DE1763367A1 - Elektrisches Steuerungssystem - Google Patents

Description

PATENTANWÄLTE 8902 AUGSBURG-GÖGGINGEN, den

■- v, Eidiendorff-Straße 10

DR. ING. E. LIEBAU UnserZeichen T712o 1763367

(Bei Rückantwort bitte angeben)

DIPLING. G. LIEBAU

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THORN ELECTRICAL INDUSTRIES LIMITED, Thorn House, Upper Saint Martin's Lane, London, W.C. 2, England

Elektrisches Steuerungssystem

Die Erfindung betrifft ein verbessertes elektrisches Steuerungssystem, das besonders für Zwecke der Beleuchtungssteuerung gedacht ist.

In der Besdireibung zu den Patentanmeldungen T 35 o78 und T 35 o76 sind neuartige Möglichkeiten für die.Steuerung der Bühnenbeleuchtung in Theatern und Fernsehstudios \ angegeben; bei diesen Einrichtungen sind Lichtregler vorgesehen, die die Helligkeit von Lampengruppen in Abhängigkeit von analogen Spannungssignalen steuern. Die Erfindung bezieht sich insbesondere auf derartige spannungsgesteuerte

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Lichtregler.

Dem mit der Technik der Bühnenbeleuchtung befaßten Fachmann ist es bekannt, daß die Helligkeit von Lampen für derartige Anwendungszwecke mit dem Quadrat des Steuerwerts des Lichtreglers variieren sollte, d.h., wenn die Liclitreglersteuerung eine lineare Spannungssteuerung darstellt, die einrormiertes Ausgangssignal

ergebende Wert der Ausgangsgrösse der Helligkeit

τ - tatsächliche Helligkeitsgrösse . . __ _pn11. _T „_o^_iiQV<Q„ ^L * maximale Helligkeitsgrösse ^lst> ^{so sollte L variieren}

2
mit ν . Der erforderliche Bereich der Helljgkeitsvariation

einer Bühnenbeleuchtung ist groß, vor allem, wenn so dramatische Wirkungen erzielt werden sollen, wie sie Übergänge von voller Helligkeit zu völliger Dunkelheit darstellen; der er-" forderliche Helligkeitsbereich kann sich wie 5oo : 1 verhalten (im Fernsehbereich), auf der Theaterbühne sogar wie Io ooo : Es zeigt sich jedoch, daß die allgemein bevorzugte quadratische Abhängigkeit zwischen Steuersignal und Helligkeitsausbeute nur bei den oberen beiden Dekaden der normierten Helligkeitsausbeute anwendbar ist, d.h., von L = 1,0 bis L = ο,οοΐ, ν β l,o bis ν = o,l; unterhalb von ν = o,l ist die bevorzugte

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quadratische Abhängigkeit zu grob, wenn eine befriedigende Steuerung entweder von Hand oder durch ein linear mit der Zeit variierendes Steuersignal erzielt 'werden soll; das bevorzugte Analogsignal in der erwähnten Patentanmeldung T 35 o76 ändert sich in dieser Weise. Es hat sich ergeben, daß bei einem Steue..rungssignal ν, das einen Effelctivbereich von looo : 1, also drei Dekaden umfaßt, der Exponent von v, mit dem L variiert, in allen Dekaden, mit Ausnahme der oberen Dekade von v, erheblich verkleinert werden muß; so kann zum Beispiel für Fernsehzwecke, wo ein Verhältnis 5oo : 1 der normierten Helligkeit L erreicht

2
werden soll, L proportional ν für Ι,ο^ν^ο,Ι gelten kann,

1/2
jedoch L proportional ν für o,l> v)> ο ,öl und L proportional

1/8
ν für o,ol>v> ο,oool; bei Theaterbeleuchtungen mit einem Bereich von Io ooo : 1 der Helligkeit kann gelten L proportional

2
ν für l,o> V^ o,l, L proportional ν für o,l> ν^ ο,öl und L proportional ν ' für ο,ool> v> ο,oool. Spannungsgesteuerte Lichtregler, wie sie in den erwähnten Patentanmeldungen T 35 o78 und T 35 o76 beschrieben sind, können daher so ar- f

beiten, daß in der höchsten Dekade des Steuerspannungsbereichs, l,o> v> o,l, die normierte Helligkeit proportional zum Quadrat der normierten Steuerspannung ν ist, aber in den unteren Dekaden von ν sollte die Beziehung dem Gesamtbereich der normierten Lichthelligteit angepaßt sein.

Für Bühnenbeleuchtungen werden im allgemeinen Wolframdraht-Glühlampen benutzt. In einer für diesen Zweck gebräuchlichen

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5 kW-Lampe kann die normierte Lichtlielligkeit

L = tatsächliche Lampenhelligkeit -_{t R}3,5 _v„_ryi_{iierpn für} ^L hochstzulässige Lampenhelligkedt ^{mit K} variieren tür ι n"\ ρ \ η ι τηΐ ω-; R - tatsächliche effektive Lampenspannung ι,ο^κ^ο,ι, ν,ουβι κ - |_löchstzulässige effektive Lampenspannung»

und mit R für R<o,l; bei einer 2oo Ti-Lampe mit höherer Lebensdauer kann L mit R innerhalb des gesamten Arbeitsbereichs der Lampe variieren. Wenn L proportional R nahe R=I

2
ist, und wenn L proportional ν in der Gegend von ν = 1 verlangt

1/2
wird, wird auch R proportional ν ' in der Hähe von ν = 1 verlangt

ist L proportional R^o> , wir-d R proportional v°'⁵⁷ für L proportional ν .

Die Erfindung wird nachstehend an Hand von Zeichnungen beschrieben, die folgendes darstellen:

Fig. 1 eine bekannte Lichtsteuerschaltung;

Fig. 2 ein Diagramm für die Beziehung zwischen der Triggerimpuls steuerung in der Schaltung nach Fig. 1 und der Ausgangswellenform;

Fig. 3 und 4 weitere Diagramme, die die Arbeitsweise der bekannten Schaltung nach Fig. 1 veranschaulichen;

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BAD 0RK3MNAL ^JAVi;riVK:'^GA9

Fig. 5 ein Schaltbild einer weiteren bekaüten Lichtsteuerschaltung;

Fig. 6 Diagramme für die Erläuterung der Wirkungsweise der bekannten Schaltung nach Fig. 5;

Fig. 7 ein Schaltungsbeispiel für eine einfache Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 8 einen Schaltplan der zur Zeit bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 9 Kurven der mit der Schaltung nach Fig. 8 erzielbaren Arbeitsweise.

Bei einem bekannten Verfahren zum Steuern eiier Wechselstromleistung werden Thyratrons oder Thyristoren (siliziumgesteuerte Gleichrichter, SCR) oder Bidirektional-Thyristoren (Triacs) verwendet, um den Stromflußwinkel (das ist der Winkel in der Wechselstromperiode, in dem Strom fließt) zu steuern und damit die Leistung im Verbraucher. Daher sind nach Fig. 1 die Thyristoren SCR1 und SCR2 paralleü/feueinander in einander entgegengesetzter Richtung verbunden und das parallele Paar wird in Serie zwischen die Wechselstromanschlußstellen ST und den

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BAD ORIGINAL _;ii

Verbraucher L gelegt, der in diesem Fall als V.'olframglühdiahtlampe angenommen wird. Zum Verbraucher L gelangt erst dann eine Leistung, wenn passende Triggerimpulse auf die Steuerelektroden des Thyristors gelangen. Bin Triggerimpuls v/ ird an einer bestimmten Stelle jeder V'echselstromhalbperiode von einem Triggergenerator G erzeugt und zwischen Steuerelektrode und Kathode jedes Thyristors gegeben,wozu auch getrennte Sekundärwicklungen S1 und S2 auf eiern Impulsübertrager PT dienen. Ferner sind Widerstände R1, R2 vorgesehen, die Änderungen oder Unterschiede der Steuerelektroden-üingangsimpedinz der Thyristoren ausgleichen. Die Anode eines der Thyris toren wird bei jedem Ilalbzyklus in Vorwärtsrichtung betrieben, und dieser Thyristor wird von dem Triggerimpuls an der Steuerelektrode auf Leitung getriggert; seine Leitung verschwindet, wenn die Polarität des Netzanschlusses am Ende dieser Netz-Halbperi ode sich umkehrt. Der Stromflußwinkel in dem Verbraucher wird durch das' Zeitprogramm der Triggerimpulse innerhalb der Ilalbperiode der Stromversorgung bestimmt. Dieses Zeitprogramm kann z.B«. verändert werden durch ein Steuersignal, das den Klemmen CT zugeführt wird, die an die entsprechenden Kreise in dem Triggergenerator G angeschlossen sind.

Der Zusammenhang zwischen der zeitlichen Steuerung der Triggerimpulse und der Wellenform von Ausgangsspannung oder -strom ist in den Teilen a bzw. b der Fig. 2 dargestellt. Wenn

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BAD ORIGiNAL

0 die Phasenverzögerung im Bogenmaß zwischen dem Anfang einer i;albwelle einer Spannungs- oder Stromversorgung und dem Beginn des Triggerimpulses (bei b) darstellt, ist θ = fl = 0 rad. Es läßt sich nachweisen, daß der normierte Mittelwert M der Belastungsspannung in jeder beliebigen Spannungs- oder Stromversorgung gegeben ist durch

, _ tatsächliche mittlere Belastung (Volt) " ~ maximale mittlere Belastung [Volt

ι 7 ft

4 (1 .- cos Θ) = sin "■*■

und daß der normierte Effelctivwert R der Belastungsspannung gegeben ist durch

1/2

ρ - "tatsächliche effekti\re Belastung ^v ~ maximale effektive Belastung (Volt)

[Θ - sin 2β1

,,^renn der normierte Stromflußv/inlcel θ/'lfin jeder Stromversorgungshalbperiode'gleich der normierten Steuerspannung ν gemacht wird, so daß für ν = 1 θ sTTwird, dann ändern sich M und R mit "

ν gemäß dem Diagramm Fig. 3. Ein Vergleich der Kurven für R und

ν in I^;ig. 3 zeigt, daß für die Steuerung von Uolframdraht-Glünlampen die oberen 25 -6 des Steuersignalbereichs Unwirksam sind; ausserdem zeigt sich, daß für v<o,5 R proportional ν/ ist, d.h. wenn L proportional R , dann ist L proportional ν ; die Steuerung im Mittelbereich ist zu grob. Die lineare

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BAD ORIOfWAl.

-δε teuer miß des Stromflußwinkels ist für den vorliegenden Zweck also ungeeignet.

Eine physikalische Grosse ist "normiert'.', wenn ihr Uerk als dimensions lose Zahl ausgedrückt ist, wobei diese Zahl das Verhältnis des tatsächlichen Werts der physikalischen Grosse zu einem Bezugs\\rert oder einem "Hormalwert" ausdrückt. Die normierten Parameter in dieser Anmeldung sind individuell definiert, in jedem Fall ist als Normalwert aber der erreichbare Höchstwert des betreffenden Parameters angenommen; die normierten Vierte variieren gleichsinnig und erreichen gleichzeitig den V,^rert1 ♦

Eine bessere Steuerung ist erzielbar, wenn die normierte mittlere Ausgangsspannung M gleich der normierten Steuerspannung ν gemacht wird; die normierte effektive Ausgangsspannung R

1/2 ändert sich dann gemäß Fig. 4a, wo noch ν zum Vergleich einge-

1/2
zeichnet ist; M, Pv und ν , sind in Fig. 4b noch einmal, jedoch in logarithmischen Maßstäben gezeichnet. R verläuft asymptotisch

4 v^3/4 4

zuJTT*" für v<o,3, so daß L proportional R und L propor-

3
tional ν gilt für ν <o,3.

Es sind rückfülirungslose Steuerungen bekannt, durch die die normierte mittlere Ausgangsspannung M in jeder Halbperiode einer thyristorgesteuerten Stromversorgung linear proportional

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BAO

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der normierten Steuerspannung ν gemacht werden kann. Derartige rückführungslose Steuerungen sind beispielsweise in Fig. 8-14 auf Seite 132 des Buches "Silicon Controlled Rectifier ilanual" der General Electric Company of America (3. Ausgabe, 1964) dargestellt. Eine ähnliche Anordnung ist in Fig. 5 gezeichnet, wobei die Wellenform V, W, X, Y und Z aus den Fig. 6a, 6b und 6c an den entsprechend gekennzeichneten Schaltungszweigen der Fig. 5 auftreten. Nach Fig. 5 erzeugen ein Transformator T und Gleichrichter B eine Ausgangsgrösse mit der Wellenform ^ V nach Fig. 6a. Diese Wellenform wird mittels eines Widerstands R3 und einer Zenerdiode ZD gekappt, um das unterbrochene Signal W nach Fig. 6a zu erzielen. Das Signal W wird dem Anschluß an der Basis 2 eines Unijunction-Transistors UJT über einen Strombegrenzerwiderstand R4 zugeführt, und der Anschluß an der Basis 1 des Unijunction-Transistors wird über die Primärwicklung des Impulsübertragers PT mit der Null-Volt-Leitung verbunden. Der Emitter des Unijunction-Transistors liegt an einem Kondensator C, der über eine Diode D schnell zu Beginn einer Halb- . | periode der Stromversorgung durch das Signal X-(Fig. 6b) aufgeladen wird; dieses Signal X erscheint am Schleifer eines Spannungsteilers VR6. Ein Hochohmwiderstand R5 veranlaßt das Signal V den Kondensator C zu laden, wodurch eine Kosinus-Komponente, nämlich die Wellenform Y (Fig. 6b), dem Potential des Kondensators hinzugefügt wird. Der Unijunction-Transistor hat die Eigenschaft, daß dann, wenn die Basis 2 auf das Potential

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-lo-

W gebracht wird, ein Anteil TjV/ dieses Potentials in der den Emitter gegenüberliegenden Basisregion erscheint. Liegt die Emitterspannung unterhalb y\ !'/, ist die Lmitter-iJasis-Strecke in Sperrichtung betrieben und es fließt kein Emitterstrom. Übersteigt das Emitterpotential den Viert Τ\\'ϊ, so fließt der Emitterstrom, und der Unijunction-Transistor leitet stark zwischen Emitter und Basis 1, wobei der Kondensator C über die Primärwicklung des Impulsübertragers PT entladen wird und

"' Impulse Z (Fig. 6c) an den Klemmen der Sekundärwicklung erzeugt werden. Ist der Strom im Widerstand R5 niedriger als der "TaC' Strom des Unijunction-Transistors, so hört dieser auf zu leiten, sobald die Kapazität C entladen ist und diese lädt sich über die Diode D und den Widerstand R5 wieder auf. In jeder Halbperiode der Stromversorgung kann eine Folge von Trigger-Impulsen erzeugt werden, aber nur der erste Trigger-Impuls in jeder Halbperiode wird zum Zünden eines Thyristors benötigt; dann bleibt der Thyristor leitend bis das Vorzeichen der Stromversorgung am Ende der Halbperiode wechselt. Der Ausgangsstromfluß durch die Lampe L verläuft wie in Fig. 6d angegeben.

Es läßt sich nachweisen, daß sich M linear von 0 bis 1 bewegt, wenn folgende Annahmen gemacht werden: Spitzenwert von V ist^, die Periode der Stromversorgung ist T_Q = ji,

ο Tg ^B CR- (wobei C und R₅ den Werten der Kapazität und des

Widerstands entsprechen); M bewegt sich dann linear von 0

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bis 1, sobald X sich von ηW - 2. ' ψ- bis ^W ändert.

BAD ORIGINAL

1,'enn Tkyristor-Lichtreglerschaltungen nach den Fig. 1 oder 5 zur Steuerung der Bühnenbeleuchtung in Fernsehstudios benutzt werden, lassen sich Leistungen in der Grosserordnung von loo ki'i steuern. Beim Triggern stellen Thyristoren die volle Leitung innerhalb von etwa 1 us her. Die schnellen Vorder-Üanken derart grosser geschalteter Leistungen können Anlaß zu starken induzierten und aisgestrahlten Feldern geben, welche die Mikrophonkreise des Studios stark stören. Um derartige Ef-Cekte so klein wie möglich zu halten ist es erforderlich, Induktivitäten in Reihe in das Steuersystem einzubauen, um die Geschwindigkeit der Stromänderung zu begrenzen.

In einem System nach Fig. 1 läßt sich eine reihengeshaltete Induktivität zwischen den Thyristoren und dem Verbraucher oder zwischen den Thyristoren und der Stromversorgung unterbringen. I¹: eg en seiner Zwischenschichtkapazität kann ein Thyristor zufällig durch kapazitive Kopplung eines schnell ansteigenden Anodenspannungs-Einschaltstosses mit seiner Steuerelektrode getriggert werden* Im allgemeinen hat der Benutzer eine bessere Kontrolle über die Belastungsstösse als über die Netzstösse, so daß die Induktivität vorteilhafterweise zwischen die Thyristoren und das Netz gelegt wird, wo sie die Thyristoren gegen fehlerhafte Triggerung schützt, die durch Netzstösse hervorgerufen wird.

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BAD ORIGINAL

Die Übergangszonen und die Wärmekapazität von Thyristoren sind klein; Thyristoren können innerhalb von Millisekunden zerstört werden, wenn sie in eine KurzSchlußbelastung eingeschaltet werden. Mechanische Leistungsschalter sind im allgemeinen in ihrer Arbeitsweise zu langsam, als daß sie einen wirkungsvollen Schutz bieten könnten; flinke Sicherungen können einen geeigneten Schutz bei Belastungen mit konstantem Widerstand fe bieten, sie sind aber unbrauchbar, wenn es sihdarum handelt, Wolframdrahtglühlampen aus kaltem Zustand einzuschalten. Der Kaltwiderstand einer Wolframdrahtlampe liegt sehr viel niedriger als ihr Brennwiderstand; wenn eine 5 kW- oder Io kW-Wolframdrahtlampe von kaltem Zustand mit voller Leistung eingeschaltet wird, kann sie einen Anfangsstrom aufnehmen, der zehnmal so hoch ist wie ihr normaler Strom bei voller Leistung, und es kann loo ms oder 25o ms dauern, bis er auf 3o % seines Anfangswerts zurückgeht. Auch können aus Sicherheitsgründen auf dem Boden stehende Lampen im Fernsehstudio oder auf der Theaterbühne an Ho Volt angeschlossen sein, während Hängelampen oder andere feststehende Beleuchtungskörper mit 24o Volt arbeiten; derartige Ho Volt-Lampen oder Lampengruppen können an 24o Volt-Lichtreglern über Abwärtstransformatoren betrieben werden, die einen erheblichen Magnetisierungsstromstoß beim Einschalten aufnehmen. Von einer Schutzsicherung warden daher spezielle Eigenschaften verlangt; sie muß schmelzen, ehe die Thyristoren' durch einen Belastungskurzschluß zerstört

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BAD ORlGINAt

xirerden, nüssen aber den Kaltstart-Stromstoß einer den Lichtregler voll belastenden Wolframdrahtlampe aufnehmen und/oder den Einschalt-Magnetisierungsstromstoß eines Transformators für eine derartige Lampe, ohne dabei durchzuschmelzen. Sogenannte ^tlcrowbar"-Schutzschaltungen, die das Netz zwischen Sicherung oder Leistungsschalter und den leistungssteuernden Thyristoren in Abhängigkeit von dem elektronischen Nachweis einer Störung am Ausgang kurzschliessen, sind unwirtschaftlich; die "crowbar^M-Thyristoren müssen Leistungsdaten haben, die ebenso groß oder grosser sind als die der Steuerthyristoren, wenn , sie diese schützen sollen und gleichzeitig selbst unzerstört bleiben sollen.

Eine reihengeschaltete Induktivität wirkt der Wirkung der Sicherung oder des Leistungsschalters entgegen; die in der Induktivität durch den Fehlerstrom gespeicherte Energie hält einen Bogen über den Spalt in der Sicherung oder dem Leistungsschalter aufrecht, wodurch die Dauer des Fehlerzustands verlängert wird. Wir haben festgestellt, daß eine Induktivität einer Grosse, wie sie erforderlich ist, um eine ausreichende Unterdrückung der Störung und einen ausreichenden Schutz gegen fehlerhaftes Triggern durch Netzstösse zu erzielen, einen Kurzschlußfehlerzustand durch Aufrechterhalten eines Bogens in der Schutzsicherung oder dem Leistungsschalter so weit verlängert, dß die Steuerthyristoren zerstört

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werden, bevor die Störsituation beseitigt ist.

Ähnliche Probleme können bei anderen elektronisch getriggerten Schaltanlagen auftreten, die im Rahmen dieser Anmeldung als Einrichtungen definiert sind, die in ihren leitenden Zustand getriggert werden können durch eine einer Steuerelektrode zugeführte Spannung und die in diesem Zustand verbleiben, bis eine Spannung umgekehrten Vorzeichens einer geeigneten Elektrode zugeführt wird.

Erfindungsgemäß ist ein System zur Beleuchtungssteuerung vorgesehen, das - wirkungsmässig in Serie zwischen Anschlußklemmen für eine Stromversorgung und Anschlußklemmen für eine Belastung geschaltet - mindestens eine der oben definierten Schalteinrichtungen enthält; ausserdem weist das System eine Rückkopplungs· schaltung auf, die in der Lage ist, einer zum Steuern von dar Steuerelektrode oder den Steuerelektroden der mindestens einen Schalteinrichtung zugeführten Spannungen eingerichteten Schaltung e ine Spannung zuzuführen, die abhängig ist vom Mittelwert in einer beliebigen Halbperiode der Spannung oder einer Nachbildung der Spannung an den Belastungsanschlußklemmen. Diese Rückkopplungsschaltung kann die erforderlichen Änderungen in den Steuereigenschaften hervorbringen, wie es weiter unten beschrieben wird, insbesondere im Hinblick auf verbesserte Genauigkeit und Betriebssicherheit, wie sie mit einem rückgekop-

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pelten Steuerungssystem erreichter ist.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform cfer Erfindung ist, wirkungs-' massig in Reihe zwrischen Anschlußklemmen für eine elektrische Stromversorgung und Anschlußklemmen für eine Belastung geschaltet, mindestens eine elektronisch getriggerte Schalteinrichtung, wie sie oben definiert ist, vorgesehen sowie eine Sicherung oder sonstige wirksame Leistungsschaltereinrichtung und eine Induktivität mit ferromagnetisehern Kern, die in Abhängigkeit von dem verwendeten maximalen Belastungsstrom in wesentlichem Umfang gesättigt wird. ■".-.."■

Die in einer derartigen Induktivität oder Drossel unter Kurzschlußbedingungen gespeicherte Energie kann für die durch eine Sicherung, zu beseitigende Störung, bevor die die Leistung steuernden Thyristoren oder sonstigen Schalteinrichtungen zerstört werden, ausreichend klein gehalten werden, während die anfänglich ungesättigte Induktivität der Drossel so groß gehalten werden kann, daß eine ausreichende Störungsunterdrücküng Und ausreichender Schutz der Leistungssteuerung gegen fehlerhaftes Triggern infolge von Stromstössen aus dem Netz erreicht -wird..

Die zu sättigende Induktivität wird vorzugsweise zwischen den Hetzanschlußklemmen und der Schalteinrichtung bzw. den Schalt*- einrlchtunpen angeordnet,

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BAD ORiGINAL

Es hat sich bei einem 5o Hz-Lichtregler als zweckmässig erwiesen, die zu sättigende Induktivität so zu dimensionieren, daß eine Anstiegszeit der Ausgangsspannung von etwa 1 ms für eine 9o°-Schaltung des Leistungsreglers in die volle Nennbelastung der Lampe erzielt wird, und die Sättigung bei etwa dem 0,7-fachen vollen Belastungsstrom bei voller Ausgangsleistung zu beginnen, wobei thermische Belastunjrssbösse ausser acht gelassen werden.

Das ergibt im Störungsfall einen guten Kompromiß zwischen geringster Störungserzeugung und geringster Energiespeicherung, Mit einer derartigen sättigungsfähigen Drossel in der stromführenden Leitung der leistungssteuernden Thyristoren kann man eine Sicherung wählen, die dem Stromstoß einer einen Lichtregler voll belastenden Wolframdrahtlampe, die aus dem kalten Zustand zu voller Helligkeit geschaltet wird, widersteht aber die Thyristoren und ähnlichen Einrichtungen im Falle eines Belastungskurzschlusses schützt.

Wenn eine derartige Induktivität benutzt wird, kann die Vorderflanke der Wellenform der Ausgangsspannung einem linearen Anstieg angenähert werden. Wenn die Anfangsinduktivität der Drossel mit L, und die höchste Netzspannung mit E bezeichnet wird, ist die Anfangsgeschwindigkeit des Stromanstiegs ungefähr ^sin s , wobei 0 der Phasenwinkel ist, gemessen vom Beginn -der

MMMMMMMWMMMBt ^

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BAD ORIGINAL

Kalbperiode der Stromversorgung zu dem Punkt, an dem der Anstiegsstrom verschwindet und der sinusförmige Strom beginnt; der endgültige Anstiegsstrom ist s. wobei

^RL R-j den Widerstand des Verbrauchers bedeutet. In dem Bereich von 0 , in dem die Versorgungsspannungen während der Anstiegsperiode sich nicht wesentlich ändern, etwa zwischen 0 = 45 und 0 = 135°, ist die Anstiegszeit T_n der Verbraucherspannung

TI oder des Verbraucherstroms annähernd gegeben durch w = -^=- .

L Es läßt sich zeigen, daß in diesem Bereich der normierte Mittelwert M_R einer derartigen Wellenform gegeben ist durch M_R = 1/2 (T - cos Q₅ + -^ sin O₃), und

der normierte Effektivwert R_n ist gegeben durch

&sin 29_s 29_{R 2} .' . "J 1/2

" " ΐχ ⁺ 3ψ ^{sin 9}S J

wobei 9_R der Winkel des Anstiegsstromflusses und θ_ der

Winkel des sinusförmigen Stromflusses ist. i

Gemäß Fig. 7 ist ein Teil dieser Schaltung sehr ähnlich der bereits beschriebenen Schaltung nach Fig. 5, und dieser Teil, der die gleichen Bezugszeichen enthält wie Fig. 5, wird nicht noch einmal im einzelnen beschrieben. Zwisclm den Stromversorgungsanschlüssen ST und den Thyristoren SCR1 und SCR2 liegt

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eine Sicherung F in Reihe mit einer sättigungsfähigen Induktivität Lg. Der Grad, in dem der Kern dieser Induktivität gesättigt wird, ist durch den Entwurf festgelegt.

Rückführung kann dem System nach Fig. 5 erfindungsgemäß durch Verwendung eines Transformators T₁ und eines Gleichrichtcrsystems B^ hinzugefügt werden. Die den Anschlüssen CS zugeführten und durch einen -Widerstand R3 und einen Kondensator C3 gefilterten Steuersignale, werden der Basis eines Transistors VT2 zugeleitet, während das vom Transformator Ί\ und Gleichrichtersystem B₁ herkommende Signal, dessen Mittelwert proportional der mittleren Ausgangsspannung am Verbraucher L in einer beliebigen Halbperiode ist, durch einen Spannungsteiler R10,1111 geführt und an die Basis eines zweiten Transistors VT1 gegeben wird. Die Transistoren VT1 und VT2 mit einem gemeinsamen Emitterwiderstand R9 bilden einen Differentialverstärker, der am Widerstand R7 eine Spannung erzeugt, die proportional ψ dem Überschuß des Steuersignals über das Rückkopplungssignal ist. Das Unijunction-Impulsgeneratorsystem arbeitet wie in den Fig. 5 und 6, und es erscheinen Wellenformen V, I¹.', X und Y (Fig. 6) an den ebenso bezeichneten Leitern in Fig. 7. Es ist dabei zu beachten, daß die Wellenformen nach Fig. 6 hier mit Bezugnahme auf die Spannung am Leiter A in Fig. 7 zu verstehen sind. Darüber hinaus ist die Wellenform X nun proportional der Differenz zwischen dem Steuersignal und dem Mittel-

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BAD Λ⁰·****·**^^·' ΟΑβ

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wert der Aus gangs Spannung in einer beliebigen Halbperiode der Stromversorgung. Der Differentialverstärker VT1, VT2 trägt zu,r Rückkopplungs schleif en-Verstärkung bei, die Sicherung F und die sättigungsfähige Induktivität L_ schützen die die Leistung steuernden Thyristoren SCR.1, SCR2 gegen Verbraucherkurzschlüsse, und ein Widerstand R.6 begrenzt den von einem Emitterfolger-Transistor VT3 lieferbaren Strom, wenn der Unijunctiontransistor UJT den Kondensator C entlädt.

Eine solche Rückkopplung führt die gleiche Verringerung der Nichtlinearität der Steuerung wie der Empfindlichkeit der Steuerung herbei, so daß dann, wenn der Faktor der Steuerungsempfindlichkeitsverringerung groß gemacht wird, indem die Verstärkung bei offenem Regelkreis groß gemacht wird, der Mittelwert M_R der Ausgangsspannung der Steuerspannung genau folgt, trotz der Fehler in der Steuerungsbeziehung in dem offenen Regelhi eis. Daher läßt sich, die mittlere Ausgangsspannung in jeder Halbperiode der Stromversorgung genau proportional zum Steuersig- | nal machen. Da jedoch die Steuerung in jeder Halbperiode nur einmal ausgeführt werden kann, ist die nutzbare Rückkopplungsschleifen-Verstärkung, wie in einem Stichprobensystem, durch Stabilitäts-Erwägungen begrenzt.

Das System nach Fig. 7 wird so eingestellt, daß die Rückkopplungsspannung an der Basis von VT1 im wesentlichen gleich

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BAD ORIGINAL -

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dem Steuersignal an der Basis von VT2 ist; die Regelungsempfindlichkeit ist demnach primär durch das gesamte Spannungsteilungsverhältnis des Transformators T. und der Widerstände Rio und RIl bestimmt.

Wenn die sättigungsfahige Induktivität nach Fig. 7 so gewählt ist, daß eine Anstiegsdauer von etwa 1 mS entsteht, sofern das System eine 5o Hz-Stromversorgung um θ ■=» 9o° schaltet, dann sind M_R und R_p im wesentlichen gleich für alle Werte zwischen O und 1. Daher ist in diesem Fall die normierte effektive Ausgangsspannung R_R nach Fig. 7 im wesentlichen proportional der normierten Steuerspannung ν gegenüber einer Be-

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Ziehung R proportional ν ' bei einem System ohne sättigungsfähige Induktivität. Wenn die normierte Lampenhelligkeit mit R variiert, ist im vorliegenden Fall L proportional ν ,

3 während ohne Induktivität L proportional ν ist.

Eine Rückkopplung, wie sie in Fig. 7 durch T.., B- geboten wird, kann an der Ausgangsgrösse des Systems aus Transformator T und Gleichrichter B nach Fig. 5 vorgenommen werden, sofern ein weiterer Thyristor verwendet wird, um die Wirkung des Leistungssteuerungsthyristors nachzuahmen. Daher erzeugt in der Schaltung nach Fig. 8 ein System aus Transformator T2 und Gleichrichter B~ die Wellenform V (Fig.6a) am Leiter A. Die Wellenform wird durch die Zenerdioden ZD1, ZD2 gekappt,

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um für das Steuersystem die unterbrochene Hochspannungsversorgung zu erzielen, d.h. die Wellenform W.'.("Fig.· 6b), Die mit dem Emitter des Unijunction-Transistors UJT verbundene' Kapazität C wird anfänglich durch einen Emitterfolger. VT5 geladen, für den der steuernde Basisstrom über einen Emitterfolger VT4 aus dem Spannungsabfall abgeleitet wird, der an einem Widerstand Rl2 und einer Diode Dt durch den Kollektorstrom des Transistors VT1 erzeugt wird. Der Spannung am Konden- sator C wird ein Kosinus-Term (Wellenform Y, Fig. 6b) durch den Stromfluß in einem Widerstand R13 und einem einstellbaren Widerstand VR4 aus dem Signal V hinzugefügt. Wenn die Spannung am Kondensator C die Emitterdurchbruchsspannung TJ ¥' des Unijunction-Transistors UJT übersteigt, entlädt dieser Transistor die Kapazität G über die Primärwicklung P des Impulsübertragers PT. Der Strom in der Basis 2 des UJT-Trams tors wird während der Entladung von C durch den Widerstand R4 begrenzt; der Strom in VTS bzw. VT4 wird begrenzt durch die Widerstände Rl9 bzw. R2o. Die an den Sekundärwicklungen Sl, S2 des Impuls- "

Übertragers PT durch die Entladung der Kapazität G hervorgerufenen Impulse triggern einen der beiden Relaisthyristoren SCR4 und SCRS über die Spannungsteilerwiderstände R15, R16 und R17, R18, je nachdem welcher Thyristor während der betrachteten Ilalbperiode der Stromversorgung in Vorwärtsrichtung betrieben ist. Der in Vorwärtsrichtung betriebene und getriggerte Thyristor SCR4 leitet das Netzfrequenzsignal auf der

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Wicklung W1 des Transformators T2, gekappt durch einen reihengeschalteten Widerstand R21 und eine Zenerdiode ZD3, einem Spannungsteiler R22, R23 zu und triggert den leistungssteue rnden Thyristor SCR1 ; der in Vorv/ärtsrichtung betriebene und getriggerte Thyristor SCR5 triggert entsprechend den leistungsteuernden Thyristor SCR2 aus der Wicklung W2 über einen Widerstand R24, eine Zenerdiode ZD4 und einen Spannungsteiler R25, R26. Eine Selen-Spannungsstoßsperre SS begrenzt durch reversiblen Durchbruch übermässige Spannungsstösse, die anderenfalls an den Thyristoren SCR1 und SCR2 auftreten könnten; die sättigungsfähige Induktivität L begrenzt die Geschwindigkeit des Verbraucherstromanstiegs und schützt die Thyristoren SCR1 und SCR2 gegen fehlerhaftes Triggern,₍ verursacht durch schnelle Netzspannungsstösse; die Sicherung F schützt die Thyristoren SCR1, SCR2 gegen Verbraucherkurzschlüsse. Die Dioden D2 bis D5 fangen Überschwingungen der Hinterflanken auf den eltsprechenden Wicklungen des Impulsübertragers PT auf und die Kapazitäten C4, C5 schützen in Verbindung mit den Streuinduktivitäten des Transformators T2 die Thyristoren SCR4, SCR5 gegen fehlerhafles Triggern durch Netzspannungsstösse.

Wenn die Kapazität C entladen wird, triggert der entstehende Spannungsimpuls in der Sekundärwicklung S3 des Impulsübertragers PT einen Thyristor SCR3 über einen Spannungsteiler R36, R37. Der Thyristor SCR3 ahmt die leistungssteuernden

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Thyristoren'SCR1 und SCR2 nach und läßt das Signal V von der WicklungW3 des Transformators T2 und den Gleichrichtern B2 durch, um an einem Punkt PS eine Gleichstromnachbildung der gesteuerten Ausgangsspannung hervorzurufen. Bine sättigungsfähige Induktivität LF kann zwischengeschaltet werden, um die Geschwindigkeit des Spannungsanstiegs bei PS zu begrenzen, um die proportionale Angleichung an den Anstieg der Nennbelastung der Lampe L zu erreichen, wobei die Angleichung exakt für einen bestimmten Wert des Verbraucherwiderstands gemacht wird, aber die Induktivität L- versucht, die Leitung im Thyristor SCR3 am Ende jeder Halbperiode aufrecht zu erhalten; wenn SCR3 nicht am Ende jeder Iialbperiode der Stromversorgung zu leiten aufhört, verliert der Ausgang bei R38 die Proportionalität zu dem gesteuerten Ausgang von SCRl und SCR2, und die Steuerung ist verloren. Die Induktivität L 'ist nicht zwingend notwendig und kann kurzgeschlossen werden. Der Simulatorausgang bei PS wird durch R38 und den Kondensator C4 geglättet und wird als Rückführung für'.den-'erwähnten Zweck über eine Diode D6 und einen Spannungsteiler R39, R4o zur Basis des Transistors VTl benutzt. Bei CS zugeführte Gleichstromsteuersignale, geglättet durch den Widerstand R8 und den Kondensator C3, werden der Basis des Transistors VT2 zugeleitet, dessen Emitter den Emitter des Transistors VT1 über den Widerstandsteil eines Spannungsteilers VR24 speist. Der

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Spannungsteiler aus den Elementen R41, D8, R42 bestimmt die am Emitter eines Transistors VT3 erscheinende Spannung. Die Spannung an einem Widerstand R43 im Emitterkreis des Transis tors VT3 definiert daher die Emitter- oder Kollektorströme von VT3, wobei die Diode D8 thermische Änderungen in der Basis-Emitter-Potentialdifferenz von VT3 ausgleicht. Der Spannungsteiler VR24 wirkt als Mehrfachnebenwiderstand, der den konstanten Kollektorstrom von VT3 zwischen den Transistoren VT1 und VT2 entsprechend der Teilereinstellung aufteilt.

Im Betrieb stellt sich das System so ein, daß die Simulatorrückführungsspannung an der Basis von VT1 im wesentlichen gleich der Steuerspannung an der Basis von VT2 ist. Der Spannungsvergleicher VT1, VT2 und der Unijunction-Transistor-Triggerkreis ermöglichen hohe Verstärkung bei offenem Regelkreis trotz der Verluste in R38, R39 und R4o. Ein Verstürkungsherabsetzungsfaktor von mindestens Io ist leicht erzielbar für einen Steuerspannungsbereich von 2,5 V und einen Bereich der effektiven Ausgangsspannung von 25o V. Der Steuerspannungsbereich wird durch Wahl des Teilungsverhältnisses des Spannungsteilers R38, R39, R4o ausgewählt. Der niedrigste Ausgangspegel wird, wie nachstehend noch erläutert, auf Steuerspannung Null mit Hilfe von VR4 eingestellt, der die Amplitude des Kosinus-Terms an der Kapazität C steuert, und der Ausgangspegel von beispielsweise 2oo V effektiv, was einer

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Steuerspannung nahe dem Maximum, beispielsweise 2,0 V Gleichspannung entspricht, wird durch den Spannungsteiler VR24 eingestellt. Ein Widerstand R44 gibt dem Sys tan eine Vorspannung für Ausgang Null, wenn die Eingangsklemmen CS für das Steuersignal offen sind. Diode D1 kompensiert die temperaturbedingten Variationen des VTS-Basis-Emitter-Potentials; mit der Diode DI können nötigenfalls weitere Dioden in Reihe geschaltet werden, um eine möglichst geringe temperaturabhängige Gesamtänderung der Ausgangsspannung des Systems zu erzielen.

Wenn die Induktivität Lp vorgesehen ist und so bemessen, daß die Simulatorspannungs-Anstiegszeit gleich der Belastungsspannungs-Anstiegszeit ist, stellt die Rückführung eine getreue Machbildung der Ausgangsspannung in jeder Halbperiode dar, und die Steuerbeziehung ist die gleiche wie für die Rückkopplung nach Fig. 7, d.h. R_R proportional v, L proportional ν . Wenn I in Fig. 8 keine Rückkopplungsinduktivität Lp benutzt wird und der Ilerabsetzungs faktor der Rückkopplungsverstärkung groß ist, ergibt sich M = ·| Π - Cos (9_R + Θ_)Ιlinear proportional zu v, während die normierte effektive Ausgangsspannung

sin 2β 2θ_η ,

1/2

Wenn T_R - ImS bei 9o° für einen 5o Hz-Lichtregler bei voller

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Lampen-Nennbelastung, dann variiert Rp gemäß der Darstellung

in Fig. 4a. In diesem Fall ist R_D nahe proportional zu ν

3 5 bei niedrigem Pegel, wobei dann L proportional ν ' .

Zusammengefaßt ergibt für v<o,5 die lineare Steuerung der

3 normierten mittleren Spannung L proportional zu ν ohne reihen·

3 5

geschaltete Induktivität, L proportional zu ν ' für die Simulatorrückkopplungsschaltung nach Fig. 8 ohne Rückkopplungs-Drossel Lp und L proportional zu ν für die Gesamtrückkopplung nach Fig. 7, während die BühnenbeleuchtungsIngenieure L pro-

2
portional zu ν im allgemeinen als erforderlich bezeichnen.

Es hat sich gezeigt, daß die Systeme nach'den Fig. 7 und 8 verwendet werden können, um eine völlig befriedigende Beziehung der normierten Lichtausbeute L von Wolframdr^ahtglühlampen gegen eine normierte Steuerspannung ν über drei Dekaden von ν herzustellen, indem diese Schaltungen so eingestellt werden, ' daß sie bei Null Volt Steuerspannung eine geeignete Restausgangsspannung liefern. Beim Zusammensetzen der Schaltung nach Fig. 8 wird VR4 auf Null Volt Steuerspannung eingestellt, um eine normierte Restausgangsspannung R zu liefern, die je nach der Verwendung, die das Beleuchtungssystem finden soll, im Bereich zwischen o,l und o,25 liegen kann; VR24 wird so eingestellt, daß sich bei R_R = 1 auch ν « 1 ergibt. Wenn sich,

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7 /R wie in der Schaltung nach Fig. 8, eine Beziehung R_R = ν

und. L = (v⁷^⁸) ⁴ = v^ö*^S für einen Re Staus gang R₀ = O ergibt,

7/8 entsteht nun eine Beziehung der Form R_R = (a + (1-a) v) und

L = (a + (i-a) ν)³»⁵, mit R_Q = a⁷/⁸ und L₀ = a³»⁵ bei ν = 0 und -E. = L = I bei ν = 1. Die Beziehungen fürdas System nach Fig. P- sind in Fig. 9 für die normierten effektiven P.estaus-'gangsspannungen R = o,125, 0,187 und 0,25 gezeichnet; die sich ergebenden Lichtausbeutebeziehungen für L proportional Rp sind ebenfalls dargestellt, -.wobei' die entsprechenden normierten Ausgangspegel sind: L "■*> 0,00025, 0,001 und 0,004. Jvhnliche Ergebnisse lassen sich mit der Schaltung nach Fig. erzielen, vrenn RS einstellbar gemacht wird, um eine bestimmte Restausgangsspannung bei Steuerspannung Null zu erhalten.

T.'ir haben festgestellt, daß bei der \fcrwendung von VJolframdrahtlampen in Theater, wenn alle Lampen miteinander abgeblendet werden, eine ziemlich gut definierte maximale normierte Lampenspannung existiert, bei der die Lampen ein- und ausgeschaltet werden können, ohne daß sie merkliche Effekte hervorrufen; der entsprechende Uert von R_R liegt bei o,125. Zur Verwendung im Theater erhalten daher die Lichtregler eine Voreinstellung derart, daß R_Q^s-0,125 bei ν = 0.

Die Eigenschaften von Fernsehkameras und Fernsehempfängern

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sind derart, daß bei der heutigen Studiobeleuchtung Abschaltungen vermieden werden und eine höhere Mindestbeleuchtung eingehalten wird als beim Live-Theater. Für das Fernsehstudio sind die R s 0,25 bei ν = 0 entsprechenden Kurven der Fig.9 besser geeignet, und die Lichtregler für derartige Zwecke sind so voreingestellt, daß ein derartiger Restausgang erzielt wird. Fig. zeigt, daß die Schaltung nach Fig. 8, wenn sie für eine Restausgangs grös se R zwischen o,125 und o,25 eingestellt ist und mit Wolframdrahtlampen verwendet wird, eine Gesamtcharakteri-

2 stik ergibt, die zwischen L proportional zu ν und L proportional

3
zu ν in der oberen Dekade des Steuerspannungsbereichs liegt, und daß die Exponenten der Beziehung wesentlich abnehmen im Bereich der unteren Steuerspannungsdekaden.

Es ist bei der Schaltung nach Fig. 8 zweckmässig, das Potential am Widerstand R39 bei einer .etwas unter derjenigen Spannung liegenden Spannung "abzufangen", die durch Rückkopplungswirkung tei Steuerspannung Null erscheint. Eine kleine negative Steuerspannung führt dann dazu, daß eine Diode D7 das Potential bei R39 abfängt und dadurch die Rückkopplung über T₂, SCR3 und R38 unterbindet; das System arbeitet nun mit rückführungsloser Verstärkung bei jedem Anwachsen des negativen Steuerspannungseingangs und schaltet schnell ab. Das System kann also mit einem kleinen negativen Steuarsignal von seiner Restaus gangs spannung R_Q abgenommen werden, um abzuschalten. Die auf diese Weise

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in der Steuercharakteristik hervorgerufene Unstetigkeit kann scharf oder abgerundet ausgebildet sein, je nachdem ob der Spannungsteiler R24, R25 eine niedrige oder eine hohe Aus- ■ gangsimpedanz gegenüber demSpannungsteiler R39, R4o darstellt.

Die in Verbindung mit den Fig. 7, 8 und 9 beschriebenen Schaltungen sind speziell für die Steuerung von Wolframdraht-Glühlampen hoher Leistungsaufnahme entwickelt worden. Natürlich lassen sich diese Schaltungen so anpassen, daß beliebige wechselstrombetriebene Lampen oder andere Einrichtungen gesteuert werden, deren Ausgangsgrösse von dem Stromflußwinkel des Versorgungsstroms abhängt.

Simulatorrückkopplung kann angewandt werden, wenn eine richtige Ausgangsrückkopplung unzweckmässig, schwierig oder unmöglich ist. Simulatorrückkopplung wendet eine eingeschränkte Rückkopplungsschleife an, die den tatsächlichenAusgangszweig und dessen Treiberwandler nicht benutzt sondern Nachbildungen davon. f Da der Simulator nicht die Wirkungen von Belastungsänderungen nachahmt, reduziert die Rückkopplung nicht die Ausgangsimpecknz des Systems.Die Rückkopplung nach Fig. 8 ist daher nicht abhängig von den Ausgangsspannungen; sie bildetjdie Ausgangsspannung nach und die Nachbildung ist unvollständig.

Die Simulatorrückkopplung nach Fig. 8 ist gegenüber der -Rück--

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-3ο-

kopplung des wahren Ausgangs nach Fig. 7 vorzuziehen, weil die geringere Ausgangsimpedanz nach Fig. 7 nur die Schwierigkeiten vergrössern könnte, die beim Schutz des Thyristors entstehen, indem der Kaltstart-Stromstoß bei einer UoIframglühlampen-Belastung vergrössert wird.

Patentansprüche:

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Claims (1)

1. [Belegexemplar

   J Darf nicht geändert wei Jen

   -31-

   P a t c η t a η s ρ χ ü c he;

   1· elektrisches Steuerungssystem, enthmltend - wirkungs- -

   massig in Serie zwischen die Anschlüsse an eine elektrische Stromversorgung und die Anschlüsse für eine Belastung geschaltet - mindestens eine elektronisch getriggerte Schalteinrichtung der beschriebenen Art ₉ dadurch gekennzeichnet, daß das System einen Rückkopölungskreis enthält» der einer Schaltung, die die Spannungen steuert» die der Steuerelektrode oder den Steuerelektroden der einen oder den mehreren ScUalteinrichtungen zugeführt sind, eist Sjpumu&g zuführt, die von den Mittelwert in Jeder H*ll>p»riodt der zwischen den Anschlüssen für die Belastung herrschenden i Spannung oder einer Nachbildung dieser Spannung abhtngt·

   2· Steuerungssystem nach Anspruch l_r gekennteichnet durch eine Hinrichtung zum Unterbrechen der Wirkung der Rückkopplungsschaltung in eines Punkt des Steuerbereichs In der Nähe der niedrigstenAusgangsgrösse des Bereichs·

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   BAD ORIGiNAL

   3* Steuerungssystem nach Anspruch 1 oder Z₉ dadurch gekennzeichnet, daß wirkungslossif in Serie zwischen die Anschlüsse an eine Strowersorgungsquele und Anschlüsse für eine Belastung mindestens tine der beschriebenen Schalteinrichtuugen angeordnet ist, ferner eine Sicherung oder ein anderer geeigneter Leistungsschalter und eine In· duktivit&t Fiit f er rowagne ti sehest Kern, der ii bestimmten Umfang in Abhängigkeit ron dea benutzten maximalen Belastungsstrora gesättigt wird·

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   BAD ORIGINAL