DE3637026C2 - - Google Patents
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P8/00—Arrangements for controlling dynamo-electric motors rotating step by step
- H02P8/14—Arrangements for controlling speed or speed and torque
- H02P8/18—Shaping of pulses, e.g. to reduce torque ripple
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Stepping Motors (AREA)
Description
Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur Behebung
der Instabilität eines Schrittmotors gemäß dem Oberbegriff
des Anspruchs 1. Schrittmotoren werden z. B. verwendet in Druckern,
Zeichengeräten, "floppy-driver", "harddisc-driver", usw.
Eine solche Anordnung ist bereits Gegenstand der älteren Anmeldung
DE 34 44 220 A1. Aus der US-PS 40 91 316 ist ein Verfahren und
eine Einrichtung bekannt zur Vermeidung von Schwingungen und
des Außertrittfallens ("loss of synchronism") von Schrittmotoren
unter Verwendung eines Tachogenerators als Istwertgeber und
einer Regelschaltung zur Regelung, d. h. Modulierung, der Phasenwinkel
der Steuerimpulse der Schrittmotoren.
Darüber hinaus ist eine Stabilisierungsanordnung mit Hilfe
einer Rückkopplung bekannt (US-PS 44 55 520), bei der eine
den Geschwindigkeitsschwankungen des Rotors entsprechende Spannung
ermittelt und daraus eine Mittelwertspannung gebildet wird.
Diese Mittelwertspannung wird mit Taktsignalen einem Phasenschieber
zugeführt. Phasenverschobene Ansteuersignale dienen
dabei zur Ansteuerung eines Sequenzgebers des Schrittmotors.
Darüber hinaus ist es auch bekannt (WETTER, R.: Amortissement des
oscillations d'un moteur pas à pas. In: Bull. SEV/VSE 73, 1982,
Seiten 527-534), einem Filter den Summenstrom von Schrittmotoren
zuzuführen, so daß die Geschwindigkeitsschwankungen des Motors
erfaßt werden. Diese werden mit der Ansteuerfrequenz einem
Summierglied und einer nachfolgenden Schaltung zugeführt, um
die Ansteuerimpulse in Abhängigkeit der Geschwindigkeitsschwankungen
hinsichtlich der Frequenz zu ändern.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Anordnung der
eingangs genannten Gattung vor allem hinsichtlich des Sägezahnsignals
eines Sägezahngenerators zu stabilisieren, um die Instabilitäten
von Schrittmotoren noch besser und mit einfachen
Mitteln zu beheben.
Die Erfindung ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet; weitere
Ausbildungen der Erfindung sind in Unteransprüchen beansprucht.
Die Erfindung weist eine Reihe von Vorteilen auf:
- - Ein- oder mehrphasige Schrittmotoren, ohne Verwendung von Sonden, wie z. B. Hallsonden, Induktionsspulen, teure Tachogeneratoren, mechanische oder optische Sonden, und deren Ankopplung können stabil innerhalb ihrer parametrischen Resonanzbänder betrieben werden. Dabei erfolgt die Stabilisierung ohne Totzeit relativ schnell und lastunabhängig, d. h. sie verträgt ohne weiteres Laständerungen von 1 zu 100.
- - Sie arbeitet korrekt in einem extrem grossen Geschwindigkeitsbereich von Null bis 35 000 Umdrehungen/Minute.
- - Der Wirkungsgrad des Schrittmotors wird bei hoher Ausgangsleistung verbessert und es werden hohe mechanische Leistungen ermöglicht.
- - Die Anordnung ist unabhängig von der Art des verwendeten Sequenzgebers, wie z. B. der Verwendung einer Konstantspannung-, Konstantstrom-, "Chopper"-, "Bilevel"- oder L/R-Steuerung.
- - Der Schrittmotor wird sowohl bei gleichförmigen als auch bei beschleunigten Bewegungen stabilisiert, ohne daß ein hoher Preis entsteht.
- - Es können zwei oder mehrere parallel geschaltete Schrittmotoren mit einer einzigen Stabilisierungseinrichtung betrieben werden. Dadurch wird es ermöglicht, oft kleinere, d. h. billigere Schrittmotoren zu verwenden. Diese können in Anwendungsgebieten eingesetzt werden, in denen bis jetzt nur stabil der Einsatz von Gleichstrommotoren möglich war. Die Stabilisierungs-Einrichtung soll nach Möglichkeit so ausgebildet sein, daß sie als "Interface"-Schaltung zwischen in der Regel bereits vorhandenen Bauelementen der Steuereinrichtung eines Schrittmotors geschaltet werden kann, ohne daß dabei die Steuereinrichtung wesentlich abzuändern ist.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung
dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Dabei
sind die Anordnungen der Fig. 1-4 Gegenstand der älteren Anmeldung
DE 34 44 220 A1.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Anordnung
zur Behebung der Instabilität eines
Schrittmotors,
Fig. 2 A bis 2 D Kennlinien verschiedener
Steuersignale des Schrittmotors in
Funktion der Zeit,
Fig. 3 Kennlinien des Drehmomentes und der
mechanischen Leistung eines Schrittmotors
in Funktion der Schrittgeschwindigkeit
bei Vorhandensein und bei Nichtvorhandensein
einer Stabilisierung,
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines Verzögerungsgliedes,
Fig. 5 ein Blockschaltbild eines Sägezahngenerators,
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines Dämpfungsgliedes,
Fig. 7 ein Schaltbild einer steuerbaren Stromquelle,
Fig. 8 ein Schaltbild eines Impedanz-Wandlers,
Fig. 9 ein Schaltbild eines Tiefpaßfilters,
Fig. 10 ein Schaltbild eines Steuerverstärkers,
Fig. 11 ein Schaltbild einer Logikschaltung zur Wiedererzeugung
unterdrückter Impulse,
Fig. 12 ein Schaltbild einer Variante einer Ausgangslogikschaltung
zur Wiedererzeugung
unterdrückter Impulse,
Fig. 13 Impulsdiagramme zur Anordnung ohne unterdrückte
Impulse und
Fig. 14 Impulsdiagramme zur Anordnung mit unterdrückten
und wiederzeugten Impulsen.
Gleiche Bezugszahlen bezeichnen in allen Figuren der Zeichnung gleiche
Teile. Alle nur fakultativ vorhandenen Bauteile sind in den
Figuren gestrichelt dargestellt.
Die in der Fig. 1 dargestellte Anordnung enthält mindestens:
einen Schrittmotor 1, der von einer Gleichspannung U gespeist ist, einen Sequenzgeber 2, einen Stromsensor 3, ein Tiefpaßfilter 4, fakultativ einen Verstärker 5, ein Hochpaßfilter 6, einen Taktgeber 7, fakultativ einen Impulsformer 8 und ein steuerbares Verzögerungsglied 9.
einen Schrittmotor 1, der von einer Gleichspannung U gespeist ist, einen Sequenzgeber 2, einen Stromsensor 3, ein Tiefpaßfilter 4, fakultativ einen Verstärker 5, ein Hochpaßfilter 6, einen Taktgeber 7, fakultativ einen Impulsformer 8 und ein steuerbares Verzögerungsglied 9.
Der Schrittmotor 1 hat eine beliebige Anzahl Phasen. In der Zeichnung
wurde jeweils die Anwesenheit eines vierphasigen Schrittmotors 1
angenommen. In diesem Fall besitzt der Sequenzgeber 2 vier mit dem
Schrittmotor 1 verbundene Ausgänge, die z. B. "Open collector"-Ausgänge
sind. D. h., der Ausgangs-Treiber des Sequenzgebers 2 besteht in
diesem Fall aus vier Bipolartransistoren T 1, T 2, T 3 und T 4, deren
Kollektoren die vier Ausgänge des Sequenzgebers 2 bilden und deren
Basisanschlüsse mit je einem der vier Ausgänge einer Sequenzsteuerschaltung
10 verbunden sind, dessen Eingang seinerseits den Eingang
des Sequenzgebers 2 bildet. Die Emitter der vier Bipolartransistoren
T 1, T 2, T 3 und T 4 sind z. B. innerhalb des Sequenzgebers 2 miteinander
verbunden. Derartige Sequenzgeber sind an sich bekannt und handelsüblich
erhältlich.
Der nicht mit dem Schrittmotor 1 verbundene Pol der Gleichspannung
U liegt, nicht dargestellt, z. B. an Masse. In diesem Fall liegt auch
ein erster Pol eines als Stromsensor 3 verwendeten Meßwiderstandes
an Masse.
Es sind einpolig miteinander verbunden:
- - die Emitter der Bipolartransistoren T 1, T 2, T 3 und T 4 mit dem zweiten Pol des Stromsensors 3 und mit dem Eingang des Tiefpaßfilters 4,
- - der Ausgang des Tiefpaßfilters 4 mit dem Eingang des Verstärkers 5 oder, falls dieser nicht vorhanden ist, mit dem Eingang des Hochpaßfilters 6,
- - der Ausgang des Verstärkers 5, falls vorhanden, mit dem Eingang des Hochpaßfilters 6,
- - der Ausgang des Hochpaßfilters 6 mit einem ersten Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9,
- - der Ausgang des Taktgebers 7 mit einem zweiten Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9,
- - der Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 mit dem Eingang des Impulsformers 8 oder, falls dieser nicht vorhanden ist, mit dem Eingang des Sequenzgebers 2 und
- - der Ausgang des Impulsformers 8, falls vorhanden, mit dem Eingang des Sequenzgebers 2.
Das Verzögerungsglied 9 wird somit einerseits vom Stromsensor 3
mindestens über das Tiefpaßfilter 4 und das Hochpaßfilter 6 mit
einem nachfolgend als Fehlerkorrektursignal bezeichneten Signal
angesteuert und ist anderseits direkt mit dem Ausgang des Taktgebers
7 verbunden. Der Taktgeber 7 ist ein Rechteckgenerator, z. B. ein
astabiler Multivibrator. Das Tiefpaßfilter 4 dient der Erzeugung
des Mittelwertes der Ausgangsspannung des Stromsensors 3 und der
Erzeugung einer 90°-Phasenverschiebung dieses Mittelwertes. Die
Reihenfolge des fakultativ vorhandenen Verstärkers 5 und des Hochpaßfilters
6 kann auch vertauscht sein, d. h. der Verstärker 5 kann auch
dem Hochpaßfilter 6 nachgeschaltet sein.
Die beiden Filter 4 und 6 sind z. B. bekannte L-förmige RC-Glieder,
wobei beim Hochpaßfilter 6 ein Kondensator im Längszweig und ein
Widerstand im Querzweig angeordnet sind, während beim Tiefpaßfilter
4 (siehe Fig. 9) umgekehrt der Kondensator im Querzweig und der
Widerstand im Längszweig angeordnet sind. Im einfachsten Fall besteht
das Hochpaßfilter 6 nur aus dem Kondensator, wobei ein Pol dieses
Kondensators den Eingang und der andere Pol dieses Kondensators
den Ausgang des Hochpaßfilters 6 bildet. Bei Nichtvorhandensein
des Verstärkers 5 zwischen dem Tiefpaßfilter 4 und dem Hochpaßfilter
6 kann das Hochpaßfilter 6 mit dem in Kaskade geschalteten
Tiefpaßfilter 4 kombiniert werden und ein einziges Bandpaß-Filter
bilden.
Der Impulsformer 8, der vorzugsweise ein bekannter
und handelsüblicher
mit z. B. negativgehenden Flanken gesteuerter monostabiler
Multivibrator ist, wird nur benötigt, wenn der Sequenzgeber 2 impulsgesteuert
ist. Ist er dagegen flankengesteuert, dann kann der Impulsformer
8 weggelassen werden.
Die Fig. 2A stellt die Kennlinie des Wechselspannungsteils des
Mittelwertes des Summenstromes aller Phasenströme eines Schrittmotors
1 in Funktion der Zeit t dar. Einfachshalber wurde ihr Verlauf
in der Fig. 2A als sinusförmig angenommen.
Die Fig. 2B stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Taktgebers 7
in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge rechteckförmiger
Impulse der Dauer τ und der Periode T = 1/f, wobei f
die Taktfrequenz bezeichnet. T ist z. B. gleich 1ms.
Die Fig. 2C stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Verzögerungsgliedes
9 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge
rechteckförmiger impulsdauermodulierter Impulse der Periode T.
T 1 ist die Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 9, wenn der Wechselspannungsteil
des Mittelwertes des Summenstromes der Phasenströme,
d. h. die Modulation, Null ist.
Die Fig. 2D stellt die Kennlinie des Ausgangssignals des Impulsformers
8 in Funktion der Zeit t dar. Sie besteht aus einer Reihenfolge
rechteckförmiger Impulse der Dauer τ 1, deren positivgehenden
Flanken zeitlich mit den negativgehenden Flanken der in der Fig. 2C
dargestellten Impulse übereinstimmen.
Vorteilhafterweise wird der Wert der Verzögerungszeit T 1 des Verzögerungsgliedes
9 bei der Modulation Null, d. h. beim Nullwert des
Fehlerkorrektursignals am Ausgang des Hochpaßfilters 6, so gewählt,
daß die in der Fig. 2D dargestellten Impulse bzw. die negativgehenden
Flanken der in der Fig. 2C dargestellten Impulse zeitlich
annähernd in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen
des in der Fig. 2B dargestellten Ausgangssignals des Taktgebers 7
liegen, d. h. daß T 1 ≃ T/2 gewählt wird. Die Impulsdauer τ und die
Impulsdauer τ 1 sind dabei bedeutend kleiner als die Verzögerungszeit
T 1 zu wählen.
In der Fig. 3 sind vier Kennlinien M 0, M 1, P 0 und P 1 in Funktion
der Schrittgeschwindigkeit v des Schrittmotors 1 dargestellt.
Die Kennlinie M 0 stellt das Drehmoment eines Schrittmotors 1 ohne
Stabilisierung, M 1 dieses Drehmoment bei Vorhandensein einer Stabilisierung,
P 0 die mechanische Leistung des Schrittmotors 1 ohne Stabilisierung
und P 1 diese Leistung bei Vorhandensein einer Stabilisierung
dar.
Die Drehmoment-Kennlinie M 0 besitzt z. B. einen Drehmoment-Zusammenbruch
bei annähernd 1000 Schritt/Sekunde, und die Leistungs-Kennlinie
P 0 einen Maximalwert unterhalb 1000 Schritt/Sekunde, der bedeutend
kleiner ist als der Maximalwert der Leistungs-Kennlinie P 1, der oberhalb
1000 Schritt/Sekunde liegt. Die Drehmoment-Kennlinie M 1 sinkt
kontinuierlich, ohne Einbruch, mit steigender Schrittgeschwindigkeit
v.
Bei Schrittmotoren treten im Bereich hoher Geschwindigkeiten in
bestimmten Frequenzbereichen abrupte Drehmomentsverluste auf. Der
Schrittmotor kann außertritt fallen und stehen bleiben. Dieses Verhalten
kann durch parametrische Resonanzen des Schrittmotors erklärt
werden, da der Rotor des Schrittmotors zusätzlich zu seiner konstanten
Winkelgeschwindigkeit Oszillationen ausführt, deren Amplituden in
diesen kritischen Frequenzbereichen stark anwachsen und so stark
werden können, daß der Schrittmotor seinen Synchronismus verliert
und stehen bleibt.
Der Schrittmotor ist durch sein Drehmoment gekennzeichnet. Bei Nichtvorhandensein
einer Stabilisierung besitzt seine Drehmoment-Kennlinie
innerhalb des Frequenzbereichs von Null bis 20 kHz theoretisch
mehrere Einbrüche, in der Praxis mindestens jedoch einen Einbruch,
der z. B. annähernd bei 1000 Schritt/Sekunde liegt, wie in der Fig. 3,
Kennlinie M 0, dargestellt ist (sogenanntes "Pull out"-Gebiet). Dies
führt dazu, daß der Schrittmotor bei Nichtvorhandensein einer Stabilisierung
nur bei niedriger Geschwindigkeit, z. B. unterhalb 1000
Schritt/Sekunde, betrieben werden kann, in einem Geschwindigkeitsbereich
also, in dem seine mechanische Leistung gemäss Kennlinie P 0
der Fig. 3 relativ niedrig und sein Wirkungsgrad schlecht ist.
Lösungsvorschläge zur Stabilisierung des Schrittmotors, die Sonden
und Ankopplungen benötigen, sind in der Regel aus Preis- und/oder
Platzgründen nicht brauchbar. Ein Tachogenerator z. B. kostet ein
Vielfaches des Preises eines kostengünstigen Schrittmotors, z. B.
eines "tin can"-Schrittmotors. Für platzraubende Ankopplungen ist
außerdem in der Regel kein Platz vorhanden. Bei der erfindungsgemäßen
Einrichtung wird der Schrittmotor selber als Sonde benutzt
zur Ermittlung des Istwertes und damit zur Ermittlung des Fehlerkorrektursignals
einer Regelschaltung. Bei dieser Regelung wird
nicht wie im angegebenen Stand der Technik die Abweichung der Geschwindigkeit
von einer Sollgeschwindigkeit als Fehlerkorrektursignal,
sondern die Oszillationen des Lastwinkels um den nominellen
Lastwinkel als Fehlerkorrektursignal verwendet. Dies hat unter anderem
den Vorteil, daß die Stabilisierung des Schrittmotors lastunabhängig
ist.
Im stabilen Betrieb des Schrittmotors und bei gegebener Last ist
die Hüllkurve seines Phasenstromes und damit auch dessen Mittelwert
annähernd konstant. Im unstabilen Betrieb dagegen treten Oszillationen
der Hüllkurve und damit auch des Mittelwertes des Phasenstromes
auf, die ein Maß sind für die Oszillationen des Lastwinkels um
den nominellen Wert.
In der in der Fig. 1 dargestellten Anordnung wird die Instabilität
des Schrittmotors 1 behoben mit Hilfe eines Rückkopplungssignals, das
die Phase der Steuerimpulse des Schrittmotors 1 moduliert, indem
fortlaufend mit Hilfe des Stromsensors 3 der algebraische Summenstrom
von Phasenströmen des Schrittmotors 1 ermittelt und in eine proportionale
Spannung umgewandelt wird, deren Mittelwert dann anschließend
mit Hilfe des Tiefpaßfilters 4 erzeugt wird. Da die einzelnen
Phasenströme des Schrittmotors 1 annähernd zeitlich nacheinander
auftreten, ist die am Stromsensor 3 auftretende Spannung annähernd
proportional dem gerade augenblicklich fließenden Phasenstrom des
Schrittmotors 1 und die Schwankungen des mit Hilfe des Tiefpaßfilters
4 ermittelten Mittelwertes ein Maß für die Oszillationen des
Lastwinkels des Schrittmotors 1. Die Schwankungen dieses Mittelwertes,
die eine Frequenz von 0 bis 400 Hz besitzen können, sind unabhängig
vom Mittelwert und damit auch unabhängig vom nominellen Lastwinkel.
Ein Vorteil der Verwendung der Schwankungen dieses Mittelwertes
als Fehlerkorrektursignal liegt darin, daß es kurz bevor der
Schrittmotor 1 seinen kritischen Punkt erreicht, d. h. bevor der
Schrittmotor 1 seinen Synchronismus verliert, seinen Maximalwert
besitzt, da der Lastwinkel in diesem Augenblick maximal ist.
Dies im Gegensatz zum Stand der Technik, wo der Geschwindigkeits-Istwert
in diesem Augenblick am kleinsten, nämlich annähernd Null ist.
Der Wert des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters 4 hängt vom Wert des
Meßwiderstandes und vom Wert
der Phasenströme ab. Er ist in der
Regel 100 bis 1000 mal kleiner als die Gleichspannung U, die den
Schrittmotor 1 speist. Genügt der Wert der Ausgangsspannung des
Tiefpaßfilters 4 nicht, um die nachfolgende Regelschaltung zu betreiben,
so wird der Verstärker 5 z. B. zwischen dem Tiefpaßfilter 4 und
dem Hochpaßfilter 6 geschaltet (Siehe Fig. 1). Der Verstärker 5
verstärkt den Wechselspannungsanteil, d. h. die Schwankungen des
phasenverschobenen Mittelwertes, bevor diese Schwankungen die Steuerimpulse
des Schrittmotors 1 phasenmodulieren.
Das Hochpaßfilter 6 eliminiert bei Nichtvorhandensein des Verstärkers
5 die Gleichspannungskomponente des Mittelwertes und bei Vorhandensein
eines vorgeschalteten Verstärkers 5 dessen Ausgangs-"Offset"-
Spannung, so daß auf jeden Fall nur die eventuell verstärkten Schwankungen
des Mittelwertes ermittelt werden und anschließend den ersten
Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9 erreichen und so die vom
Sequenzgeber 2 erzeugten Steuerimpulse des Schrittmotors 1 phasenmodulieren.
Da bekanntlich eine Frequenz proportional dem d ψ/dt ist, wobei ψ
eine Phase darstellt, und die Derivierte bekanntlich eine Phasendrehung
von 90° verursacht, muß der Mittelwert der Ausgangsspannung
des Stromsensors 3 im Tiefpaßfilter 4 um 90° phasenverschoben werden,
bevor seine Schwankungen die Steuerimpulse des Schrittmotors 1
phasenmodulieren. Dies geschieht auf einfache und elegante Weise,
indem die durch das Tiefpaßfilter 4 verursachte Phasenverschiebung
durch eine an sich bekannte Dimensionierung des Tiefpaßfilters 4
gleich 90° eingestellt wird. Das Fehlerkorrektursignal am Ausgang des
Hochpaßfilters 6 hat dann die für die Phasenmodulation benötigte korrekte
Phasenlage. Das Fehlerkorrektursignal verstellt die durch das
Verzögerungsglied 9 erzeugten Verzögerungszeiten (Siehe Fig. 2C),
so daß z. B. alle positivgehenden Flanken der durch den Taktgeber 7
erzeugten Rechteckimpulse (Siehe Fig. 2B) phasenmoduliert verzögert
als negativgehende Flanken am Ausgang des Verzögerungsgliedes 9
erscheinen (Siehe Fig. 2C). Ist der nachfolgende Sequenzgeber 2
nur flankengesteuert, so kann das Ausgangssignal des Verzögerungsgliedes
9 den Sequenzgeber 2 direkt steuern. Andernfalls müssen
die negativgehenden Flanken der Ausgangsimpulse des Verzögerungsgliedes
9 noch mit Hilfe des Impulsformers 8 aufbereitet und in
Impulsen umgewandelt werden, bevor sie dem nachfolgenden Sequenzgeber
2 zugeführt werden. Der Impulsformer 8 ordnet dabei z. B. jeder
negativgehenden Flanke seines Eingangssignals einen Impuls konstanter
Dauer τ 1 zu (Siehe Fig. 2D).
Um eine maximale Aussteuerbarkeit in positiver und negativer Phasenrichtung
zu erzielen, wird die Verzögerungszeit T 1 des Verzögerungsgliedes
9 so gewählt, daß bei einem Fehlerkorrektursignal Null am
Ausgang des Hochpaßfilters 6 die steuernden, z. B. negativgehenden
Flanken am Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 zeitlich annähernd
in der Mitte zwischen zwei aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen
des Taktgebers 7 liegen.
Die in der Fig. 1 dargestellte Anordnung hat den Vorteil, daß
der Taktgeber 7 nicht spannungsgesteuert sein muß. Ein nichtspannungsgesteuerter
Taktgeber 7, ein Sequenzgeber 2 und ein Stromsensor
3 sind in der Regel bereits bei den Verwendern von Schrittmotoren
vorhanden, so daß nur eine "Interface"-Schaltung 11 zwischen dem
bereits vorhandenen Taktgeber 7 und der ebenfalls bereits vorhandenen
Kombination 2; 3 des Sequenzgebers 2 und des Stromsensors 3 geschoben
werden muß, um die Instabilität im Betrieb des Schrittmotors 1
zu beheben. Diese "Interface"-Schaltung 11 besteht aus dem Tiefpaßfilter
4, fakultativ dem Verstärker 5, dem Hochpaßfilter 6, dem
Verzögerungsglied 9 und fakultativ dem Impulsformer 8.
Das in der Fig. 4 dargestellte Verzögerungsglied 9 besteht mindestens
aus einem steuerbaren Sägezahngenerator 12 zur Erzeugung eines Sägezahnsignals
d konstanter Amplitude und aus einer nachgeschalteten
Anordnung 13 zum Vergleichen des Sägezahnsignals d mit dem als
Schwellwert dienenden Fehlerkorrektursignal, das am ersten Steuereingang
des Verzögerungsgliedes 9 ansteht. Die Anordnung 13 ist somit
ein Schwellwertschalter, z. B. ein analoger Komparator. Der invertierende
Eingang des Komparators bildet den ersten Steuereingang und der
Steuereingang des Sägezahngenerators 12 den zweiten Steuereingang des
Verzögerungsgliedes 9. Der Ausgang des Sägezahngenerators 12, an dem
das Sägezahnsignal d ansteht, ist mit dem nichtinvertierenden Eingang
des Komparators verbunden, dessen Ausgang über einen ersten Eingang
einer im Verzögerungsglied 9 fakultativ vorhandenen nachgeschalteten
Logikschaltung 14, die der Wiedererzeugung unterdrückter Impulse
dient, mit dem Ausgang des Verzögerungsgliedes 9 verbunden ist. Falls
die Logikschaltung 14 vorhanden ist, ist ein Taktausgang des Sägezahngenerators
12, an dem ein Taktsignal a ansteht, mit einem zweiten Eingang
der Logikschaltung 14 verbunden, so daß die Logikschaltung 14
vom Sägezahngenerator 12 her mit dem Taktsignal a gespeist wird.
Die Ausgangssignale der Anordnung 13 und des Verzögerungsgliedes 9
sind mit b bzw. X bezeichnet. Wenn die Logikschaltung 14 nicht vorhanden
ist, dann ist der Ausgang der Anordnung 13 direkt mit dem Ausgang
des Verzögerungsgliedes 9 verbunden. Das in der Fig. 4 dargestellte
Verzögerungsglied 9 funktioniert folgendermaßen: Der Sägezahngenerator
12 wandelt die rechteckförmigen Ausgangsimpulse des Taktgebers
7 um in Sägezahnimpulse, die jedesmal, wenn ihr Wert den am ersten
Steuereingang des Verzögerungsgliedes 9 anstehenden Wert des
Fehlerkorrektursignals erreicht hat, die Anordnung 13 zum Kippen bringen.
Die Dauer der so am Ausgang der Anordnung 13 erscheinenden
rechteckförmigen Impulse ist proportional dem Fehlerkorrektursignal
und diese Impulse sind somit impulsdauermoduliert.
Der Sägezahngenerator 12 erzeugt Sägezahn-Impulse konstanter Amplitude.
Ist die variable Eingangsfrequenz des Sägezahngenerators 12
beim Hochlaufen des Schrittmotors 1 kurzzeitig zu groß, dann hat der
Sägezahngenerator 12 vorübergehend keine Zeit Sägezahn-Impulse konstanter
Amplitude zu erzeugen. D. h.: Die Amplitude der zugehörigen Sägezähne
ist dann möglicherweise niedriger als der Schwellwert der Anordnung 13,
so daß einige von deren Ausgangsimpulse nicht erzeugt und somit unterdrückt
werden. Die Logikschaltung 14, deren Arbeitsweise später an Hand
der Fig. 11 näher erläutert wird, hat die Aufgabe diese unterdrückten
Ausgangsimpulse der Anordnung 13 wieder zu regenieren.
Ein im Verzögerungsglied 9 verwendeter Sägezahngenerator 12 ist in der
Fig. 5 dargestellt und besteht aus einem fakultativ vorhandenen monostabilen
Multivibrator 15, einem fakultativ vorhandenen Dämpfungsglied 16,
einem steuerbaren Schalter 17, einem Kondensator C, einer steuerbaren
Stromquelle 18, einem Impedanzwandler 19, einem Tiefpaßfilter 20, einem
Steuerverstärker 21 und einer Diode D. Die Stromquelle 18
und der Kondensator C
bilden zusammen einen Integrator 18; C. Der Schalter 17, der z. B.
ein bipolarer Transistor ist, ist dem Kondensator C parallelgeschaltet,
während die Stromquelle 18 mit dem Kondensator C in Reihe geschaltet ist.
Der gemeinsame, erste Anschluß der Stromquelle 18 und des Kondensators C
ist einerseits mit dem Eingang eines Steuergerätes 19; 20; 21, dessen
Ausgang über die nachgeschaltete Diode D mit einem Steuereingang 18 a der
steuerbaren Stromquelle 18 verbunden ist, und bildet anderseits den
Ausgang des Sägezahngenerators 12, an dem das Sägezahnsignal d ansteht.
Das Steuergerät 19; 20; 21 besteht in der angegebenen Reihenfolge aus
der Kaskadenschaltung des Impedanzwandlers 19, des Tiefpaßfilters 20
und des Steuerverstärkers 21. Der Ausgang des Steuergerätes 19; 20; 21
ist mit der Anode und der Steuereingang 18 a mit der Kathode der Diode D
verbunden. Die Diode D verhindert einen Stromrückfluß von der Stromquelle
18 zum Steuerverstärker 21. Der zweite Anschluß des Kondensators C
liegt z. B. an Masse und ein weiterer Anschluß der Stromquelle 18 an eine
positive Speisegleichspannung V CC , deren nicht dargestellter zweiter Pol
an Masse liegt. Der Eingang der fakultativ vorhandenen monostabilen
Multivibrators 15 bildet den Steuereingang des Sägezahngenerators 12,
während sein Ausgang den Taktausgang des Sägezahngenerators 12 bildet,
an dem das Taktsignal a ansteht. Außerdem sind der monostabile Multivibrator
15 und das Dämpfungsglied 16, falls vorhanden, in der angegebenenen
Reihenfolge in Kaskade geschaltet, wobei der Ausgang der Kaskadenschaltung
15; 16 mit dem Steuereingang des Schalters 17 verbunden ist. Der
Steuereingang des steuerbaren Schalters 17 ist somit direkt oder über das
Dämpfungsglied 16 und/oder den monostabilen Multivibrator 15 mit dem
Eingang des steuerbaren Sägezahngenerators 12 verbunden.
Wenn die Impulse des Eingangssignals CL In des steuerbaren Sägezahngenerators
12 nicht unendlich steile Flanken besitzen (siehe Fig. 13A und
Fig. 14A), dann ist das Vorhandensein des monostabilen Multivibrators 15
erforderlich, der als Impulsformer arbeitet und die Flanken der Impulse
des Eingangssignals CL In derart regeneriert, daß erneut rechteckförmige
Impulse entstehen, die das Taktsignal a am Ausgang des monostabilen
Multivibrators 15 bilden (siehe Fig. 13B und Fig. 14B). Der monostabile
Multivibrator 15 ist z. B. ein übliches im Handel erhältliches Bauelement.
Das Dämpfungsglied 16, welches z. B. aus einem Spannungsteiler 22; 23
besteht (siehe Fig. 6), paßt die Amplitude des Taktsignals a falls
erforderlich an die benötigte Amplitude des Steuersignals des steuerbaren
Schalters 17 an. Wenn der Schalter 17 ein bipolarer Transistor ist,
dann ist dieses Steuersignal z. B. die Basis/Emitter-Spannung dieses
Transistors. Gemäß der Fig. 6 besteht der Spannungsteiler 22; 23 aus
zwei in Reihe geschalteten Widerständen 22 und 23, deren gemeinsamer
Anschluß den Ausgang des Dämpfungsgliedes 16 bildet. Der zweite Anschluß
des Widerstandes 22 bildet dann den Eingang des Dämpfungsgliedes 16
und der zweite Anschluß des Widerstandes 23 liegt z. B. an Masse.
Wenn der Schalter 17 offen ist, lädt die Stromquelle 18 den Komparator C
mit einem konstanten Strom, so daß die Kondensatorspannung u C , d. h. also
das Sägezahnsignal d, linear ansteigt. Sobald ein Impuls am Eingang des
Sägezahngenerators 12 erscheint, wird der Schalter 17 während der Dauer
dieses Impulses geschlossen, so daß der Kondensator C sich über den als
Kurzschluß wirkenden geschlossenen Schalter 17 sehr schnell entlädt und
so die abfallende Flanke der Kondensatorspannung u C und damit auch des
Sägezahnsignals d erzeugt.
Der Aufbau der Stromquelle 18 ist aus der Fig. 7 ersichtlich und besteht
aus einem bipolaren Transistor 24 und drei Widerständen 25, 26 und 27.
Der Widerstand 25 ist der Emitterwiderstand des Transistors 24, deren
gemeinsamer Anschluß den Steuereingang 18 a der steuerbaren Stromquelle 18
bildet. Die Widerstände 26 und 27 sind in Reihe geschaltet. Ihr gemeinsamer
Anschluß bildet einen Spannungsteilerausgang, der mit der Basis
des Transistors 24 verbunden ist. Der zweite Anschluß der Widerstände 25
und 27 ist mit der Speisegleichspannung V CC verbunden, während der zweite
Anschluß des Widerstandes 26 an Masse liegt. Der Kollektor des Transistors
24 bildet den Ausgang der Stromquelle 18, der extern mit einem
Anschluß des Kondensators C verbunden ist.
Das Steuergerät 19; 20; 21, die Diode D und die steuerbare Stromquelle 18
bilden zusammen eine Art Regelkreis 19; 20; 21; D; 18, dessen Aufgabe es ist,
die Amplitude der Kondensatorspannung u C und damit auch die Amplitude
des Sägezahnsignals d auf einen konstanten Wert zu regeln. Der Impedanzwandler
19, der vorzugsweise ein Emitterfolger 28; 29 ist (siehe Fig. 8),
dient nur dazu eine Belastung des Kondensators C durch das Steuergerät
19; 20; 21 zu vermeiden, da der Eingangswiderstand des Impedanzwandlers 19
hochohmig ist. Gemäß der Fig. 8 besteht der Emitterfolger 28; 29 aus einem
Widerstand 28 und einem bipolaren Transistor 29, wobei der Widerstand 28
der Emitterwiderstand des Transistors 29 ist. Der gemeinsame Anschluß des
Transistors 29 und des Widerstandes 28 bildet den Ausgang und die Basis
des Transistors 29 den Eingang des Emitterfolgers 28; 29. Der Kollektor des
Transistors 29 liegt an die Speisegleichspannung V CC , während der zweite
Anschluß des Widerstandes 28 mit der Masse verbunden ist.
Das Tiefpaßfilter 20 hat z. B. den gleichen Aufbau wie das Tiefpaßfilter
4 und besteht somit wie in der Fig. 9 dargestellt, aus der Reihenschaltung
eines Kondensators 30 und eines Widerstandes 31, deren gemeinsamer
Anschluß den Ausgang des Tiefpaßfilters 4 bzw. 20 bildet. Der zweite
Anschluß des Widerstandes 31 ist der Eingang des Tiefpaßfilters 4
bzw. 20 und der zweite Anschluß des Kondensators 30 liegt an Masse. Das
Tiefpaßfilter 20 bildet den Mittelwert der Kondensatorspannung u C und
damit des Sägezahnsignals d, der über den Steuerverstärker 21, die Diode D
und den Steuereingang 18 a der Stromquelle 18, derart auf die letztere
einwirkt, daß bei zu niedrigem Mittelwert der von der Stromquelle 18
gelieferte Kondensatorladestrom und damit auch die Steilheit der linear
ansteigenden Flanken des Sägezahnsignals d vergrößert werden.
Der Steuerverstärker 21 ist gleichzeitig Regelverstärker und Impedanzwandler.
Er besitzt mindestens einen Verstärkungsfaktor eins und ist vorzugsweise
gemäß der Fig. 10 mit Hilfe eines Operationsverstärkers 32 aufgebaut,
der als an sich bekannter, invertierender Verstärker 32; 33; 34; 35; 36
(siehe Fig. 10) beschaltet ist. Er enthält dann vier Widerstände 33, 34,
35 und 36. Die beiden Widerstände 33 und 36 einerseits und die beiden Widerstände
34 und 35 anderseits sind jeweils in Reihe geschaltet und bilden je
einen Spannungsteiler. Der gemeinsame Anschluß der Widerstände 33 und 36
ist mit dem invertierenden und der gemeinsame Anschluß der
Widerstände 34
und 35 mit dem nichtinvertierenden Eingang jeweils des Operationsverstärkers
32 verbunden, der durch die Speisegleichspannung V CC gespeist ist.
Der zweite Anschluß des Widerstandes 33 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers
32 verbunden, der gleichzeitig der Ausgang des Steuerverstärkers
21 ist. Der zweite Anschluß der Widerstände 34 und 35 liegt an
Speisegleichspannung V CC bzw. an Masse, während der zweite Anschluß
des Widerstandes 36 den Eingang des Steuerverstärkers 21 bildet.
Beim Hochlaufen des Schrittmotors 1 ist die Frequenz des Eingangssignals
CL In des Sägezahngenerators (12) (siehe Fig. 13A und Fig. 14A) und
damit auch des Taktsignals a (siehe Fig. 13B und Fig. 14B) nicht konstant, sondern sie steigt während des Hochlaufens an. In der Fig. 13
wurde angenommen, daß der Sägezahngenerator 12 trotz steigender Eingangsfrequenz
immer genügend Zeit hat, ein Sägezahnsignal d (siehe Fig. 13C)
konstanter Amplitude zu erzeugen. Dies führt dazu, daß der Schwellwert
des als Anordnung 13 verwendeten Komparators (siehe Fig. 4) während
eines jeden Sägezahnimpulses überschritten und so am Ausgang der Anordnung
13 für jeden Sägezahnimpuls, ohne Impulsunterdrückung, je ein rechteckförmiger
Impuls des Ausgangssignals b erzeugt wird (siehe Fig. 13D). Das
Vorhandensein der Logikschaltung 14 (siehe Fig. 4) ist dann überflüssig
und das Ausgangssignal b ist gleich dem Ausgangssignal X des Verzögerungsgliedes
9 (siehe Fig. 4 und Fig. 13H). In der Fig. 13J gilt die Annahme,
daß die steigenden Flanken des Ausgangssignals X (siehe Fig. 13H) durch
den Impulsformer 8 (siehe Fig. 1) in rechteckförmige Impulse konstanter
Dauer des Steuersignals CL out umgewandelt werden.
Wenn während des Hochlaufs des Schrittmotors 1 die Beschleunigungsrate
der Eingangsfrequenz des Sägezahngenerators 12 größer als 1,7 × 105 Schritte/Sek2
ist, dann hat der Sägezahngenerator 12 ab einem gewissen Zeitpunkt
nicht mehr genügend Zeit die Amplitude der Sägezahnimpulse auf einen
konstanten Wert zu regeln. Der Amplitudenwert der Sägezahnimpulse sinkt
und kann den Schwellwert des als Anordnung 13 verwendeten Komparators
unterschreiten. Dieser Fall wurde in der Fig. 14C für die beiden letzten
Sägezahnimpulse angenommen. Da diese den Schwellwert des Komparators
nicht mehr überschreiten, erzeugen sie am Ausgang der Anordnung 13 (siehe
Fig. 4) auch keine rechteckförmige Impulse des Ausgangssignals b. Die
beiden letzten Impulse des Ausgangssignals b fehlen somit in der Fig. 14D.
Ohne Vorhandensein der Logikschaltung 14 (siehe Fig. 4) würden dann auch
die beiden letzten Impulse des Steuersignals CL out in der Fig. 14J fehlen.
Die Logikschaltung 14 besteht gemäß der Fig. 11 aus zwei gleichartigen
Logik-Toren, z. B. aus zwei Nand-Toren 37 und 38, einem ersten Inverter 39,
einer Ausgangslogikschaltung 40, die ihrerseits aus zwei Und-Toren 41
und 42 sowie einem Oder-Tor 43 besteht, und einem zweiten Inverter 44. Die
beiden gleichartigen Logik-Tore können Nand-Tore oder Nor-Tore sein und
sind beide als RS-Flip-Flop 45 zusammengeschaltet, d. h. je ein erster
Eingang der gleichartigen Logik-Tore bildet den R- bzw. S-Eingang des
RS-Flip-Flops 45, während ein zweiter Eingang eines jeden dieser Logik-
Tore jeweils mit dem Ausgang des andern Logik-Tores verbunden ist.
Der Ausgang eines der beiden Logik-Tore ist gleichzeitig der Ausgang des
RS-Flip-Flops 45. Der Ausgang des RS-Flip-Flops 45 ist über den Inverter
44 mit einem ersten Eingang der nachgeschalteten Ausgangslogikschaltung 40
verbunden. Der Eingang der Logikschaltung 14, der extern mit dem Ausgang
der Anordnung 13 verbunden ist und an dem somit das Ausgangssignal d der
Anordnung 13 ansteht, ist einerseits über den Inverter 39 mit einem ersten
Eingang des RS-Flip-Flops 45 und anderseits direkt mit einem zweiten
Eingang der Ausgangslogikschaltung 40 verbunden. Der Takteingang der
Logikschaltung 14, an dem das Taktsignal a ansteht, ist auf einen dritten
Eingang der Ausgangslogik 40 und auf einen zweiten Eingang des RS-Flip-
Flops 45 geführt. Der erste Eingang der Ausgangslogikschaltung 40 ist
durch einen ersten Eingang des Und-Tors 42 gebildet, ihr zweiter Eingang
durch einen ersten Eingang des Und-Tors 41 und ihr dritter Eingang durch
die miteinander verbundenen zweiten Eingänge der Und-Tore 41 und 42. Der
zweite Eingang des Und-Tores 41 ist ein invertierender Eingang. Der
Ausgang der Und-Tore 41 und 42 ist auf je einen Eingang des Oder-Tors 43
geführt, dessen Ausgang den Ausgang der Ausgangslogikschaltung 40 und
damit auch den Ausgang der Logikschaltung 14 bildet.
Für den Fall, daß die Logikschaltung 14 im Verzögerungsglied 9 vorhanden
ist (siehe Fig. 4), ist in den Fig. 13F und 14F das Ausgangssignal
· b des Und-Tores 41 und in den Fig. 13G und 14G das Ausgangssignal
a · des Und-Tores 42 dargestellt, wobei das Ausgangssignal des
Inverters 44 ist. Die Oder-Funktion der Ausgangssignale der Und-Tore 41
und 42 ist gleich dem Signal X, welches in der Fig. 13H bzw. 14H
dargestellt ist.
Im Fall, daß keine Impulse unterdrückt werden (siehe Fig. 13), ist das
Ausgangssignal a · gemäss Fig. 13G immer null, d. h. nicht wirksam. Das
Signal b (siehe Fig. 13D) und die Ausgangssignale · b (siehe Fig. 13F)
und X (siehe Fig. 13H) sind in diesem Fall gleich. Das Eingangssignal c
des Inverters 44 ist in der Fig. 13E dargestellt und alle seine ansteigenden
Flanken stimmen zeitlich mit denjenigen der Signale b, · b und X
überein.
Im Fall, daß die beiden letzten Impulse des Signals b unterdrückt werden
(siehe Fig. 14), ist das Ausgangssignal a · gemäss Fig. 14G nicht mehr
null, sondern es besitzt am Ende eines jeden, normalerweise keinen Rechteckimpuls
auslösenden Sägezahns doch einen rechteckförmigen Impuls. Dies
führt dazu, daß auch das Ausgangssignal X in diesen Zeitpunkten je einen
rechteckförmigen Impuls besitzt (siehe Fig. 14H), so daß die Impulsunterdrückung
wieder aufgehoben ist. Das Eingangssignal c des Inverters 44 ist
in der Fig. 14E dargestellt. Jeder Impuls des Taktsignals a wird im
RS-Flip-Flop 45 gespeichert und ergibt solang einen Logikwert "1" als
Signal am Ausgang des Inverters 44 bis daß das RS-Flip-Flop 45 durch
das Signal b wieder zurückgestellt wird. Beim Vorhandensein von unterdrückten
Impulsen im Signal b, erfolgt diese Rückstellung nicht und es wird ein
Signal a · erzeugt, das wie bereits erwähnt verschieden von Null ist und
somit die unterdrückten Impulse neu regenerieren kann.
In der Fig. 12 ist eine weitere Variante der Ausgangslogikschaltung 40
dargestellt, die diesmal aus drei Nand-Toren 46, 47 und 48 besteht, wobei
die Ausgänge der Nand-Tore 46 und 48 auf je einen Eingang des Nand-Tores 47
geführt sind, dessen Ausgang den Ausgang der Ausgangslogikschaltung 40
und damit auch der Logikschaltung 14 bildet. Der erste Eingang der Ausgangslogikschaltung
40 ist durch einen ersten Eingang des Nand-Tors 46
gebildet, ihr zweiter Eingang durch einen
ersten Eingang des Nand-Tors 48
und ihr dritter Eingang durch die miteinander verbundenen zweiten Eingänge
der Nand-Tore 46 und 48. Der zweite Eingang des Nand-Tors 48 ist ein
invertierender Eingang.
Da bekanntlich:
ergibt die in der Fig. 12 dargestellte Ausgangslogikschaltung 40 die
gleiche Logikfunktion wie die in der Fig. 11 verwendete Ausgangslogikschaltung
40. Eine mit der in der Fig. 12 dargestellten Ausgangslogikschaltung
40 aufgebaute Logikschaltung 14 hat den Vorteil nur mehr Nand-Tore
zu verwenden, da alle Inverter bekanntlich ebenfalls mit Hilfe von Nand-
Toren, deren Eingänge miteinander verbunden sind, realisiert werden können.
Claims (12)
1. Anordnung zur Behebung der Instabilität eines Schrittmotors
(1) mit einem der Phasenmodulation von Steuerimpulsen des
Schrittmotors (1) dienenden Verzögerungsglied (9), welches
einerseits von einem den Summenstrom des Schrittmotors erfassenden
Stromsensor (3) über ein Tiefpaßfilter
(4) und ein Hochpaßfilter (6) mit einem Fehlerkorrektursignal
angesteuert ist und andererseits mit dem Ausgang
eines die Steuerimpulse erzeugenden Taktgebers (7) verbunden
ist, bei der das Verzögerungssignal (9) einen vom Taktgeber
(7) steuerbaren Sägezahngenerator (12) und eine nachgeschaltete
Anordnung (13) zum Vergleichen eines vom Sägezahngenerator
(12) erzeugten Sägezahnsignals (d) mit dem
als Schwellwert dienenden Fehlerkorrektursignal aufweist,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Sägezahngenerator (12) mindestens einen Kondensator
(C), einen zu diesen parallelgeschalteten steuerbaren Schalter
(17), eine mit dem Kondensator (C) in Reihe geschaltete
steuerbare Stromquelle (18) und ein Steuergerät (19; 20; 21)
enthält, dessen Eingang mit einem gemeinsamen Anschluß des
Kondensators (C) und des steuerbaren Schalters (17) an die
steuerbare Stromquelle (18) und dessen Ausgang über eine
Diode (D) mit einem Steuereingang (18 a) der steuerbaren
Stromquelle (18) zwecks Konstanthaltung der Amplitude des
Sägezahnsignals (d) verbunden sind, und daß der Steuereingang
des steuerbaren Schalters (17) mit dem Eingang des
steuerbaren Sägezahngenerators (12) verbunden ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuergerät
(19; 20; 21) in der angegebenen Reihenfolge aus der Kaskadenschaltung
eines Impedanzwandlers (19), eines weiteren Tiefpaßfilters (20) und eines
Steuerverstärkers (21) besteht.
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Impedanzwandler
(19) ein Emitterfolger (28; 29) ist.
4. Anordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der
Steuerverstärker (21) mit einem Operationsverstärker (32) aufgebaut
ist, der als invertierender Verstärker (32; 33; 34; 35; 36) beschaltet ist.
5. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
daß der Eingang des steuerbaren Sägezahngenerators (12) mindestens
über ein Dämpfungsglied (16) mit dem Steuereingang des steuerbaren Schalters
(17) verbunden ist.
6. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet,
daß der Eingang des steuerbaren Sägezahngenerators (12) über einen
monostabilen Multivibrator (15) mit dem Steuereingang des steuerbaren
Schalters (17) bzw. mit dem Eingang des Dämpfungsgliedes (16) verbunden
ist.
7. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet,
daß im Verzögerungsglied (9) der Anordnung (13) zum Vergleichen
des Sägezahnsignals (d) mit dem Fehlerkorrektursignal
eine Logikschaltung (14) nachgeschaltet ist, die
außerdem noch vom steuerbaren Sägezahngenerator (12) her
mit einem Taktsignal (a) gespeist ist, wodurch dem Schrittmotor
auch bei hoher Beschleunigungsrate Ansteuerimpulse
zuführbar sind.
8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Logikschaltung
(14) aus einem RS-Flip-Flop (45) besteht, dessen Ausgang über
einen Inverter (44) mit einem ersten Eingang einer nachgeschalteten
Ausgangslogikschaltung (40) verbunden ist, während der Ausgang der Anordnung
(13) zum Vergleichen des Sägezahnsignals (d) mit dem Fehlerkorrektursignal
einerseits über einen weiteren Inverter (39) mit einem ersten
Eingang des RS-Flip-Flops (45) und andererseits direkt mit einem zweiten
Eingang der Ausgangslogikschaltung (40) verbunden ist und das Taktsignal
(a) auf einen zweiten Eingang des RS-Flip-Flops (45) sowie auf einen
dritten Eingang der Ausgangslogikschaltung (40) geführt ist.
9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das RS-Flip-
Flop (45) mittels zwei gleichartiger Logik-Tore (37, 38) aufgebaut ist.
10. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die
Ausgangslogikschaltung (40) aus zwei Und-Toren (41, 42) besteht, deren
Ausgänge auf je einen Eingang eines Oder-Tores (43) geführt sind, wobei
eines der Und-Tore (41) einen invertierenden Eingang besitzt, der mit
einem Eingang des andern Und-Tores (42) verbunden ist.
11. Anordnung nach Anspruch 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, daß die
Ausgangslogikschaltung (40) aus zwei Nand-Toren (46, 48) besteht, deren
Ausgänge auf je einen Eingang eines dritten Nand-Tors (47) geführt sind,
wobei eines der beiden Nand-Tore (48) einen invertierenden Eingang
besitzt, der mit einem Eingang des andern der beiden ersten Und-Tore (46)
verbunden ist.
12. Anordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet,
daß die Anordnung (13) zum Vergleichen des Sägezahnsignals (d) mit dem
Fehlerkorrektursignal aus einem Komparator besteht.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CH727/86A CH672382A5 (de) | 1986-02-24 | 1986-02-24 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE3637026A1 DE3637026A1 (de) | 1987-08-27 |
DE3637026C2 true DE3637026C2 (de) | 1989-02-02 |
Family
ID=4193774
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19863637026 Granted DE3637026A1 (de) | 1986-02-24 | 1986-10-30 | Anordnung zur behebung der instabilitaet eines schrittmotors |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4683409A (de) |
JP (1) | JPS62201097A (de) |
CH (1) | CH672382A5 (de) |
DE (1) | DE3637026A1 (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19928366C1 (de) * | 1999-06-21 | 2001-01-25 | Sig Positec Bergerlahr Gmbh & | Verfahren zum Betreiben eines Antriebssystems mit einem Schrittmotor |
DE10034110A1 (de) * | 2000-07-13 | 2002-01-24 | Saia Burgess Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Schrittverlusterkennung bei Schrittantrieben |
Families Citing this family (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CH670343A5 (de) * | 1986-08-20 | 1989-05-31 | Saia Ag | |
FR2648289B1 (fr) * | 1989-06-07 | 1991-09-06 | Valeo | Procede et dispositif de controle d'un moteur pas-a-pas |
US5059883A (en) * | 1989-06-29 | 1991-10-22 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Method and apparatus for driving stepping motor |
DE4003522C2 (de) * | 1990-02-06 | 1994-06-09 | Berger Lahr Gmbh | Schrittmotor im Konstantstrombetrieb und im spannungsgeführten Betrieb |
JPH0458790A (ja) * | 1990-06-28 | 1992-02-25 | Toshiba Corp | ステッピングモータ駆動装置 |
FR2686759B1 (fr) * | 1992-01-29 | 1994-04-22 | Sgs Thomson Microelectronics | Dispositif de regulation de puissance pour un haut-parleur de poste de telephone pendant une sonnerie . |
SE514951C2 (sv) * | 1994-11-04 | 2001-05-21 | Tac Ab | Förfarande och anordning för styrning av en motor |
JP3727981B2 (ja) * | 1994-11-16 | 2005-12-21 | キヤノン株式会社 | ステッピングモータ駆動回路 |
JPH08251992A (ja) * | 1995-03-15 | 1996-09-27 | Alps Electric Co Ltd | ステッピングモータ駆動装置 |
US6055359A (en) * | 1998-06-18 | 2000-04-25 | Polyspede Electronics | DC motor drive control with improved current sensing |
US6100662A (en) * | 1999-06-30 | 2000-08-08 | Warner Electric Technology, Inc. | Step motor stabilization control |
DE10130130B4 (de) * | 2001-06-22 | 2007-09-20 | Minebea Co., Ltd. | Vorrichtung zur Erzeugung eines drehzahlabhängigen Signals für einen Elektromotor, insbesondere für einen elektronisch kommutierten Gleichstrommotor |
EP2113999A3 (de) * | 2001-09-25 | 2010-01-06 | Daikin Industries, Ltd. | Phasenstromerkennungsvorrichtung |
JP4086102B2 (ja) * | 2002-12-25 | 2008-05-14 | ミネベア株式会社 | ステッピングモータの制御装置 |
US7157879B2 (en) * | 2003-01-30 | 2007-01-02 | Rensselaer Polytechnic Institute | On-hardware optimization of stepper-motor system performance |
US20050088134A1 (en) * | 2003-10-22 | 2005-04-28 | David Coutu | Method to reduce midrange resonance during operation of a multi-phase step motor |
FR2873514B1 (fr) * | 2004-07-20 | 2006-11-17 | Virax Sa | Actionneur portatif lineaire et procede de limitation de l'effort maximal d'un moteur d'un tel actionneur |
KR101132884B1 (ko) * | 2009-02-04 | 2012-04-03 | 엘에스산전 주식회사 | 전원 안정화 회로망에서의 노이즈 측정 시스템, 이에 적용되는 가변 필터 및, 전원 안정화 회로망에서의 노이즈 측정 방법 |
FR3076129B1 (fr) * | 2017-12-27 | 2020-01-10 | Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives | Procede de modulation de largeur d'impulsions |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5174192A (de) * | 1974-12-24 | 1976-06-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | |
US4091316A (en) * | 1975-09-30 | 1978-05-23 | The Computervision Corporation | Method and apparatus for damping stepper motors |
JPS5597198A (en) * | 1979-01-16 | 1980-07-24 | Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd | Load level detecting method and its circuit for stepping motor |
US4455520A (en) * | 1981-05-29 | 1984-06-19 | Compumotor Corporation | Method and means for stable operation of a synchronous motor |
US4471283A (en) * | 1982-11-02 | 1984-09-11 | International Business Machines Corporation | Average current regulation for stepper motors |
US4540928A (en) * | 1984-03-19 | 1985-09-10 | Bodine Electric Company | Closed loop resonance compensation circuit for stepper motors |
-
1986
- 1986-02-24 CH CH727/86A patent/CH672382A5/de not_active IP Right Cessation
- 1986-04-21 US US06/854,337 patent/US4683409A/en not_active Expired - Fee Related
- 1986-10-30 DE DE19863637026 patent/DE3637026A1/de active Granted
-
1987
- 1987-01-29 JP JP62017454A patent/JPS62201097A/ja active Pending
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19928366C1 (de) * | 1999-06-21 | 2001-01-25 | Sig Positec Bergerlahr Gmbh & | Verfahren zum Betreiben eines Antriebssystems mit einem Schrittmotor |
DE10034110A1 (de) * | 2000-07-13 | 2002-01-24 | Saia Burgess Gmbh | Verfahren und Schaltungsanordnung zur Schrittverlusterkennung bei Schrittantrieben |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
CH672382A5 (de) | 1989-11-15 |
DE3637026A1 (de) | 1987-08-27 |
US4683409A (en) | 1987-07-28 |
JPS62201097A (ja) | 1987-09-04 |
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---|---|---|
DE3637026C2 (de) | ||
DE2755343C2 (de) | Drehzahlregelanordnung | |
DE1924233C3 (de) | Vorrichtung zur Drehzahlregelung eines rotierenden Elementes | |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OP8 | Request for examination as to paragraph 44 patent law | ||
8127 | New person/name/address of the applicant |
Owner name: SAIA AG, MURTEN, CH |
|
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |