Konverter transformieren jedoch die versetzten Sinus-und Cosinus-Signale in wahre oder nichtversetzte Signale, die zwischen gleichen positiven und negativen Spannungen liegen.

Es sei darauf hingewiesen, daß die beiden an die Leistungsverstärker 54 und 56 angelegten Signale und auch die sich ergebenden an den Motor 32 angelegten Leistungssignale jeweils um 90° außer Phase miteinander sind, und zwar in der Quadraturbeziehung der wahren Sinus- und Cosinus-Funktionen. Ihre augenblickliche gemeinsame Frequenz ist jedoch selbst innerhalb einer einzigen Periode oder Zählzyklus variabel, und zwar abhängig von der Ausgangsgröße der Motorsteuereinheit 40. Auf diese Weise wird die Drehzahl und Phase des Zweiphasen-Motors 32 steuerbar gemacht, und zwar durch die gleichzeitige Veränderung der Frequenz,der an die beiden Starterwicklungen des Motors angelegten Leistung, während

gleichzeitig die optimale Quadraturbeziehung zwischen den zwei Statorerregungen aufrechterhalten wird.

Es sei ferner darauf hingewiesen, daß zum Ausgleich für die Vorteile des Nicht-Vorhandenseins von Bürsten oder von anderen gleitenden elektrischen Kontakten, der Induktionsmotor einen gewissen Schlupf besitzt, was zur Folge hat, daß sich der Motor mit einer Frequenz etwas kleiner als die Statorfrequenz dreht. Die Schlupffrequenz, d.h. die Statorfrequenz minus die Rotorfrequenz wird im allgemeinen positiv sein, wenn die Lagerverzögerung signifikant ist, wird aber immer dann negativ, wenn eine beträchtliche Verzögerung der umlaufenden Last erforderlich ist.

Die Struktur und Funktion der Motorsteuereinheit 40 sind im einzelnen in Fig. 3 gezeigt. Wie oben erwähnt, sind die Eingangsgrößen für die Motorsteuereinheit 40 das verzögerte Leistungs/Leitungssignal E_ und das rotorsynchronisierte Rückkopplungssignal E_n. Die Ausgangsgröße der Motorsteuereinheit 40 ist das sich langsam zwischen -10 und +10 Volt verändernde Gleichspannungssteuersignal E . Die Eingangssignale E_ und E werden an einer Recheneinheit

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60 angelegt, die weiter unten noch im einzelnen beschrieben wird und im einzelnen in den Fig. 4, 6 und 11 dargestellt ist.

Kurz gesagt besteht die Funktion der Recheneinheit 60 darin, periodisch drei 8-Bit-Update-Bytes E_c, E_n und E_n zu er-

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zeugen, die in Beziehung stehen mit der Drehzahl bzw. der Phase bzw. der Drift des Motors 32. Das Motordrehzahldatabyte E„ wird an eine Datenverriegelung (latch) 62 angelegt. In ähnlicher Weise werden die Phasen- und Drift-Datenbytes Ep und E_ an die jeweiligen Datenverriegelungsschaltungen 64 und 66 angelegt. Die Datenbytes E_e, E_n und E^₁ werden in

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ihre entsprechenden Verrxegerungsschaltungen eingegeben, nach der Übertragung des entsprechenden Ladesignals L_c, L und L von der Recheneinheit 60 an die Verriegelungsschaltungen. Die Ladung oder Lastsignale werden durch das verzögerte 120 Hz Leitungssignal E getriggert, so daß die Inhalte der drei Verriegelungsschaltungen mit einer Frequenz von annähernd 120 Hz auf den neuesten Stand gebracht (updated) werden. Die Inhalte der drei Verriegelungsschaltungen werden kontinuierlich als 8-Bit Parallelbinärdatenbytes E ', E ' und E ' zu einem Satz von.drei Digital-Analog-

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Umwandlern 68, 70 und 72 übertragen. Diese drei D/A-Umwandler erzeugen Analoge und Gleichspannungssignale Ε_ς", Ep" und E ", die an einen Satz von drei variable Potentio-, meter-Dämpfungsvorrichtungen 74 bzw. 76 bzw. 78 angelegt werden. Die Ausgangsgrößen der drei Dämpfungsvorrichtungen bestehen aus den Gleichspannungssignalen E"¹ E " ' und

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E "', die alleine Summierschaltung 80 angelegt und in dieser kombiniert werden. Die Ausgangsgröße des Summierverstärkers 60 ist das sich langsam ändernde Gleichspannungssteuersignal E , welches an den spannungsgesteuerten Oszillator 42 in Fig. 2 angelegt wird.

Das Signal E "' ist ein Drehzahlfehlersignal, das Signal Ep"¹ ist ein Phasenfehlersignal, und das Signal E '" ist ein Driftfehlersignal. Das Drehzahlfehlersignal E "' ist proportional zur Größe u = -W + dP/dt, wobei W = 480 τ Radian/Sek. genau ist, wobei P die Phasenvoreilung des Chopper-Rotors bezüglich der ankommenden Neutronenstrahlimpulse ist. Das Signal E " ' ist polarisiert, um den Wert des Gleichspannungssteuersignals E zu vermindern, wenn der Drehzahlfehler u ansteigt. Das Signal E "' ist proportional zur Phasenverzögerung des Signals E_ hinter E_T

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und ist polarisiert,um die Steuersignalspannung E zu erhöhen, wenn die Phasenverzögerung ansteigt. Schließlich ist

das Driftfehlersignal E_n'¹' proportional zum Integral des Phasenfehlersignals E ·'' über die Zeit (die kumulative Phasendrift), und es ist polarisiert um den Wert des Steuersignals E dann zu erhöhen, wenn das Zeitintegral ansteigt.

Es sei ferner hier darauf hingewiesen, daß das Driftfehlersignal E ''' zur Kompensation für jedwede allmähliche Erhöhung des Schlupfes im Motor dient, der sich beispielsweise durch Abrieb der Motorlage ergeben kann. Das Driftfehlersignal E ''' kompensiert langsame von Tag zu Tag auftretende Verzögerungen am Motor durch geringfügiges Erhöhen der Starterfrequenz des Motors.

Zum Zwecke der Erläuterung kann die Recheneinheit 60 als aus drei Schaltungen bestehend beschrieben werden: Einer Phasen-üpdate-Schaltung 60a, einer Drehzahl-Update-Schaltung 60b und einer Drift-Update-Schaltung 60c, die jeweils in den Fig. 4 bzw. 6 bzw. 11 dargestellt sind.

Die Phasen-Update-Schaltung 60a - vergl. Fig. 4 - empfängt als Eingangsgröße das verzögerte Leistungs/Leitungssignal E_ und das Rotorrückkopplungssignal E und erzeugt als

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Ausgangsgröße das B-Bit-Phasen-Update-Byte E und das entsprechende Phasen-Update-Byte-Ladesignal L_p. Das Eingangssignal E_ wird an einen 0,5 Mikrosekunden monostabilen

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Multivibrator 82 angelegt, der im bevorzugten Ausführungsbeispiel auf einer integrierten Schaltung von Texas Instruments Nr. SN74123 basieren kann. Der Multivibrator 82 schärft die Imp'ulse des Eingangssignals E , so daß diese eine 0,5 Mikrosekundenimpulsbreite besitzen. Die Ausgangsgröße des Multivibrators 82 wird sowohl als die Eingangsgröße zu einer 0,5 Mikrosekundenverzögerungseinheit 84 (die aus einem integrierten Schaltungschip von Texas Instruments Nr. SN74123 aufgebaut sein kann) und auch als ein Abschaltbefehl für ein Verriegelungsgate 86 verwendet.

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Das Verriegelungsgate 86 wird unten unter Bezugnahme auf Fig. 5 beschrieben.

Das Verriegelungsgate 86 empfängt als sein Eingangssignal ein Zeitsteuersignal E_T, welches durch einen 4,9152 mHz Taktgeber 88 (der ein Motorola K1091A Bauteil sein kann) und einen Zählerteiler 90 erzeugt wird, wobei der Zählerteiler 90 auf einer Serienkombination integrierter Halbleiterchips von National Semiconductor SN74LS192 und SN74LS193 aufgebaut sein kann. Der Teiler 90 dividiert die Frequenz des Taktgeberausgangssignals durch 160 und legt das sich ergebende Signal Ε_φ mit einer Frequenz von 0,03072 mHz als die Signaleingangsgröße an das Verriegelungsgate an. Das Zeitsteuersignal E läuft durch das Verriegelungsgate 86 dann, wenn das Gate 86 eingeschaltet ist, und zwar zu einem 8-Bit-Abwärtszähler 92. Man erkennt, daß der 8-Bit-Zähler mit einem maximalen Dezimalwert von 255 nach einer Zählperiode von 8,3Oi Millisekunden überfließt, was die Zeitsteuersignalfrequenz von 0,03072 mHz ergibt. Diese Periode ist etwas kleiner als die nominalen Intervalle von 8,333 Millisekunden zwischen den EintreffZeitpunkten aufeinanderfolgender (120 Hz) E₁. und E_n Signale.

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Das Rotorrückkopplungssignal E_n wird an einen 0,5 Mikro-Sekunden monostabilen Multivibrator 94 angelegt, der zum Multivibrator 82 identisch sein kann. Der geschärfte 0,5 Mikrosekundenimpuls vom Multivibrator 94 wird an eine 0,5 Mikrosekundenverzögerungseinheit 96 angelegt (die die gleiche sein kann, wie die Verzögerungseinheit 84) und wird ebenfalls als ein Ladebefehlssignal an den 8-Bit-Abwärtszähler 92 angelegt (der eine integrierte Schaltung 74LS 193 von National semiconductor sein kann). Der verzögerte Ausgangsimpuls von der Verzögerungseinheit 96 wird als der Einschaltbefehl an das Verriegelungsgate 86 angelegt.

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Der Abwärtszähler 92 dekrementiert um eins infolge jedes Zeitsteuerimpulses von dem Verriegelungsgate 86 und seine 8 parallelen Ausgangsgrößen werden als Standby-Eingangsgrößen für eine 8-Bit-Datenverriegelung (latch) 98 verfügbar gemacht. Der Höchstwert des Zählers 92 ist 255, auf den der Zähler 92 jedesmal zurückgesetzt wird, wenn ein Ladesignalimpuls vom Multivibrator 94 empfangen wird. Die Ausgangsgröße der Datenverriegelung 98 ist das gleiche 8-Bit-Byte, wie das vom Zähler 92 empfangene und ist das Phasenfehler-Byte E_p, erzeugt durch die Recheneinheit 60.

Die Datenverriegelung 98 empfängt und lädt das 8-Bit-Byte vom Abwärtszähler 92 nach Empfang eines Ladebefehls LD von der Verzögerungseinheit 84. Die Ausgangsgröße der Verzögerungseinheit 84 wird auch an eine weitere 0,5 Mikrosekundenverzögerungseinheit 100 angelegt, deren Ausgang das Phasenlastsignal L ist, und zwar übertragen von Rechenein-

heit 60 zur Verriegelungsschaltung 62 der Fig. 3.

Die Arbeitsweise der Phasen-Update-Schaltung kann wie folgt beschrieben werden. Ein Rotorrückkopplungsimpuls E wird durch den Multivibrator 94 geschärft und wird an den Abwärtgszähler 92 angelegt, um den Abwärtszähler zu veranlassen, sich auf seinen hohen Wert von 255 zurückzustellen. Eine halbe Mikrosekunde später schaltet der verzögerte E -Impuls von

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der Verzögerungseinheit 96 das Verriegeungsgate 86 ein, welches dann anfängt, die Zeitsteuerimpulse E zum Abwärtszähler 92 zu übertragen. Dies hat im Abwärtszähler 92 das Dekrementieren seines Zählerwerts zur Folge, und zwar bis zum Empfang jedes Zeitsteuerimpulses, d.h. mit einer Rate von 30 720 kHz.

Das Leistungsleitungssignal E kann als hinter dem Rotor-

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signal E nacheilend angesehen werden. Zu irgendeinem Zeitpunkt nach der Ankunft des E -Impulses und dem obenbeschriebenen Beginn des Abwärtszählers 92 kommt ein verzögerter Leistungsleitungsimpuls E an. Dieser Impuls wird durch den

Multivibrator 82 geschärft und an das Verriegelungsgate 86 angelegt, welches dadurch abgeschaltet wird. Dies stoppt die Übertragung der Zeitsteuerimpulse zum Abwärtszähler 92 und legt somit dessen Zählerwert auf dem dann erreichten Wert fest. Eine halbe Mikrosekunde später wird der verzögerte Leistungs/Leitungsimpuls E_T, der ferner durch die Verzögerungseinheit 94 verzögert ist, an die Datenverriegelung 98 angelegt, um diese zu veranlassen, den Zählerwert zu laden, der auf dem 8-Bit-Bus vom Abwärtszähler 92 vorhanden ist. Nach einer weiteren halben Mikrosekunde Verzögerung wird der Leistungs/Leitungssignalimpuls E als der Ladeimpuls L_ von der Verzögerungseinheit 10 0 übertragen, um die Verriegelungsschaltung 84 zu veranlassen, den derzeitigen Wert des Phasenfehlerbytes E zu laden.

Im Falle von sowohl dem Leistungs/Leitungssignal E_T wie auch dem Rotorsignal E_n, werden die Verzögerungseinheiten 84 und 96 zu dem Zweck verwendet, sicherzustellen, daß das Laden von entweder dem Abwärtszähler 92 oder der Datenverriegelung 98 nicht versucht wird,während Zeitsteuersignale von dem Verriegelungsgate 86 übertragen werden. Wie oben bemerkt, wird eine halbe Mikrosekunde nach der Beladung der Datenverriegelung 98 das 8-Bit-Phasenfehlerbyte E von der Recheneinheit 60 zur Datenverriegelung 64 übertragen. Man erkennt, daß um so kleiner der Zählerwert ist (der als das Phasenfehlerbyte E übertragen wird) desto größer die Verzögerung von E_T hinter E_ ist. Alternativ

Li ti

kann man folgendes sagen: Je größer der Wert des Phasenfehlerbytes E ist, um so größer ist die Verzögerung von E_R hinter E_T. Der Wert des Phasenfehlerbytes E_p ist somit ein lineares Maß der Phasenverzögerung von Ε_Ώ hinter E_T,

K J-I

und zwar bis zu einem Maximum von 255/0,03072 mHz = 8,301 Mikrosekunden. Infolgedessen wird bei nominellen Intervallen

BAD ORIGINAL

von 8,333 Mikrosekunden für jede der E- und E -Impuls-Perioden der Abwärtszähler 92 überlaufen (und eine falsche Ablesung geben) wenn eine Phasenverzögerungsmessung von mehr als 8,301 Mikrosekunden versucht wird. Es könnte leicht durch Verwendung eines langsameren Taktgebers vermieden werden. Da jedoch die Schaltung in einem System verwendet wird, die sowohl Phasenfortschritte, wie auch Phasenverzögerungen benutzt, ist die beste Betriebsbedingung eine halbvolle Datenverriegelung (d.h. ein durchschnittlicher Phasenfehlerbytewert E_p von 128) was äquivalent zu einer 4,167 Mikrosekundendurchschnittsphasenverzögerung von E nach E_ ist. In der Praxis wird die scheinbare Phasenver-

zögerung derart eingestellt, daß sie in diesen Bereich fällt, und zwar durch Einstellung der Verzögerungseinheit 20 in Fig. 1.

Die Schaltung könnte leicht derart modifiziert werden, daß eine höhere Auflösung über schmälere Bereiche der Phasenverzögerung erhalten werden. Beispielsweise kann bei Änderung des Quotienten des DividierZählers 90 von 160 auf 16 eine zehnfache Erhöhung der Auflösung über einen Phasenverzögerungsbereich von 0 bis 830 Mikrosekunden erhalten werden.

Die Schaltung des Verriegelungsgates 86 ist im wesentlichen die einer dualen NOR UND-Gateschaltung, und zwar gesteuert durch ein duales NOR-Flip-Flop. Einzelheiten der Schaltung sind in Fig. 5 gezeigt, wobei die Pin- oder Stiftzahlen folgendem Bauteil von Texas Instruments entsprechen: SN7402 quad NOR-Gateschaltung. Speziell wird das Zeitsteuersignal E über ein Paar von NOR-Gateschaltunq 102 und 104 übertragen, die in Serie geschaltet sind. Ein zweites Paar von NOR-Gateschaltung 106 und 108 sind derart miteinander verbunden, daß sie als ein Flip-Flop wirken. Ein Impulsempfang am Eingang der NOR-Gateschal-

-yi -

tung 102 vom Multivibrator 82 veranlaßt die NOR-Gatterschalturtg 104 auszuschalten, und ein Impulsempfang am Eingang der NOR-Gatterschaltung 108 von der Verzögerungseinheit 96 veranlaßt, die NOR-Gatterschaltung 104 einzuschalten.

Fig. 6 zeigt eine Drehzahl-Update-Schaltung 60b. Die wesentlichen Elemente der Schaltung 60b sind die folgenden, wobei in Klammern im Handel verfügbare Bauteile genannt sind: Ein 4,9152 mHz Taktgeber 120 (K1091A), ein vorsetzbarer 8-Bit-Zähler 122 (74193), ein 8-Bit-Aufwärts/Abwärts-Zähler 124 (74193), ein Teile-durch-16 0-Zähler 126 (74192,3), eine ODER-Gatterschaltung 128 (7432), eine 0,5 Mikrosekundenverzögerungseinheit 130 (74123), eine 7 Mikrosekundenverzögerungseinheit 132 (74123), ein Paar von 0,5 Mikrosekunden monostabilen Multivibrator 134 und 136 (74123), und vier Verriegelungsgatterschaltungen 138, 140, 142 und 144. Die Schaltung 60b weist ferner einen Impulsfolgegenerator auf, der eine Folge von 8 Signalimpulsen P1 bis P8 erzeugt, die in der unten beschriebenen Weise verwendet werden.

Der 4,9152 mHz Taktgeber 120 besitzt eine Frequenz gleich

10x2 χ 120 Hz, was für die Zeitsteuerung der Impulsfolgen mit Frequenzen von annähernd 120 Hz zweckmäßig ist.

Die Verzögerungsschaltung 130 wandelt die vordere Flanke irgendeines Eingangsimpulses in ein 0,5 Mikrosekundenausgangsimpuls um, und zwar mit einer Verzögerung von 0,5 Mikrosekunden. Einzelheiten der Schaltung der Verzögerungseinheit 130 sind in Fig. 10 gezeigt. Die Verzögerungseinheit 132 kann eine SN74123 integrierte Schaltung aufweisen, welche die hinabverlaufende Flanke eines Impulses irgendeiner Länge in einen 0,5 Mikrosekundenausgangsimpuls umwandelt, und zwar nach einer Verzögerung von 7 Mikrosekunden.

Jede der Verriegelungs-Gatterschaltungen 138 bis 144 besitzt eine Schaltung gemäß Fig. 8, die im wesentlichen aus einer dualen NOR UND-Gatterschaltung, gesteuert durch ein duales NOR-Flip-Flop besteht. Ein einziger an die ON-Ein-(oder OFF - Aus) Klemme des Verriegelungs-Gatters angelegter Impuls ermöglicht (oder blockiert) die Übertragung des Impulses vom Eingang zum Ausgang des Gatters. In der Praxis kann jedes der Verriegelungs-Gatter 138 bis 144 durch eine einzige integrierte Schaltung SN7402 quad NOR-Gate gebildet werden, und zwar unter Verwendung der durch die Pinzahlen in Fig. 8 angegebenen Pin- oder Stiftverbindungen.

Die Drehzahl-Update-Schaltung 60b empfängt als Eingangsgröße nur die Rotorrückkopplungssignalimpulse E_, die üblicherweise mit Intervallen von annähernd 8333 Mikrosekunden ankommen. Jeder Rotorrückkopplungsimpuls E wird in eine Folge von 8 Signalimpulsen P1 bis P8 umgewandelt, und zwar durch einen Octo-Impulsfolgegeneratorkreis 145, der in Fig. 7 dargestellt ist. Die Octo-Impulsfolgegeneratorschaltung 145 besteht aus einer Kette von acht 1 Mikrosekundenverzögerungseinheiten 146 bis 160, die in Serie geschaltet sind, wobei Anzapfungen mit den Ausgangsgrößen der entsprechenden Verzögerungseinheiten verbunden sind, um die Impulse P1 bis P8 vorzusehen. Auf diese Weise bestehen die Impulse P1 bis P8 aus Impulsen, die 1,0 Mikrosekunden voneinander angeordnet sind, und die jeweils 1,0 Mikrosekundendauer besitzen. Jede der Verzögerungseinheiten kann aus einem SN74123 dualen monostabilen Multivibrator bestehen, der derart verdrahtet ist, daß 1,0 Mikrosekundenimpulse erzeugt werden.

Die Übertragungsfunktion der Drehzahl-Update-Schaltung 60b ist in Fig. 9 dargestellt; Fig. 9 zeigt den am Ende der Periode vorliegenden Dezimalwert des Drehzahlfehlerbytes E als Funktion des Intervalls zwischen aufeinanderfolgenden Rotorrückkopplungsimpulsen E . Wie gezeigt besitzt die

β *

Schaltung ein lineares Ansprechen über einen Bereich von Intervallen hinweg, der auf den Intervallwert von T=1/120= 8333 MikrοSekunden zentriert ist, was der ideale Intervallwert für die Situation ist, wo der Rotor mit einer Drehzahl sich dreht, die der Leistungs/Leitungsfrequenz von genau 60 Hz entspricht. Der Bereich von Intervallen, über die hinweg das Ansprechen der Schaltung linear verläuft, ist 52 Mikrosekunden und erstreckt sich von 8307 bis 8359 Mikrosekunden. Man erkennt, daß Intervalle größer als 8333 Mikrosekunden Rotordrehzahlen repräsentieren, die zu niedrig sind, und Intervalle von weniger als 8333 Mikrosekunden repräsentieren Rotordrehzahlen, die zu schnell sind.

Wie unten erläutert wird, weist die Drehzahlfehlerschaltung 60b automatische Mittel auf, um sicherzustellen, daß jedes Rotorsignalintervall größer als 8359 Mikrosekunden ein Drehzahlfehlerbyte von 255 zur Folge hat, und daß jedes Intervall kleiner als 8307 Mikrosekunden ein Drehzahlfehlerbyte von Null zur Folge hat. Man erkennt ferner, daß der Linearbereich der durch die Schaltung gemessenen Intervallwerte übereinstimmt mit einem nahezu linearen Bereich der

E-Impulsraten, und zwar sich erstreckend von einer Frequenz κ

f1 von 1/(0,008359)=119,63 Hz bis zu einer Frequenz f2 von i/0,008307 =120,38 Hz. Auf diese Weise ist die Schaltung im bevorzugten Ausführungsbeispiel E Impulsraten nahezu linear über einen Bereich von 0,75 Hz zentriert bei 120 Hz hinweg, und zwar mit einer Auflösung von 0,00 3 Hz pro Zählerschritt. Dies ergibt eine übertragungsfunktion, die sehr empfindlich gegenüber Drehzahlabweichungen gegenüber dem 120 Hz entsprechenden Optimum ist, und es wird daher ein ein konstantes Maximum besitzendes Korrektursignal vorgesehen, im Falle daß Abweichungen außerhalb des schmalen Bereichs von Drehzahlen liegen.

Gemäß Fig. 10 weist die 0,5 Mikrosekunden-Verzögerungseinheit 130 einen SN74123 Dual-Kanal monostabilen Multivibrator

auf, der in der gezeigten Weise geschaltet ist (und der schematisch als aus zwei Multivibratoren bestehend dargestellt ist), um so einen 0,5 Mikrosekunden-Ausgangsimpuls nach einer Verzögerung von 0,5 Mikrosekunden zu erzeugen, und zwar gegenüber dem Empfang eines Eingangssignals. Dies wird dadurch erreicht, daß man den Ausgangsimpuls von einem Kanal an Stift 13 an den zweiten Eingang an Stift 9 anlegt, um so den verzögerten Ausgangsimpuls an Ausgangsstifte oder Pin 5 zu erzeugen.

Die Arbeitsweise der Drehzahlfehlerschaltung 60b ist die folgende: Nach Empfang eines E -Impulses an der Impulsfolgegeneratorschaltung 145 wird eine Folge von 8 Impulsen nach einer Anfangsverzögerung von 1 Mikrosekunde erzeugt. Der erste Impuls P1 wird an die Ausklemme des Verriegelungsgatters 138 angelegt, wodurch dieses ausgeschaltet wird und die Übertragung von Zeitsteuerimpulsen vom Taktgeber 120 zum 8-Bit-Zähler 122 stoppt. Der Wert im Zähler 122 ist somit auf dem akkumulierten Wert, der das Zeitintervall seit Empfang des vorherigen E -Impulses repräsentiert, eingefroren, und zwar unter Berücksichtigung des P1- bis P8-Zeitverbrauchs. Dieser Wert wird durch ein 8-Bit-Byte repräsentiert, welches an einen 8-Bit parallelen Datenbus angelegt wird,der mit Dateneingangsklemmen des Auf/Abwärts-Zählers 124 verbunden ist.

Eine Mikrosekunde später wird der zweite Impuls P2 an die Ladesignaleingangsklemme des Auf/Ab-Zählers 124 angelegt, was den Zähler 124 veranlaßt, den Wert des 8-Bit-Byte einzuladen, was den laufenden Wert im gestoppten Zähler 122 repräsentiert. Dieser Wert ist sodann am Ausgangsbus der Drehzahlfehlerschaltung 60b als das 8-Bit-Drehzahlfehlerbyte E verfügbar, wie es oben unter Bezugnahme auf Fig. diskutiert wurde.

Für den Fall, daß das Intervall zwischen E -Impulsen innerhalb des Bereichs von 8307 bis 8359 Mikrosekunden liegt, was der Linearbereich der Übertragungsfunktion der Fig.9 ist, so haben die dritten und vierten Impulse P3 und P4 keinen Effekt, und der fünfte Impuls P5 wird als das Ladebefehlssignal Lg angelegt, welches an die Drehzahlfehlersignal-Verriegelung 62 der Fig. 3 angelegt wird.

Der sechste Impuls P6 wird an die programmierbare Rücksetzklemme des 8-Bit-Zählers 122 angelegt, was diesen veranlaßt, sich auf einen vorbestimmten Anfangswert I zurückzusetzen. Dieser Anfangswert I wird derart ausgewählt, daß er gleich der Hälfte des Maximalwerts des Zählers 122 ist plus die Anzahl der Taktimpulse, welche die Dauer der 8 Impulse P1 bis P8 überspannt. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist daher I = 128 + (16)(4,9152) = 207. Die Funktion dieser Operation besteht darin, den Z'ähler 122 zurückzusetzen und ihn auch zu korrigieren für die während der Erzeugung der Impulse P1 bis P8 verlorengegangenen Zeit. In dieser Hinsicht zählt der 8-Bit-Zähler 122 bis zu seinem Maximalwert von 255 alle 52 Mikrosekunden, so daß er 160 mal im Laufe der 8333 Mikrosekunden überläuft, dem durchschnittlichen und idealen Intervall, auf dem der lineare Ansprechbereich der Schaltung 60b zentriert ist. Somit ist der letzte oder 160zigste Zählzyklus des 8-Bit-Zählers 122 der Zyklus, in dem der Zähler üblicherweise durch Empfang des ersten Impulses P1 gestoppt wird.

Der siebente Impuls P7 wird an die OFF-Klemmen jedes der Verriegelungsgatter 140 und 144 angelegt, wodurch diese ausgeschaltet werden, und er wird auch an die ON-Klemme des Verriegelungsgatters 142 angelegt, um dieses einzuschalten=

Der achte Impuls P8 wird an die ON-Klemme der Verriegelungs-Gatterschaltung 138 angelegt, wodurch diese eingeschaltet ist und dadurch wiederum die übertragung der Zeitsteuerimpulse von dem Taktgeber 120 zum vorgesetzten 8-Bit-Zähler 122 aufnimmt, der bis zum Empfang eines weiteren E -Impulses

den Vorgang fortsetzt, zu welchem Zeitpunkt dann der eben beschriebene Prozeß wiederum begonnen wird.

Für den Fall, daß das Zeitintervall seit Empfang des vorherigen E_o-Impulses außerhalb des Bereichs von 8307 bis 8359 κ

Mikrosekunden liegt, was der lineare Ansprechbereich der Schaltung ist, tritt eine Folge von Operationen auf, die etwas unterschiedlich von der eben beschriebenen ist.

Der 8-Bit-Zähler 122 läuft annähernd 160 mal im Laufe jedes Zählzyklus über. Speziell ist der Anfangswert des Zählers 122 am Beginn jedes Zyklus derart gesetzt, daß der Zähler genau 160 mal überfließt und sodann einen Wert gleich einhalb seines Maximalwerts oder 128 erreicht, und zwar im Falle eines einzigen Intervalls von 833 3 Mikrosekunden. Solange die Schaltung 60b ein Zeitintervall innerhalb des Linearbereichs gemäß Fig. 9 ist, fließt der 8-Bit-Zähler 122 160 mal über und erreicht irgendeinen Zwischenwert zwischen 0 und 255.

Jedes Überfließen des 8-Bit-Zählers 122 wird durch eine nach abwärts gerichtete Flanke oder einen Abwärtshub des signifikantesten Bits, des Bits 8 registriert. Dieser abwärts gerichtete Hub wird sowohl an den 0,5 Mikrosekunden monostabilen Multivibrator 134 als auch an den Kippeingang des Teile-durch-160-Zählers 126 angelegt.

Der Abwärtshub oder die Abwärtsflanke des signifikantesten Bits des Teile-durch-160-Zählers 126, der nach genau

160 Überflußvorgängen des 8-Bit-Zählers 122 erzeugt wird, wird an die 0,5 Mikrosekunden-Multivibrator 136 angelegt. Die Ausgangsgröße des Multivibrators 136 wird sowohl an die OFF-Klemine des Verriegelungs-Gatters 142 als auch an den Eingang der 7 Mikrosekunden-Verzögerungseinheit 132 angeschaltet. Zu Beginn des Zählzyklus wird das Verriegelungs-Gatter 140 ausgeschaltet und das Verriegelungs-Gatter 142 wird eingeschaltet, und diese Gatter wurden auf diese Zustände durch die Impulse P7 des vorhergehenden Zyklus gesetzt. Somit verbleibt das Verriegelungs-Gatter 140 ausgeschaltet und das Verriegelungs-Gatter 142 verbleibt eingeschaltet, bis der Teile-durch-160-Zähler 126 durch Empfang von 160 Impulsen vom Überfließausgang des Zählers 122 überfloß.

Für den Fall, daß der 8-Bit-Zähler 122 (durch Impuls P1) gestoppt wird, bevor er 160 mal übergeflossen ist, was die Situation darstellt, wo das Intervall zwischen E -Signalen

kleiner als 8307 Mikrosekunden (d.h. der Rotor läuft zu schnell) ist, so wird der Teile-durch-160-Zähler nicht überfließen und infolgedessen erzeugt er kein Ausgangssignal. Infolgedessen verbleibt das Verriegelungs-Gatter 142 offen und die Impulse P3 laufen durch das Gatter 142 zum ODER-Gatter 128. Das ODER-Gatter 128 legt dann ein Signal an die Lösch- oder Clear-Klemme des Auf/Ab-Zählers 124, wodurch der Wert im Auf/Ab-Zähler 124 auf Null gelöscht wird. Nach dem späteren Empfang von Impuls P5 wird dieser Nullwert als das Drehzahlfehler-Byte E_g in die Verriegelungsschaltung (Fig. 3) geladen. Es sei bemerkt, daß in dieser Situation das Verriegelungs-Gatter 144 während des Zählzyklus offen bleibt, und zwar ausgeschaltet während des vorhergehenden Zyklus und nicht wieder im vorliegenden Zyklus eingeschaltet und somit wird der an den Eingang des Gatters 144 angelegte Impuls P4 nicht zum Auf/Ab-Zähler 124 übertragen und hat keinen Effekt.

Wenn das Zeitintervall seit Empfang des vorhergehenden E^-Impulses innerhalb des Bereichs von 8307-8359 Mikro-Sekunden liegt, dem Linearteil der in Fig. 9 gezeigten Kurve, so fließt der 8-Bit-Zähler genau 160 mal über und wird sodann an irgendeinem Zwischenwert gestoppt, was das Überfließen des Teile-durch-160-Zählers 126 bewirkt. Dies hat zur Folge, daß das Verriegelungs-Gatter 142 ausgeschaltet wird, auf welche Weise der darauffolgende Impuls P3 inaktiviert wird. Das Verriegelungs-Gatter 124 bleibt auch ausgeschaltet, weil kein darauffolgender oder 161zigster Impuls vorhanden ist, und zwar vom 8-Bit-Zähler 122 zum Durchgang durch den Multivibrator 134 und das eingeschaltete Verriegelungs-Gatter 140 und zum Einschalten des Gatters 144. Dies ist somit die bereits obenbeschriebene Situation, wo die Impulse P3 und P4 keinen Effekt auf den Wert des Auf/ Ab-Zählers 124 oder das Drehzahlfehler-Byte E_g, welches sich daraus ergibt, haben.

Für den Fall, daß das Intervall seit Empfang des vorhergehenden E_R-Impulses größer als 8359 Mikrosekunden ist, d.h. die Zyklusperiode ist zu lang und der Rotor dreht sich zu langsam, so fließt der 8-Bit-Zähler 122 mindestens einmal mehr über, und zwar über die 160 mal hinaus, die erforderlich sind, um den Teile-durch-160-Zähler 126 zur Erzeugung eines Ausgangssignals zu veranlassen. Das Ausgangssignal vom Teile-durch-160-Zähler 126 wird über den Multivibrator 136 an die Verzögerungseinheit 132 angelegt, um nach einer Verzögerung von 7 Mikrosekunden die Verriegelungs-Gatterschaltung 140 einzuschalten. Demgemäß läuft der nächste Überflußimpuls vom 8-Bit-Zähler, der 161zigste Impuls, durch das Gatter 140 und schaltet das Verriegelungs-Gatter 144 ein. Infolgedessen wird der darauffolgende Impuls P4 durch das Verriegelungs-Gatter 144 übertragen und wird an sowohl das ODER-Gatter 128 als auch die 0,5 Mikrosekunden-

Verzögerungseinheit 130 angelegt. Die Ausgangsgröße des ODER-Gatters 128 löscht (clears) den Wert des Auf/Ab-Zählers 124 auf Null und eine halbe Mikrosekunde später legt der verzögerte P4-Impuls von Verzögerungseinheit 130 ein Signal an die Abwärtszählkleinme des Auf/Ab-Zählers 124 an, was diesen veranlaßt, um Eins zu dekrementieren oder herabzuzählen, und zwar von Null auf seinen Maximalwert von 255 dezimal. Auf diese Weise ist der Wert des Drehzahlfehler-Bytes übertragen bei Empfang des fünften Impulses P5 255, was das maximale Drehzahlfehlersignal repräsentiert. Es sei bemerkt, daß in dieser Situation, wo die Zyklusperiode zu lang ist, der Impuls P3 keinen Effekt besitzt, und daß es der Impuls P4 ist, der das Drehzahlfehler-Byte E„ auf seinen Maximalwert setzt.

Nach Vollendung des eben beschriebenen Prozesses arbeiten die darauffolgenden Impulse P6, P7 und P8 in der obenbeschriebenen Weise, um die verschiedenen Verriegelungsschaltungen in ihre Startzustände zurückzusetzen.

Man erkennt, daß die Schaltung 60b gegenüber Überfluß vom Auf/Ab-Zähler 124 durch die Verwendung der Impulse P3 und P4 gestützt ist, um den Auf/Ab-Zähler 124 auf 0 bzw. 255 zu setzen, und zwar abhängig davon, ob die Zykluszeit zu kurz oder zu lang ist. Es sei ebenfalls darauf hingewiesen, daß die eben beschriebene Schaltung eine sehr genaue Messung der Rotordrehzahl über einen kleinen Drehzahlbereich hinweg erreicht. Dies wird dadurch ermöglicht, daß man einen schnellen Zähler verwendet, der eine große Anzahl von Zählerständen über die volle Zyklusperiode hinweg ausrichtet, und der auch die volle Skala des Zählers innerhalb eines schmalen Bereichs von Rotordrehzahlen benutzt, um so einen vergrößerten oder Vernier-Effekt des Zählers zu erhalten.

Verschiedene Modifikationen und/oder Verbesserungen der

Drehzahl-Update-Schaltung 60b sind dem Fachmann der Computer-Technik gegeben. Beispielsweise kann in den Ausgang des Multivibrators 136 eine P6-betätigte Blank-Schaltung eingesetzt werden, wenn der spezielle Teile-durch-160-Zähler 126 einen Störimpuls beim Rücksetzen auf Null erzeugt. Andere Bereiche der E_R-Eingangsimpuls-Rate oder -Frequenz sind leicht dadurch zu ermöglichen, daß man entsprechende Änderungen bei der Taktfrequenz vorsieht und beim Quotienten der für den Teile-durch.... Zähler 126 ausgewählt·ist. Wenn der gewünschte Bereich in der zu messenden Ε-,-Impulsperiode ein beträchtlicher Bruchteil des durchschnittlichen Impulsintervalls ist, und wenn die Schaltungsausgangsgröße linear hinsichtlich der Impulsfrequenz und nicht hinsichtlich der Impulsperiode sein soll, so könnte ein Mikroprozessor verwendet werden, der E„ als die Dateneingangsgröße verwendet, um so die Linearität (auf Kosten von nur einer kleinen zusätzlichen Zeitverzögerung) zu verbessern.

Die Drift-Update-Schaltung 60c - vgl. nunmehr Fig. 11 - weist einen 4,9152 mHz Takt 170 auf und einen Teile-durch-10-Zähler 172, ferner einen 6-Bit-Raten- oder-Frequenzmultiplizierer 174, einen Hex-Schalterraten- oder-Frequenzwähler 176, ein NOR-Gatter 178, einen 14-Bit-Zähler 180, einen 8-Bit-Auf/Ab-Zähler 182, einen Byte-Statussensor 184, eine Auf/Ab-Steuervorrichtung 186 und einen Eine-Mikrosekunden monostabilen Multivibrator 188.

Der Byte-Statussensor 184 hat die in Fig. 12 veranschaulichte Schaltung. Der Sensor 184 empfängt als Eingangsgröße das Drift-Update-Byte E^, und zwar empfangen im Format einer 8-Bit parallelen Binärzahl 0 <N< 255. Seine Funktionen bestehen darin, einen einzigen 0,5 Mikrosekunden-Ausgangsimpuls A zu emittieren, wenn N=O, oder aber einen einzigen

0,5 Mikrosekunden-Ausgangsimpuls B dann zu emittieren, wenn N=255 ist, oder aber einen einzigen 0,5 Mikrosekunden-Ausgangsimpuls C dann zu emittieren, wenn N=128. Diese Funktionen werden in der gezeigten Weise durch die Verwendung eines Inverters 190, eines 8-Eingangs-NOR-Gates 192, eines Paars von 8-Eingangs-UND-Gattern 194 und 196 und drei monostabiler Multivibratoren 198, 200 und 202 erreicht. Das signifikanteste Bit des Drift-Update-Byte E_D wird an den Inverter 190 angelegt und sodann an das UND-Gatter 196, und zwar zusammen mit den anderen 7 Bits, wohingegen sämtliche 8 Bits des Ep-Bytes an das NOR-Gatter 192 und die UND-Gatterschaltung 194 angelegt werden. Die Ausgangsgrößen der NOR-Gatterschaltung 192 und der UND-Gatterschaltungen 194 und 196 werden jeweils an die Multivibratoren 202, 200 und 198 angelegt, deren Ausgangsgrößen die Signale A bzw. B bzw. C sind.

Die Schaltung der Auf/Ab-Steuervorrichtung 186 ist in Fig.13 dargestellt. Sie besteht aus einem dualen NOR-Flip-Flop 204, einem einfachen ODER-Gatter 206 und einem für einen speziellen Zweck dienenden Logikschalter 208. Die Eingangssignale für die Steuerschaltung 186 sind die drei nichtüberlappenden Impulse A, B und C und ein logisches Pegelsignal UD¹. Die Ausgangsgröße der Auf/Ab-Steuervorrichtung ist ein logisches Pegelsignal UD. Der Schalter 208 dient als ein impuls-betätigter,einpoliger, zwei Schaltstellungen aufweisender Schalter, der in der gezeigten Weise aufgebaut ist, und zwar unter Verwendung eines ODER-Gatters 210, eines Paars von UND-Gatterschaltungen 212 und 214 und eines Flip-Flops, bestehend aus zwei NOR-Gatterschaltungen 216 und 218. Das duale NOR-Flip-Flop 204 empfängt als Eingangsgrößen die Signale A und B und liefert ein Ausgangssignal an die UND-Gatterschaltung 212 des Schalters 208. Die Signale A

und B werden auch an die ODER-Gatterschaltung 206 angelegt, deren Ausgangsgröße an die NOR-Gatterschaltung 218 des Schalters 208 angelegt wird. Das Signal wird an die andere NOR-Gatterschaltung 216 des Schalters 208 angelegt. Bei einer derartigen Konfiguration bewirkt ein C-Impuls die Übertragung des logischen Pegeleingangssignals UD¹ als das logische Psgelausgangssignal UD, ein Zustand, der solange ungeändert verbleibt, bis und wenn die ODER-Gatterschaltung ein Ausgangssignal infolge von entweder einem A-oder einem B-Impuls erzeugt. Entweder ein A- oder ein B-Impuls bewirken, daß die Quelle des Logikpegelausgangssignals UD vom logischen Pegelsignal UD¹ auf die Ausgangsgröße des Flip-Flops , 204 umschaltet, wo es verbleibt, bis ein darauffolgender C-Impuls ankommt. Der Zustand des Flip-Flops 204 hängt davon ab, ob A oder B ankam. Wenn der Α-Impuls zuletzt ankam, so wird die Ausgangsgröße des Flip-Flops 204 auf einem hohen logischen Pegel (beispielsweise 5 Volt) gehalten. Wenn der B-Impuls zuletzt ankam, so wird die Ausgangsgröße UD des Schalters 208 auf einem niedrigen logischen Pegel (beispielsweise 0 Volt) gehalten, bis ein C-Impuls ankommt und UD mit UD' gleichsetzt.

Kehrt man nunmehr zu Fig. 11 zurück, so ist eine der beiden Ausgangsgrößen der Drift-Update-Schaltung 60c das 8-Bit-Parallal-Byte E_D, welches durch den Auf/Ab-Zähler 182 erzeugt wird. Der Wert des Zählers 182 kann auf einen Zählerstandswert von N=128 initialisiert werden, und zwar durch Anlegen eines Rücksetz-Ladeimpulses R. Ferner wird die Zählrichtung des Zählers durch das UD-Ausgangssignal der Auf/Ab-Steuerschaltung 186 bestimmt. Die zweite Ausgangsgröße der Drift-Update-Schaltung 60c ist das Ladebefehlssignal L_D, welches durch den Multivibrator 188 infolge des Eingangsimpulses E_L erzeugt wird.

Die Auf/Ab-Steuervorrichtung 186 empfängt die A, B und C Eingangsimpulse von den entsprechenden A, B und C Ausgängen des Byte-Statussensors 184, der derart angeschaltet ist, daß seine Eingangsgröße die gleiche Größe ist wie das Ausgangs-Byte E_D der Drift-Update-Schaltung 60c. Die UD-Eingangsgröße für die Auf/Ab-Steuerschaltung 186 ist der Eingangslogikpegel von Bit 7, d.h. Bit 7 vom Ausgang der Phasen-Update-Schaltung 60a. Wenn die Phasenverzögerung übermäßig groß ist, so ist dieses Bit hoch.

Der Kippeingang des Auf/Ab-Zählers 182 ist die O-bis-30 Hz Impulsfolgeausgangsgröße des 14-Bit-Zählers 180, der als seine Eingangsgröße die Ausgangsgröße der NOR-Gatterschaltung 178 empfängt. Die Eingänge zur NOR-Gatterschaltung 178 sind das Ausgangssignal L_D vom Multivibrator 188 und die O-bis-491,520 Hz Ausgangsgröße des Impulsfrequenzvervielfachers 174. Der Impulsfrequenzvervielfacher 174 empfängt als Eingangsgröße die Ausgangsgröße des Teile-durch-10-Zählers 172, der seinerseits als Eingangsgröße die Ausgangsgröße vom Taktgeber 170 empfängt.

Die Ausgangsfrequenz des Raten- oder Frequenzvervielfachers 174 kann in 64 Stufen von jeweils 7680 Hz eingestellt werden, und zwar über den O-bis-491,520 Hz Bereich hinweg, und'zwar mittels eines 6-Bit-Wortes, geliefert durch den Hex-Schaltfrequenzselektor 176. Beispielsweise besitzt für eine mittlere Bereichseinstellung von 32 (d.h. mit nur dem signifikantesten Schalter aktiv) im Frequenzwähler der Frequenzvervielfacher 174 eine Ausgangsfrequenz von 495,200/2=245,760 Hz und die Ausgangsfrequenz des 14-Bit-Zählers 180 ist 15 Hz. Bei einer derart langsamen 15 Hz Kipprate würde der 8-Bit-Auf/Ab-Zähler 182 eine Zeitverzögerung von fast 8,5 Sekunden benötigen, um von seinem manuell voreingestellten Zählerstand

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von N=128 auf seinen am nächsten zum überfließen liegenden Zählerstand von N=255 vorzuschalten, und zwar selbst dann, wenn die Bit 7-Eingangsgröße zu allen Zeiten hoch verbliebe.

Im tatsächlichen Betrieb besteht der Effekt (durch die E_n ¹ Motorsteuerschleife) von N128 darin (innerhalb eines Zeitintervalls das verglichen mit der 8,5 Sekunden in der Mitte der Skala liegenden Teilzeitkonstante klein ist) eine Umkehr des Bit 7-Eingangspegels auf Null bewirken. Dies bewirkt eine langsame Abnahme des Werts von E_ auf einen Wert von N128, was eine Rückkehr von Bit 7 auf seinen hohen Pegel durch die Rückkopplungswirkung der Motorsteuerschleife bewirkt. Unter normalen Betriebsbedingungen weicht die Anzahl N im Auf/Ab-Zähler 182 nicht weit vom Mittelbereichswert von N=128 ab, so daß die Auf/Ab-Steuervorrichtung 186 keine A- oder B-Impulse vom Byte-Statussensor 184 empfängt.

Wenn jedoch durch Zufall die Bit 7-Eingangsgröße für zu lange hoch (oder niedrig) verbleibt, beispielsweise infolge eines unerwarteten signifikanten Anstiegs der Motorlagerverzögerung, so wird die Anzahl N im Auf/Ab-Zähler auf seinen oberen Grenzpegel von 255 ansteigen (oder auf seinen unteren Grenzpegel von Null abnehmen), auf welche Weise ein B-Impuls (oder ein Α-Impuls) vom Byte-Statussensor 184 ausgelöst wird. Die sich ergebende Wirkung der Auf/AbSteuervorrichtung besteht darin, zeitweise die Bit 7-Eingangsgröße abzutrennen und zu gestatten, daß die langsame Kipprate die Zahl im Zähler 182 auf deren Mittelbereichswert von N=128 zurückbringt, wonach dann die Bit 7-Eingangsgröße wieder verbunden wird. Auf diese Weise wird ein Überfließen oder Unterfließen des Auf/Ab-Zählers vermieden (und die begleitenden störenden Vollbereichsschnappwirkungsabweichungen vom N-Wert). Eine Alarmglocke, die durch die

Ausgangsgröße der ODER-Gatterschaltung 206 ausgelöst wird, könnte dazu verwendet werden, um die Notwendigkeit einer externen erneuten Trimming des spannungsgesteuerten Oszillators 42 (Fig. 2) in der Motorantriebsschaltung zu signalisieren; diese Alarmglocke kann wahlweise vorgesehen werden.

Aus der vorausgegangenen Beschreibung kennt man, daß die Drift-Update-Schaltung 60c mehrere Funktionen ausübt, und zwar zusätzlich zu der der Aufrechterhaltung eines laufenden Zeitintegrals der anomalen Phasenverzögerung. Sie sieht eine einstellbare Zeitkonstante vor, eine automatische Pause des endgültigen Auf/Ab-Zählers, während der Ausgangsladebefehl L ausgesandt wird, und eine externe Rückstellung des Ausgangs-Bytes E_D auf seinen Mittelbereichswert. Die Schaltung ist auch dafür vorgesehen, das Überfließen und das Unterfließen des Endzählers zu vermeiden, und ferner sind Maßnahmen vorgesehen für die automatische und allmähliche Rückkehr zur Mitte, auf welche Weise sporadisch und zerstörend wirkende Sprünge im Wert des Ausgangs-Bytes E_ verhindert werden.

Beim Starten des Systems - vergl. dazu wiederum Fig. 3 ist nur das Drehzahlfehlersignal E₀ ¹¹¹ zweckmäßig und notwendig, in welchem Falle die Verstärkungen der Dämpfer 76 und 78 automatisch auf Null gehalten werden, und zwar mittels eines (nicht gezeigten) elektronischen Schalters, der nur dann betätigt wird, wenn der Wert von E₀ ¹¹¹ groß ist. Sobald der Motor auf die volle Betriebsgeschwindigkeit oder Drehzahl gebracht wird, und zwar durch das Drehzahlfehlersignal Eg¹¹¹, stellt das Phasenfehlersignal E_p automatisch den Winkel des Choppers auf seine vorbestimmte phasenverriegelte Position ein. Wie oben erwähnt, dient das Driftfehlersignal E₀ ¹'¹ nur zur Kompensation irgendwelcher allmählicher Änderungen in der Streukomponente der Motorlast

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(Wicklung und Lagerverzögerung) vor und hat wenig Wirkung auf die Zeitspannen von weniger als einer Minute. Somit kann die Verstärkung der Drift-Signaldämpfungsvorrichtung 78 manuell auf Null gehalten werden, während die anfänglichen (einmaligen) Einstellungen von der E₅ ¹'¹ und Ep¹¹¹ Dämpfer für optimale Leistungsfähigkeit des Choppers bei der Betriebsdrehzahl erfolgen. Es sei bemerkt, daß eine tibermäßige Verstärkung im Drehzahlfehlerdämpfer 74 schnelle Vibrationen im Wellenwinkel zur Folge hat, und zwar infolge von vernachlässigten Zeitverzögerungen zweiter Ordnung. Eine übermäßige Verstärkung im Phasenfehlerdämpfer 76 erzeugt ein Überschießen hinsichtlich des Spurfehlers. Eine optimale Arbeitsweise wird dann erreicht, wenn der Drehzahlfehlerdämpfer 74 auf maximale vibrationsfreie Verstärkung eingestellt und der Phasenfehlerdämpfer auf die kritische Dämpfung eingestellt ist.

Aus der vorausgegangenen Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung sind dem Fachmann auch Abwandlungen ersichtlich, ohne dabei den Rahmen der Erfindung zu verlassen.

Zusammenfassend sieht die Erfindung folgendes vor:

Eine hochpräzise Steuervorrichtung für einen mehrere Phasen aufweisenden Wechselspannungsmotor,der einer großen Trägheitslast ausgesetzt ist. Die Steuervorrichtung wurde für ein Neutronen-Choppersystem entwickelt und ist in diesem Zusammenhang besonders zweckmäßig, wobei das Neutronen-Choppersystem einen schweren umlaufenden Rotor aufweist, der in einer phasenverriegelten Synchronbeziehung mit einer Bezugsimpulsfolge rotiert werden muß, die für ein Wechselleistungsversorgungssignal repräsentativ ist, das eine meandrierende oder hin- und herschwankende Netzfreguenz besitzt.

Die Steuervorrichtung umfaßt einen Wellenumdrehungsfühler oder Sensor, der eine Rückkopplungsimpulsfolge erzeugt, die für die tatsächliche Drehzahl des Motors repräsentativ ist. Ein Zeitsteuersignalgenerator liefert ein Bezugssignal, welches mit dem Rückkopplungssignal in einer Recheneinheit verglichen wird, um so ein Motorsteuersignal zu erzeugen. Im bevorzugten Augführungsbeispiel ist das Motorsteuersignal eine gewichtete lineare Summe des Drehzahlfehlersignals, eines Phasenfehlersignals und eines Driftfehlersignals, wobei die Größen dieser Signale erneut berechnet und auf den neuesten Stand gebracht werden mit jeder Umdrehung der Motorwelle. Das Drehzahlfehlersignal wird durch eine Feineinstell-Logikschaltung erzeugt, die driftfrei ist und gegenüber kleinen Drehzahländerungen höchst empfindlich ist. Das Phasenfehlersignal wird ebenfalls digital mit einstellbarer Empfindlichkeit um einen in der Mitte der Skala liegenden Null-Wert berechnet. Das Driftfehlersignal wird durch eine Langzeitzählung des Phasenfehlers erzeugt und wird dazu verwendet, um langsame Änderungen der durchschnittlichen Reibungsverzögerung am Motor zu kompensieren. Die Statorwicklungen des Motors werden durch zwei Leitungsverstärker angetrieben, die durch das Motorsteuersignal gesteuert werden.

Zussammenfassung :

Die Steuervorrichtung umfaßt einen Wellenumdrehungsfühler oder Sensor, der eine Rückkopplungsimpulsfolge erzeugt, die für die tatsächliche Drehzahl des Motors repräsentativ ist. Ein Zeitsteuersignalgenerator liefert ein Bezugssignal, welches mit dem Rückkopplungssignal in einer Recheneinheit verglichen wird, um so ein Motorsteuersignal zu erzeugen. Im bevorzugten Aus,führungsbeispiel ist das Motorsteuersignal eine gewichtete lineare Summe des Drehzahlfehlersignals, eines Phasenfehlersignals und eines Driftfehlersignals, wobei die Größen dieser Signale erneut berechnet und auf den neuesten Stand gebracht werden mit jeder Umdrehung der Motorwelle. Das Drehzahlfehlersignal wird durch eine Feineinstell-Logikschaltung erzeugt, die driftfrei ist und gegenüber kleinen Drehzahländerungen höchst empfindlich ist. Das Phasenfehlersignal wird ebenfalls digital mit einstellbarer Empfindlichkeit um einen in der Mitte der Skala liegenden Null-Wert berechnet. Das Driftfehlersignal wird durch eine Langzeitzählung des Phasenfehlers erzeugt und wird dazu verwendet, um langsame Änderungen der durchschnittlichen Reibungsverzögerung am Motor zu kompensieren. Die Statorwicklungen des Motors werden durch zwei Leitungsverstärker angetrieben, die durch das Motorsteuersignal gesteuert werden.

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Claims (15)

1. Patentansprüche

   f 1. / Steuervorrichtung zum Steuern der Drehzahl und "Phase eines Wechselstrommotors mit hoher Genauigkeit, wobei der Motor einer Rotorlast von beträchtlicher Trägheit ausgesetzt ist, die in phasenfesten Synchronismus mit einer Bezugsimpulsfolge von meandrierender Wiederholfrequenz rotiert wird, gekennzeichnet durch:

   Wellenumdrehungssensormittel, die ein Rückkopplungsimpulsfolgesignal mit einer Frequenz liefern, welches für die Rotationsgeschwindigkeit des Motors repräsentativ ist,

   Drehzahlfehlersignalgeneratormittel zur Erzeugung eines Drehzahlfehlersignals, repräsentativ für die Differenz zwischen der Drehzahl des Motors und einer vorbestimmten gewünschten Drehzahl, die auf einer zeitdurchschnittlichen Frequenz der Bezugsimpulsfolge basiert, wobei die Drehzahlfehlersignalgeneratormittel digitale Takt- und Logikmittel aufweisen, um einen neuen Wert des Drehzahlfehlers zu berechnen, und zwar nach Eintreffen jedes Impulses in der Rückkopplungsimpulsefolge, wobei der erwähnte neue Wert unabhängig von sämtlichen zuvor berechneten Drehzahlfehlerwerten ist und dadurch frei von zeitglättenden Verzögerungen,

   BAD ORIGINAL

   Phasenfehlersignalgeneratormittel einschließlich Takt- und Zählermitteln zum Berechnen als ein Maß für den Phasenfehler der Phasenverzögerung der Rückkopplungsimpulsfolge hinter der Bezugsimpulsfolge, wobei die Phasenfehlermessung erneut durchgeführt wird, nach der Ankunft jedes Impulses in der Bezugsimpulsfolge,

   Motorantriebsmittel, einschließlich eines spannungsgesteuerten Oszillators, variabler Frequenz Sinus- und Cosinus-Generatoren und angeschalteter Motor/Stator-Leistungsverstärker zur Beschleunigung der Rotorlast proportional zur an den Eingang des Oszillators angelegten Spannung, und

   Steuerspannungsummiermittel zur Kombination des Drehzahlfehlersignals und des Phasenfehlersignals in ein Steuersignal, welches als die Eingangsgröße zum spannungsgesteuerten Oszillator dient, wobei die Summiermittel Datenverriegelungsschaltungen und Digital/Analog-Umwandler aufweisen, um in analoger Form die periodisch erneuten Drehzahlfehler und Phasenfehlersignale zu halten und vorzusehen.
2. 2. Steuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Mittel zum Anlegen des Drehzahlfehlersignals an die Leistungsverstärker einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweisen, der das Drehzahlfehlersignal empfängt und ein eine variable Frequenz besitzendes Steuersignal erzeugt, welches an einen Digitalzähler angelegt wird, der sequentiell jeden einer Vielzahl von programmierbaren Nur-Lesespeichern anadressiert, die mit den entsprechenden variablen Frequenzleistungsverstärkern assoziiert sind, die die Statorwicklungen des Motors antreiben, wobei die Nur-Lesespeicher jeweils in ihren anadressierbaren Speichern digitalisiertere Repräsentationen trigonometrischer Funktionen enthalten, wobei diese trigonometrischen Funktionen gespeichert in den Nur-Lesespeichern die Phasenbeziehungen der entsprechenden Stator-

   wicklungen des Motors enthalten, und wobei Digital/Analog-Umwandlermittel jeweils mit den programmierbaren Nur-Lesespeichern assoziiert sind, um die Inhalte der Speicher in Analog-Signale umzuwandeln, die dazu geeignet sind, die Ausgangsgrößen der entsprechenden Leistungsverstärker zu steuern, und zwar sind diese Ausgangsgrößen mit den Statorwicklungen des Motors gekoppelt, wodurch das variable Frequenzsteuersignal die Adresse der Nur-Lesespeicher mit einer Rate oder Geschwindigkeit weiterschaltet, die bestimmt ist durch die Größe des Drehzahlfehlersignals, um auf diese Weise gleichzeitig die Frequenzen der Ausgangsgrößen der Leistungsverstärker zu variieren, und um dadurch die Drehzahl des Motors zu steuern.
3. 3. Vorrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Phasenfehlersignalgeneratormittel zur Erzeugung eines Phasenfehlersignals, welches für die Phasendifferenz zwischen der Wechselstromleistungsversorgung und dem Rückkopplungsimpulsfolgesignal repräsentativ ist, und wobei die Mittel zum Anlegen des Drehzahlsteuersignals zur Variation der Frequenzen der Leistungsverstärker Summierverstärkermittel aufweisen, um das Drehzahlfehlersignal und das Phasenfehlersignal zu kombinieren, um so ein Motorsteuersignal zu- erzeugen, welches an die Mittel zum Anlegen des Drehzahlfehlersignals angelegt werden, um gleichzeitig die Frequenzen der Leistungsverstärker zu verändern.
4. 4. Vorrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch Driftfehlersignalgeneratormittel zur Erzeugung eines Driftfehlersignals, welches für das Integral des Phasenfehlersignals über die Zeit hinweg repräsentativ ist, und wobei das Drehzahlfehlersignal, das Phasenfehlersignal und das Driftfehlersignal miteinander durch die Summierverstärkermittel kombiniert werden, um das Motorsteuersignal zu bilden.
5. 5. Vorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Mittel zum Anlegen des Motorsteuersignals an die Leistungsverstärker folgendes aufweist: einen spannungsgesteuerten Oszillator, der das Motorsteuersignal empfängt und ein eine variable Frequenz besitzendes Motorsteuersignal erzeugt, wobei letzteres an einen Digitalzähler angelegt wird, der sequentiell jeden einer Vielzahl von programmierten Nur-Lesespeichern anadressiert, die mit den entsprechenden variablen Frequenzleistungsverstärkern assoziiert sind, die die Statorwicklungen des Motors antreiben, und wobei die Nur-Lesespeicher jeweils in ihren anadressierbaren Speichern digitalisierte Repräsentationen von trigonometrischen Funktionen enthalten, die in den Nur-Lesespeichern gespeichert sind und die Phasenbeziehungen der entsprechenden Statorwicklungen des Motors berücksichtigen, und wobei ferner Digital/Analog-Umwandlermittel jeweils mit den programmierbaren Nur-Lesespeichern assoziiert sind, um die Inhalte der Speicher in Analogsignale umzuwandeln, welche für die Steuerung der Ausgangsgrößen der entsprechenden Leistungsverstärker gekoppelt mit den Statorwicklungen des Motors geeignet sind, wodurch das eine variable Frequenz besitzende Motorsteuersignal die Adressen der Nur-Lesespeicher mit einer Frequenz weiterschaltet, die bestimmt ist durch die Größe des Motorsteuersignals, um dadurch gleichzeitig die Frequenzen der Ausgangsgrößen der Leistungsverstärker zu verändern, und um dadurch die Drehzahl und Phase des Motors zu steuern.
6. 6. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Taktfrequenz der Taktmittel hoch liegt und die Zählkapazität der Zählermittel niedrig liegt, so daß die Zählermittel eine Vielzahl von Malen während jedes Zählintervalls überfließen, und wobei die Taktfrequenz und die Zählerkapazität derart ausgewählt sind, daß die Zählermittel einen Zählwert von der Hälfte seines maximalen Zählwerts in dem Falle erreichen, daß die Drehzahl des Motors der vorbestimmten gewünschten

   Drehzahl entspricht/ und wobei das Drehzahlfehlersignal ein Gleichspannungssignal der Größe ist, die proportional zum Zählwert der Zählermittel nach jedem Zählintervall ist, und wobei ferner die Zählmittel auf ihren maximalen oder minimalen Zählwert im Falle seines überfließens gehalten wird, und zwar entweder nach oben oder unten im letzten Zählzyklus jedes Zählintervalls, wodurch das Drehzahlfehlersignal linear bezüglich der Drehzahlfehler ist, und zwar über einen kleinen Bereich von Drehzahlfehlern, und wobei das Signal konstant im Falle von Drehzahlfehlern außerhalb des kleinen Bereichs der Drehzahlfehler ist, um so ein Korrigieren des Hochverstärkungsansprechens gegenüber kleinen Abweichungen hinsichtlich der Drehzahl des Motors vorzusehen.
7. 7. Vorrichtung nach Anspruch 6 mit Mitteln zur Erzeugung einer Folge von acht Impulsen zwischen jedem Zählintervall, wobei die Folge von acht Impulsen eine Gesamtdauer besitzt, die ein kleiner Bruchteil des gesamten Zählintervalls ist, und wobei der erste Impuls in der Folge die Zählermittel stoppt und der achte Impuls in der Folge die Zählermittel startet, wobei ferner der zweite Impuls in der Folge die übertragung des Zählerstandswertes der Zählermittel zu zweiten Zählermitteln bewirkt, und zwar für die Rückübertragung zu den Mitteln zur Umwandlung des Zählerwerts in das Drehzahlfehlersignal, und wobei die dritten und vierten Impulse in der Folgejeweils den Wert der zweiten Zählermittel auf einen minimalen oder maximalen Wert zurückstellen, und zwar abhängig davon, ob die Drehzahl des Motors, repräsentiert durch die Anzahl von Malen, mit denen die Zählermittel während des Zählintervalls überfließen, außerhalb eines vorbestimmten Geschwindigkeitsbereichs,zentriert auf einer optimalen Drehzahl liegen, und wobei der fünfte Impuls in der Folge die übertragung des Werts der zweiten Zählermittel aktiviert, und zwar zu den Mitteln zur Um-

   wandlung des digitalen Zählerstandswertes nach jedem Zählintervall, und zwar zu dem Drehzahlfehlersignal, und wobei der sechste Impuls in der Folge der acht Impulse das Rücksetzen des Werts der Zählermittel auf seinen vorbestimmten Anfangswert bewirkt, und wobei schließlich der siebente Impuls in der Folge die Rückstellung der zweiten Zählermittel auf einen Anfangswert bewirkt, wodurch ein eine hohe Verstärkung besitzendes lineares Ansprechen gegenüber kleinen Veränderungen der Drehzahl über einen kleinen Bereich von Veränderungen hinweg erreicht wird, und wobei ferner die maximalen Drehzahlfehlersignale infolge von Drehzahlvariationen außerhalb des kleinen Bereichs erzeugt werden.
8. 8. Vorrichtung zur Steuerung mit hoher Präzision der Drehzahl und der Phase eines mehrere Phasen aufweisenden Wechselstrommotors, der einer beträchtlichen Trägheitslast ausgesetzt ist, und um den Motor in einer phasenverriegelten Synchronbeziehung mit einer Bezugsimpulsfolge zu drehen, die repräsentativ sein kann für ein Wechselstromversorgungsleistungssignal, das einer hin- und hergehenden Netzfrequenz ausgesetzt ist, wobei der Motor durch eine Vielzahl von Leistungsverstärkern mit variabler Frequenz betrieben wird, die die entsprechenden Statorwicklungen des Motors betreiben, wobei folgendes vorgesehen ist:

   Wellenumdrehungssensormittel, betätigbar zur Erzeugung eines Rückkopplungsimpulsfolgesignals mit einer Frequenz, repräsentativ für die Drehzahl des Motors,

   Fehlersignalgeneratormittel zur Erzeugung eines Drehzahlfehlersignals, eines Phasenfehlersignals und eines Driftfehlersignals, wobei das Drehzahlfehlersignal die Differenz zwischen der Drehzahl des Motors, repräsentiert durch die Frequenz des Rückkopplungsimpulsfolgesignals und eine vorbestimmte gewünschte Drehzahl, basierend auf der zeit-

   durchschnittlichen Frequenz der Bezugsimpulsfolge repräsentierte, wobei das Phasenfehlersignal die Phasendifferenz repräsentiert zwischen der Bezugsimpulsfolge und dem Rückkopplungsimpulsfolgesignal, und wobei das Driftfehlersignal das Integral des Phasenfehlersignals über die Zeit hinweg repräsentiert,

   Summierverstärkermittel zur Kombination der Drehzahl-Phasen- und Driftfehlersignale zur Erzeugung eines Motorsteuersignals, und

   Mittel zum Anlegen des Motorsteuersignals gleichzeitig an die eine variable Frequenz besitzenden Leistungsverstärker, um dadurch die Drehzahl und Phase des Motors zu steuern.
9. 9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Anlegen des Motorsteuersignals an die Leistungsverstärker einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweisen, der das Motorsteuersignal empfängt und ein eine variable Frequenz besitzendes Steuersignal erzeugt, welches an einen Digitalzähler angelegt wird, der sequentiell jeden einer Vielzahl von programmierbaren Nur-Lesespeichern anadressiert, die mit den entsprechenden Leistungsverstärkern variabler Frequenz assoziiert sind, welche wiederum die Statorwicklungen des Motors antreiben, und wobei jeder der Nur-Lesespeicher in den adressierbaren Speichern digitalisierte Repräsentationen trigonometrischer Funktionen enthält, und wobei diese trigonometrischen Funktionen in den Nur-Lesespeichern gespeichert sind, und zwar unter Berücksichtigung der Phasenbeziehungen der entsprechenden Statorwicklungen des Motors, und wobei ferner Digital/Analog-Umwandlermittel jeweils mit den programmierbaren Nur-Lesespeichern assoziiert sind, um die Inhalte der Speicher in Analogsignale umzuwandeln, die zur Steuerung der Ausgangsgröße der entsprechenden Leistungsverstärker gekoppelt mit

   "J "j 4 b 7 8 ö

   den Statorwicklungen des Motors geeignet sind, wodurch das eine variable Frequenz besitzende Steuersignal die Adressen der Nur-Lesespeicher mit einer Frequenz oder Rate fortschaltet, die bestimmt ist durch die Größe des Motorsteuersignals, um auf diese Weise gleichzeitig die Frequenzen der Ausgangsgrößen der Leistungsverstärker zu steuern, und um dadurch die Drehzahl und die Phase des Motors zu steuern.
10. 10. Steuervorrichtung zum Steuern mit hohem Präzisionsgrade der Drehzahl eines mehrere Phasen aufweisenden Wechselstrommotors, der einer beträchtlichen Trägheitsbelastung ausgesetzt ist, und um die Drehzahl des Motors auf einer im wesentlichen konstanten Drehzahl zu halten, die dem Langzeitdurchschnitt einer Bezugsimpulsfolge entspricht, die für ein Wechselstromleistungsversorgungssignal repräsentativ ist, das einer hin- und hergehenden Netzfrequenz ausgesetzt ist, wobei im einzelnen folgendes vorgesehen ist:

    Wellenumdrehungssensormittel zur Erzeugung eines Rückkopplungsimpulsfolgesignals mit einer für die Drehzahl des Motors repräsentativen Frequenz,

    eine Vielzahl von Leistungsverstärkern mit variabler Frequenz, die angeschaltet sind, um die entsprechenden Statorwicklungen des Mehrphasenmotors anzutreiben,

    Drehzahlfehlersignalmittel zur Erzeugung eines Drehzahlfehlersignals, welches repräsentativ ist für die Differenz zwischen der Drehzahl des Motors und einer vorbestimmten gewünschten Drehzahl, die basiert auf einer zeitdurchschnittlichen Frequenz der Bezugsimpulsfolge, wobei die Drehzahlfehlersignalgeneratormittel digitale Taktmittel aufweisen, um eine Zeitsteuersignalimpulsfolge zu erzeugen, die eine vorbestimmte, im wesentlichen konstante Fre-

    BAD ORIGINAL

    quenz besitzt, die im wesentlichen höher liegt als die Frequenz der Rückkopplungsimpulsfolge, und wobei die digitalen Zählermittel zum Zählen der Impulse der Zeitsteuersignalimpulsfolge dienen, und zwar während Intervallen zwischen Empfang aufeinanderfolgender Impulse des Rückkopplungsimpulsfolgesignals, und mit Mitteln zur Umwandlung des digitalen Zählerwertes der Zählermittel nach jedem Zählintervall in das erwähnte Drehzahlfehlersignal, und

    Mittel zum Anlegen des Drehzahlfehlersignals zur gleichzeitigen Variation der Frequenzen der Leistungsverstärker, die die Statorwicklungen des Motors antreiben, um dadurch die Drehzahl des Motors zu steuern.
11. 11. Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei die Mittel zum Anlegen des Drehzahlfehlersignals an die Leistungsverstärker einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweisen, der das Drehzahlfehlersignal empfängt und ein variables Frequenzsteuersignal erzeugt, welches an einen Digitalzähler angelegt wird, der sequentiell jeden Speicher aus einer Vielzahl von programmierbaren Nur-Lesespeichern anadressiert, die mit den entsprechenden, eine variable Frequenz besitzenden Leistungsverstärkern assoziiert sind, die die Statorwicklungen des Motors antreiben, wobei jeder der Nur-Lesespeicher jeweils in seinen adressierbaren Speichern digitalisierte Repräsentationen trigonometrischer Funktionen enthält, die in den Nur-Lesespeichern unter Berücksichtigung der Phasenbeziehungen der entsprechenden Statorwicklungen des Motors gespeichert sind, und wobei Digital/Analog-Umwandlermittel jeweils mit den programmierbaren Nur-Lesespeichern assoziiert sind, um die Inhalte der Speicher in Analogsignale umzuwandeln, die zur Steuerung der Ausgangsgrößen der entsprechenden Leistungsverstärker geeignet sind, die ihrerseits mit den Statorwicklungen des Motors gekoppelt sind, wodurch das variable FrequenzSteuersignal die Adressen der

    Nur-Lesespeicher mit einer Frequenz weiterschaltet, die bestimmt ist durch die Größe des Drehzahlfehlersignals, um dadurch gleichzeitig die Frequenzen der Ausgangsgrößen der Leistungsverstärker zu variieren und um dadurch die Drehzahl des Motors zu steuern.
12. 12. Vorrichtung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch Phasenfehlersignalgeneratormittel zur Erzeugung eines Phasenfehlersignals, repräsentativ für die Phasendifferenz zwischen der Bezugsimpulsfolge und dem Rückkopplungsimpulsfolgesignal, und wobei die Mittel zum Anlegen des Drehzahlsteuersignals zur Veränderung der Frequenzen der Leistungsverstärker Summierverstärkermittel aufweisen, zur Kombination des Drehzahlfehlersignals und des Phasenfehlersignals zur Erzeugung eines Motorsteuersignals, welches durch die Mittel zum Anlegen des Drehzahlfehlersignals angelegt wird, um gleichzeitig die Frequenzen der erwähnten Leistungsverstärker zu verändern.
13. 13. Vorrichtung nach Anspruch 10, gekennzeichnet durch Driftfehlersignalgeneratormittel zur Erzeugung eines Driftfehlersignals, repräsentativ für das Integral des Phasenfehlersignals über die Zeit hinweg, und wobei das Drehzahlfehlersignal, das Phasenfehlersignal und das Driftfehlersignal durch die Summierverstärkermittel kombiniert werden, um das Motorsteuersignal zu erzeugen.
14. 14. Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei die Mittel zum Anlegen des Motorsteuersignals an die Leistungsverstärker einen spannungsgesteuerten Oszillator aufweisen, der das Motorsteuersignal empfängt, um ein eine variable Frequenz besitzendes Motorsteuersignal zu erzeugen, welches an einen Digitalzähler angelegt wird, der sequentiell jeden einer Vielzahl von programmierten Nur-Lesespeichern anadressiert, die mit den entsprechenden eine variable Frequenz

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    aufweisenden Leistungsverstärkern assoziiert sind, die ihrerseits die Statorwicklungen des Motors antreiben, wobei die Nur-Lesespeicher jeweils in ihren anadressierbaren Speicherplätzen digitalisiertere Repräsentationen trigonometrischer Funktionen enthalten, die in den Nur-Lesespeichern unter Berücksichtigung der Phasenbeziehung der entsprechenden Statorwicklungen des Motors gespeichert sind, und wobei ferner Digital/Analog-Umwandler mit den programmierten Nur-Lesespeichern assoziiert sind, um die Inhalte der Speicher in Analogsignale umzuwandeln, die dazu geeignet sind, die Ausgangsgrößen der entsprechenden Leistungsverstärker, gekoppelt mit den Statorwicklungen des Motors, zu steuern, wodurch das eine variable Frequenz besitzende Motorsteuersignal die Adressen der Nur-Lesespeicher mit einer Rate fortschaltet, die bestimmt ist durch die Größe des MotorSteuersignals, um dadurch gleichzeitig die Frequenzen der Ausgangsgrößen der Leistungsverstärker zu verändern, und um dadurch die Drehzahl und die Phase des Motors zu steuern.
15. 15. Vorrichtung nach Anspruch 10, wobei die Taktfrequenz der Taktmittel hoch liegt und die Zählkapazität der Zählermittel niedrig liegt, so daß die Zählermittel eine Vielzahl von Malen während jeden Zählintervalls überfließen, und wobei die Taktfrequenz und die Zählkapazität derart ausgewählt sind, daß die Zählermittel einen Zählwert von der Hälfte seines maximalen Zählwerts in dem Falle erreichen, daß die Drehzahl des Motors der vorbestimmten gewünschten Drehzahl entspricht, und wobei das Drehzahlfehllersignal ein Gleichstromsignal ist, dessen Größe proportional zum Zählwert der Zählermittel nach jedem Zählintervall ist, und wobei ferner die Zählermittel auf ihren maximalen oder minimalen Zählerwert in dem Falle gehalten werden, daß der Zähler entweder hoch oder niedrig in seinem letzten Zählzyklus jedes Zählintervalls überfließt,

    wodurch das Drehzahlfehlersignal linear bezüglich der
    Drehzahlfehler über einen kleinen Bereich von Drehzahlfehlern hinweg ist, und wobei es konstant in dem Falle
    ist, daß die Drehzahlfehler außerhalb des kleinen Bereichs von Drehzahlfehlern liegen, um so gegenüber kleinen Abweichungen hinsichtlich der Drehzahl des Motors ein korrigie-

    rendes Ansprechen mit hoher Verstärkung zu erhalten.