DE4108106A1

DE4108106A1 - Verfahren und vorrichtung zur reduzierung des einschaltstromstosses beim betreiben einer induktivitaetsbehafteten last

Info

Publication number: DE4108106A1
Application number: DE19914108106
Authority: DE
Inventors: Michael Ing Grad Konstanzer
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 1991-03-13
Filing date: 1991-03-13
Publication date: 1992-09-17

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Reduzierung des Einschaltstromstoßes beim Betreiben einer induktivitäts behafteten und mit einem magnetisierbaren Kern versehenen Last an einem Wechselstromnetz, wobei zumindest zeitweise ein Phasenanschnitt vorgesehen ist.

Beim Betreiben induktivitätsbehafteter Lasten verbleibt nach dem Ausschalten im magnetisierbaren Kern solcher Lasten eine magnetische Remanenz oder remanente Induktion, die je nach Polarität der Wechselspannung zum Ausschaltzeitpunkt unter schiedlich gepolt sein kann und auch eine unterschiedliche Größe haben kann. Beim Einschalten induktivitätsbehafteter Lasten ist deren Re manenzlage in der Regel unbekannt und es tritt speziell zum Beispiel bei Transformatoren mit hoher Induktion und geringen Luftspalten, insbesondere auch bei Ringkerntransformatoren, beim Zusammentreffen eines zur Remanenzlage "unpassenden" Einschaltzeitpunktes, bezogen auf den Verlauf der Wechselspannung, ein hoher Einschaltstromstoß auf, der unter Umständen bis zum fünfzigfachen des Nennstromes betragen kann und zum Auslösen von Sicherungselementen führt. Diese hohen Ströme ergeben sich, weil die Magnetisierung hierbei weit in die Sättigung getrieben wird. Man ist aus diesem Grunde gezwungen, die Induktion soweit zu reduzieren, bis der Einschaltstrom auch im ungünstigsten Fall einen vorgegebenen Grenzwert nicht überschreitet. Dies erfor dert jedoch bei gleicher Nennleistung erheblich mehr Eisen für den Kern, zum Beispiel eines Transformators und macht diesen entsprechend groß und schwer, was sich insbesondere bei Transformatoren hoher Leistung sehr nachteilig auswirkt.

Zum Stand der Technik ist die DE-PS 27 46 845 bekannt, bei der während einer Einschaltphase der Stromflußwinkel allmählich vergrößert wird, um einen Sanftanlauf zu bewirken. Eine weitere Aufgabenlösung besteht auch darin, nach dem Hochdimmen eine volle Durchschaltung des Wechselstromschalters zu erreichen. Nachteilig ist dabei, daß sich hier trotzdem die Induktion des Transformators während des Andimmens bei gleicher Polarität der Remanenz im Ruhezustand und des ersten einge schalteten Spannungssignals immer mehr in die Sättigung ver schiebt, so daß sich über aufeinanderfolgende angeschnittene Halbwellen insbesondere durch Unsymmetrien der Anschnitte der positiven und der negativen Netzhalbwelle ein Einschaltspit zenstrom auf summiert. Mit dieser Vorrichtung kann die vorhan dene Remanenzpolarität zum Beispiel eines Transformators nicht berücksichtigt werden, so daß hier Einschaltspitzen ströme auftreten können.

Auch mit den Maßnahmen der DE-PS 35 13 365, wobei es um die Strombegrenzung beim Einschalten von Lampen geht, lassen sich Einschaltstromspitzen bei induktiver Last nicht verhindern. Eine ähnliche Beschaltungsanordnung ist aus dem ELV-Journal 45, Seite 1 bis 4, bekannt. Hier wird im Einschaltmoment von einem verhältnismäßig kleinen Anschnittwinkel, d. h. einem Phasenanschnittwinkel von 180° und dementsprechend geringer Anlaufleistung ausgegangen und dieser Phasenanschnittwinkel verschiebt sich dann in einer typischen Zeit von 0,5 bis 2 Sekunden auf 0° nach den Nulldurchgang jeder Netzhalbwelle, was der vollen Leistung entspricht.

Weiterhin ist es aus der DE-AS 27 43 65 bekannt, einen Trans formator bei einem Phasenwinkel von 90° oder 270° einzu schalten. Dabei wird aber nicht berücksichtigt, bei welchem Phasenwinkel ausgeschaltet wurde und welche Polarität und Größe die Remanenz jeweils hatte.

Die DE-OS 24 24 716 zeigt bereits eine Möglichkeit, den Ein schaltstromstoß bei Transformatoren zu verhindern bzw. zu re duzieren. Dazu wird die Ist-Remanenz nach Betrag und Phase gemessen und in der Phasenlage eingeschaltet, bei welcher der kleinste Stromstoß erzeugt wird. Um dies zu realisieren müs sen an einer oder mehreren Schachtelstellen des Transforma torkernes Meßsonden eingebaut werden. Dies muß aber bereits beim Bau der Transformatoren berücksichtigt werden, so daß dieses Verfahren für vorhandene, beliebige Transformatoren oder dergleichen praktisch nicht einsetzbar ist.

Die US-A- 39 25 688 und die DE-A-27 35 736 zeigen Wechsel stromschalteinrichtungen, die ein Einschalten beim Nulldurch gang zu Beginn einer Wechselspannungsperiode und ein Aus schalten beim Nulldurchgang am Ende einer Wechselspannungspe riode bewirken. Insbesondere beim Schalten von schnell auf einanderfolgenden Pulsgruppen kann dies jedoch zu einem Auf schaukeln des Blindstromes und damit schließlich zu einer Überlastung führen, so daß diese Schaltungen insbesondere für diesen Anwendungsfall ungünstig sind, aber auch beim einmali gen Einschalten noch hohe Blindströme verursachen können.

Die EP-A-02 22 727 zeigt eine Einrichtung mit der in Ab hängigkeit vom Ausschaltzeitpunkt über eine einstellbare Verzögerung ab dem Nulldurchgang der Wechselspannung einge schaltet werden kann. Man ist dadurch zwar nicht an einen fe sten Ausschaltzeitpunkt gebunden, jedoch ergeben sich auch hier beim Einschalten noch vergleichsweise hohe Blindströme und ein Betrieb mit schnell aufeinanderfolgenden Pulsgruppen wurde zu einem Aufsummieren der Blindströme und schließlich zu einem "Inrush" führen. Außerdem kann auch hier die Remanenzlage bei einem ersten Einschalten nicht erkannt und berücksichtigt werden, so daß ein hoher Einschaltstromstoß auftreten kann.

Schließlich kennt man aus der DE-A-25 30 047 und der PCT/DE 90/00 272 bereits Vorrichtungen, mit denen durch eine Konden satorentladung vor oder beim Einschalten der induktivitätsbe hafteten Last ein definiertes Setzen der Remanenz möglich ist. Dies erfordert jedoch einen vergleichsweise hohen Auf wand unter anderem durch den oder die Kondensatoren selbst, eine Ladeeinrichtung, einen separaten Entladeschalter und dergleichen. Außerdem sind bei größeren Transformatoren auch entsprechend große Kondensatoren einschließlich der vorge nannten Zusatzeinrichtungen erforderlich.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren und eine Vorrichtung zu schaffen, mit der die eingangs erwähnten Nachteile zumindest weitestgehend vermieden werden, wobei insbesondere unabhängig vom Remanenz-Ausgangszustand der in duktivitätsbehafteten Last diese an ein Wechselstromnetz ge schaltet werden kann, ohne daß ein unerwünschter Einschalt stromstoß auftritt. Dabei soll auch eine Anwendung beim Schalten zeitlich kurz aufeinanderfolgender Impulsgruppen so wie bei Mehrphasen-Wechselstrom möglich sein.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird erfindungsgemäß insbesondere vorgeschlagen, daß bei gleichzeitiger Messung zumindest des Blindstromes im Laststromkreis, die effektive Spannung an der Last durch Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte so lange vergrößert wird, bis entweder ein vorgebener Strom schwellwert auftritt und daß die Last nach Auftreten dieses gemessenen Schwellwertes mit einer zu der beim Auftreten des Stromschwellwertes anliegenden Spannung gegenpoligen und in ihrem Effektivwert größeren Spannung beaufschlagt wird, oder daß bei Ausbleiben des Stromes in Höhe des Stromschwellwertes der Effektivwert der Spannung bis zu einem Sollwert oder bis zum Nennwert erhöht wird. Mit diesem Verfahren kann vollkommen unabhängig von der Aus schaltsituation und damit der vorhandenen Remanenzlage zu ei nem beliebigen Zeitpunkt eingeschaltet werden, ohne daß "Inrush"-Ströme auftreten. Dies wird durch ein stromkontrol liertes Herantasten mittels kleiner "Abfrage-Spannungspulse" - kleine Spannungshalbwellenanschnitte mit entsprechend ge ringerem Effektivwert - erreicht, wobei die effektive Span nung solange gesteigert wird, bis als "Antwort" von der in duktivitätsbehafteten Last in ihrer Größe zunehmende Stromim pulse auftreten. Aus diesen Stromimpulsen bzw. einem einen Grenzwert überschreitenden Stromimpuls kann insbesondere auf grund der Polarität dieses Stromimpulses auf die tatsächliche Einschalt-Remanenzlage rückgeschlossen werden und durch pha senrichtiges Vergrößern des Spannungseffektivwertes ist schließlich ein Synchronisieren zwischen Remanenzlage und Phasenlage der Wechselspannung möglich.

Zur Steigerung des Spannungseffektivwertes kann nach einer Ausgestaltung der Erfindung vorgesehen sein, daß dies an der Last durch unipolares Andimmen, bewirkt durch Verkleinerung des Phasenanschnittwinkels, vorgenommen wird. Durch das unipolare Andimmen wird die Magnetisierung je nach vorgesehener Polarität der beim Andimmen vorgesehenen Span nungshalbwellen schrittweise von der im Ruhezustand vorhan denen remanenten Induktion an ein Ende der Magnetisierungs kurve gebracht, bis in der Nähe der Sättigung der magneti schen Induktion der Strom zunimmt. Dieser Strom ist dann ein Signal, das eine definierte Magnetisierungsendlage erreicht ist. Würde man zu diesem Zeitpunkt abschalten, so wäre ohne Strom fluß (Feldstärke H = 0) eine maximale remanente Induktion (Remanenz B_r) vorhanden. Beim Einschalten müßte dann diese maximale Remanenz derart berücksichtigt werden, daß eine ex akte Zuordnung zwischen der stationären remanenten Induktion und dem zugehörigen Kurvenpunkt in der Magnetisierungskurve (B/H) vorhanden ist. Dies bedeutet, daß bei Auftreten eines etwas größeren Stromimpulses im Bereich der magnetischen Sät tigung ab dem in diesem Zeitpunkt vorhandenen Spannungswert, die Wechselspannung eingeschaltet bleiben kann und somit bei der nächsten, gegenpoligen Halbwelle ohne Phasenanschnitt und dann im Einklang mit der Magnetisierung weiterlaufen kann. Das unipolare Andimmen kann insbesondere dort, wo unter schiedliche, sich ändernde Lasten auftreten und auch für un symmetrische Lasten, eingesetzt werden. Vorteilhaft ist hier bei auch, daß mit kleinen Effektivspannungen und entsprechend kleinen Strömen gearbeitet werden kann.

Eine andere Möglichkeit, die effektive Spannung beim Ein schalten zu vergrößern besteht darin, daß die effektive Span nung an der Last durch symmetrisches, bipolares Andimmen, be wirkt durch Verkleinerung des Phasenanschnittwinkels, vorge nommen wird. Bei diesem Verfahren wird die Magnetisierung nicht zwangsläu fig bis in die Nähe der magnetischen Sättigung gebracht, son dern es erfolgt hier nur dann eine Korrekturreaktion, wenn der gemessene Strom den vorgegebenen Wert überschreitet. Dies ist aber nur dann der Fall, wenn die Remanenzgröße und Remanenzpolarität mit dem zugeordneten Induktions-Feldstärke-Wert der Magnetisierungskurve nicht ausreichend genau mit der Einschaltphase der Wechselspannung zusammenpaßt.

Nach einer Weiterbildung der Erfindung ist bei einem dreipha sigen Wechselstromnetz und drei Wicklungen, die wahlweise in unterschiedlichen Schaltgruppen angeschlossen sind, vorgese hen, daß bei einer im Dreieck oder im Stern geschalteten Schaltgruppe zunächst über zwei Phasen durch Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt wird bis der vorgegebene Blindstromschwellwert im Bereich der Eisensätti gung erreicht ist, daß dann die Bestromung gegebenenfalls ausgeschaltet wird, daß anschließend zwei Phasen jeweils in der Polaritätslage eingeschaltet werden, welche die jeweiligen vorausgegangenen Strompulse beim Erreichen oder Überschreiten des Blindstromschwellwertes der einzelnen Phasen hatten und daß schließlich die dritte Phase zeitverzögert zu den beiden anderen Phasen zugeschaltet wird. Somit lassen sich auch Drehstromtransformatoren "Inrush frei", d. h. ohne das Auftreten hoher Einschaltstromspitzen einschalten. Auch hier wird zunächst eine Wicklung zunehmend bestromt, bis eine definierte Magnetisierung erreicht ist. Durch das zeitlich abgestufte Zuschalten der dritten Phase bzw. der beiden anderen Wicklungen werden Unsymmetrien vermieden. Die Bestromungspause ist bei Pulsgruppen-Betrieb vorgesehen und kann hierbei weniger als eine Wechselspannungsperiode betragen.

Dabei ist es zweckmäßig, wenn das Einschalten der beiden Pha sen bezüglich der nacheilenden Phase mit einem solchen Span nungshalbwellenanschnitt erfolgt, daß dieser einen im Bereich des Leerlaufstromes liegenden Blindstrom-Impuls verursacht, wobei das zeitverzögerte Zuschalten der dritten Phase derart erfolgt, daß die Summe der Blindströme aller drei Phase im weiteren Verlauf etwa 0 ist. Durch diese Maßnahmen werden die sonst durch die vorhandenen Phasenverschiebungen bedingten, vorerwähnten Unsymmetrien vermieden.

Bei einer im Stern mit Mittelpunktleiter geschalteten Schalt gruppe ist vorgesehen, daß zunächst eine erste Phase gegen den Mittelpunktleiter eingeschaltet und durch Vergrößern der ,Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt wird, bis der vorgegebene Blindstromschwellwert im Bereich der Eisensättigung erreicht ist, daß dann die Bestromung gegebenenfalls ausgeschaltet wird, daß anschließend die erste Phase in der Polaritätslage eingeschaltet wird, welche der vorausgegangene Blindstromimpuls beim Erreichen oder Überschreiten des Blindstromschwellwertes hatte und daß schließlich die beiden anderen Phasen zeitverzögert zu der ersten Phase zugeschaltet werden. Dadurch ist auch bei dieser Drehstrom-Schaltgruppe - Stern mit Mittelpunktleiter - ein "Inrush-freies" Einschalten möglich.

Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß zum Bestimmen des Spannungshalbwellenanschnittes zu Beginn des Einschaltens etwa der Spitzenwert des Leerlaufblindstromes vorgegeben wird, daß die Spannungshalbwellen-Anschnitte bis zum Errei chen des Stromschwellwertes vergrößert werden und daß der zu gehörige Spannungsanschnittwinkel abgespeichert wird. Dadurch läßt sich der passende Einschaltzeitpunkt exakt ermitteln.

Bei einer Scheinlast kann dabei der Blindstromanteil und der Wirkstromanteil gemessen werden, wobei der Spannungshalbwel lenanschnitt soweit vergrößert wird, bis der Spitzenwert des Blindstromimpulses etwa gleich dem Spitzenwert des Wirkstrom impulses ist und wobei der zugehörige Spannungshalbwellenan schnittwert abgespeichert wird. Dies ermöglicht auch eine ge gebenenfalls laufende Anpassung des Einschaltzeitpunktes an unterschiedliche Lasten. Eine Weiterbildung der Erfindung sieht vor, daß zur Erkennung der an das Drehstromnetz ange schlossenen Last-Schaltgruppe zunächst eine Phase gegen den Sternpunkt mit großem Phasenanschnittwinkel und entsprechend kleinem Spannungseffektivwert beaufschlagt und dabei eine Stromkontrolle vorgenommen wird. Damit kann selbständig ohne äußeres Zutun die Drehstrom-Schaltgruppe der angeschlossenen Last ermittelt werden.

Die Erfindung betrifft auch eine Vorrichtung zur Begrenzung des Einschaltstromes einer induktivitätsbehafteten, mit einem magnetisierbaren Kern versehenen Last, insbesondere eines Transformators, wobei die Vorrichtung einen in Reihe zur Last geschalteten, mit einer Phasenanschnittsteuerung verbundenen Wechselstromschalter aufweist. Diese Vorrichtung ist insbe sondere dadurch gekennzeichnet, daß eine Strommeßeinrichtung für den im Laststromkreis fließenden Strom vorgesehen ist, die mit einer Ablaufsteuerung zur stromabhängigen Beeinflus sung der Phasenanschnittsteuerung zumindest im Sinne einer Veränderung des Phasenanschnittwinkels und/oder der Polarität der an die Last geschalteten Spannung verbunden ist. Wie bereits in Verbindung mit dem erfindungsgemäßen Verfahren erläutert, ist dadurch ein stromkontrolliertes Vergrößern der Effektivspannung möglich, bis als Reaktion für das Erreichen eines Sättigungsbereiches der Magnetisierung eine vorgegebene Stromschwelle überschritten wird. Dadurch ist dann eine defi nierte Magnetisierungsendlage erreicht, die dann ein exakt passendes Einschalten der Wechselspannung an die Last ermög licht.

Eine Ausführungsform der Vorrichtung zur Wechselstrom-Ein schaltbegrenzung einer mit einem Wechselstromschalter in Reihe geschalteten, induktivitätsbehafteten Last, mit einer Phasenanschnittschaltung, durch die die Verbindung der induk tivitätsbehafteten Last mit der Netzwechselspannung ab dem Einschaltmoment mit von 0° ansteigendem Phasenwinkel bis zu einem gegebenenfalls vorbestimmten Phasenanschnittwinkel einstellbar ist, sieht vor, daß eine in Reihe mit der induktivitätsbehafteten Last geschaltete Komparatorschaltung vorgesehen ist, deren Ausgang mit der Phasenanschnittschaltung verbunden ist, daß die Pha senanschnittschaltung bei einer Beaufschlagung mit einem von der Komparatorschaltung erzeugten Primärkreis-Überstromsignal die Steuerelektrode des Wechselstromschalters für mindestens eine Halbwelle mit einem Zündsignal mit einem vorbestimmten, Remanenz-setzenden Phasenanschnittwinkel beaufschlagt, wobei der Remanenz-setzende Phasenanschnittwinkel größer als der dem Auftreten des Primärkreisüberstromsignals zuordbare An schnittwinkel ist und daß in der Phasenanschnittschaltung in den den Remanenz-setzenden Halbwellen folgenden Halbwellen jeweils ein Zündsignal bei dem vorbestimmten Phasenanschnitt winkel erzeugbar ist.

Durch eine auf die besonderen Eigenheiten der angeschalteten Last, insbesondere eines Transformators eingehende Vorherbe stimmung der die Remanenz-setzenden Einschalt-Phasenlage ist eine synchronisierte Zündspannung erzeugbar, mit der der Wechselstromschalter der versorgungsspannungsgepufferten Pha senanschnittschaltung zündbar ist. Durch diesen auf einen Überstrom folgenden ersten Anschnitt ist die Remanenz derart setzbar, daß im Anschluß der Dimmbe trieb mit seinem gegebenenfalls festen Anschnittwinkel einge schaltet werden kann.

In einer vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist eine Überstrom- und Unterstromsicherung vorgesehen, wobei zumin dest ein Lastfehlererkennungsschaltkreis vorgesehen ist, der beim Überschreiten und/oder beim Unterschreiten eines Soll strombereiches den Wechselstromschalter sicher öffnet. Da durch wird insbesondere bei Halogen-Leuchten eine unter Um ständen bestehenden Brandgefahr durch Übergangswiderstände verhindert, die zum Beispiel an den Übergangsstellen von ver spannten Leitungen auf die überlicherweise an diesen festge klemmten Lampenhalterungen auftreten können. Mit dieser Über strom-/Unterstromsicherung wird auch der Normenentwurf VDE 0711 Teil 500 für Niederspannungsbeleuchtungssystem erfüllt.

Eine andere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung sieht vor, daß die Phasenanschnittschaltung die Verbindung der induktivitätsbehafteten Last mit der Wechselspannung nur mit unipolaren Phasenanschnitten herstellt und daß die Pha senanschnittschaltung bei einer Beaufschlagung mit einem von der Komparatorschaltung erzeugten Primärkreis-Überstromsignal die Steuerelektrode des Wechselstromschalters für die zeit lich unmittelbar folgende, entgegengesetzt gepolte Halbwelle und die unmittelbar nächsten folgenden Vollwellen mit einem Zündsignal von 150° bis 180° beaufschlagt und daß in der Phasenanschnittschaltung bei den darauf folgenden Halbwellen jeweils ein Zündsignal mit einem vorbestimmten Pha senanschnittwinkel erfolgt ist. Durch die Verwendung von im Periodenabstand aufeinanderfol genden, unipolaren angeschnittenen Halbwellen, deren Winkel wert entweder konstant gehalten wird oder der langsam an wächst, wird das induktivitätsbehaftete Stromversorgungsge rät, zum Beispiel ein Transformator, unabhängig von der ur sprünglichen Einschalt-Phasenlage und Lage der Remanenz im Transformator, in eine definierte, der Schaltung bekannte Lage der Remanenz gebracht. Nach einer von der Bauart des Stromversorgungsgerätes abhängigen Anzahl von angeschnittenen Halbwellen tritt ein kleiner, die Schaltung und die Sicherung nicht gefährdender Einschaltspitzenstrom als Antwort des Transformators auf, daß seine Remanenz richtig gesetzt ist. Dadurch ist in der Anschnittsteuerschaltung eine Zündspannung erzeugbar, mit der der Wechselstromschalter der versorgungsspannungsgepufferten Phasenanschnittschaltung für die unmittelbar darauffolgenden, entgegengesetzt gepolten Halbwelle zündbar ist. Durch die auf einen kleinen Überstromimpuls folgende erste voll durchgeschaltete Halbwelle wird der Normalbetrieb des Transformators eingeleitet. Die Induktions-Verhältnisse entsprechen dabei zu diesem Zeitpunkt denen des stationären Betriebes. Nach einigen Perioden mit Vollwellenbetrieb stellt die Schaltung dann gegebenenfalls den gewählten Phasenwinkel für den Dimmbetrieb selbsttätig, mit fließendem Übergang ein.

Zusätzliche Ausgestaltungen der Erfindung sind in den weite ren Unteransprüchen aufgeführt. Nachstehend ist die Erfindung mit ihren wesentlichen Einzelheiten anhand der Zeichnungen noch näher erläutert.

Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild zum Betreiben einer indukti onsbehaften Last an einem Einphasenwechsel stromnetz,

Fig. 2 ein Blockschaltbild zum Betreiben einer Drehstrom-Last an einem dreiphasigen Wechselstromnetz,

Fig. 3 ein Blockschaltbild mit detaillierter Darstellung der in Fig. 2 gezeigten Funktionsblöcke,

Fig. 4 bis 7 Innenbeschaltungen von in Fig. 3 gezeigten Funktionsblöcken,

Fig. 8 bis 10 Diagramm-Zuordnungen mit Darstellung der Funk tionsabläufe beim Betreiben von Drehstromlasten in unterschiedlichen Schaltgruppen,

Fig. 11 Signalkurven der Netzspannung sowie des Netz stromes beim Einschalten eines Transformators mit einem Dimmer,

Fig. 12 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Be grenzung von Einschaltstromspitzen auf der Primer seite eines Transformators beim Dimmbetrieb,

Fig. 13 Verläufe von Spannungssignalen und Stromsignalen bei Einschaltvorgängen an Transformatoren mit ei nem Dimmer bei unterschiedlicher, undefinierter Remanenz des Transformators,

Fig. 14 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Be grenzen von Einschaltstromspitzen auf der Pri merseite eines Transformators beim Dimmbetrieb in einem weiteren Ausführungsbeispiel,

Fig. 15 ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zum Be grenzen von Einschaltstromspitzen auf der Pri merseite eines Transformators beim Dimmbetrieb in einer abgewandelten Ausführungsform und

Fig. 16 Signalkurven der Netzspannung sowie des Netz stromes bei dem Einschalten eines Transformators mit einer Vorrichtung gemäß Fig. 15.

Eine in Fig. 1 gezeigte Vorrichtung 300 zeigt die wesentli chen Baugruppen zum Betreiben einer induktivitätsbehafteten und mit einem magnetisierbaren Kern versehenen Last 301 an einem Wechselstromnetz. Mit Hilfe der dargestellten Baugrup pen können Einschaltstromspitzen im Laststromkreis vermieden werden. In Reihe mit der induktivitätsbehafteten Last 301 ist ein Wechselstromschalter 302, im vorliegenden Ausführungsbeispiel ein Triac geschaltet, der mit einer Phasenanschnittsteuerung 303 verbunden ist. Außer dem Wechselstromschalter 302 befindet sich in dem Last stromkreis noch ein Strommeßshunt 304, an den eine Strommeß einrichtung 305 angeschlossen ist. Zu der Steuerungseinrichtung für den Wechselstromschalter 302 gehört außer der Phasenanschnittsteuerung 303 und der Strom meßeinrichtung 305 noch eine Ablaufsteuerung 306. Diese be inhaltet unter anderem einen Komparator 307, mit dem im we sentlichen ein Vergleich zwischen einer Stromvorgabe und dem tatsächlich am Strommeßshunt 304 gemessenen Ist-Strom durch geführt wird. Weiterhin beinhaltet die Ablaufsteuerung 306 noch eine Zündlogik 308. Die Ablaufsteuerung 306 hat außer dem von der Strommeßeinrichtung 305 kommenden Eingang eine ganze Reihe weiterer Steuereingänge, die durch Pfeile angedeutet sind und beispielsweise für die Vorgabe eines Start/Stopsignals, für den Sollanschnittwinkel, gegebenenfalls für eine übergeordnete Steuerung usw. dienen. Die induktivitätsbehaftete Last 301 ist im Ausführungsbei spiel ein Transformator, wobei der Laststromkreis die Primär seite des Transformators bildet. An die Sekundärseite 309 können unterschiedliche Sekundärlasten - ohnische, induktive, kapazitive oder Mischlasten - angeschlossen sein.

Bei an den Laststromkreis angelegter Netzwechselspannung wird zunächst die effektive Spannung an der durch die Primärwick lung 310 des Transformators gebildeten Last 301 vergrößert, indem mit Hilfe der Phasenanschnittsteuerung 303 die Span nungshalbwellenanschnitte vergrößert werden. Gleichzeitig wird der Strom im Laststromkreis mit Hilfe des Strommeßshun tes 304 und der angeschlossenen Strommeßeinrichtung 305 über wacht. Wird dabei ein bei der Ablaufsteuerung 306 bzw. dem Komperator 307 vorgegebener Stromschwellwert überschritten, ist dies ein Zeichen dafür, daß sich die Magnetisierung des Transformatorkernes im Sättigungsbereich befindet. Aus der Polarität des aufgetretenen Stromimpulses ist auch die Magne tisierungspolung erkennbar und es kann zur Vermeidung eines hohen Einschaltspitzenstromes reagiert werden. Dies erfolgt, indem gegenpolig zu der Spannungshalbwelle, bei dem der Stromschwellwert aufgetreten war, der Effektivwert der Span nung wesentlich erhöht wird. Im einzelnen ist dies noch anhand der Diagramme gemäß Fig. 12, 13 und 16 noch näher erläutert. Das Vergrößern der effektiven Spannung an der Last kann ent weder durch unipolares Andimmen, bewirkt durch Verkleinerung des Phasenanschnittwinkels vorgenommen werden, wie dies im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 15 und 16 beschrieben ist. An dererseits besteht aber auch die Möglichkeit, die Vergröße rung der effektiven Spannung an der Last durch symmetrisches, bipolares Andimmen, bewirkt durch Verkleinerung des Phasenan schnittwinkels vorzunehmen. Dies ist bei dem Ausführungsbei spiel gemäß Fig. 12 bis 14 beschrieben.

Fig. 2 zeigt eine Vorrichtung 300a, mit der eine Drehstromlast an einem dreiphasigen Wechselstromnetz betrieben werden kann, wobei auch hier die Drehstromlast eine induktivitätsbehaftete und mit einem magnetisierbaren Kern versehene Last ist. Es handelt sich bevorzugt um einen Transformator, wobei insbesondere unsymmetrische Drehstromkerntrafos mit drei Schenkeln zum Einsatz kommen. Diese Drehstromtransformatoren können in unterschiedlichen Schaltgruppen - Dreieck, Stern, Stern mit Mittelpunktleiter - geschaltet sein, wie dies in Fig. 2 alternativ nebeneinander angedeutet ist. Der prinzipielle Aufbau der Vorrichtung 300a ist vergleichbar mit der in Fig. 1 dargestellten Vorrichtung 300. In Abweichung dazu sind hier jedoch in jeder Phase (RST) durch Triacs oder antiparallel geschaltete Thyristoren gebildete Wechselstromschalter 302a, 302b und 302c vor gesehen. Die Strommeßeinrichtung 305a ist mit einem in einer der drei Phasen (hier in Phase T) befindlichen Strommeßshunt 304a ver bunden. Für eine Einschaltstromstoßbegrenzung genügt eine Strommessung in einer der drei Phasen. In Fig. 2 ist strich liniert noch eine weitere Strommeßeinrichtung 305b mit zuge hörigem, in der Phase R befindlichen Strommeßshunt 304b ein gezeichnet, die Teil einer Überstromsicherung sind. Für eine solche Überstromsicherung genügt bei einer Dreiecksschaltung und bei einer Sternschaltung eine Strommessung in zwei Phasen während bei einer Sternschaltung mit angeschlossenem Mittel punktleiter eine Strommessung in allen drei Phasen vorgesehen sein müßte.

Um einen unerwünschten Einschaltstromstoß bei der in Fig. 2 gezeigten Vorrichtung 300a zu vermeiden, wird bei der Dreieckschaltung über zwei Phasen eine Wicklung, bei Sternschaltung über zwei Phasen zwei Wicklungen und bei Stern mit Mp-Schaltung über eine Phase eine Wicklung der Drehstromlast bestromt. Dies erfolgt zunächst ebenfalls mit sehr geringeren Spannungs-Effektivwerten und bei gleichzeitiger Messung des Stromes wird durch Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt. Befindet sich die Magnetisierung des Transformatorenkernes im Bereich der Eisensättigung, kann die Bestromung abgeschaltet werden. Anschließend werden bei Dreieck oder Sternschaltung ohne Mp zwei Phasen oder bei Sternschaltung mit Mp eine Phase jeweils in der Spannungs-Polaritätslage eingeschaltet, die jeweils bei dem zugehörigen, vorausgegangenen Blindstromschwellwert der einzelnen Phasen bei den Strompulsen vorhanden war. Schließlich wird die dritte Phase oder bei Sternschaltung mit Mp die zweite und die dritte Phase zeitverzögert zu der bzw. den Phasen zugeschaltet, wobei die Zeitverzögerung so eingestellt ist, daß die Summe der Blindströme aller drei Phasen bei dem Einschalten und auch danach etwa 0 ist. Fig. 8 zeigt einander auf einer Zeitachse (Abszisse) zugeord nete Diagramme, wobei in der ersten Zeile ein Ein-Aussignal gezeigt ist. Die nächsten drei Zeilen zeigen die drei phasen versetzten Drehstrom-Wechselspannungen in den Phasen R, S und T. Die darunter befindlichen drei Zeilen zeigen den einzelnen Phasen zugeordnete Zündsignale Z_R, Z_S, Z_T. Die nächste Zeile gibt jeweils den Zeitpunkt der Nulldurchgänge der Phase T wieder. Es schließen sich drei Zeilen mit den Spannungsver läufen der drei durch die Phasenanschnittsteuerung 303a (Fig. 2) geschalteten Phasenspannungen an. Die letzten drei Zeilen zeigen die in den einzelnen Phasen R, S, T auftretenden Ströme.

Fig. 8 zeigt die Zusammenhänge in Verbindung mit einer im Dreieck geschalteten Drehstromlast. Zunächst wird durch kleine, zunehmende, im vorliegenden Ausführungsbeispiel unipolare Spannungshalbwellenanschnitte der Phasen S und T eine Wicklung der Drehstromlast bestromt. Die nach dem jeweiligen Spannungsnulldurchgang vorhandene unterschiedlich großen Spannungshalbwellenabschnitte ergeben sich durch die noch bis zum Ende der Strompulse leitenden Halbleiterschalter. Maßgebend für die Entstehung der Strompulse sind die vor den Nulldurchgängen jeweils erzeugten Spannungshalbwellenanschnitte. Die bei jeder angeschnittenen Spannungshalbwelle auftretenden Phasenströme I_S und I_T sind in den letzten beiden Zeilen der Fig. 8 erkennbar. Da mit Hilfe der beiden Phase S und T eine Wicklung der Drehstromlast bestromt wird, sind zwangsläufig die jeweils auftretenden Strompulse gleich groß und gegenpolig. Wird nun ein vorgegebener Stromschwellwert 311 (vgl. letzte beiden Zeilen in Fig. 8) erreicht, wird im vorliegenden Falle die Bestromung kurz unterbrochen. Anschließend werden die beiden Phasen S und T wieder in der Polaritätslage eingeschaltet, die auch die jeweiligen Strompulse beim Erreichen oder Überschreiten des Blindstromschwellwertes 311 hatten. Diese Polaritätslage der eingeschalteten Spannungsanschnitte entspricht dann auch der Polaritätslage der den Strompulsen vorauseilenden und zu deren Erzeugung vorhandenen Spannungs halbwellenanschnitten. Der zugehörige Spannungshalbwellenanschnittswinkel ist beim Einschalten der beiden Phasen S und T etwas größer - entspre chend einem kleineren Stromflußwinkel - da der Stromschwell wert 311 zum deutlicheren Erkennen oberhalb des maximalen Blindstromwertes liegt, der bei der größten Induktion auftritt. Die größte Induktion ist jeweils bei den Um kehrpunkten der Magnetisierungskurve vorhanden. Da der Strom schwellwert 311 aus den vorgenannten Gründen schon etwas au ßerhalb dieser Magnetisierungskurve-Umkehrpunkte und damit im Sättigungsbereich liegt, wird beim Einschalten der beiden Phasen S und T der Stromflußwinkel etwas zurückgenommen, da mit man tatsächlich möglichst exakt an einem der Umkehrpunkte der Magnetisierungskurve mit einem dazu "synchronisierten" Bestromen beginnt. Wie bereits vorerwähnt, wird die dritte Phase R zu einem Zeitpunkt derart zugeschaltet, daß im weiteren Verlauf die Summe der Blindströme der einzelnen eingeschalteten Phasen etwa 0 ist.

Prinzipiell könnte zu einem beliebigen Zeitpunkt ausgeschal tet werden, da durch das erfindungsgemäße Verfahren die Lage der Remanenz nicht bekannt sein muß. Bei einem Betrieb des Drehstromtransformators mit Pulsgruppen ist es jedoch, insbesondere bei nur kleinen Zeitabständen zwischen den einzelnen Pulsgruppen vorteilhaft, wenn zu einer definierten Magnetisierungslage ausgeschaltet wird. Dementsprechend kann dann ohne "Herantasten" an eine definierte Magnetisierungslage in Kenntnis des Ausschaltzeitpunktes auch direkt wieder zu einem bestimmten Zeitpunkt eingeschaltet werden. Somit treten keine Einschaltstromspitzen jeweils zu Beginn der Pulsgruppe auf, so daß die einzelnen Pulsgruppen sehr nahe beieinander liegen können. Im Ausführungsbeispiel ist gemäß Fig. 8 die Phase T als Be zugsphase gewählt worden, wobei deren Nulldurchgang als Kenn größe dient. Um hierbei einen für den vorgesehenen Einschalt zeitpunkt passenden Ausschaltzeitpunkt zu erhalten, wird der Nulldurchgang des Stromes der Phase T von Minus nach Plus herangezogen. Für die Spannungsverläufe der einzelnen Phasen ergeben sich dann die gleichen Lagen wie nach dem "Remanenz-Setzen", wo der Stromschwellwert auftrat. Versuche an einem bestimmten Trafo in Dreieckschaltung haben gezeigt, daß die zwei Phasen, die zuerst eingeschaltet werden sollen - hier die Phase S und T - etwa drei Millisekunden (t₂, t₃) vor dem Nulldurchgang der Bezugsphase eingeschaltet werden und daß die dritte Phase etwa drei Millisekunden (t₁) nach dem Nulldurchgang der Bezugsphase eingeschaltet wird. Diese Verzögerungszeiten t₁ bis t₃ sind in den Zeilen 5 bis 7 (Z_R, Z_S, Z_T) eingezeichnet.

Die in Fig. 8 und auch in den Fig. 9 und 10 vorgesehenen Be stromungspausen zwischen dem ersten Bestromen bis zum Auftre ten eines Stromschwellwertes und im tatsächlichen Einschalten sind hier zur Verdeutlichung vorgesehen und nicht unbedingt erforderlich. Dementsprechend könnten sich in Fig. 8 und 9 an die beiden zum Erzeugen des Schwellwertes benötigten, angeschnittenen Spannungshalbwellen der Phasen S und T gegenphasige, kontinuierliche, aber mit höherem Effektivwert durchgeschaltete Spannungshalbwellen anschließen. Wird jedoch wie hier vorgesehen, eine Bestromungspause vorgesehen, so ist es auch erforderlich, entsprechend der dann vorhandenen, ma ximalen Remanenzlage die Bestromung auch in einem Umkehrpunkt der Magnetisierungskurve, die dann dem entsprechenden maxima len Remanenzpunkt zugeordnet ist, zu beginnen. Dementspre chend sind dann die Startpunkte der einzelnen Spannungsver läufe gegenüber dem vorherigen Endpunkt vorverlegt.

Fig. 9 zeigt eine Diagrammzuordnung für eine im Stern ge schaltete Drehstromlast. Prinzipiell sind hier die gleichen Verhältnisse vorhanden wie bei der Dreieckschaltung, die der Fig. 8 zugrunde gelegt wurde mit dem geringfügigen Unter schied, daß sich hier durch die Sternschaltung beim Einschal ten von zwei Phasen ein Bestromen von zwei in Reihe geschal teten Wicklungen ergibt. Dementsprechend ergeben sich hier auch geringere Phasenströme. Die Einschaltzeiten der einzel nen Phasen bezogen auf den Nulldurchgang der auch hier als Bezugsphase vorgesehenen Phase T sind etwas anders als bei der Dreieckschaltung und es hat sich für t₁′ ein günstiger Wert von 2,7 Millisekunden für t₂′ 3,5 Millisekunden und für t₃′ ebenfalls 3,5 Millisekunden herausgestellt. Auch hier wird die dritte Phase - im Ausführungsbeispiel die Phase R - zeitverzögert zu den beiden anderen Phasen S und T zu einem Zeitpunkt zugeschaltet, wo sich als Summe der Blind ströme in allen drei Phasen im weiteren Verlauf etwa 0 ergibt.

Fig. 10 zeigt schließlich ein mit Fig. 8 und 9 vergleichbares Diagramm, bei dem eine Sternschaltung mit Mittelpunktleiter zugrundegelegt ist. In diesem Falle wird zunächst eine erste Phase gegen den Mittelpunktleiter eingeschaltet und es er folgt durch Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte auch hier ein zunehmendes Bestromen, bis der vorgegebene Blind stromschwellwert j im Bereich der Eisensättigung erreicht ist. Ab dem Auftreten dieses Stromschwellwertes könnte diese erste Phase voll eingeschaltet werden und die beiden anderen Phasen werden dann zugeschaltet, wenn die Summe der Blindströme al ler drei Phasen auch hier etwa 0 ist. Eine passende Verzöge rung zwischen dem Einschalten der ersten Phase und dem Zu schalten der beiden anderen Phasen kann etwa 1,5 Millisekun den entsprechen (t₁′′ und t₂′′). Wird nach dem Remanenz-Set zen, also dem zunehmenden Bestromen bis zum Auftreten eines Stromschwellwertes, ausgeschaltet, wie im Diagramm nach Fig. 10 gezeigt, startet die zuerst bestromte Phase nicht zum Aus schaltzeitpunkt sondern etwas zurückverlagert, wobei sich ein Zeitabstand t₃′′ zum Nulldurchgang der Bezugsphase T von etwa 4,5 Millisekunden als günstig erwiesen hat. Auch hier erfolgt das Vorverlagern des Einschaltens dieser ersten Phase, um eine Zuordnung zwischen dem statischen Wert der vorhandenen maximalen Remanenz und dem zugehörigen Magnetisierungsumkehr punkt zu haben. Zum Bestimmen des Spannungshalbwellenanschnittes zu Beginn des Einschaltens kann etwa der Spitzenwert des Leerlaufblind stromes vorgegeben sein. Der zugehörige Spannungsanschnitt winkel kann dann abgespeichert werden und steht dann jeweils beim Einschalten zur Verfügung.

Die Einschaltzeitpunkte bzw. Verzögerungszeiten beim Ein schalten der einzelnen Phasen sind Einstellwerte, die abhän gig sind vom Transformatorentyp, der Schaltgruppe und auch davon, ob der Transformator im Leerlauf oder unter Last bzw. unter variabler Last betrieben wird. Beim Betrieb an einer gleichmäßige Last bleibt die Einstellung gleich und kann ein mal eingestellt bleiben. Es besteht aber auch die Möglichkeit, daß eine automatische Anpassung vorgenommen wird. Da der Trafo mit seiner sekundären Last eine Scheinlast darstellt wird dazu der Blindstromanteil und der Wirkstromanteil gemessen und der Spannungshalbwellenanschnitt soweit vergrößert, bis der Spit zenwert des Blindstromimpulses etwa gleich dem Spitzenwert des Wirkstromimpulses ist. Der zugehörige Spannungshalbwel lenanschnittwert ist dann der für diesen Lastfall passende. Über eine Selbsteinstelleinrichtung kann der Spannungshalb wellenanschnitt während des Betriebes (zum Beispiel mit Puls gruppen) laufend korrigiert und an sich gegebenenfalls än dernde Lastverhältnisse angepaßt werden. Unerwünschte Ein schaltstromstöße werden damit sicher vermieden.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung kann bei der Drehstrom-Aus führung auch mit einer Schaltgruppen-Erkennungseinrichtung ausgerüstet sein, die eine Folgesteuerung zum zeitlich ver setzten Bestromen der einzelnen Phasen aufweist. Wird nun zunächst eine Phase mit großem Phasenanschnittwinkel und ent sprechend kleinem Spannungseffektivwert beaufschlagt und da bei eine Stromkontrolle vorgenommen, so kann im Falle, daß kein Strom fließt darauf geschlossen werden, daß hier eine Dreieckschaltung oder eine Sternschaltung ohne Mittelpunkt leiter vorliegt. Es werden dann anschließend zwei Phasen be stromt und aus dem sich einstellenden Stromfluß läßt sich er mitteln, ob eine Dreieckschaltung vorliegt (bei größerem Stromfluß) oder eine Sternschaltung, bei der durch Reihen schaltung von zwei Wicklungen ein gegenüber der Dreieckschal tung verminderter Strom fließen würde.

Fig. 3 zeigt in einer gegenüber Fig. 2 etwas detaillierterer Form ein Blockschaltbild, in dem die vier auch in Fig. 2 dar gestellten Funktionsblöcke erkennbar sind. Zu einem dieser Funktionsblöcke zugehörige Unterblöcke sind durch strichli nierte Umrandungen zusammengefaßt. Es sind auch hier die Ab laufsteuerung 306a, die Phasenanschnittsteuerung 303a, die Zündlogik 308a sowie die Strommeßeinrichtung 305a erkennbar. Die Strommeßeinrichtung 305a beinhaltet drei Stromverstärker 312 bis 314 für die drei Phasen R, S, T. An diese Stromverstärker sind in den einzelnen Phasen R, S und T befindliche Stromwandler 315 bis 317 angeschlossen. An den Stromwandler 315 ist außer dem Stromverstärker 312 noch eine Blindstrommeßeinrichtung 318 sowie eine Wirkstrommeßeinrichtung 319 angeschlossen. An den Stromwandler 317 ist außer dem Stromverstärker 314 auch noch eine Blindstrommeßeinrichtung 320 und eine Wirks trommeßeinrichtung 321 angeschlossen.

Zur Ablaufsteuerung 306a gehören die Blöcke 322 bis 328. In dem Block 322 wird ein Netz-Einschaltimpuls erzeugt. Der Block 323 beinhaltet eine Unterspannungserkennung. Wenn eine Unterspannung oder der Ausfall einzelner Halbwellen vorliegt, wird damit ausgeschaltet. Der Block 324 beinhaltet eine Überstromerkennung. Diese ist mit einem Pulspausenerzeugungs-Block 328 verbunden. Bei einem Überstrom wird bei Pulsgruppenbetrieb die zwischen den ein zelnen Pulsgruppen befindliche Pause durch die Höhe des Über stromes beeinflußt, indem die Pulspausen bei größer werdendem Überstrom entsprechend vergrößert werden.

Fig. 4 zeigt die im Block 328 enthaltene Schaltung. Sie weist im wesentlichen ein zeitvariabel steuerbares Monoflop 329 sowie ein Und-Glied 330 auf. Ein an das Monoflop 329 angeschlossener Kondensator 331 wird in Abhängigkeit des Überstromes über die Anschlüsse I_R und I_T auf eine entspre chende Spannung proportional dem Überstrom aufgeladen. Der Zeitablauf des Monoflops 329 ist von dieser Spannung abhängig und das Monoflop liefert dementsprechend an seinem Ausgang 332 ein Signal zur Bestimmung der Pause zwischen aufeinanderfolgenden Pulsgruppen, das proportional zur Überstromgröße ist. An den Eingang 333 kann ein Netz-Ein schaltsignal und an den Eingang 334 ein Überstrom-Ein schaltsignal zur Aktivierung dieser Vorrichtung angelegt wer den.

Der in Fig. 3 mit 325 bezeichnete Funktionsblock gehört eben falls mit zur Ablaufsteuerung 306a. Die Innenschaltung dieses Blockes 325 ist in Fig. 7 gezeigt. Bei Handeinstellbetrieb steuert dieser Block 325 das Setzen der Remanenz und erzeugt dazu die Zündsignale für das Bestromen der Referenz-Phase, im vorliegenden Falle für die Phase T. Ein Kondensator 335, der die Verzögerung zur Zündsignalerzeugung für den größer werdenden Spannungseffektivwert steuert, wird bei jedem Null durchgang der Phase T erneut auf die Spannung des Kondensa tors 336 aufgeladen, dessen Spannung einer, ab dem Beginn des Einschaltens fallenden Spannungsrampe, folgt. Dadurch wird die Verzögerungs-Zeit des Monoflops 337 immer kürzer und damit der Phasenanschnitt der Phase T immer größer. Wenn über den Eingang 338 die Information ansteht, daß die Remanenz gesetzt ist, werden über den Ausgang 339 keine Remanenz setz-Pulse mehr erzeugt. Die übrigen Bauelemente sind Verknüpfungsglieder zur Verar beitung verschiedener Eingangssignale, die für den Funktions ablauf erforderlich sind.

Der Funktionsblock 326 dient für eine erste Selbsteinstellung der Vorrichtung, wobei zunächst ein Schaltgruppentest vorge nommen wird. Hierbei wird, wie bereits vorbeschrieben, ermit telt, welche Schaltgruppe angeschlossen ist. Anschließend wird durch die Ablaufsteuerung festgestellt, ob ein Leerlaufbetrieb oder ein Lastbetrieb vorliegt. Dies wird ermittelt, indem eine Wirkstrommessung und eine Blindstrom messung vorgenommen wird. Je nach Meßergebnis kann dann dar auf geschlossen werden, ob ein Leerlaufbetrieb (im wesentli chen nur Blindstrom) oder ein Lastbetrieb (mit Wirkstrom) vorliegt. Schließlich wird auch durch den Funktionsablauf überprüft, ob ein Handeinstellbetrieb vorgesehen ist oder nicht.

Der Funktionsblock 327 ist für eine laufende Selbsteinstel lung für den optimalen Zündzeitpunkt zum Erreichen der optimalen Phasenanschnittwinkel im Einschaltmoment vorgesehen. Dabei werden die Wirkströme und auch die Blindströme gemessen. Wenn keine Wirkströme in den Phasen auftreten herrscht Leerlaufbetrieb. Im Leerlaufbetrieb wird polaritätsabhängig geprüft, ob die Blindströme um 10% größer als die Ruheströme sind. Im Lastbetrieb wird polaritätsabhängig geprüft, ob die Blindströme um 10% größer als die Wirkströme sind. Werden jeweils Überschreitungen beim Vergleichen registriert, so wird ein Steuersignal zum Verkleinern der Abweichung abgegeben. Die laufende Selbsteinstellung ist insbesondere beim Pulsgruppenbetrieb mit variabler Scheinlast vorgesehen. Es wird dabei der Blindstrom laufend gemessen und beim Überschreiten eines vorgegebenen Wertes, insbesondere des momentanen Wirkstromwertes, wird der Stromflußwinkel der jeweils ersten eingeschalteten Spannungshalbwelle bei zu deren Polarität gleicher Polarität des Blindstromimpulses verkleinert und bei gegensätzlicher Polarität der Stromflußwinkel vergrößert. Erwähnt sei noch, daß die Funktionsblöcke 326 und 327 Mikro controller für die vorbeschriebenen Funktionen enthalten. Der Funktionsblock 324 der Ablaufsteuerung 306a beinhaltet noch eine Überstromerkennung.

Die Zündlogik 308a hat die Aufgabe, entsprechend der vorgese henen Schaltgruppe Zündsignale weiterzugeben oder zu sperren. Wie in Fig. 6 erkennbar, weist dieser Funktionsblock Zündsi gnaleingänge 340 und 341 auf, die mit der Phasenanschnitt steuerung 303a (Fig. 3) verbunden sind. Die Ausgänge 342 bis 344 sind die Zündsignalausgänge, die an die Zündelektroden der Wechselstromschalter 302a, 302b und 302c geführt sind (vgl. Fig. 2 und 3).

An den übrigen Anschlüssen des Funktionsblockes 308 stehen Eingangssignale für die Funktionsbedingungen an.

Der Funktionsblock 303a bildet insgesamt die Phasenanschnitt steuerung und dient zur Erzeugung der Zündsignale. Dies er folgt in Abhängigkeit von Handeinstellparametern oder aber in Abhängigkeit von Selbsteinstellparametern. Außerdem bein haltet dieser Funktionsblock noch eine Überstromverriegelung. Eine mögliche Schaltung der Phasenanschnittsteuerung 303a ist in Fig. 5 wiedergegeben. Zu der Phasenanschnittsteuerung 303a gehört noch ein Netzsyn chronisationsblock 345 (Fig. 3). Mit 346 ist ein Netzteil be zeichnet.

Die Fig. 11 zeigt Verläufe der Netzspannung 10 und des primärseitigen Stromes 26 beim Einschalten eines Transformators 1 mit einem Dimmer 2. Der Transformator 1 stellt ein mögliches induktivitätsbehaftetes Stromversorgungsgerät dar, welches zum Beispiel auch durch eine induktive Last gebildet werden kann.

Der Dimmer 2 weist eine durch das Diagramm 3 dargestellte Rampenschaltung auf, durch die in der Zeit 4 die Spannung 5 von einem Wert 0 auf einen vorbestimmten Sollwert erhöht wird. Solche bekannten Dimmerschaltungen sind im Zusammenhang mit Transformatoren 1 insbesondere bei Niedervolt-Halogenbe leuchtungseinrichtungen im Einsatz, bei denen eine Netzspan nung 6 von zum Beispiel 220 Volt über den Transformator 1 auf sekundärseitig zum Beispiel 24 Volt transformiert wird.

Der Dimmer 2 ist üblicherweise zum Beispiel mit einer trägen 1,6 Ampere-Sicherung 7 und dem Transformator 1 in Reihe ge schaltet, wobei zur Messung der in den Fig. 11 und 13 darge stellten Meßkurven ein Strommeßgerät 8 in Reihe eingebunden ist und ein Spannungsmeßgerät 9 die Netzwechselspannung bzw. die primärseitige Transformatorspannung erfaßt.

Die sinusformige Kurve zeigt die Netzwechselspannung 10, die zu einem beliebigen Zeitpunkt 11 ausgeschaltet wird, der ins besondere auch nicht mit dem Ende einer Halbwelle zusammen fallen kann. In der Fig. 11 bedeutet die Schraffur zwischen Abszisse und der Kurve 10, daß die Netzspannung von dem Span nungsnetzgerät 9 erfaßt wird und somit an der primärseitigen Wicklung des Transformators 1 anliegt. Nach dem zufälligen Zeitpunkt 11 des Ausschaltens der Netz spannung wird der Transformator 1 vor dem Ende der positiven Halbwelle 14 der Netzspannung eingeschaltet, welche zu einem Zeitpunkt 13 beginnt.

Die Hysteresekurve 15 des Transformators 1, d. h. das Induk tions-Feldstärke-Diagramm, weist einen Punkt 16 auf, der die von dem Ausschalten 11 herrührende Remanenz anzeigt. In dem in Fig. 11 dargestellten Fall weist der Transformator 1 eine positive Remanenz 16 auf. Die Rampenschaltung im Dimmer 2 schaltet in der eingeschalteten Halbwelle 14 einen kleinen Anschnittwinkel 17 auf den Transformator 1 durch. Der Anschnittwinkel 17 ist vor dem Übergang der positiven Halb welle 14 in die negative Halbwelle 18 angeordnet. Dadurch wird die Remanenz 16 des Transformators 1 weiter in die positive Sättigung 19 verschoben, so daß ein kleiner Einschaltspitzenstrom 20 auftritt. Durch den in der negativen Halbwelle 18 auftretenden und gegenüber dem Anschnittwinkel 17 etwas größeren Anschnittwinkel 21 wird die Remanenz an den Punkt 22 der Hysteresekurve 15 zurückverschoben. Der im Winkelwert in der nächsten positiven Halbwelle 14′ weiter ansteigende und damit in seiner Summe unsymmetrischer Anschnittwinkel 23 treibt den Transformator 1 in der nächsten positiven Halbwelle 14′ in die Sättigung der Remanenz 24, so daß ein großer Inrush oder Einschaltspitzenstrom 25 auftritt. Nach zwei weiteren Halbwellen 18′ und 14′′ ist wiederum ein Überschuß an positivem Phasenanschnittwinkel aus der Summe der Winkel 21′ und 23′ vorhanden, so daß ein noch größerer Inrush 25′ auftritt, der die Sicherung 7 des Transformators zerstört. Dieses Ansprechen der Sicherung tritt bei einem Transformator 1 mit oder ohne angeschaltete Last auf.

Die Fig. 12 zeigt eine Schaltung zur Vermeidung von Ein schaltspitzen 25 beim Einschalten eines Stromversorgungsgerä tes mit einem festen, vorgegebenen Anschnittwinkel, zum Bei spiel beim Aufdimmen eines Niedervolt-Halogen-Beleuchtungssy stems, gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Netzspannung 6 speist ein Netzteil 31, welches die positive Betriebsspannung 32 und die negative Betriebsspannung 33 für die in der Fig. 12 dargestellte Schaltung bereitstellt. Ein Steckkontakt 27 ist mit Schaltungsmasse 34 verbunden, während der andere Steckkontakt 28 über einen Netzschalter 35 an die Primärwicklung 36 des Transformators 1 führt, an der sekun därseitig eine Last 37 angeschaltet ist.

Der zweite primärseitige Steckkontakt des Transformators 1 ist über einen Wechselstromschalter 38 in Gestalt eines Triacs, an dessen Stelle auch zwei Thyristoren eingesetzt werden können, und ein Meßshunt 39, der zum Beispiel einen Wert von 0,1 Ohm aufweist, an Schaltungsmasse 34 gelegt. Die vom Netzteil 31 erzeugte positive Versorgungsspannung 32 lädt über den Widerstand 40 einen Kondensator 41 gegen die Schal tungsmasse 34 auf.

Somit liegt für die Aufladezeit des Kondensators 41 ein Pegel Null-Signal auf der Leitung 42 an, welches durch einen Inverter 43 in ein Netz-Ein-Signal 44 umgewandelt wird. Das Netz-Ein-Signal 44 liegt an einem Setzeingang 45 eines Verzö gerungsgliedes 46 an, dessen Invertieren der Ausgang 47 einen Sollwertschalter 48 beaufschlagt. Das Verzögerungsglied 46 ist zum Beispiel auf eine Verzögerungszeit von 2 Sekunden voreingestellt, so daß während der ersten zwei Sekunden nach dem Einschalten der Netzspannung der Dimm-Sollwertschalter 48 offen bleibt. Gleichzeitig beaufschlagt das Netz-Ein-Signal 44 den Rücksetzeingang 49 eines weiteren Verzögerungsgliedes 50.

Das Netz-Ein-Signal 44 wird durch einen Inverter 52 inver tiert, so daß ein Pegel-Null-Signal für die ersten Zehntel Sekunden nach dem Netzeinschalten über eine Leitung 53 an ei nem Eingang eines UND-Gatters 54 anliegt. Somit ist der Triac 38, welcher mit dem Ausgang des UND-Gatters 54 über eine Steuerleitung 55 verbunden ist, in den ersten Zehntel Sekun den nach dem Einschalten des Netzteiles nicht zündbar.

Das Netz-Ein-Signal 44 beaufschlagt weiterhin einen Setz schalter 61, der mit seinem einen Schaltkontakt mit der posi tiven Versorgungsspannung 32 verbunden ist. Der andere Kon takt ist über einen Ladewiderstand 62 und einem Kondensator 63 mit Schaltungsmasse 34 verbunden. Der sich für eine Zeit von zum Beispiel 0,1 Sekunde Netz-Ein-Signal schließende Setzschalter 61 lädt über den Ladewiderstand 62 den Kondensa tor 63 auf, der sich danach wieder über den Entladewiderstand 64 entlädt. Die Zeitkonstante des RC-Gliedes 63, 64 beträgt zum Beispiel ca. zwei Sekunden. Somit liegt kurz nach dem Einschalten des Netzteiles 31 eine positive Spannung an einem Analogkomparator 65 über die Leitung 66 an.

Der andere Eingang des Analogkomparators 65 ist mit dem Aus gang eines Sägezahngenerators 67 verbunden, der über zwei Netznulldurchgangserkennungsschaltkreise 68 und 69 gestartet wird.

Der positive Netznulldurchgangserkennungsschaltkreis 68 lie fert einen Nadelimpuls 71 bei positiven Nulldurchgängen der Netzspannung und der negativen Netznulldurchgangserkennungs schaltkreis 69 erzeugt Nadelimpulse 72 bei negativen Durch gängen der Netzwechselspannung 10. Die Nadelimpulse 71 und 72 liegen an einem ODER-Gatter 73 an, so daß auf der Leitung 74 Nadelimpulse bei jedem Nulldurchgang der Netzwechselspannung 10 an dem Steuereingang des Sägezahngenerators 67 auftreten.

Der zeitliche Verlauf der Netzwechselspannung 10 ist auf der Abszisse 80 über mehrere Perioden aufgetragen. Die Nadelim pulse 71 und 72 liegen um die Nulldurchgänge der Netzwechsel spannung 10. Das Ausgangssignal 81 des Sägezahngenerators weist eine positive Steigung auf, die vom Spannungswert 0 Volt beim Start der Rampe bis zu einer vorgegebenen Maximal spannung 82 verläuft, bei welcher sie durch den nächsten Nulldurchgang der Netzwechselspannung 10 wieder zurückgesetzt wird. Das auf der Leitung 66 anliegende Kondensatorspan nungssignal fällt über mehrere Perioden leicht ab, wobei es in der Spannung ca. ein Drittel des Anfangswertes nach unge fähr zwei Sekunden oder hundert Netzwechselspannungsperioden erreicht.

Im Analogkomparator 65 wird die Spannung des Kondensators 63 mit der jeweiligen Spannung der Rampe 81 des Sägezahngenera tors 67 verglichen und, falls die Spannung des Sägezahngenera tors 67 größer ist, ein Pegel Eins-Signal 83 ausgegeben, wel ches mit dem invertierten Netz-Ein-Signal auf der Leitung 53 im UND-Gatter 54 nach der Einschaltverzögerung zu einem Zünd signal auf der Leitung 55 für den Triac 38 führt, so daß ein stetig wachsender Anschnitt 84, 85 und 86 vor jedem Null durchgang der Netzwechselspannung entsteht. Nachdem die Span nung 10 im Nulldurchgang der Netzwechselspannung auf 0 abge fallen ist, sperrt der Triac 38 bis zum nächsten Zündsignal.

Dadurch daß sich der Kondensator 63 über den Entlagewider stand 64 entlädt, sinkt die Spannung in einem zeitlichen Ver lauf ab und der Anschnittwinkel 84, 85 und 86 vergrößert sich. Dadurch ergibt sich nach einer ungeraden Anzahl von Nulldurchgängen, d. h. nach einem Anschnitt 84, 86 oder im zeitlichen Abstand jeweils einer weitere Vollwelle ein klei ner Inrush oder Einschaltspitzenstrom 20 gemäß Fig. 11 bzw. 107 gemäß Fig. 12, der durch eine Spannungsmessung über dem Meßshunt 39 in dem positiven Stromwandler 87 bzw. in dem ne gativen Stromwandler 88 erkennbar ist.

Die Ausgänge der Stromwandler 87 und 88 sind über jeweils einen Widerstand 89 an einen virtuellen Nullpunkt 90 ange schlossen, der über einen Offset-Widerstand 91 an die nega tive Betriebsspannung 33 angeschlossen ist. Dadurch erhält ein an den virtuellen Nullpunkt 90 angeschlossener Analogkom parator 92 nur dann ein positives Signal, wenn der positive Stromwandler bzw. der negative Stromwandler ein genügend großes Signal abgeben. Dies hängt von dem Widerstand 91 ab. Vorzugsweise überschreitet das den Analogkomparator 92 beauf schlagende Signal den Pegel 0 bei dem 1,5fachen des Nenn stromes 26 im Primärkreis des Transformators 1.

Dieser Fall ist durch den in der Fig. 12 dargestellten klei nen Einschaltspitzenstrom 107 gegeben, so daß in diesem Falle ein Pegel Eins-Signal 93 an das Verzögerungsglied 50 weiter geleitet wird, daß nach dem zwischenzeitlichen Aufladen des Kondensators 41 und dem resultierenden Pegel Null-Signal am Eingang 49 setzbar ist. Daraufhin versetzt das Verzögerungs glied 50 den Setzschalter 96 in einen leitenden Zustand für ca. eine Zehntel Sekunde, so daß das Zeitglied läuft. Der Re manenz-Setzschalter 96 ist mit seinem einen Kontakt an ein Potentiometer 97′, 98 angeschlossen, das zwischen der positi ven Betriebsspannung 32 und der Schaltungsmasse 34 angeordnet ist. Dieses niederohmige Potentiometer 97′, dessen Ausgangs spannungswert fest voreinstellbar ist, setzt die Spannung des Kondensators 63, der an dem anderen Kontakt des Remanenz-Setzschalters 96 angeschlossen ist, auf eine vorbestimmte Spannung, die im Spannungsverlauf des Kondensators 63 durch den Kurvenabschnitt 97 gekennzeichnet ist. Für dieses Entla den des Kondensators ist üblicherweise eine Verzögerungszeit von 0,001 Sekunden ausreichend.

Bei der nächsten Rampe 81′ des Sägezahngenerators 67 wird so mit ein großer Anschnittwinkel 198 erzeugt, der in der in Fig. 12 gezeigten Darstellung ca. 135° umfaßt. Der An schnittwinkel 198 liegt immer im Winkelbereich zwischen 90° und 180°, wobei der letztere Wert einer vollen negativen Halbwelle entspricht. Durch diesen durch den Spannungswert des Potentiometers 97′, 98 voherbestimmten Anschnittwinkel wird die Remanenz des Transformators 1 in der Hysteresekurve 15 definiert gesetzt, so daß im Anschluß daran der Sollwert schalter 48 zum Dimmbetrieb geöffnet werden kann. Das kann sofort geschehen, wird aber vorteilhafterweise nach dem Ab lauf des Verzögerungsgliedes 50 nach 0,1 Sekunden getan.

Der Sollwertschalter 48 ist über einen Widerstand 98′′ in Reihe mit dem Kondensator 63 verbunden und umfaßt ein vom Be diener einstellbares Potentiometer 99, mit dessen Hilfe die Spannung des Kondensators 63 zwischen der positiven Versor gungsspannung 32 und der Schaltungsmasse 34 einstellbar ist, so daß sich ein vom Bediener festgelegter Plateaubereich 100 in der Spannung des Kondensators 63 ergibt, so daß in der folgenden Halbwelle immer der gleiche vorbestimmte und symmetrische Anschnittwinkel 110 verwendet wird, der zu dem gewünschten gedimmten Zustand des Transformators 1 und der an diesem angeschlossenen Last führt. Durch die Verwendung des Widerstandes 98′′ kann sich der neue Dimmsollwert langsam einstellen und dabei keinen neuen Inrush bilden.

In der Fig. 12 ist zur besseren Darstellung der die Remanenz setzenden Vorgänge eine Hysteresekurve 15 dargestellt, in die die Remanenzpunkte 105, 106, 107 und 108 eingezeichnet sind, die der Remanenz des Transformators 1 zu entsprechenden Null durchgängen 105, 106, 107 und 108 der Netzwechselspannung 6 zugeordnet sind. Ausgehend von einer positiven Remanenz 105 im ersten Anschnitt 84 wird die Remanenz durch den entgegen gesetzt gerichteten Anschnitt 85 zum Hysteresepunkt verscho ben, um dann durch den positiven, den negativen Anschnittwin kel überwiegenden Winkel 86 in die Sättigung 107 verschoben zu werden, wodurch sich ein kleiner, die Schaltung nicht ge fährdender Einschaltspitzenstrom ergibt. Der Einschaltsspit zenstrom erzeugt durch die Komparatorschaltung 92 einen vor bestimmten Anschnittwinkel 198, der die Remanenz in einen de finierten vorbestimmten Punkt 108 setzt, so daß anschließend der durch das Drehknopf-Potentiometer 99 vorbestimmte Dimmzu stand 100 einstellbar ist.

Diese an einem Einphasennetztransformator vorgestellte Schal tung kann auf ein mehrphasiges induktionsbehaftetes Stromver sorgungsgerät erweitert werden, wobei in den weiteren Zweigen S, R und T jeweils in den durchgehenden Leitungen weitere Wechselstromschalter 38 vorgesehen sind, die vorzugsweise über Potentialtrennen der Optokoppler angesteuert werden.

Die Fig. 13 zeigt Signalverläufe beim Einschalten des Trans formators 1 mit einem Dimmer 2. Die Netzspannung 10 ist zu einem Zeitpunkt 11 abgeschaltet worden, als sie sich in einer positiven Halbwelle 14 befand. Damit ist die Remanenz 16 po sitiv gesetzt und durch die Anschnitte 17, 21 und 23 in die Sättigung verschoben, so daß die in der Fig. 12 dargestellte Schaltung auf den kleinen Einschaltspitzenstrom 20 reagiert und einen einmaligen großen negativen Anschnittwinkel 198 er zeugt, um die Remanenz definiert zu setzen, da der Strom das 1,5fache des Nennstromes überschritten hat. Anstelle dieses durch den Komparator 89, 91 und 92 voreingestellte Schwelle des 1,5fachen des Nennstromes kann zum Beispiel auch das 5fache des Nennstromes als Auslöseschwelle verwendet werden.

Beim Ausschalten der Netzspannung zu einem Zeitpunkt 11′ zu Beginn einer positiven Halbwelle 14′ weist die Remanenz dage gen einen negativen Wert auf, der sich durch die Anschnitte 17, 21 und 23 symmetriert, so daß der Sollanschnittwinkel 110 ohne das Auftreten eines Einschaltspitzenstromes 25 beim primärseitigen Strom 26 erreicht wird.

Die bipolaren und größer werdenden Anschnitte weisen bis zur Erreichen der symmetrischen Soll-Anschnittwinkel 110 eine Asymmetrie auf. Wenn die Polarität des ersten Anschnittes der Remanenzpolarität entgegengesetzt ist, erfaßt der Komparator 92 keine Ströme, die über den Nennstrom 26 der Schaltung der Fig. 12 hinausgehen, so daß der Soll-Anschnittwinkel 110 nach einer gewissen Anzahl von im Winkelwert aufsteigenden, gleichgepolten Anschnitten erreicht wird. Nach dem Ablauf der Verzögerungszeit des Verzögerungsgliedes 46 wird der Soll wertschalter 48 eingeschaltet. Ist jedoch die Polarität der durch den Zeitpunkt des Aus schaltens 11 gegebenen Remanenz und des ersten Anschnittes 17 gleich, so intergrieren sich die Einschaltströme auf, so daß nach einer durch die Eigenschaften des Transformators 1 gege benen Anzahl von Anschnitten der Primärkreisstrom 26 über den vorbestimmten Wert des Nennstromes hinausgeht und dieser Ein schaltspitzenstrom 25 von zum Beispiel des 1,5fachen des Nennstromes 26 zu einem einmaligen, Remanenz setzenden An schnitt mit einem großen Winkel 198 führt. Dieser Anschnitt winkel 198 ist größer als 90° und kann auch die ganze Halb welle, also 180° umfassen. Dieser durch das Potentiometer 97′ und 98 voreingestellte Anschnittwinkel 198 ist für den verwendeten Transformator 1 typisch.

Natürlich kann die Schaltung der Fig. 12 auch in einer ent sprechend anders gepolten Weise aufgebaut werden, so daß der erste Anschnittwinkel 17 vor einem positiven Nulldurchgang einer negativen Halbwelle auftritt und ein dementsprechend anders gepolter Einschaltspitzenstrom 25 zum Ansprechen des Komparators zur Erzeugung der Remanenz setzenden Halbwelle führt. Diese Halbwelle mit dem Anschnittwinkel 198 ist dann entsprechend in einer positiven Halbwelle 14 angeschaltet.

Die Fig. 14 zeigt ein Blockschaltbild einer Vorrichtung zur Wechselstrom-Einschaltbegrenzung gemäß einem weiteren Ausfüh rungsbeispiel, das eine Unterstrom- und Überstromschutzschal tung umfaßt. Gleiche Merkmale sind mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet. Im folgenden wird auf die Unterschiede zu der in der Fig. 12 dargestellten Vorrichtung eingegangen.

Das Netzteil 31 stellt die positive Betriebsspannung 32 ge genüber Masse 34 zur Stromversorgung der in der Schaltung eingesetzten elektronischen Komponenten bereit und beauf schlagt den Sägezahngenerator 67 mit der negativen Betriebs spannung 33. Ein schnelles Netz-Aussignal beaufschlagt den Transistor 270, der den Kondensator 41 schnell entlädt, damit immer ein neues Netz-Einsignal erzeugt werden kann, auch wenn kurz hintereinander aus- und eingeschaltet wird. Der negative Netznulldurchgangserkennungsschaltkreis 69 weist einen Symme trierschaltkreis 271 zum Nullabgleich auf.

Das UND-Gatter 54 ist durch ein invertierendes UND-Gatter 254 ersetzt, das den Triac 38 über einen Optokoppler 201 ansteu ert, der eine gegen die positive Versorgungsspannung 32 ge schaltete LED 202 aufweist. Die Steuerelektrode 255 des Triac 38 ist über einen Widerstand 203′ mit dem Optokoppler 201 verbunden, dessen anderer Steckkontakt elektrisch an den Transformator 1 angeschlossen ist.

Der analoge Komparator 92 verfügt über zwei Eingänge 203 und 204. Der Eingang 203 wird wie in der Schaltung gemäß der Fig. 12 von den Ausgangssignalen der Stromwandler 87 und 88 beauf schlagt, während der Eingang 204 mit einem voreinstellbaren Potentiometer 205 verbunden ist, mit dem eine Spannung zwi schen der positiven Betriebsspannung 32 und Schaltungsmasse 34 abgreifbar ist. Durch das Potentiometer 205 wird die Span nungsschwelle eingestellt, ab der der Analogkomparator 92 ein durch die Stromwandler 87 bzw. 88 erzeugtes Spannungssignal als zu hoch und damit als Überstromsignal ausgibt. Die mit dem Potentiometer eingestellte Schwellspannung entspricht zum Beispiel einem 1,5fachen bis 7fachen des Nennstromes.

Der Ausgang des positiven Stromwandlers 87 ist über einen Spannungsteiler 210 mit Eingängen von Über/Unterstromkomparatoren 211 und 212 verbunden, deren zweite Eingänge über ein Potentiometer 213 parallel zu dem Meßshunt 39 und der Primärwicklung des Transformators 1 ange ordnet sind. In Reihe mit dem Potentiometer 213 ist ein Wi derstand 214 und eine Diode 215 geschaltet. Eine Kapazität 218 ist parallel zu dem Potentiometer 213 angeordnet. Diese Sollstromerkennungsschaltung 216 verfügt an ihrem zu den Komparatoren 211 und 212 führenden Ausgang 217 über ein Soll stromsignal, das in den Komparatoren 211, 212 mit dem über den Spannungsteiler 210 angepaßten Ist-Stromsignal verglichen wird. Damit funktioniert die Über- bzw. Unterstromerkennung auch bei angeschnittenen Halbwellen.

Der Überstromkomparator 211 gibt beim Auftritt eines Über stromes ein Lastfehlersignal 221 aus, das ein ODER-Gatter 222 und über dies den Setzeingang eines Flip-Flops 223 beauf schlagt. Das Flip-Flop 223 gibt über seinen Ausgang 224 ein Überstromlastfehlersignal aus, das zum Beispiel über eine Leuchtdioden-Widerstandskombination 225, 226 gegenüber Masse 34 anzeigbar ist.

Der Analogkomparator für Unterstrom 212 erkennt ein Unter stromsignal, das zum Beispiel dann vorliegen kann, wenn Lam penverbindungen eines Niedervoltbeleuchtungssystems die stromführenden Drähte schlecht kontaktieren. Der dann entste hende zusätzliche Widerstand senkt den Ist-Strom ab. Die Ge fährlichkeit eines solchen Unterstromes liegt in der Brandge fahr an den sich aufheizenden schlecht kontaktierenden Ver bindungsstellen.

Das bei einem Über- bzw. Unterstrom an dem invertierenden Ausgang 228 des Flip-Flops 223 anliegende Signal beaufschlagt das den Triac 38 schaltende invertierenden UND-Gatter 254, so daß beim einem Lastfehler sowohl bei Überstrom als auch bei Unterstrom der Dimmer abgeschaltet wird.

Der bei einer bevorzugten Ausgestaltung eingesetzte Schalter 230 gestattet beim Auftreten eines Unterstromes eine be stimmte Wahl zwischen einem automatischen Abdimmen und dem oben beschriebenen Ausschalten. Ist der Schalter, entgegen der Darstellung in der Fig. 14 auf die Leitung 232 geschal tet, die das ODER-Glied 222 beaufschlagt, so wird ein Unter strom-Lastfehlersignal 228 den Dimmer abschalten. In dem in der Fig. 14 dargestellten Fall beaufschlagt das Ausgangssi gnal des Analogkomparators für Unterstrom 212 ein Unterstro merkennungs-Flip-Flop 235, dessen Ausgang mit einer weiteren Widerstands-Leuchtdiodenkombination 225, 226 einen Unterstrom optisch anzeigt und weiterhin durch das Pegel-Eins-Signal auf der Leitung 236 den Teillastschalter 237 schließt, durch den ein voreingestelltes Potentiometer 273 den Dimmer auf einen kleineren Helligkeitswert herunterregelt, in dem die Spannung des Kondensators 63 auf einem großen Spannungswert festgehal ten wird. In Reihe mit dem Schalter 237 ist ein Widerstand 274 von zum Beispiel 100 Kiloohm angeordnet, damit die Ände rung des Anschnittes langsam vollzogen wird. Dann ist das vom Analogkomparator 65 erzeugte Pegel Eins-Si gnal vor dem Nulldurchgang der Halbwellen der Netzspannung kurz und damit der regelmäßige Anschnittwinkel, der die Stromflußdauer und damit die Helligkeit zum Beispiel einer Halogenleuchte bestimmt. Damit ist es möglich, zum Beispiel bei Gewerberäumen, trotz einem Unterlastfehler eine ungefähr liche Notbeleuchtung durch einen kleinen Anschnittwinkel auf rechtzuerhalten. Gleichzeitig ist der invertierende Ausgang 240 des Unterstro merkennungs-Flip-Flops 235 mit einem UND-Gatter 241 verbun den, das hinter dem Ausgang 47 des Monoflops 46 angeordnet ist, so daß der Sollwertschalter 48 offengehalten wird, also im Falle eines Unterstromes sperrend ist, damit dann vom Potentiometer 273 der Teil-Anschnitt bestimmt wird. Die Rese teingänge der Flip-Flops 223 und 235 sind mit dem Ausgang des Monoflops 46 verbunden, so daß sie durch das am Eingang 45 des Monoflops 46 anliegende Netzeinsignal zurückgesetzt wer den.

Der Meßshunt 39 kann zum Beispiel einen Widerstandswert von 0,1 Ohm aufweisen. Der in Reihe mit dem Sollwertschalter 48 vorgesehene Widerstand kann einen Wert von zum Beispiel 220 Kiloohm und das vom Bediener einstellbare Potentiometer 99 einen maximal einstellbaren Widerstandswert von 20 Kiloohm. Das Anschnittwinkeleinstellpotentiometer 97 weist ebenfalls einen maximalen Widerstandswert von 20 Kiloohm auf. Der Lade widerstand 62 verfügt über einen Widerstand von 10 Kiloohm und der Entladewiderstand 64 über einen Widerstandswert von 1 Megaohm.

Fig. 15 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung, wobei die hier gezeigte Schaltung zum Remanenzsetzen mit uni polar angeschnittenen Halbwellen arbeitet. Auch diese Schaltung kann beim Aufdimmen eines Niedervolt-Ha logen-Beleuchtungssystems oder zum Einschalten zum Beispiel eines Schweißtransformators eingesetzt werden.

Die Netzspannung 6 speist ein vorteilhafterweise eisenloses Netzteil 31, welches ′die positive Betriebsspannung 32 für die in Fig. 15 dargestellte Schaltung bereitstellt. Ein Steckkon takt 27 ist mit Schaltungsmasse 34 verbunden, während der an dere Steckkontakt 28 zum einen über einen Netzschalter 35 an das Netzteil 31 und zum anderen an die Primärwicklung 36 des Transformators 1 führt, an den sekundärseitig eine Last 37 angeschaltet ist. Der zweite primärseitige Steckkontakt des Transformators 1 ist über einen Wechselstromschalter 38 in Gestalt eines Triacs, an dessen Stelle auch zwei Thyristoren eingesetzt werden können, und einen Meßshunt 39, der zum Beispiel einen Wert von 0,01 bis 0,1 Ohm aufweist, an Schaltungsmasse 34 ge legt. Das Netzteil 31 erzeugt ein schnelles und dynamisches Netz-Ein-Erkennungssignal, welches an der Basis eines Transistors 40′ anliegt, der einen zur Mitte und Kollektor parallel ge schalteten Kondensator 41 zwischen positiver Betriebsspannung 32 und Schaltungsmasse 34 schnell entlädt. Das Netz-Ein-Er kennungssignal, welches gewährleistet, daß der Wechselstrom schalter erst eingeschaltet wird, wenn alle Schaltungskompo nenten eine gesicherte Stromversorgung aufweisen, ist eben falls ein Pegel-Eins-Signal, wenn die Spannungsvergleichsein richtung des Netzteiles 31 eine Versorgungsunterspannung er kennt. Die vom Netzteil 31 erzeugte positive Versorgungsspannung 32 lädt den Kondensator 41 über den Widerstand 40, zum Beispiel in 200 Millisekunden, gegen die Schaltungsmasse 34 auf. Somit liegt für die Aufladezeit des Kondensators 41 ein Pegel Null signal auf der Leitung 42 an. Das Pegel Null-Signal wird durch einen Inverter 43 in ein Netz-Ein-Signal 44 umgewan delt. Das Netz-Ein-Signal 44 liegt über einen Inverter 52 an einem Freigabe- und Sperreingang 145 einer Anschnittsteuer schaltung 146 an. Die Anschnittsteuerschaltung 146 kann zum Beispiel durch den integrierten Schaltkreis TCA 785 der Firma Siemens realisiert sein. Die Anschnittsteuerschaltung 146 ist über die Leitung 147 mit der Schaltungsmasse 34 und über die Leitung 147′ mit der positiven Betriebsspannung 32 verbunden. Der Steckkontakt 28 ist über den Hauptschalter 35 und einen RC-Schaltkreis 148 mit dem Synchronisationseingang 169 der Anschnittsteuerschal tung 146 verbunden. Der RC-Schaltkreis 148, der insbesondere aus einer Parallel schaltung von einem Widerstand 148′ und einem Kondensator 148′′ aufgebaut ist, simuliert eine einige Winkelgerade vor auseilende Netzspannung an einem Synchronisationseingang 169 der Anschnittsteuerung 146, damit die Thyristorfreiwerdezeit am Ende jeder Netzhalbwelle kompensiert wird und deshalb das Zündsignal etwas vor der eigentlichen Netzhalbwelle endet.

In der Anschnittsteuerschaltung 146 ist ein Rampengenerator vorgesehen. Die maximale Spannung und das Abfallverhalten der zum Beispiel in Sägezahnform vorliegenden Signalrampen ist mit dem Rampenwiderstand 149 und dem Rampenkondensator 149′ einstellbar.

In der Anschnittsteuerschaltung 146 ist desweiteren ein Komparator vorgesehen, in dem kontinuierlich das Rampenspannungssignal mit einem auf der Steuerleitung 150 anliegenden 14560 00070 552 001000280000000200012000285911444900040 0002004108106 00004 14441Spannungssteuersignal verglichen wird. Dieser Vergleich findet dann statt, wenn am Freigabe- bzw. Sperreingang 145 ein Pegel-Eins-Signal anliegt. Sobald das die Anschnittsteuerschaltung 146 auf der Steuerleitung 150 beaufschlagende externe Spannungssignal kleiner als die monoton wachsende Rampen- bzw. Sägezahnspannung wird, wird in einer positiven Halbwelle 114 der Netzwechselspannung 10 ein Schaltimpuls auf der positiven Schaltleitung 153 und in einer negativen Halbwelle 118 der Netzwechselspannung 10 ein Schaltimpuls auf der negativen Schaltleitung 154 ausgegeben. Die Impulsdauer wird durch die Beschaltung der Impulsdauer längensteuerleitung 155 mit Schaltungsmasse 34 derart defi niert, daß die Impulslänge immer bis zum Nulldurchgang der gerade anliegenden Halbwelle 114 oder 118 verlängert wird. Da mit Schaltimpulsen auf den Leitungen 153 und 154 der Triac 38 gezündet wird und verhindert werden muß, daß ein noch im Nulldurchgang der Netzwechselspannung 10 vorliegender Impuls auf den Leitung 153 bzw. 154 den Triac zünden kann, ist der eine vorauseilende Netzspannung 10 simulierende RC-Schaltkreis 148 vor dem Synchronisationseingang der Anschnittsteuerschaltung angeordnet worden. Somit endet der auf den Leitungen 153 bzw. 154 anliegende Impuls sicher einige Grade vor dem jeweiligen Nulldurchgang der Netzwechselspannung 10.

Die negative Schaltleitung 154 der Anschnittsteuerschaltung 146 ist mit einem Eingang eines ODER-Gatters 156 verbunden, dessen Ausgang über einen Widerstand 157 und/oder zum Bei spiel einen Optokoppler an die Steuer- und Zündelektrode 158 des Triacs 38 angeschlossen ist.

Das oben beschriebene Netz-Ein-Signal 44 beaufschlagt wei terhin einen Setzschalter 61, der mit seinem einen Schalt kontakt mit der positiven Versorgungsspannung 32 verbunden ist. Der andere Kontakt ist über einen Ladewiderstand 162 und einen Kondensator 163 mit Schaltungsmasse 34 verbunden. Der sich für eine Zeitdauer von zum Beispiel 0,1 Sekunden Netz-Ein-Signal schließende Setzschalter 61 lädt über den Ladewiderstand 62 den Kondensator 63 auf, der sich danach wieder über den Entladewiderstand 64 entlädt. Die Zeitkon stante des RC-Gliedes 63, 64 beträgt zum Beispiel ca. 0,5 Sekunden. Somit liegt kurz nach dem Einschalten des Netz teiles 31 über die Leitung 166 eine positive Spannung auf der Steuerleitung 150 an, deren Signal in der Anschnitt steuerschaltung 146 mit dem Rampenspannungssignal verglichen wird.

Damit wird nach der Freigabe 145 der Anschnittsteuerschaltung 146 der Triac 38 mit seinem Winkel immer größer werdenden negativen Anschnitten gezündet, so daß das induktivi tätsbehaftete Stromversorgungsgerät 1 langsam mit den unsymmetrischen, nur negativen Anschnitten in die Sättigung getrieben wird. Die Anschnitte könnten auch einen konstanten Winkelwert aufweisen. Dieser einfachere Schaltungsaufbau gewährleistet bei bestimmten verlustreichen Transformatoren 1 unter Umständen nicht, daß die einen kleinen Ein schaltspitzenstrom 25 hervorrufende Sättigung 124 sicher erreicht wird.

Das Ausgangssignal des Sägezahngenerators weist eine positive Steigung auf, die vom Spannungswert 0 Volt beim Start der Rampe bis zu einer vorgegebenen Maximalspannung verläuft, bei welcher sie durch den nächsten Nulldurchgang der Netzwechselspannung 10 wieder zurückgesetzt wird, der etwas vorauseilend am Synchronisationseingang 169 der Anschnitt steuerschaltung 146 anliegt. Das auf der Leitung 166 anlie gende Kondensatorspannungssignal fällt über mehrere Perioden ab. Im Analogkomparator wird die Spannung des Kondensators 63 mit der jeweiligen Spannung der Rampe des Sägezahngenerators verglichen und falls die Spannung des Sägezahngenerators größer ist, ein Pegel Eins-Signal auf der Leitung 154 ausgegeben, welches zu einem Zündsignal über das ODER-Gatter 156 an der Steuerelektrode 158 für den Triac 38 führt, so daß ein stetig wachsender Anschnitt vor jedem zweiten Nulldurchgang der Netzwechselspannung 10 entsteht.

Bei Erreichen der Sättigung 119 des Transformators 1 tritt nach der nächsten angeschnittenen negativen Halbwelle ein Einschaltspitzenstrom 25 auf, der durch eine Spannungsmessung über dem Meßshunt 39 in dem negativen Stromwandler 88 erkennbar ist.

Der Ausgang des negativen Stromwandlers 88 ist über einen Wi derstand 89 an einen Eingang eines Analogkomparators 92 ange schlossen. Der andere Eingang 190 ist über einen Span nungsteiler-Widerstand 91 an die positive Betriebsspannung 33 über einen Spannungsteilerwiderstand 91′ an Schaltungsmasse 34 angeschlossen. Der Analogkomparator 92 erzeugt nur dann ein positives Ausgangssignal, wenn der negative Stromwandler 88 ein genügend großes positives Signal abgibt. Diese Schwellen-Signalhöhe hängt von dem vorherbestimmten Verhältnis der Widerstände 91 und 91′ zueinander ab. Vor zugsweise ist das am Eingang 191 des Analogkomparators 92 anliegende Vergleichsspannungssignal derart eingestellt, daß am Ausgang des Analogkomparators 92 ein positives, auf einen kleinen Einschaltspitzenstrom hin deutendes Ausgangssignal dann anliegt, wenn im Primärkreis des Transformators 1 ein im Wert zwischen dem 2fachen und 10fachen des Nennstromes 126 liegender Strom auftritt.

Der Ausgang 92′ des Analogkomparators 92 ist mit dem Setzein gang 193 eines Flip-Flop-Gliedes 51 verbunden, das durch die aufsteigende Signalflanke geschaltet wird. Der Ausgang 94 des Flip-Flop-Gliedes 51 ist mit dem Steuereingang eines Schalters 196 verbunden. Der Schalter 196 verbindet die Schaltungsmasse 34 über einen Widerstand 197 mit dem RC-Glied 63, 64, mit dem die Vergleichssteuerspannung festsetzbar ist. Durch Schließen des Schalters 196 beim Auftreten eines Überstromes wird der Kondensator 63 schnell entladen, wodurch ein Zündsignal auf der positiven Schaltleitung 153 sofort zu Beginn der unnmittelbar folgenden positiven Halbwelle anliegt, das einen Eingang eines UND-Gatters 95 beaufschlagt. Gleichzeitig beaufschlagt das Pegel-Eins-Ausgangssignal 194 des Flip-Flops 51 den anderen Eingang des UND-Gatters 95, wodurch ein Pegel-Eins-Ausgangssignal des UND-Gatters 95 an einem zweiten Eingang des ODER-Gatters 56 anliegt, so daß das durchgeschaltete Pegel-Eins-Signal den Triac 38 in der positiven Halbwelle 114 mit einem Winkel von 1700 bis 1800 zünden kann.

Außerdem beaufschlagt das Netz-Ein-Signal 44 den Rück setzeingang 49 des Flip-Flop-Gliedes 51, so daß das oben be schriebene Remanenzsetzen jeweils nach jedem Netz-Ein- bzw. Unterstromerkennungssignal des Netzteiles 31 durchführbar ist.

An dem invertiertem Ausgang des Flip-Flops 51 ist eine Lu mineszenzdiode 198 über einen Schutzwiderstand 198′ an Schal tungsmasse 34 geschaltet. Die Leuchtdiode 198 leuchtet als Hinweis für einen Benutzer, solange das Remanenzsetzen nicht stattgefunden hat.

Es kann ein weiterer in der Zeichnung nicht dargestellter Sollwertschalter mit seinem einen Kontakt an ein Potentiometer angeschlossen sein, das zwischen der positiven Betriebsspannung 32 und der Schaltungsmasse 34 angeordnet ist. Dieser zusätzliche Setzschalter wird über ein Verzöge rungsglied erst dann geschlossen, wenn das Remanenzsetzen durchgeführt wurde.

Dieser zusätzliche Dimm-Sollwertschalter ist über einen Wi derstand in Reihe mit dem Kondensator 163 verbunden und um faßt ein vom Bediener einstellbares Potentiometer, mit dessen Hilfe die Spannung des Kondensators 163 zwischen der positiven Versorgungsspannung 32 und der Schaltungsmasse 34 einstellbar ist, so daß sich ein vom Bediener festgelegter Plateaubereich in der Spannung des Kondensators 163 ergibt, so daß in den folgenden Halbwellen immer der gleiche vorbe stimmte und symmetrische Anschnittwinkel verwendet wird, der zu dem gewünschten gedimmten Zustand des Transformators 1 und der an diesem angeschlossenen Last führt.

Die in Fig. 15 an einem Einphasennetztransformator vorge stellte Schaltung kann auf ein mehrphasiges, induktivitäts behaftetes Stromversorgungsgerät erweitert werden, wobei mindestens in zwei weiteren Zweigen der Zweige R, S und T jeweils in den durchgehenden Leitungen weitere Wechsel stromschalter 38 vorgesehen sind, die vorzugsweise über po tentialtrennende Optokoppler von jeweils einer eigenen An schnittsteuerschaltung 146 angesteuert werden.

Die Fig. 16 zeigt Signalverläufe beim Einschalten des Transformators 1 mit einer Vorrichtung gemäß einem Ausfüh rungsbeispiel der Erfindung. Die Netzspannung 10 ist zu einem beliebigen, in der Zeichnung nicht dargestellten Zeitpunkt abgeschaltet worden. Die Remanenz ist dadurch beliebig positiv oder negativ gesetzt und wird durch die negativen, im Stromfluß-Winkelwert monoton steigenden Anschnitte 117, 121 und 123 in die Sättigung verschoben, so daß die in der Fig. 15 dargestellte Schaltung auf den kleinen Ein schaltspitzenstrom-Impuls 25 reagiert, da der Strom das z. B. 2fache des Nennstromes überschritten hat und einen großen positiven Anschnittwinkel 198′ erzeugt, dem weiter in beiden Halbwellenpolaritäten große Winkel oder auch durch anschließend selbsttätige langsame Änderungen des großen Winkels auch wieder kleinere Anschnittwinkel folgen können. Anstelle dieser, durch den Komparator voreingestellte Schwelle des 2fachen des Nennstromes kann zum Beispiel auch das 0,5fache oder das 5fache des Nennstromes als Auslöseschwelle verwendet werden.

Die Transformator-Remanenz war in Fig. 16 im Prinzip nach dem zweiten negativen Anschnitt 121 richtig gesetzt, wobei der nachfolgende dritte negative Anschnitt 123 dazu ausgenützt wird, den kleinen Einschaltspitzenstrom 25 zu erzeugen, um mit dessen Hilfe in den Dauerbetrieb mit konstanten Anschnittwinkeln 197′ für positive und negative Halbwellen umschalten zu können. Die in Fig. 16 abgebildeten unipolaren und größer werdenden Anschnitte 117, 121 und 123 weisen bis zum Erreichen des kleinen Einschaltspitzenstromes 25 eine wachsende Asymmetrie auf. Wenn die Polarität des ersten Anschnittes der Remanenzpolarität entgegengesetzt ist, wird die Remanenz in einer Vielzahl von Anschnitten definiert in die andere Sättigungsrichtung verschoben, wobei die langsamwachsenden Winkelwerte gewährleisten, daß die Sättigung trotz eventuell auftretenden Leistungsverlusten sicher erreicht wird.

Ist jedoch die Polarität der durch den Zeitpunkt des Aus schaltens gegebenen Remanenz und des ersten Anschnittes 117 gleich, so stellt sich je nach den Eigenschaften des Trafos 1 schon nach wenigen Anschnitten und bei einer bestimmten Größe des Anschnittes ein Primärkreisstrom-Impuls 26 ein der über den vorbestimmten Wert des Nennstromes hinausgeht und dieser Einschaltspitzenstrom 25 von zum Beispiel dem 2fachen des Nennstromes als die Meldung des Trafos verstanden wird, daß seine Remanenz nun in die Richtung des Stromes 25 gesetzt ist. Der sofort anschließend folgende Anschnitt mit einem großen Winkel und entgegengesetzter Polung führt dann zu Dauerbetrieb des Trafos. Dieser Anschnittwinkel 198′ ist größer als 150°, wenn der Beginn der positiven Halbwelle mit 0 Grad definiert wird und kann auch die ganze positive Halbwelle, also 180° umfassen. Dieser durch ein an dem Setzschalter 61 eventuell angeschal teten Potentiometer voreinstellbarer Anschnittwinkel 198′ ist für den verwendeten Transformator 1 typisch. Natürlich kann die Schaltung der Fig. 15 auch in einer ent sprechenden anders gepolten Weise aufgebaut werden, so daß der erste Anschnittwinkel 117 vor einem positiven Nulldurch gang einer negativen Halbwelle 118 auftritt und ein dement sprechend anders gepolter Einschaltspitzenstrom zum Anspre chen des Komparators zur Erzeugung der Remanenz setzenden Halbwelle führt. Diese Halbwelle mit dem Anschnittwinkel 198′ ist dann entsprechend in einer positiven Halbwelle 114 ange schaltet. Das UND-Gatter 95 ist dann in die negative Schalt leitung 154 gelegt und der negative Stromwandler 88 durch einen positiven Stromwandler ersetzt.

Der Meßshunt 39 kann zum Beispiel einen Widerstandswert von 0,1 Ohm aufweisen. Der Ladewiderstand 62 und der Widerstand 197 verfügen über einen Widerstand von zum Beispiel 12 Ohm und der Entladewiderstand 64 über einen Widerstandswert von 1,2 Kiloohm, damit bei einem nötigen Vollastbetrieb ohne Anschnitt keine Lücke im Strom 26 durch einen kleinen Anschnitt entsteht.

Claims

1. Verfahren zur Reduzierung des Einschaltstromstoßes beim Betreiben einer induktivitätsbehafteten und mit einem magnetisierbaren Kern versehenen Last an einem Wechsel stromnetz, wobei zumindest zeitweise ein Phasenanschnitt vorgesehen ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei gleich zeitiger Messung zumindest des Blindstromes im Last stromkreis, die effektive Spannung an der Last durch Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte solange vergrößert wird, bis entweder ein vorgegebener Strom schwellwert auftritt und daß die Last nach Auftreten dieses gemessenen Schwellwertes mit einer zu der beim Auftreten des Stromschwellwertes anliegenden Spannung gegenpoligen und in ihrem Effektivwert größeren Spannung beaufschlagt wird, oder daß bei Ausbleiben des Stromes in Höhe des Stromschwellwertes der Effektivwert der Spannung bis zu einem Sollwert oder bis zum Nennwert erhöht wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergrößerung der effektiven Spannung an der Last durch unipolares Andimmen, bewirkt durch Verkleinerung des Phasenanschnittwinkels, vorgenommen wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergrößerung der effektiven Spannung an der Last durch symmetrisches, bipolares Andimmen, bewirkt durch Verkleinerung des Phasenanschnittwinkels, vorgenommen wird.

4. Verfahren insbesondere nach Anspruch 1 oder 2, wobei an ein dreiphasiges Wechselstromnetz eine Drehstrom-Last mit drei Wicklungen wahlweise in unterschiedlichen Schaltgruppen angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer im Dreieck oder im Stern geschalteten Schaltgruppe zunächst über zwei Phasen durch Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt wird bis der vorgegebene Blindstromschwellwert im Bereich der Eisensättigung erreicht ist, daß dann die Bestromung gegebenenfalls ausgeschaltet wird, daß anschließend zwei Phasen jeweils in der Polaritätslage eingeschaltet werden, welche die jeweiligen vorausgegangenen Strompulse beim Erreichen oder Überschreiten des Blindstromschwellwertes der einzelnen Phasen hatten, und daß schließlich die dritte Phase zeitverzögert zu den beiden anderen Phasen zugeschaltet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Einschalten der beiden Phasen bezüglich der nacheilenden Phase mit einem solchen Spannungshalb wellenanschnitt erfolgt, daß dieser einen im Bereich des Leerlaufstromes liegenden Blindstrom-Impuls verursacht und daß das zeitverzögerte Zuschalten der dritten Phase derart erfolgt, daß die Summe der Blindströme aller drei Phasen im weiteren Verlauf etwa Null ist.

6. Verfahren nach Oberbegriff des Anspruches 4, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer im Stern mit Mittelpunktleiter geschalteten Schaltgruppe zunächst eine erste Phase gegen den Mittelpunktleiter eingeschaltet und durch Vergrößern der Spannungshalbwellenanschnitte zunehmend bestromt wird, bis der vorgegebene Blindstromschwellwert im Bereich der Eisensättigung erreicht ist, daß dann die Bestromung gegebenenfalls ausgeschaltet wird, daß anschließend die erste Phase in der Polaritätslage eingeschaltet wird, welche der vorausgegangenen Blindstromimpuls beim Erreichen oder Überschreiten des Blindstromschwellwertes hatte, und daß schließlich die beiden anderen Phasen zeitverzögert zu der ersten Phase zugeschaltet werden.

7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Einschalten der ersten Phase mit einem solchen Span nungshalbwellenanschnitt erfolgt, daß dieser einen im Bereich des Leerlaufstromes liegenden Blindstrom-Impuls verursacht und daß das zeitverzögerte Zuschalten der beiden anderen Phasen derart erfolgt, daß die Summe der Blindströme aller drei Phasen im weiteren Verlauf etwa Null ist.

8. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 und 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zum Bestimmen des Spannungshalbwellenanschnittes zu Beginn des Ein schaltens etwa der Spitzenwert des Leerlaufblindstromes als Schnellwert vorgegeben wird, daß die Spannungshalbwellen-Anschnitte bis zum Erreichen dieses Stromschwellwertes vergrößert werden und daß der zugehörige Spannungsanschnittwinkel abgespeichert wird.

9. Verfahren nach Anspruch 1 bis 2 und 4 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß bei einer Scheinlast der Blindstromanteil und der Wirkstromanteil gemessen werden, daß der Spannungshalbwellenanschnitt soweit vergrößert wird, bis der Spitzenwert des Blindstromim pulses etwa gleich dem Spitzenwert des Wirkstromimpulses ist und daß der zugehörige Spannungshalbwellenanschnitt wert abgespeichert wird.

10. Verfahren nach Anspruch 3, wobei ein dreiphasiges Wechselstromnetz an eine Drehstromlast mit drei Wick lungen wahlweise in unterschiedlichen Schaltgruppen angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß alle drei Phasen bipolar gleich und zunehmend mit gleichen An schnittwinkeln angedimmt werden und daß bei Überschreiten einer vorgegebenen Blindstromschwelle ge genphasig zu dem aufgetretenen Blindstromimpuls mit vergrößertem Stromflußwinkel (λ) weiterbestromt wird.

11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1, 2 oder 4 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß bei einem Pulsgruppenbetrieb und variabler Scheinlast der Blindstrom laufend gemessen wird und daß beim Überschreiten eines vorgegebenen Wertes, insbesondere bei Überschreiten des momentanen Wirkstromwertes der Stromflußwinkel der jeweils ersten eingeschalteten Spannungshalbwelle bei zu deren Polarität gleicher Polarität des Blindstromimpulses ver kleinert wird und bei gegensätzlicher Polarität der Stromflußwinkel vergrößert wird.

12. Verfahren nach einem der Ansprüche 4 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erkennung der an das Drehstromnetz angeschlossenen Last-Schaltgruppe zunächst eine Phase gegen den Sternpunkt mit großem Phasenanschnittwinkel und entsprechend kleinem Spannungseffektivwert beaufschlagt und dabei eine Stromkontrolle vorgenommen wird.

13. Vorrichtung zur Begrenzung des Einschaltstromes einer induktivitätsbehafteten, mit einem magnetisierbaren Kern versehenen Last, insbesondere eines Transformators (1), wobei die Vorrichtung einen in Reihe zur Last geschalteten, mit einer Phasenanschnittsteuerung (303, 303a) verbundenen Wechselstromschalter (38) aufweist, insbesondere zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß eine Strommeßeinrichtung (305, 305a, 305b) für den im Laststromkreis fließenden Strom vorgesehen ist, die mit einer Ablaufsteuerung (306, 306a) zur stromabhängigen Beeinflussung der Phasenanschnittsteuerung zumindest im Sinne einer Veränderung des Phasenanschnittwinkels und/oder der Polarität der an die Last geschalteten Spannung verbunden ist.

14. Vorrichtung zur Wechselstrom-Einschaltbegrenzung einer mit einem Wechselstromschalter (38) in Reihe geschalteten, induktivitätsbehafteten Last (1), mit einer Phasenanschnittschaltung (48, 54, 63, 64, 65, 67), durch die die Verbindung der induktivitätsbehafteten Last (1) mit der Netzwechselspannung (10) ab dem Einschaltmoment (17) mit von Null-Grad ansteigendem Phasenwinkel (17, 21, 23, 84, 85, 86, 110) bis zu einem gegebenenfalls vorbestimmten Phasenanschnittwinkel (110) einstellbar ist, insbesondere zum Durchführen des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12 oder insbesondere nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß eine in Reihe mit der induktivitätsbehafteten Last (1) geschaltete Komparatorschaltung (39, 50, 87, 88, 92) vorgesehen ist, deren Ausgang (93) mit der Phasenan schnittschaltung (48, 63, 64, 96) verbunden ist, daß die Phasenanschnittschaltung (48, 54, 63, 64, 65, 67) bei einer Beaufschlagung mit einem von der Komparatorschaltung (50, 87, 88, 92) erzeugten Primärkreis-Überstromsignal (93) die Steuerelektrode (55) des Wechselstromschalters (38) für mindesten eine Halbwelle mit einem Zündsignal mit einem vorbestimmten, Remanenz-setzenden Phasenanschnittwinkel (198) Phasenanschnittwinkel (198) größer als der dem Auftreten des Primärkreis-Überstromsignals (93) zuordbare Anschnittwinkel (23, 86) ist, und daß in der Phasenanschnittschaltung (48, 54, 63, 64, 65, 67) in den den Remanzen-setzenden Halbwellen (198) folgenden Halbwellen jeweils ein Zündsignal bei dem vorbestimmten Phasenanschnittwinkel erzeugbar ist.

15. Vorrichtung zur Wechselstrom-Einschaltbegrenzung einer mit einem Wechselstromschalter (38) in Reihe geschalteten, induktivitätsbehafteten Last (1) mit einer Phasenanschnittschaltung (46, 56, 95), durch die die Verbindung der induktivitätsbehafteten Last (1) mit der Netzwechselspannung (6, 10) ab dem Einschaltmoment (17) mit stetig ansteigendem Phasenanschnittwinkel (17, 21, 23) einstellbar ist, insbesondere nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenanschnittschaltung (46, 56, 95) die besagte Verbindung nur mit unipolaren Phasenanschnitten (17, 21, 23) herstellt, daß die Phasenanschnittschaltung (46, 56, 95) bei einer Beaufschlagung mit einem von der Komparatorschaltung (88, 92) erzeugten Primärkreis-Überstromsignal (20) die Steuerelektrode (58) des Wechselstromschalters (38) für die zeitlich unmittelbar folgende, entgegengesetzt gepolte Halbwelle (198) und die unmittelbar nächsten folgenden Vollwellen mit einem Zündsignal von 150 bis 180° beaufschlagt und daß in der Phasenanschnitt schaltung (46, 56, 95) bei den der Halbwelle (198) folgenden Halbwellen (199) jeweils ein Zündsignal bei dem vorbestimmten Phasenanschnittwinkel (197) erfolgt ist.

16. Vorrichtung nach Anspruch 14 oder 15, dadurch ge kennzeichnet, daß die Phasenanschnittschaltung (46, 54, 56, 63, 64, 65, 67, 95) eine im Ausgangsspannungswert zeitlich veränderliche Spannungsspeicherschaltung (63, 64) und einen Funktionsgenerator (67, 68, 69) aufweist, wobei der Spannungswert (66) der Spannungsspeicherschaltung (63, 64) mit einer zur Netzwechselspannung (10) periodisch sich verändernden Rampenspannung (81) des Funktionsgenerators (67, 68, 69) in einem Komparator (65) vergleichbar ist, und daß mit dem Komparator (65) bei Gleichheit der beiden Spannungssignale (66, 81) ein die Steuerelektrode (55) beaufschlagendes Zündsignal erzeugbar ist.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsspeicherschaltung (63, 64) ein RC-Glied in Gestalt einer Kapazität (63) und einem parallel geschalteten Entladewiderstand (64) umfaßt, daß mit dem Sägezahngenerator (67) eine anwachsende Rampenspannung (81) erzeugbar ist und daß bei Gleichheit dieser Spannung (81) mit der kleiner werdenden Kondensatorspannung (66) das Zündsignal in dem Komparator (65) erzeugbar ist.

18. Vorrichtung nach Anspruch 16 oder 17, dadurch ge kennzeichnet, daß ein Anfangsspannungseinstell schaltkreis (61, 62) vorgesehen ist, mit der die Spannungsspeicherschaltung (63, 64) beim Einschalten der Last beziehungsweise des Stromversorgungsgerätes (1) auf einen vorbestimmten Spannungswert einstellbar (61) ist.

19. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß ein Dauerbetriebsschaltkreis (96, 97, 98) vorgesehen ist, mit dem der Spannungspegel der Spannungsspeicherschaltung (63, 64) nach einem Primärkreis-Überstromsignal (97, 20) derart setzbar ist, daß das Zündsignal des vorbestimmten Phasenanschnittwinkels (198) im Komparator der Anschnittsteuerschaltung erzeugbar ist.

20. Vorrichtung nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß ein Meßshunt (39) in Reihe mit der Last (1) geschaltet ist, daß der Spannungsabfall über dem Meßshunt (39) mit einer Komparatorschaltung (87, 88, 91, 92) erfaßbar ist, daß in der Komparatorschaltung (87, 88, 91, 92) der durch den Meßshunt (39) erfaßte Iststrom mit einem maximalen Sollstrom vergleichbar ist, bei dessen Überschreiten die Spannungsspeicherschaltung (63, 64) auf den Remanenz-setzenden Phasenanschnittwinkel (198) setzbar ist.

21. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung des Überstromsignals (97, 20) der maximale Sollstrom zwischen dem 1fachen bis zum 10fachen des Nennstromes einstellbar ist (91, 91′, 205).

22. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 21, dadurch gekennzeichnet, daß in der Phasenanschnittschaltung (48, 54, 63, 64, 65, 67) ein Sollwertschaltkreis (48, 98′′; 99) vorgesehen ist, mit dem über ein Verzögerungsglied (50) in den der Remanenz-setzenden Halbwellen (97, 198) folgenden Halbwellen jeweils die Spannungsspeicherschaltung (63, 64) auf einen vorbestimmten (99) Spannungswert einstellbar ist, so daß ein Zündsignal bei dem vorbestimmten Phasenanschnittwinkel (100, 110) erzeugbar ist.

23. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 16 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens ein Last fehlererkennungsschaltkreis (211, 212) vorgesehen ist, der beim Überschreiten und/oder beim Unterschreiten eines Sollstrombereiches (216) den Wechselstromschalter (38) sicher öffnet.

24. Vorrichtung nach einem Anspruch 23, dadurch ge kennzeichnet, daß beim Auftreten eines Unterstromes ein Teillastschaltkreis den Spannungswert (66) der Spannungsspeicherschaltung (63, 64) derart einstellt, daß jeweils nur ein kleiner Anschnittwinkel je eine Halbwelle angeschaltet ist.

25. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 17 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenanschnittschaltung (46, 56, 95) eine im Ausgangsspannungswert zeitlich veränderliche Spannungsspeicherschaltung (63, 64) und einen Funktionsgenerator aufweist, wobei der Spannungswert (66) der Spannungsspeicherschaltung (63, 64) mit einer zur Netzwechselspannung (10) periodisch sich verändernden Rampenspannung des Funktionsgenerators in einem Komparator vergleichbar ist, und daß mit dem Komparator bei Gleichheit der beiden Spannungssignale ein Steuersignal auf einer Polarität der Netzwechselspannung (10) entsprechenden und die Steuerelektrode (57) beaufschlagenden Schaltleitungen (53 bzw. 54) erzeugbar ist, wobei in einer der beiden Schaltleitungen (53) eine Logikschaltung (51, 95) vorgesehen ist, die mit dem Ausgang der Komparatorschaltung (88, 92) verbunden ist und mit der diese Signalleitung solange sperrbar ist, bis die Komparatorschaltung (88, 92) ein Überstromsignal (20) detektiert hat.

26. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 15 bis 25, dadurch gekennzeichnet, daß ein Meßshunt (39) in Reihe mit dem Stromversorgungsgerät (1) geschaltet ist daß der Spannungsabfall über dem Meßshunt (39) mit der Komparatorschaltung (88, 92) erfaßbar ist, daß in der Komparatorschaltung (88, 92) der durch den Meßshunt (39) erfaßte Iststrom mit einem maximalen Sollstrom vergleichbar ist, bei dessen Überschreiten die Spannungsspeicherschaltung mit einem Setzschalter (96) auf den Phasenanschnittwinkel (198) setzbar ist und daß dieser Phasenschnittwinkel (198) nach einigen Perioden beginnt, fließend zum Phasenanschnittwinkel (197) über zugehen.

27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 15 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß ein Phasenschieber-Schaltkreis (48′, 48′′) zwischen dem Netzteil (31) und der Anschnittsteuerschaltung (46) vorgesehen ist, mit dem die Synchronisationsspannung der Ansteuerschaltung (46) der Netzspannung (10) vorauseilend einstellbar ist.

28. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß sie zur Bestimmung eines Spannungshalbwellenanschnittes für ein praktisch Inrush freies Einschalten einer Scheinlast, insbesondere bei einem Betrieb mit Pulsgruppen, eine Meßeinrichtung (318, 320) für den Blindstrom sowie eine Meßeinrichtung (319, 321) für den Wirkstrom und eine Einrichtung zum Vergleich dieser Meßwerte sowie zum Abspeichern eines bei etwa gleichen Meßwerten anstehenden Spannungshalbwellenanschnitt-Wertes aufweist.

29. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 13 bis 27, dadurch gekennzeichnet, daß eine an ein Drei-Phasennetz angeschlossene Drehstromlast mit in den Phasenzweigen befindlichen Wechselstromschaltern und zumindest für zwei Phasenzweige eine Strommeßeinrichtung vorgesehen ist und daß sie eine Ablaufsteuerung (306a) zumindest zur Bestimmung der einzelnen Phaseneinschaltzeitpunkte aufweist.

30. Vorrichtung nach Anspruch 29, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltgruppen-Erkennungseinrichtung vorgesehen ist mit einer Folgesteuerung zum zeitlich versetzten Bestromen der einzelnen Phasen.