DE3109305A1

DE3109305A1 - Motorsteuerung

Info

Publication number: DE3109305A1
Application number: DE19813109305
Authority: DE
Inventors: Kenji Hachioji Tokyo Kimura
Original assignee: Olympus Optical Co Ltd
Current assignee: Olympus Corp
Priority date: 1980-03-11
Filing date: 1981-03-11
Publication date: 1981-12-24
Also published as: US4376914A; DE3109305C2

Description

Beschreibung

Die Erfindung betrifft eine Motorsteuerung, die ein digitales Servosystem verwendet.

Zur Steuerung eines Motors/ wie beispielsweise eines Gleichstrommotors oder eines bürstenlosen Motors, z. B. eines Hall-Motors, wird oft ein analoges Servosystem verwendet? ein solches analoges Servosystem hat jedoch in seinem Stromkreis vergleichsweise große Energieverluste, die wiederum zu vergleichsweise hoher Wärmeerzeugung führen; außerdem ist sein Arbeitspunkt mit einer Temperatur-Drift behaftet, so daß die Stabilität eines solchen Servosystems nicht sehr gut ist.

Es ist deshalb ein Ziel der vorliegenden Erfindung, die oben beschriebenen Nachteile der herkömmlichen Motorsteuerungen zu vermeiden.

Weiterhin soll eine Motorsteuerung vorgeschlagen werden, die mittels eines digitalen Servosystems eine extrem stabile Steuerung ermöglicht.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Motorsteuerung mit einem Elektromotor, mit einem ersten Zähler für die Zählung von Taktimpulsen bestimmter Frequenz, mit einer Einrichtung zum Zurücksetzen des ersten Zählers durch ein Ausgangssignal, das der Drehfrequenz des Motors entspricht, und zur Speicherung des gezählten Inhaltes des ersten Zählers unmittelbar vor dem Zurücksetzen, mit einem zweiten Zähler für die Zählung von Taktimpulsen mit einer bestimmten Frequenz, die höher als die Frequenz des oben erwähnten Taktsignals ist, und mit einerEinrichtung für den Vergleich des Inhaltes des ersten Zählers mit dem des zweiten Zählers, für das Zurücksetzen des zweiten Zählers, wenn die beiden Inhalte übereinstimmen, für die Erzeugung von Ausgangssignalen vom Zurüdsetzen des zweiten Zählers bis zum Zurücksetzen des ersten

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Zählers und zur Steuerung der Drehfrequenz des Motors durch die Ausgangssignale geschaffen. Die Frequenz der Taktsignale des zweiten Zählers kann variabel ausgelegt werden.

Außerdem wird gemäß der vorliegenden Erfindung eine Motorsteuerung mit einem bürstenlosen Motor, mit einer Einrichtung zur Erzeugung von Rotationssignalen, die der Polzahl des Motors entsprechen, mit einem ersten Zähler zur Zählung von Taktimpulsen mit einer bestimmten Frequenz, mit einer Einrichtung zur Zurücksetzung des ersten Zählers durch das Rotationssignal und die Speicherung des gezählten Inhaltes des ersten Zählers unmittelbar vor dem Zurücksetzen, mit einem zweiten Zähler für die Zählung von Taktsignalen mit einer bestimmten Frequenz, und mit einer Einrichtung für den Vergleich des gespeicherten Inhaltes mit dem Inhalt des zweiten Zählers, für das Zurücksetzen des zweiten Zählers, wenn die beiden Inhalte gleich sind, und für die Modulation der Startzeit eines ;jeder Polwindung des Motors zugeführten Strom durch ein beim Zusammenfallen der beiden Inhalte erzeugtes Ausgangssignal vorgeschlagen. Die Einrichtung für die Erzeugung der der Polzahl des Motors entsprechenden Rotationssignale wandelt eine Sinus-Welle durch einen vorgegebenen Doppelbegrenzungs-Pegel in ein Rotationssignal um, das der Polzahl des Motors entspricht. Die Sinuswelle wird durch einen magneto-elektrischen Wandler festgestellt, der an dem Motor vorgesehen ist. Die Frequenz der Taktsignale, die in dem ersten Zähler festgestellt werden, wird näherungsweise gleich der Hälfte der Frequenz der Taksignale festgelegt, die in dem zweiten Zähler festgestellt werden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die beiliegenden, schematischen Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein Blockdiagramm des Aufbaus einer Ausführungsform einer Motorsteuerung nach der vorliegenden Erfindung,

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Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Verzögerungsschaltung, die bei der Motorsteuerung nach Fig. 1 verwendet wird,

Fig. 3 bis 5 Wellenformen zur Erläuterung der Funktionsweise der verschiedenen Schaltungsanordnungen der Motorsteuerung nach Fig. 1,

Fig. 6 ein Blockdiagramm des Aufbaus einer weiteren Ausführungsform einer Motorsteuerung nach der vorliegenden Erfindung,

Fig. 7 ein Diagramm des Aufbaus des Hall-Motors, der bei der Motorsteuerung nach Fig. 6 verwendet wird,

Fig. 8 bis 13 Wellenformen zur Erläuterung der Funktionsweise der verschiedenen Schaltungsänordnungen der Motorsteuerung nach Fig. 6, und

Fig. 14 ein Diagramm zur Erläuterung der Funktionsweise des Hall-Motors nach Fig. 7.

In den verschiedenen Zeichnungen sind jeweils die gleichen Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Dabei zeigt Fig. 1 eine Ausführungsform einer Motorsteuerung nach der vorliegenden Erfindung.

Der in Fig. 1 dargestellte Motor 1, beispielsweise ein Gleichstrommotor, ist mit einem Rotations-Fühler 2 versehen. Der Rotationsfühler 2 stellt die Rotationsfrequenz des Motors 1 fest. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird als Rotationsfühler ein optischer Koppler (ein photoelektrischer Wandler) verwendet, der pro Drehung des Motors 1 38 impulsförmige Ausgangssignale erzeugt.

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Der Rotationsfühler 2 ist über einen Spannungsverstärker 3 mit einem Impulsgenerator 4 verbunden.

Der Impulsgenerator 4 ist aus einer Differentiations-Schaltung zusammengesetzt, die aus einem Kondensator und einem Widerstand besteht.

Der Impulsgenerator 4 ist mit einer Verzögerungsschaltung verbunden. Wie in Fig. 2 dargestellt ist/ weist die Verzögerungsschaltung 5 zwei Stufen J*K Flip-Flops 5.., 5_ auf, wobei ein Ausgangssignal Q des Flip-Flops 5„ der letzten Stufe zu dem Eingang J^ K des Flip-Flops S₁ der ersten Stufe zurückgekoppelt wird, um als Rücksetz-Ausgangssignal ein verzögertes Ausgangssignal (siehe Fig. 3a) für den Ausgang des Impulsgenerators 4 zu erzeugen, wie in Fig. 3c zu erkennen ist. Die Verzögerungsschaltung 5 ist mit einem Zähler 6 verbunden. Der Zähler 6 besteht aus N Bits, d.h., N Flip-Flops 6^, 6₂, 6 , wobei die Ausgangspegel jedes Flip-Flops 6₁, 6₀ .... 6 durch das Rücksetz-

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ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 5 auf "0" zurückgesetzt werden. Darüberhinaus ist der Zähler 6 auch über einen Frequenzteil 8 mit einem Taktsignalgenerator 7 verbunden. Der Frequenzteiler 8 teilt die Frequenz der Taktsignale ungefähr auf die Hälfte. Der Taktsignalgenerator 7 erzeugt Taktsignale mit vorgegebener Frequenz.

Jeder Flip-Flop 6_Λ, 6_O 6 des Zählers 6 ist mit Halte-

schaltungen 9-, 9₂, -··- 9 verbunden. Diese Halteschaltungen 9-, 92 .... 9 sind an den Impulsgenerator 4 angeschlossen, um durch das Ausgangssignal des Impulsgenerators 4 den Inhalt des Zählers 6 zu speichern.

Die Halteschaltungen 9.., 9„ .... 9 sind mit einem Satz von Eingängen eines Komparators 10 verbunden. Der Komparator weist einen weiteren Satz von Eingängen auf, die an einem

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Zähler 11 angeschlossen sind. Der Komparator 10 vergleicht die Daten oder den Inhalt des Zählers 11 mit den Daten der Halteschaltungen S)₁, 9₀ .... 9 und erzeugt ein Ausgangssig-

I £ Xl

nal "0", wenn beide Daten gleich sind. In diesem Fall besteht

der Zähler 11 aus N Flip-Flops H₁, 11₂ 11 , hat also

den gleichen Aufbau wie der Zähler 6; der Zähler 11 zählt das Ausgangssignal des Taktsignalgenerators 7. Darüberhinaus ist der Zähler 11 über ein ODER-Glied 12 an die Ausgänge der Verzögerungsschaltung 5 und des Komparators 10 angeschlossen, um die Ausgangspegel jedes Flip-Flops 11.., 11~ .... 11 durch das Rücksetz-Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 5 oder das Ausgangssignal "0" des Komparators 10 auf "0" zurückzusetzen.

Der Komparator 10 ist mit einem Setz-Anschluß eines R-S Flip-Flops 13 verbunden;· ein Ausgang des Flip-Flops 13 ist an die Basis eines Transistors 14 angeschlossen. Der Flip- · Flop 13 weist einen Rücksetz-Anschluß auf, der mit dem Ausgang der Verzögerungsschaltung 5 verbunden ist.

Der Kollektor des Transistors 14 ist an eine elektrische Energiequelle +E und sein Emitter an den Motor 1 angeschlossen.

Die Motorsteuerung mit dem oben beschriebenen Aufbau hat die folgende Funktionsweise:

Wenn Ausgangsimpulse entsprechend der Rotationsfrequenz des Motors 1 von dem Rotationsfühler 2 erzeugt werden, werden diese Ausgangsimpulse durch den Spannungsverstärker 3 verstärkt und dem Impulsgenerator 4 zugeführt. Das Ausgangssignal des impulsgenerators 4 wird auch über die Verzögerungsschaltung 5 an den Zähler 6 angelegt. In diesem Fall werden die Taktsignale des Taktsignalgenerators 7 dem Zähler 6 zugeführt, indem sie durch den Frequenzteiler 8 auf die Hälfte geteilt werden, so daß der Zähler 6 durch das Rücksetz-Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 5 einmal zurückgesetzt

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wird, das Ausgangssignal des Frequenzteiles 8 zählt, dann durch das Rücksetz-Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 5 zurückgesetzt wird und anschließend diesen gesamten Ablauf wiederholt. Dieser Zustand ist in Fig. 3 dargestellt. Dabei zeigt Fig. 3a das Rücksetz-Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 5 und Fig. 3b den gezählten Inhalt des Zählers 6 in analoger Form.

Der Zähler 6 wiederholt den Zählvorgang, wie er oben beschrieben wurde;·lin diesem Fall ändert sich jedoch der gezählte Inhalt unmittelbar vor dem Zurücksetzen, d.h., der in Fig.

3 bei A angedeutete Zählpegel, um die Änderung der Rotationsfrequenz des Motors, d.h., die Periode des Rücksetzimpulses, und zwar wegen der konstanten Ausgangsfrequenz des Frequenzteiles 8.

Der gezählte Inhalt des Zählers 6 wird auf den Halteschaltungen 9-, 9₂ .... 9 als Daten-Eingangssignal zugeführt und in diesen Halteschaltungen 9₁, 9₂, ...... 9 mit jedem Ausgangssignal des Impulsgenerators 4 gespeichert. In diesem Fall befindet sich das Ausgangssignal des Impulsgenerators

4 ( siehe Fig. 3c) vor dem in Fig. 3a gezeigten Rücksetz-Ausgangssignal, so daß der gezählte Inhalt unmittelbar vor dem Zurücksetzen des Zählers 6 in den Halteschaltungen 9-, 92 .... 9 gespeichert wird.

Die gespeicherten Daten der Haiteschaltungen 9*, 9~ .... 9 werden einem Satz von Eingängen des Komparators 10 zugeführt. Der andere Satz von Eingängen des Komparators 10 empfängt die Ausgangsdaten des Zählers 11. Der Zähler 11 wird gleichzeitig mit dem Zähler 6 durch das Rücksetz-Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 5 zurückgesetzt und zählt direkt das Ausgangssignal des Taktimpulsgenerators 7, so daß der Komparator 10 das Ausgangssignal "0" erzeugt, wenn der gezählte Inhalt des Zählers 11 mit dem der Halteschaltungen 9-, 9₂ .... 9 zusammenfällt. Der Zähler 11 wird jedoch durch das Ausgangssignal des Komparators 10 über das ODER-Glied 12 sofort zurückgesetzt, so daß das Ausgangssignal des Kompara-

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tors 10 "1" wird. Dann wird der Flip-Flop 13 gesetzt und anschließend durch das Rücksetz-Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 5 zurückgesetzt. Dieser Zustand ist in Fig. 4 dargestellt . Fig. 4a zeigt dabei das Rücksetz-Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 5,Fig. 4b den gezählten Inhalt des Zählers 6 in analoger Form, Fig, 4c den-gezählten Inhalt des Zählers 11 in analoger Form, Fig. 4d das Ausgangssignal des Komparators 10 und Fig. 4e das Ausgangssignal des Flip-Flops 13. In diesem Fall ist der Zählpegel des oben beschriebenen Zählers 6 bei A angedeutet. Dieser Zählpegel A ändert sich entsprechend der Rotationsfrequenz des Motors 1. Bei einer niedrigen Frequenz wird der Zählpegel a zu A', während er bei hohen Frequenzen zu A" wird. Wenn also die Rotationsfrequenz des Motors 1 gering ist und der gezählte Inhalt des Zählers 11 den Pegel A' annimmt, wird von dem Komparator 10 das in Fig. 4d' gezeigte Ausgangssignal erzeugt; wenn die Rotationsfrequenz jedoch hoch ist und der gezählte Inhalt des Zählers 11 den Pegel A" einnimmt, wird von dem Komparator 10 das in Fig. 4d" gezeigte Ausgangssignal erzeugt. Das heißt also, daß sich die Phasen des Ausgangssignals des Komparators 10 mit einer Änderung der Rotationsfrequenz des Motors 1 ändert, wie in den Figuren 4d, 4d' und 4d" angedeutet ist, um die Vorderflanke des Ausgangssignals des Flip-Flops 13 entsprechend der Rotationsfrequenz des Motors 1 zu modulieren, wie in Fig. 4e zu erkennen ist, so daß die Symmetrie der Ausgangsimpulse des Flip-Flops 13 moduliert wird. Das Ausgangssignal des Flip-Flops 13 wird durch den Transistor 14 stromverstärkt und als Treibersignal dem Motor 1 zugeführt. Wie man in den Figuren 5a, 5b und 5c erkennen kann, wird bei einer Änderung der Symmetrie des Treibersignals der Mittelwert des in dem Motor 1 fließenden Stroms und damit die Rotationsfrequenz des Motors 1 geändert. Dadurch wird also die Rotationsfrequenz des Motors 1 gesteuert; das oben beschriebene Steuersystem bildet jedoch eine Schleife mit negativer Rückkopplung bzw. Gegenkopplung, so daß die Rotationsfrequenz des Motors 1 automatisch in die Nähe des in Fig. 4 gezeigten Pegels A gezogen wird.

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Darüberhinaus ist eine Feinjustierung der Rotationsfrequenz des Motors 1 durch Änderung der Taktfrequenz des Taktsignalgenerators 7 möglich. Und schließlich kann durch geeignete Auswahl der Bitzahl (der Stufenzahl) des Zählers 6 und der Bitzahl (Stufenzahl) des Zählers 11 eine Verstärkungs-Einstellung des Schleifensystems erreicht werden.

Eine weitere Ausführungsform der Motorsteuerung nach der vorliegenden Erfindung soll im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 6 beschrieben werden.Bei dieser Ausführungsform ist der Motor ein bürstenloser Motor.·

In Fig. 6 bezeichnet daß Bezugszeichen 101 einen bürstenlosen Motor, beispielsweise einen Hall-Motor. Der Hall-Motor 101 weist einen Rotor 102, der durch einen Magneten gebildet wird, wie man in Fig. 7 erkennen kann, sowie einen entsprechenden Stator 103 auf. Der Stator 103 ist mit Phasen 104, 105, 106 und 107 von vier Polen versehen; diese Phasen sind jeweils mit einer Windung 108, 109, 110 und 111 gewickelt. Die Phasen, die einer Phase von 90° rund um die Rotationsachse des Rotors 102 entsprechen, wie beispielsweise die Phasen 104 und 107 bei der dargestellten Ausführungsform, sind mit elektromagnetischen Wandlerelementen versehen, wie beispielsweise Hall-Elemente 112 und 113.

Die Hall-Element 112 und 113 werden zur Erzeugung eines Signals für die Feststellung der Rotationslage des Rotors 102 verwendet und werden durch einen Gleichstrom vorgespannt, um eine Gleichstrom-Ausgangsspannung OV, wenn sie sich in einer Zwischenpollage des Rotors 102, d.h. in einer Zwischenlage zwischen einem Nordpol N und einem Südpol S befinden, und ein Signal mit sinuswellenförmiger Amplitude in positiver und negativer Richtung um den Wert OV zu erzeugen, wenn sich der Rotor 102 dreht.

Ein Ausgangssignal des Hall-Elementes 112 wird einem Eingang von Spannungskomparatoren 23 und 25 zugeführt, während ein Ausgangssignal des Hall-Elementes 113 an einen Eingang von Spannungskomparatoren 24 bzw. 26 angelegt wird. Die Spannungs-

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komparatoren 23 und 24 weisen einen weiteren Eingang auf, der eine von Widerständen 27 und 28 geteilte Spannung empfängt; die Spannungskomparatoren 25 und 26 enthalten einen weiteren Eingang, der eine von Widerständen 29 und 30 geteilte Spannung empfängt.

Diese Spannungskomparatoren 23, 24, 25 und 26 bilden einen, sogenannten "Doppelbegrenzer" (slicer), wobei die Spannungskomparatoren 23 und 24 einem Begrenzungspegel auf der positiven Seite, der durch Teilen der Spannungen +E und -E mittels der Widerstände 27 und 28 gebildet wird, und die Spannungskomparatoren 24 und 25 einen Begrenzungspegel auf der negativen Seite einstellen, der durch Teilen der Spannungen +E und -E mittels der Widerstände 29 und 30 gebildet wird.

Diese Bedingung soll unter Bezugnahme auf Fig. 8 erläutert werden. Fig. 8a zeigt die Ausgangsspannung des Hall-Elementes 112 und Fig. 8b die Ausgangsspannung des Hallelementes 113. Darüberhinaus zeigt A. den Begrenzungspegel auf der positiven Seite, der in dem Spannungskomparator 23 eingestellt wird, A₂ den Begrenzungspegel auf der positiven Seite, der in dem Spannungskomparator 24 eingestellt wird, B₁ den Begrenzungspegel auf der negativen Seite, der in dem Spannungskomparator 25 eingestellt wird, und B₂ den Begrenzungspegel auf der negativen Seite, der in dem Spannungskomparator 26 eingestellt wird.

Wenn die jweiligen Ausgangsspannungen der Hall-Elemente 112 und 113 die Begrenzungspegel A₁, B₁ und A₂, B₂ übersteigen, werden positive Impulse mit vier Phasen erzeugt, deren Phasen nacheinander verzögert sind, wie man in den Figuren 8c bis 8f erkennen kann.

Die impulsförmigen Ausgangssignale, die von den Spannungsgeneratoren 23, 24, 25 und 26 erzeugt werden, werden jeweils Impulsgeneratoren 31, 32, 33 und 34 zugeführt, um diese Impulsgeneratoren 31, 32, 33 und 34 zu triggern bzw. auszulösen.

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Der Triggerpunkt ist in diesem Falle der vordere Punkt des in Fig. 3c bis 3f gezeigten Ausgangsimpulses. Die Impulsgeneratoren 31, 32, 33 und 34 weisen einen Differentialbzw-Differenzverstärker mit jeweils Widerständen, Kondensatoren und Transistoren auf. Die Impulsgeneratoren 31, 32, 33 und 34 erzeugen ein impulsförmiges Ausgangssignal mit ausreichend kleiner Impulsbreite (beispielsweise ca» 1 μββ^; dieses Ausgangssignal wird einem NOR-Glied 35 zugeführt.

Dieser Zustand ist in Fig. 9 dargestellt. Dabei zeigen die Figuren 9a bis 9d die Ausgangsimpulse der Spannungskomparatoren 23, 24, 25, 26, die Fig. 9e bis 9h die Ausgangsimpulse der Impulsgeneratoren 31, 32, 33, und 34 und Fig. 9i den Ausgangsimpuls des NOR-Gliedes 35. In diesem Fall ist der Ausgangsimpuls des NOR-Gliedes 35 mit dem vorderen und hinteren Punkt bzw. der entsprechendenFlanke jeder Phase synchronisiert.

Der Ausgangsimpuls des NOR-Gliedes 35 wird durch eine Verzögerungsschaltung 36 verzögert und einem Zähler 37 als Rücksetz-Ausgangssignal zugeführt. Die Verzögerungsschaltung 36 verwendet eine Verzögerungsleitung "mit konzentrierter Konstanten'(delay line of a lumped constant type) ; die Verzögerungszeit überlappt sich nicht mit dem Ausgangsimpuls des NOR-Gliedes 35. Der Zähler 37 weist N-Bit, d.h., N Stufen von Flip-Flops 37-, 37_O . ... 37 auf, und Iwird durch das Rücksetzausgangssignal der oben erwähnten Verzögerungsschaltung 36 zurückgesetzt; der Zähler 37 zählt die Taktsignale eines Taktsignalgenerators 38 herunter, die durch einen Frequenzteiler 39 zugeführt werden. In diesem Fall weist der Taktsignalgenerator 38 einen Kristalloszillator auf, um Taktsignale von ungefähr 2 MHz zu erzeugen; der Frequenzteiler 39 teilt die Frequenz dieses Taktsignals auf ungefähr 1/2, also die Hälfte (dieser Frequenzteiler 39 muß nicht unbedingt verwendet werden).

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Dieser Zustand ist in Fig. 10 dargestellt. Dabei zeigt Fig. 10a den Ausgangsimpuls des NOR-Gliedes 35 und Fig. 10b das verzögerte Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung 36 und Fig. 10c den gezählten Inhalt des Zählers 37 in analoger Form.

Der Zähler 37 wiederholt also seine Zählung; in diesem Fall ändert sich der gezählte Inhalt unmittelbar vor dem Zurücksetzen, d.h., der in Fig. 10 bei A angedeutete Zählpegel, durch die Änderung der Periode des Rücksetzimpulses, d.h., der Rotationsfrequenz des Motors 101, da die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 39 konstant ist.

Das Ausgangssignal des Zählers 37 wird einem Eingang von Halteschaltungen 40-, 4O₂, .... 40 zugeführt und durch die Zeittaktung der Ausgangsimpulse des NOR-Gliedes 35 dort eingeschrieben. In diesem Fall wird das Ausgangssignal des NOR-Gliedes 35 (siehe Fig. 10a) zu dem Rücksetzausgangssignal weiterentwickelt, wie in Fig. 10b dargestellt ist, so daß der gezählte Inhalt unmittelbar vor dem Zurücksetzen des Zählers 37 in die Halteschaltungen 4O₁, 4O₂ .... 40 eingeschrieben wird. Dieser Zustand ist in Fig. 10d dargestellt. Dabei zeigt Fig. 10d den gespeicherten Inhalt der Halteschaltung 40', 4O₂, .... 40 in analoger Form; wenn sich die Rotationsgeschwindigkeit des Motors 101 jedoch rasch ändert, also starken Fluktuationen unterworfen ist, ändern sich die gespeicherten Daten ebenfalls, wie in Fig. 10c zu erkennen ist. Selbstverständlich werden die bis zu diesem Zeitpunkt aufgelaufenen Daten gleichzeitig mit dem Einschreiben der neuen Daten gelöscht. In Fig. 10 zeigt der Pegel B den Sättigungspunkt der Zählung des Zählers 37. Wenn die Periode des Rücksetzimpulses verlängert ist, erreicht er den Pegel B; als Betriebspegel wird üblicherweise ein Bereich in der Nähe der Hälfte des Pegels B verwende t.

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Der gespeicherte Inhalt der Halteschaltungen 4O₁, 4O₂ ···· 4O_n wird einem Satz von Eingängen eines !Comparators 41 zugeführt. Dieser Komparator 41 weist noch einen weiteren Satz von Eingängen auf, an die Ausgangsdaten eines Zählers 42 angelegt werden. Der Zähler 42 weist N Bit, d.h. N Stufen von Flip-Flops 42.., 42₂ . 42 auf und zählt direkt die Taktsignale

des Taktsignalgenerators 38, wie sie durch das Äusgangssig^ nal eines Inverters 4 4 zurückgesetzt werden, wie noch erläutert werden soll.

Der Komparator 41 erzeugt ein Ausgangssignal, wenn der gehaltene Inhalt der Halteschaltungen 4O₁, 40« .... 40 mit dem gezählten Inhalt des Zählers 40 zusammenfällt bzw. übereinstimmt, und ändert beispielsweise den Ausgangspegel von "1" auf "0". Das Ausgangssignal dieses Komparators 41 setzt einen R/S Flip-Flop 43 zurück. Der Flip-Flop 43 empfängt das Ausgangssignal des NOR-Gliedes 35 über einen Inverter 45 als vorher eingestelltes Eingangssignal.

Diese Wirkung soll im folgenden im Detail unter Bezugnahme auf Fig. 11 erläutert werden. Fig. 11c zeigt den gezählten Inhalt des Zählers 42 in analoger Form. In diesem Fall ist die Frequenz der zu zählenden Taktsignale das Doppelte der Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 39, die von dem Zähler 37 gezählt wird, so daß die Zählneigung im Vergleich mit dem in Fig. 1Oc dargestellten Pfeil den doppelten Wert erreicht. Wenn der gezählte Inhalt des Zählers 37 gleich den Ausgangsdaten der Halteschaltungen 4O₁, 40_, 40 am Punkt A

in Fig. 11b wird, wird von dem Komparator 41 das in Fig. 11d gezeigte Ausgangssignal erzeugt; durch dieses Ausgangssignal wird der R/S Flip-Flop 43 zurückgesetzt. Das Ausgangssignals dieses Flip-Flops 43 wird durch den Inverter 44 umgekehrt, um dadurch den Zähler 37 zurückzusetzen. Darüberhinaus wird der Flip-Flop 43 durch das Ausgangssignal des Inverters 45 voreingestellt, wie in Fig. 11a zu erkennen ist.

Durch den oben beschriebenen Funktionsablauf wird die Vorder-

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flanke des Ausgangsimpulsesdes R/S Flip-Flops 43 durch die ' Fluktuation der Rotationsfrequenz des Motors 101 phasenmoduliert/ und die Impulsbreite B ändert sich, wie man in Fig. 11e erkennen kann.

Das Ausgangssignal des R/S Flip-Flops 43 wird als NAND-Eingangssignal NAND-Gliedern 46, 47, 48 und 49 zugeführt. Der andere Eingang der NAND-Glieder 46, 47, 48, 49 empfängt einen 4-Phasenimpuls, der durch die Spannungskomparatoren 23, 24, 25 und 26 gebildet wird, so daß das Ausgangssignal der NAND-Glieder 46, 47, 48 und 49 das Auggangssignal des R/S Flip-Flops 43 jeweils entsprechend dem zeitlichen Ablauf jeder Phase erzeugt. Dieser Zustand ist in Fig. 12 dargestellt. Dabei zeigt Fig. 12a den Ausgangsimpuls des R/SFlip-Flops 43, Fig. 12b bis 12e die Ausgangsimpulse der Spannungskomparatoren 23, 24, 25 und 26 und Fig. 12f bis 12i die Ausgangsimpulse der NAND-Glieder 46, 47, 48 und

Jeder Ausgangsimpuls der NAND-Glieder 46, 47, 48 und 49 wird den Basen von Transistoren 54, 55, 56 und 57 über Widerstände 50, 51, 52, 53 zugeführt.

Dadurch wird also der Sperr- bzw. Grenzzustand jedes Transistors 44, 45, 46 und 47 gesteuert, ein Strom jeder Wicklung

108, 109, 110 und 111 des Motors 101 zugeführt und die Rotationsfrequenz des Motors 101 entsprechend eingestellt.

Die Zuführ-Startzeit des Stroms, der an jede Wicklung 108,

109, 110, 111 des Motors 101 angelegt wird, kann geändert werden, um die Rotationsfrequenz des Motors 101 zu variieren, wie unter Bezugnahme auf Fig. 14 erläutert wird. Bei einer raschen Zuführstartzeit wird in der in Fig. 14a dargestellten Lage des Rotors 102 der Strom der Wicklung 108 auf der Seite des Stators 103 zugeführt, um eine Rotationskraft zu erhalten; wenn jedoch die Zuführstartzeit verzögert ist, wird der Strom nicht zugeführt, falls sich der Rotor 102 nicht nahe bei der Wicklung 108 befindet, wie in Fig. 14b dargestellt ist. Dies bedeutet folgendes: Das Rotations-

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oder Antriebsdrehmoment wird bei einer bestimmten Last klein, so daß sich die Rotationsfrequenz ebenfalls verringert.

Zusätzlich werden die Betriebswellenformen jedes Teils aufgrund der Änderung der Rotationsfrequenz des Motors unter Bezugnahme auf Fig. 13 erläutert. Bei einer niedrigen Drehzahl des Motors 101 fällt der in Fig. 13a gezeigte gezählte Inhalt des Zählers 42 mit dem gehaltenen Ausgangssignal A' am Punkt B'zusammen, wenn das gehaltene Ausgangssignal der Halteschaltungen 4O₁, 40«, .... 40 gleich A' ist, so daß der Komparator 41 das in Fig. 13b gezeigte Äusgangssignal erzeugt. Wenn sich der Motor bei einer hohen Drehzahl befindet, wird das gehaltene Ausgangssignal gleich A", so daß der gezählte Inhalt des Zählers 42 mit dem gehaltenen Ausgangssignal A2 am Punkt B" zusammenfällt; dadurch wird das in Fig. 13b' gezeigte Ausgangssignal von dem Komparator 41 erzeugt. Auf diese Weise wird das Ausgangssignal des R/S Flip-Flops 43, dem das Ausgangssignal des Komparators 41 zugeführt wird, durch die Fluktuation der Rotationsfrequenz des Motors 101 an der Vorderflanke eines Impulses phasenmoduliert,-wie in Fig. 13c zu erkennen ist. Wenn also die Rotationsfrequenz des Motors gering ist, wird sie erhöht, während sie verringert wird, wenn die Rotationsfrequenz des Motors hoch ist, so daß der gezählte Inhalt schließlich in Übereinstimmung mit dem Pegel A zu dem Arbeitspunkt B gezogen wird, wie in Fig. 13 zu erkennen ist.

Der Verstärkungsfaktor einer Schleife mit negativer Rückkopplung bzw. Gegenkopplung ist umgekehrt proportional zu der Bitzahl (Stufenzahl) des Zählers 37; je größer der Viert der Bitzahl N ist, umso besser wird auch die Auflösung; je kleiner der Wert ist, umso geringer wird die Auflösung; das Kompensationsvermögen eines geringen Flackerns bzw. geringer Schwankungen sinkt. Dies gilt auch für die Taktfrequenz. Damit der gezählte Inhalt des Zählers 42 wie bei

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der obigen Ausführungsform auf dem Arbeitspunkt B nach Fig. 13 gehalten wird, muß darüberhinaus der Frequenzteiler 39 vorgesehen werden, damit die von dem Zähler 37 gezählte Taktfrequenz bei der Hälfte oder in der Nähe der Hälfte des Wertes für die Taktfrequenz liegt, die von dem Zähler 44 gezählt wird.

Dementsprechend kann also durch die Motorsteuerung nach der vorliegenden Erfindung die Rotationsfrequenz des Motors durch digitale Signalverarbeitung gesteuert werden, wodurch die Stromverluste in den Stromkreis und die Wärmeerzeugung aufgrund dieser Stromverluste im Vergleich mit einem herkömmlichen analogen System ausreichend gering werden; dadurch ergibt sich wiederum eine extrem stabile Steuerung ohne jede Temperaturdrift des Arbeitspunktes, wie sie bei einem analogen System nicht zu vermeiden ist; und schließlich läßt sich eine solche Motorsteuerung auch noch als hoch integrierte Schaltung (LSI-Schaltung) aufbauen.

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Leerseite

Claims

Patentansprüche

( 1.) Motorsteuerung mit einem Elektromotor/ gekennzeichnet durch einen ersten Zähler (6) zur Zählung von Taktsignalen mit einer bestimmten Frequenz, mit einer Einrichtung zum Zurücksetzen des ersten Zählers (6) durch ein Ausgangssignal, das einer Rotationsfrequenz des Elektromotors (1) entspricht, und zum Speichern des gezählten Inhaltes des ersten Zählers (6) unmittelbar vor dem Zurücksetzen, durch einen zweiten Zähler (11) zum Zählen von Taktsignalen mit einer bestimmten Frequenz, die höher als die Frequenz des oben erwähnten Taktsignals ist, und durch eine Einrichtung (10). zum Vergleich des Inhaltes des ersten Zählers (6) mit dem des zweiten Zählers (11), zum Zurücksetzen des zweiten Zählers (11), wenn die beiden Inhalte übereinstimmen, zum Erzeugen von Ausgangssignalen vom Zurücksetzen des zweiten Zählers (11) bis zum Zurücksetzen des ersten Zählers (6), und zur Steuerung der Rotationsfrequenz des Elektromotors (1) durch die Ausgangssignale.

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TELEFON (08O) 22 28 02

TELEX Οβ-QB 3SO

TBLEQRAMME MONAPAT

TELEKOPIERER

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2. Motorsteuerung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der Taktsignale des zweiten Zählers (11) variabel ist.
3. Motorsteuerung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Elektromotor ein Gleichstrommotor ist.
4. Motorsteuerung mit einem bürstenlosen Motor, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Erzeugung von Rotationssignalen, die der Polzahl des Motors (101) entsprechen, durch einen ersten Zähler zum Zählen von Taktsignalen mit einer bestimmten Frequenz, durch eine Einrichtung zur Zurücksetzen des ersten Zählers durch das Rotationssignal und zur Speicherung des gezählten Inhaltes des ersten Zählers unmittelbar vor dem Zurücksetzen, durch einen zweiten Zähler zum Zählen von Taktsignalen mit einer bestimmten Frequenz, und durch eine Einrichtung (41) für den Vergleich des gespeicherten Inhaltes mit dem Inhalt des zweiten Zählers, zum Zurücksetzen des zweiten Zählers, wenn die beiden Inhalte übereinstimmen, und zur Modulation der Startzeit eines jeder Polwicklung des Motors (101) zugeführten Stroms durch ein Ausgangssignal, das bei der Übereinstimmung erzeugt wird.
5. Motorsteuerung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Erzeugung von der Polzahl des Motors

(101) entsprechenden Rotationssignalen eine Sinus-Welle, die durch einen an dem Motor (101) vorgesehenen, magnetoelektronischen Wandler festgestellt wird, über einen vor-· gegebenen Begrenzungspegel in ein Rotationssignal umwandelt, das der Polzahl des Motors (101) entspricht.
6. Motorsteuerung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der in dem ersten Zähler festgestellten Taktsignale näherungsweise gleich der Hälfte der Frequenz der Taktsignale festgelegt wird, die in dem zweiten Zähler festgestellt werden.

130052/0757