DE1763367B2

DE1763367B2 - Lichtsteuersystem

Info

Publication number: DE1763367B2
Application number: DE1763367A
Authority: DE
Inventors: Anthony Leonard London Isaacs
Original assignee: Thorn Electrical Industries Ltd
Current assignee: Thorn Electrical Industries Ltd
Priority date: 1967-05-15
Filing date: 1968-05-15
Publication date: 1974-02-14
Also published as: DE1763367C3; GB1179001A; NL164978C; US3588598A; SE348921B; NL6806885A; DE1763367A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Lichtsteuersystem, bei dem die eine Klemme einer elektrischen Stromversorgung mit einem Ende einer Beleuchtungslast verbunden ist, mit einem Eingangszweig, der die andere Klemme der elektrischen Stromversorgung mit der anderen Klemme der Beleuchtungslast verbindet und zumindest eine elektronisch betätigte Stromsteuervorrichtung umfaßt, wobei eine Steuerschaltung Steuersignale an die Strom-Steuervorrichtungen) anlegt und eine Rückkopplungsschaltung vorgesehen ist, die die Steuersignale beeinflußt.

Dem mit der Technik der Bühnenbeleuchtung befaßten Fachmann ist es bekannt, daß die Helligkeit von Lampen für derartige Anwendungszwecke mit dem Quadrat des Steuerwerts des Lichtreglers variieren sollte; d. h., wenn die Lichtreglersteuerung eine lineare Spannungssteuerung darstellt, die ein normiertes Ausgangssignal tatsächliche Steuerspannung

Steuersignal und HeUigkeitsausbeute nur bei den oberen beiden Dekaden der normierten Heiligkeitsausbeute (L = 1,0 bis L = 0,001) anwendbar ist, d. h. von υ = 1,0 bis ν = 0,1; unterhalb von ν = 0.1 ist die quadratische Abhängigkeit zu grob, wenn eine befriedigende Steuerung entweder von Hand oder durch ein linear mit der Zeit variierendes Steuersignal erzielt werden soll. Es hat sich gezeigt, daß bei ein-rni Steuerungssignal v, das einen Effektivbereich von 1000:1, also drei Dekaden, umfaßt, der Exponent von v, mit dem L variiert, in allen Dekaden, mit Ausnahme der oberen Dekade von v, erheblich verkleinert werden muß; so kann z. B. für Fernsehzwecke, wo ein Verhältnis 500:1 der normierten Helligkeit L erreicht werden soll, L proportional v² für 1,0 > ν > 0,1 gelten kann, jedoch L proportional v¹'² für 0,1 > ν > 0,01 und L proportional v¹'⁸ für 0,01 > ν > 0,0001. Bei Theaterbeleuchtungen mit einem Bereich von 10 000 :1 der Helligkeit kann gelten: L proportional v² für 1,0 > ν > 0,1, L proportional 1· für 0,1 > ν > 0,01 und L proportional v¹'⁴ für 0,001 > ν > 0,0001. Die erwähnten spannungsgesteuerten Lichtregler können daher so arbeiten, daß in der höchsten Dekade des Steuerungsspannungsbereichs 1,0 > ν > 0,1, die normierte Helligkeit proportional zum Quadrat der normierten Steuerspannung ν ist, aber in den unteren Dekaden von ν sollte die Beziehung dem Gesamtbereich der normierten Lichthelligkeit angepaßt sein. Für Bühnenbeleuchtungen werden im allgemeinen Wolframdraht-Glühlampen benutzt. In einer für diesen Zweck gebräuchlichen 5-kW-Lampe kann die normierte Lichthelligkeit

maximale Steuerspannung

liefert, und wenn der sich ergebende Wert der Ausgangsgröße der Helligkeit

tatsächliche Helligkeitsgröße
maximale Helligkeitsgröße

ist, so sollte L variieren mit v². Der erforderliche Bereich der Helligkeitsvariation einer Bühnenbeleuchtung ist groß, vor allem, wenn so dramatische Wirkungen erzielt werden sollen, wie sie Übergänge von voller Helligkeit zu völliger Dunkelheit darstellen: Der erforderliche Helligkeitsbereich kann sich (im Fernsehbereich) wie 500: 1 verhalten, auf der Theaterbühne sogar wie 10 000: 1. Es zeigt sich jedoch, daß die allgemein bevorzugte quadratische Abhängigkeit zwischen

l—i

tatsächliche Lampenhelligkeit

R =

höchstzulässige Lampenhelligkeit
variieren für 1,0 > R > 0,1, wobei

tatsächliche effektive Lampenspannung
höchstzulässige effektive Lampenspannung

ist und mit R* für R < 0,1; bei einer 200-W-Lampe mit höherer Lebensdauer kann L mit R^A innerhalb des gesamten Arbeitsbereichs der Lampe variieren. Wenn L proportional R⁴ nahe R = 1 ist und wenn L proportional v² in der Gegend von ν = 1 verlangt wird, wird auch R proportional v¹² in der Nähe von ν = 1 verlangt; ist L proportional R³·⁵, wird R proportional ,,0.67 fü_r L proportional r².

Aus der USA.-Patentschrift 3 193 728 ist ein Lichtsteuersystem der eingangs erwähnten Art bekannt, bei dem die Rückkopplung von der Spannung über der Beleuchtungslast abgeleitet wird. Da eine derartige negative Spannungsrückkopplung, die von den Klemmen der Ausgangsbelastung eines Systems mit hoher Spannungsverstärkung abgeleitet wird, den Innenwiderstand des Steuersystems an den Klemmen der Beleuchtungslast reduziert, ergibt sich ein plötzliches Ansteigen des Stromes bei Kaltstart, wenn die Beleuchtungslast beispielsweise eine Wolframlampe ist. Bei der bekannten Schaltung wird deshalb ein Begrenzungssystem benötigt, das aus einer Drossel, drei weiteren Elementen und der Wicklung eines Transformators besteht, um den Spannungsstoß bei Kaltstart aufzufangen.

Die USA.-Patentschrift 3 243 653 zeigt ein ähnliches Steuersystem mit von der Spannung an der Beleuchtungslast abgeleiteter Rückkopplung. Da diese den

Kaltstart-Stromstoß verschlimmert, ist zur Begrenzung :in Brückensystem mit antiparallelgeschalteten Steuerbaren Gleichrichterpaaren in dem C'ileichspannungsdiagonalarm vorgesehen. Hierdurch wird zwar zu einem gewissen Teil die Reduzierung des Innenwiderstandes des Steuersystems aufgehoben, die Brückenanordnung ist jedoch kostspielig, benötigt eine hohe Gesamtspannung, und der Leistungsverlust ist hoch; außerdem ist dieses Steuersystem empfindlich für induktive Lasten, beispielsweise Lampen mit isolierten Transformatoren.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein Lichtsteuersystem der eingangs genannten Art derart zu verbessern, daß keine Reduzierung des Innenwiderstandes des Steuersystems an den Klemmen der Beleuchtungslast auftritt und somit der Kaltstart von Wolframlampen ohne schädlichen Einfluß auf das Lichtsteuersystem ist.

Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erzielt, daß eine Simulationsschaltung vorgesehen ist, die von der Stromversorgung gespeist wird und mindestens eine ao weitere elektronisch betätigte Strorasteuervorrichtung in Reihe mit einer Simulationslast enthält, ^ie nicht direkt mit den Klemmen der Beleuchtungslast verbunden ist, in der jedoch der Betrag und der Phasenwinkel des Stromes diejenigen Werte simulieren, die in einer parallel zur Beleuchtungslast geschalteten konstanten Widerstandsausgangslast auftreten würden, und daß die Simulationslast derart angeordnet ist, daß der Innenwiderstand des Steuersystems an den Klemmen l ih klih i id

rator G erzeugt und zwischen Steuerelektrode und Kathode jedes Thyristors über getrennte Sekundarwicklungen Sl und S2 eines Impulsübertragers,Γ1 angelegt. Ferner sind Widerstände Ri, Rl vorgesehen, die Unterschiede der Steuerelektroden-Eingangsimpedanz der Thyristoren ausgleichen. Der Stromnuüwinkel in dem Verbraucher wird durch das Zeitpro· gramm der Triggerimpulse innerhalb der Halbpenooe der Stromversorgung bestimmt. Dieses Zeitprogramm kann z. B. verändert werden durch ein Steuersignal, das den Klemmen CT des Triggergenerators G zuge-

führt wird. . ,

Der Zusammenhang zwischen Triggerimpulsen und. Ausgangsspannung oder -strom ist bei a bzw. b der F i g. 2 dargestellt. Wenn φ die Phasenverzögerung im Bogenmaß zwischen dem Anfang einer Halbwelle und dem Beginn des Triggerimpulses (bei b) darstellt, ist der Stromflußwinkel Θ = π — φ. Es läßt sich nacnweisen, daß der normierte Mittelwert M der Belastungaspannung in jeder beliebigen Spannungsveisorgung gegeben ist durch

_{M =}

tatsächliche mittlere BelastungjVolQ. maximale mittlere Belastung (Volt)

_ J_ (i — cos Θ) = sin² — 2 2

Innenwiderstand des Steuersystems an den Klemmen und daß der normierte Effektivwert R der tseiasiungbder Beleuchtungslast nicht merklich verringert wird. 30 spannung gegeben ist durch

Durch die Anordnung der Simulationsschaltung wird die Spannungstrennlinie des Reglers verformt, _{R =}

jedoch der Innenwiderstand des Systems nicht reduziert.

Die Grundlagen der Erfindung sowie eine Auslunrungsform derselben werden nachstehend an Hand der Zeichnungen beschrieben. Es zeigt Fig. 1 eine bekannte Lichtsteuerschaltung,

F i g. 2 ein Diagramm für die Beziehung zwischen l i d Shl h

maximale effektive Belastung (Volt)

vQ sin 26M¹'²

= —

2-τ J

Wenn der normierte Stromflußwinkel Θ'π ir,,jeder

F i g. 2 ein Diagramm für die Beziehung zwischen Halbperiode gleich der normierten ^ Z

der Triggerimpulssteuerung in der Schaltung nach 4° gemacht wird, so daß fur ν = 1 W -

^{schaltunsntch}

1 irhraeuerschalttinn
Lieh Sleuerghal ung

_{der wir}.

bcreichs unwirksam sind; außerdem zeig, »ch, daß >' < 0,5/S proportional .··^! ist, d. h„ wenn eine MHM. proportional R-. dann ist sie proportion= Λ die

der Scha„u„_g „ach _t i , S ^^^T^

tfSSÄS: Verfahren zum Steuern einer _5S L"S"*ichLni_g und erreichen _s,eiehz«_iti_g den Wechselstromleistung werden Thyristoren (siliziumge- Wert 1 o_{tpllpnm(? ist} erzielbar wenn die nor-

SCRl ..nd SCR! antiparallel in Serie zwischen den Fig.

angenommen wird. Zum Verbraucher L gelangt erst _R _veri_äuft asymtotisch zu-y v³ * fur ν 0,3. so daß L

in jeder Halbperiode einer thyristorgesteuerten Stromversorgung linear proportional der normierten Steuerspannung ν gemacht werden kann. Derartige rückführungslose Steuerungen sind beispielsweise in Fig. 8 bis 14 auf S. 132 des Buches »Silicon Controlled Rectifier Manual« der General Electric Company of America (3. Ausgabe, 1964) dargestellt. Eine ähnliche Anordnung ist in F i g. 5 gezeichnet, wobei die Signalform V, W, X, Y und Z aus den F i g. 6a, 6b und 6c an den entsprechend gekennzeichneten Schaltungszweigen der F i g. 5 auftreten. Nach F i g. 5 erzeugen ein Transformator T und Gleichrichter B eine Ausgangsgröße mit der Signalform V nach F i g. 6a. Diese Signalform wird mittels eines Widerstandes R3 und einer Zenerdiode ZD gekappt, um das unterbrochene Signal W nach F i g. 6a zu erzielen. Das Signal W wird dem Anschluß an der Basis 2 einer Doppelbasisdiode UJT über einen Strombegrenzerwiderstand Λ4 zugeführt, und der Anschluß an der Basis Bl der Doppelbasisdiode wird über die Primärwicklung des Impuls-Übertragers PT mit der Null-Leitung 0 V verhiinden. Der Emitter der Doppelbasisdiode liegt an einem Kondensator C, der über eine Diode D schnell zu Beginn einer Halbperiode der Stromversorgung durch das Signal ,V (F i g. 6b) aufgeladen wird: dieses Signal .V erscheint am Schleifer eines Spannungsteilers VR6. Über einen Hochohmwiderstand R5 lädt das Signal V den Kondensator C, wodurch eine Kosinus-Komponente, nämlich die Signalform Y (Fig. 6b), dem Potential des Kondensators hinzugefügt wird. Die Doppelbasisdiode hat die Eigenschaft, daß dann, wenn die Basis 2 auf das Potential W gebracht wird, ein Anteil η W dieses Potentials in der dem Emitter gegenüberliegenden Basisregion erscheint. Liegt die Emitterspannung unterhalb η W\ ist die Emitter-Basis-Strecke in Sperrichtung betrieben, und es fließt kein Emitterstrom. Übersteigt das Emitterpotential den Wert η W, so fließt der Emitterstrom, und die Doppelbasisdiode leitet stark zwischen Emitter und Basis I, wobei der Kondensator C über die Primärwicklung des Impulsübertragers PT entladen wird und Impulse Z (F i g. 6 c) an den Klemmen der Sekundärwicklung erzeugt werden. Ist der Strom im Widerstand RS niedriger als der »Tal«-Strom der Doppelbasisdiode, so hört diese auf zu leiten, sobald der Kondensator C entladen ist, und dieser lädt sich über die Diode D und den Widerstand R5 wieder auf. in jeder Halbperiode der Stromversorgung kann eine Folge von Trigger-Impulsen erzeugt werden, aber nur der erste Trigger-Impuls in jeder Halbperiode wird zum Zünden eines Thyristors benötigt; dann bleibt der Thyristor leitend, bis das Vorzeichen der Stromversorgung am Ende der Halbperiode wechselt. Der Ausgangsstrom durch die Lampe L verläuft wie in F i g. 6d angegeben.

Es läßt sich nachweisen, daß sich M linear von 0 bis 1 bewegt, wenn folgende Annahmen gemacht werden: Spitzenwert von V ist V, die Periode der Stromversorgung ist T₀= -j-, 7"₅ = CR*, (wobei C und A₅ die

/o

Werte der Kapazität C und des Widerstandes R_s sind); M bewegt sich dann linear von 0 bis 1, sobald X sich von

bis η W ändert.
Wenn Thyristor-Lichtreglerschaltungen nach den F i g. 1 oder 5 zur Steuerung der Bühnenbeleuchtung in Fernsehstudios benutzt werden, lassen sich Leistungen in der Größenordnung von LOO kW steuern. Beim Triggern stellenThyristoren die volle Leistung innerhalb von etwa I \ls her. Die schnellen Vorderflanken derart großer geschalteter Leistungen können Anlaß zu starken induzierten und ausgestrahlten Feldern geben, welche die Mikrophonkreise des Studios stark stören. Um derartige Effekte so klein wie möglich zu halten,

ίο ist es erforderlich, Induktivitäten in Reihe in das Steuersystem einzubauen, um die Geschwindigkeit der Stromänderung zu begrenzen.

In einem System nach F i g. 1 läßt sich eine reihengeschaltete Induktivität zwischen den Thyristoren und dem Verbraucher oder zwischen den Thyristoren und der Stromversorgung unterbringen. Wegen seiner Zwischenschichtkapazität kann ein Thyristor zufällig auch durch kapazitive Kopplung eines schnell ansteigenden Anodenspannungs-Einschaltstoßes mit seiner Steuerelektrode getriggert werden. Im allgemeinen hat der Benutzer eine bessere Kontrolle über die Belastungsstöße als über die Netzstöße, so daß die Induktivität vorteilhafterweise zwischen die Thyristoren und das Netz gelegt wird, wo sie die Thyristoren gegen fehlerhafte Triggerung schützt, die durch Netzstöße hervorgerufen wird.

Die Übergangszonen und die Wärmekapazität von Thyristoren sind klein; Thyristoren können innerhalb von Millisekunden zerstört werden, wenn sie in eine Kurzschlußbelastung eingeschaltet werden. Mechanische Leistungsschalter sind im allgemeinen in ihrer Arbeitsweise zu langsam, als daß sie einen wirkungsvollen Schutz bieten könnten; flinke Sicherungen können einen geeigneten Schutz bei Belastungen mit konstantem Widerstand bieten, sie sind aber unbrauchbar, wenn es sich darum handelt, Wolframdrahtglühlampen aus kaltem Zustand einzuschalten. Der Kaltwiderstand einer Wolframdrahtlampe liegt sehr viel niedriger als ihr Brennwiderstand; wenn eine 5-kW- oder 10-kW-Wolframdrahtlampe von kaltem Zustand mit voller Leistung eingeschaltet wird, kann sie einen Anfangsstrom aufnehmen, der zehnmal so hoch ist wie ihr normaler Strom bei voller Leistung, und es kann 100 oder 250 ms dauern, bis er auf 30% seines Anfangswerts zurückgeht. Auch können aus Sicherheitsgründen auf dem Boden stehende Lampen im Fernsehstudio oder auf der Theater*.ühne an 110 Volt angeschlossen sein, während Hängelampen oder andere feststehende Beleuchtungskörper mit 240 Volt arbeiten; derartige 110-Volt-Lampen oder Lampengruppen können an 240-Volt-Lichtreglern über Abwärtstransformatoren betrieben werden, die einen erheblichen Magnetisierungsstromstoß beim Einschalten aufnehmen. Von einer Schutzsicherung werden daher spezielle Eigenschaften verlangt; sie muß schmelzen, ehe die Thyristoren durch einen Belastungskurzschluß zerstört werden, müssen aber den Kaltstart-Stromstoß einer den Lichtregler voll belastenden Wolframdrahtlampe aufnehmen und/oder den Einschalt-Magnetisierungsstromstoß eines Transformators für eine derartige Lampe, ohne dabei durchzuschmelzen. Sogenannte »crowbare-Schutzschaltungen, die das Netz zwischen Sicherung oder Leistungsschalter und den leistungssteuernden Thyristoren in Abhängigkeit

von dem elektronischen Nachweis einer Störung am Ausgang kurzschließen, sind unwirtschaftlich; die »crowbar«-Thyristorcn müssen Leistungsdaten haben, die ebenso groß oder größer sind als die der Steuer-

thyristoren, wenn sie diese schützen so.len und gleich- Netzspannung mit E bezeichnet wird, ist die Anfangszeitig selbst unzerstört bleiben sollen. geschwindigkeit des Stromanstiegs ungefähr -^-,

Eine reihengeschaltete '"^^X^J'^^ Γ d Phikl it gemessen vom Beginn

itig selbst unze gg ^

Eine reihengeschaltete '"^^X^J'^^ „Γ- wobei _T, der Phasenwinkel ist, gemessen vom Beginn

wodurch die Dauer des Fehlerzustands verlängert w.rd. _{stiegsstrom ist} ϊψ? , wobei Λ,, den W.derstand des

Es wurde festgesteHt, daß eine '^»ktmtat einer _ers ^uM. In dem Bereich von _T, in dem

Größe, wie sie erforderlich .st, um eine . ^usre1™™^ _die Versorgungsspannungen während der Anst.egs-

Unterdrückung der Störung und einen _ausregehenden a.e y ψ ν wesentlich ändern, etwa zw.schen

Schutz gegen fehlerhaftes Triggern durch NctzsU'ße zu .^eiloae _{= 135}„ _{ist die} Anstiegszeit Γ« der

erzielen, einen Kurzschlußfehlerzust^ Verbraucherspannung oder des Verbraucherstroms

rcchterhalten eines Bogens in der Schutzsicherung oaei , . r L₁ _Fo p;a_t sich dem Leistungsschalter so weit verlängert, daß die 15 _annänernd gegeben durch _R= -^-. Ls UIJt sich

Steuerthyristoren zerstört werden, bevor die btor- ^^ ^ ^ ^^ ^.^ _{der normierte MiUe}|.

^SltSh?Äme können bei anderen elektronisch wer.,*, einer derartigen Wellenform gegeben ,st

oeiriegerten Schaltanlagen auftreten, die im Rahmen durch

dieser Anmeldung als Einrichtungen definiert sind, die *o ^ _{= 1/2} 1 _ cos©, 4- -- sin ö, ,

in ihren leitenden Zustand getriggert werden können \ 2 /

Sem SÄ ÄfiM V und der normierte Effektivwert «. ist gegeben durch h

ATE Sem SÄ ÄfiM V

nung umgekehrten Vorzeichens einer geeigneten Elek- ₌ [ Θ, _ ^sin^* u. ²⁰ZL _sin» Θ I''"

^UtrS^nen Ausführungsform de;-Jg- * " _LV " 2. ' 3» 1

dung ist eine Induktivität mit ^ferroma.^g"! '«^pn deten wobei 0« der Winkel des Anstiegsstromflusses und Θ, vorgehen, die in Abhängigkeit vor,ι dem £™™f™ _{der winke}l des sinusförmigen Stromflusses ist. maximalen Belastungsstrom in wesentlichem Umlang ^ ^ ^^ _{Schaltung gem}äß F 1 g. 7 ist sehr siesättigt wird. ,,····, j„ n_m«H ähnlich der bereits beschriebenen Schaltung nach - Die in einer derartigen Induktivität oder £ro»ci Zwischen den Stromversorgungsanschlüssen unter Kurzschlußbedingungen gespeicherte tnergie „. · ^ ^_{n Thyristoren} SCRl und SCRl liegt eine kann für die durch eine Sicherung zu beseitigende ^ . _{Reihe mit einer} sättigungsfähigen InStörung, bevor die die Leistung steuernden Thyristoren biene _{Der Gradi} ._{n dem der Kern d!eser In}_

oder sonstigen Schalteinrichtungen zerstört-werden, 35 J^ _{ivitäesäuit wirdJst} durch den Entwurf festgeausreichend klein gehalten werden, während die an-

fänglich ungesättigte Induktivität der Drossel se^rou ^ Rückführung kann bei dem System nach F i g. 5

Behalten werden kann, daß eine ausreichende ^"g _{h Verwendung} eines Transformators T₁ und eines

unterdrückung und ausreichender Schutz der Leistungs- _chricntersystems B₁ erfolgen. Die den Anschlüssen sieueruna gegen fehlerhaftes Triggern infolge von ₄° u^ _zu2eführte ^J _{n upd durch einen} widerstand RS und

Stromstößen aus dem Netz erreicht wird. i Kondensator C3 gefilterten Steuersignale werden

Die zu sättigende Induktivität wird y^orzug^s%veise _{der Basis eines} Transistors VTl zugeleitet, während

zwischen den Netzanschlußklemmen und «rbcnaii Transformator T_x und Gleichrichtersystem B₁

einrichtung bzw. den SchaUeinnchtungen angeo dnet. ^ _dessen Mittelwert proportional

Es hat sich bei einem 50-Hz-Lichtregler a s ,»<«=k _{minieren Ausgangsspannung an} den Klemmen 12, mäßig erwiesen, die zu sättigende Ind"™^ „° ^z _{13 des} Verbrauchers L in einer beliebigen Halbperiode dimensionieren, daß eine Anstiegszei^der Ausgngs ^ _{Spannungsteiler Λ10}, All geführt und spannung von etwa 1 ms fur eine 90 "^ScnJ^tu"!^_{e an}' _die Basis eines zweiten Transistors »TI gegeben Leistungtreglers in die volle Nennbelastung der Lampe Transistoren KTl und VTl mit einem geerzielt wird und die Sättigung bei f^*^, 9^j¹" ⁵ _meinsamen Emitterwiderstand J?9 bilden einen D.ffevollen Belastungsstrom bei voller Ausgang«^ _rentialverstärker, der am Widerstand Rl eine Spanbesinnen, wobei thermische Belastungsstoße außer rem ^^ ^ _{pr£)portional dem uberschuß} des

acht gelassen werden. . Kompromiß Steuersignals über das Rückkopplungssignal ist. Die

Das ergibt im Störungsfall einen guten K°"P/°™£ Doppelbasisschaltung arbeitet wie in den F 1 g. 5 und 6 mischen geringster Störungserzeugung und genngster 55 ^pp^ _{erscheinen signalformen} V, W, X und Y

Enersiespeicherung. Mit einer derartigen »mgu g _{an den ebenso bezeichneten} Leitern in

fähigen Drossel in der stromführenden Leitung_ oer y _ _{β ? £}^ .^ ^^. ^ _{beachterl) daß die} signalformen

leistunessteuernden Thyristoren kann man eine 51er. ^ _{fi h}__{er mit Bezugnahme auf die} Spannung

rung wählen, die dem Stromstoß einer e» l> X in F i g. 7 zu verstehen sind. Darüber hm-

regler voll belastenden WoI «»^jT^aitet aus ist die Signalform X nun proportional der Ehffe-

dem kalten Zustand zu voller Helligkeit |^esc^ _{fenz zwischen} dem Steuersignal und dem Mittelwert

wird, widersteht aber die Thyristoren ^u^ⁿ"^ _der Ausgangsspannung in einer beliebigen Halbpenode

Einrichtungen im Falle eines Belastungskurzsciuusses ^ _Stro ^S _mversorgung. Der Differentialverstärker VTl, schützt. ... ^ ^rH _kann 65 VTl trägt zur Rückkopplungsschleifen-Verstarkung

Wenn eine derartige Induktivität benutzt wird, kann 5 ^ |_{cherung F und die} sättigungsfähige Induk-

die Vorderflanke der Wellenform der-AusgMgsspan _t ^ _{scMtzen die die Le}i_stung steuernden Thyri-

nung einem linearen Anstieg angenähert werden, vv e ^ _5Ci?2 ^ Verbraucherkurzschlüsse, die Anfangsinduktivftät der Drossel L₁ und die höchste

und ein Widerstand R6 begrenzt den von einem Emitterfolger-Transistor VT3 lieferbaren Strom, wenn die Doppelbasisdiode UJT den Kondensator C entlädt. Eine solche Rückkopplung führt die gleiche Verringerung d^r Nichtlinearität der Steuerung wie der Empfindlichkeit der Steuerung herbei, so daß dann, wenn der Faktor der Steuerungsempfindlichkeitsverringerung groß gemacht wird, indem die Verstärkung bei offenem Regelkreis groß gemacht wird, der Mittelwert Mα der Ausgangsspannung der Steuerspannung genau folgt, trotz der Fehler in der Steuerungsbeziehung in dem offenen Regelkreis. Daher läßt sich die mittlere Ausgangsspannung in jeder Halbperiode der Stromversorgung genau proportional zum Steuersignal machen. Da jedoch die Steuerung in jeder Halbperiode nur einmal ausgeführt werden kann, ist die nutzbare Rückkopplungsschleifen-Verstärkung, wie in einem Stichprobensystem, durch Stabilitäts-Erwägungen begrenzt.

Das System nach F i g. 7 wird so eingestellt, daß die Rückkopplungsspannung an der Easis von VTl im wesentlichen gleich dem Steuersignal an der Basis von VTl ist: die Regelungsempfindlichkeit ist demnr.ch primär durch das gesamte Spannungsteilungsverhältnis des Transformators T₁ und der Widerstände /?10 und as Λ11 bestimmt.

Wenn die sättigungsfähige Induktivität nach F i g. 7 so gewählt ist, daß eine Anstiegsdauer von etwa 1 rrsec entsteht, sofern das System eine 50-Hz-Stromversorgung um Θ_$ ?* 90° schaltet, dann sind Mn und Rr im wesentlichen gleich für alle Werte zwischen 0 und 1. Daher ist in diesem Fall nach F i g. 7 die normierte effektive Ausgangsspannung Rn im wesentlichen proportional der normierten Sleuerspannung ν gegenüber einer Beziehung/? proportional v³'⁴ bei einem System ohne sättigungsfähige Induktivität. Wenn die normierte Lampenhelligkeit mit R" variiert, ist im vorliegenden Fall L proportional v⁴, während ohne Induktivität L proportional v³ ist.

Eine Rückkopplung, wie sie in F i g. 7 durch T₁. B₁ geboten wird, kann an der Ausgangsgröße des Systems aus Transformator Γ und Gleichrichter B nach F i g. 5 eingeführt werden, sofern ein weiterer Thyristor verwendet wird, um cie Wirkung des Leistungssteuerungsthyristors nachzuahmen.

Daher erzeugt in der Schaltung nach F i g. 8 eine Simulationslast aus Transformator T₂ und Gleichrichter B₂ und gegebenenfalls der Induktivität Lf die Signalform V (F i g. 6a) am Leiter A. Die Signalform •wird durch die Zenerdioden ZD1, ZDl gekappt, um für das Steuersystem die unterbrochene Hochspannungsversorgung zu erzielen, d. h. die Signalform W (F i g. 6b). Der mit dem Emitter der Doppelbasisdiode UJT verbundene Kondensator C wird anfänglich durch einen Emitterfolger VTS geladen, für den der steuernde Basisstrom über einen Emitterfolger VT4 aus dem Spannungsabfall abgeleitet wird, der an einem Widerstand R12 und einer Diode Dl durch den Kollektorstrom des Transistors VTl erzeugt wird. Der Spannung am Kondensator C wird ein Kosinus-Term (Signalform Y, F i g. 6b) durch den Strornfluß in einem Widerstand R13 und einem einstellbaren Widerstand VRA aus dem Signal Vhinzugefügt. Wenn die Spannung am Kondensator C die Emitterdurchbruchsspannung^Wder Doppelbasisdiode 1777"übersteigt, entlädt diese den Kondensator C über die Primärwicklung P des Impulsübertragers PT. Der Strom in der Basis Bl von UJT wird während der Entladung von C durch den Widerstand RA begrenzt; der Strom in VTS bzw. VTA wird begrenzt durch die Widerstände Λ19 bzw. RlQ. Die an den Sekundärwicklungen Sl, Sl des Impulsübertragers PT durch die Entladung des Kondensators C hervorgerufenen Impulse triggern einen der beiden Relaisthyristoren SCRA und SCR5 über die Spannungsteilerwiderstände R15, R16 und Λ17, Λ18, je nachdem, welcher Thyristor während der betrachteten Halbperiode der Stromversorgung in Vorwärtsrichtung betrieben ist. Der in Vorwärtsrichtung betriebene und getriggerte Thyristor SCRA leitet das Netzfrequenzsignal auf der Wicklung Wl des Transformators Tl, gekappt durch einen reihengeschalteten Widerstand Λ21 und eine Zenerdiode ZD3, einem Spannungsteiler RIl₁ R13 zu und triggert den leistungssteuernden Thyristor SCRi: der in Vorwärtsrichtung betriebene und getriggerte Thyristor SCR 5 triggert entsprechend den leistungssteuernden Thyristor SCR2 aus der Wicklung Wl über einen Widerstand RIA, eine Zenerdiode ZDA und einen Spannungsteiler Λ25, R16. Eine Selen-Spannungsstoßsperre SS begrenzt durch reversiblen Durchbruch übermäßige Spannungsstöße, die anderenfalls an den Thyristoren SCRl und SCR2 auftreten könnten: die sättigungsfähige Induktivität L_s begrenzt die Geschwindigkeit des Verbraucherstromanstiegs und schützt die Thyristoren SCR 1 und SCR 1 gegen fehlerhaftes Triggern, verursacht durch schnelle Netzspannungsstöße: die Sicherung/⁷ schützt die Thyristoren SCR 1, SCR2 gegen Verbraucherkurzschlüsse. Die Dioden Dl bis DS fangen Überschwingungen der Hinterflanken auf den entsprechenden Wicklungen des Impulsübertragers /Tauf, und die Kondensatoren CA, CS schützen in Verbindung mit den Streuinduktivitäten des Transformators Tl die Thyristoren SCRA, SCR5 gegen fehlerhaftes Triggern durch 'Netzspannungsstöße.

Wenn der Kondensator C entladen wird, triggert der entstehende Spannungsimpuls in der Sekundärwicklung 53 des Impulsübertragers PT einen Thyristor SCR3 über einen Spannungsteiler R36, /?37. Der Thyristor SCR3 ahmt die leistungssteuernden Thyristoren SCRl und SCRl nach und läßt das Signal V von der Wicklung W3 des Transformators Tl und den Gleichrichtern Bl durch, um an einem Punkt PS eine Gleichstromnachbildung der gesteuerten Ausgangsspannung hervorzurufen. Eine sättigungsfähige Induktivität LF kann zwischengeschaltet werden, um die Geschwindigkeit des Spannungsanstiegs bei PS zu begrenzen und damit die proportionale Angleichung an den Anstieg der Nennbelastung der Lampe L zu erreichen, wobei die Angleichung exakt für einen bestimmten Wert des Verbrauchenviderstands gemacht wird. Die Induktivität Lp versucht, die Leitung im Thyristor SCR3 am Ende jeder Halbperiode aufrechtzuerhalten; wenn SCR 3 nicht am Ende jeder Halbperiode der Stromversorgung zu leiten aufhört, verliert der Ausgang bei /?38 die Proportionalität zu dem gesteuerten Ausgang von SC-Rl und SCR 2, und die Simulations-Steuerung ist außer Kraft. Die Induktivität Lf ist nicht zwingend notwendig und kann kurzgeschlossen werden. Der Simulatorausgang bei PS wird durch i?38 und den Kondensator CA geglättet und als Rückführung für den erwähnten Zweck über eine Diode Dd und einen Spannungsteiler /?39, RAO zur Basis des Transistors VTl benutzt. Bei CS zugeführte Gleichstromsteuersignale, geglättet durch den Widerstand RS und den Kondensator C3, werden der

Basis des Transistors VTl zugeleitet, dessen Emitter des Transistors VTl über den Widerstandsteil eines Spannungsteilers VR24 speist. Der Spannungsteiler aus den Elementen A41, DS, R42 bestimmt die am Emitter eines Transistors VT2> erscheinende Spannung. Die Spannung an einem Widerstand A 43 im Emitterkreis des Transistors K7~3 definiert daher die Emitteroder Kollektorströme von ΚΓ3, wobei die Diode D8 thermische Änderungen in der Basis-Emitter-Potentialdifferenz von KT3 ausgleicht. Der Spannungsteiler KA 24 wirkt als Mehrfachnebenwiderstand, der den konstanten Kollektorstrom von VTi zwischen den Transistoren VTX und VTl entsprechend der Teilereinsteilung aufteilt.

Im Betrieb stellt sich das System so ein, daß die Simulator-Rückführiingsspannung an der Basis von VTl im wesentlichen gleich der Steuerspannung an der Basis von VTl ist. Der Spannungsvergleicher VTl, VTl und die Doppelbasisschaltung ermöglichen hohe Verstä! kung bei offenem Regelkreis trotz der Verluste in Λ38, A39 und A40. Ein Verstärkungsherabsetzungsfaktor von mindestens 10 ist leicht erzielbar für einen Steuerspannungsbereich von 2,5 V und einen Bereich der effektiven Ausgangsspannung von 250 V. Der Steuerspannungsbereich wird durch Wahl des Teilungsverhältnisses des Spannungsteilers A38, A39, Λ 40 ausgewählt. Der niedrigste Ausgangspegel wird, wie nachstehend noch erläutert, auf Steuerspannung Null mit Hilfe von VR4 eingestellt, der die Amplitude des Kosinus-Terms an der Kapazität C steuert, und der Ausgangspegel von beispielsweise 200 V effektiv, was einer Steuerspannung nahe dem Maximum, beispielsweise 2.0 V Gleichspannung entspricht, wird durch den Spannungsteiler VR 24 eingestellt. Ein Widerstand R44 gibt dem System eine Vorspannung für Ausgang Null, wenn die Eingangsklemmen CS für das Steuersignal offen sind. Diode Dl kompensiert die temperaturbedingten Variationen des K7"5-Basis-Emitter-Potentials: mit der Diode Dl können nötigenfalls weitere Dioden in Reihe geschaltet werden, um eine möglichst geringe temperaturabhängige Gesamtänderung der Ausgangsspannung des Systems zu erzielen.

Wenn die Induktivität Lf vorgesehen und so bemessen ist, daß die Simulatorspannungs-Anstiegszeit gleich der Belastungsspannungs-Anstiegszeit ist, stellt die Rückführung eine getreue Nachbildung der Ausgangsspannung in jeder Halbperiode dar. und die Steuerbeziehung ist die gleiche wie für die Rückkopplung nach Fig. 7, d. h. R_P, proportional v. L proportional v⁴. Wenn in F i g. 8 keine Rückkopplungsinduktivität Lf benutzt wird und der Herabsetzungsfaktor der Rückkopplungsverstärkung groß ist, ergibt sich M = ν [1 — cos {Or + Q₅)] linear proportional zu r, während die normierte effektive Ausgangsspannuns

Rr =

sin 2Θ.5
2π

2&R

sin*0,l

1 2

Wenn Tr = 1 msec bei 90° für einen 50-Hz-Lichtregler bei voller Lampen-Nennbelastung ist, dann variiert Rr gemäß der Darstellung in Fig. 4a. In diesem Fall ist Rr nahezu proportional zu v^7/S bei niedrigem Pegel, wobei dann L proportional v³-⁵.

Zusammengefaßt ergibt für r < 0,5 die lineare Steuerung der normierten mittleren Spannung L proportional zu v³ ohne reihengeschaltete Induktivität, L proportional zu v³·⁵ für die Simulatorrückkopplungsschaltung nach F i g. 8 ohne Rückkopplungs-Drossel Lf und L proportional zu v¹ für die Gesamtrückkopplung nach Fig. 7, während die Bühnenbeleuchtungsingenieure L proportional zu ι·² im allgemeinen als erforderlich bezeichnen.

Es hat sich gezeigt, daß das System nach F i g. 8 verwendet werden kann, um eine völlig befriedigende Beziehung der normierten LichtausbeiUe L von Wolframdrahtglühlampen gegen eine normierte Steuerspannung ν über drei Dekaden von r herzustellen, indem diese Schaltungen so eingestellt werden, daß sie bei Null Volt Steuerspannung eine geeignete Restausgangsspannung liefern. Beim Zusammensetzen der Schaltung nach F i g. 8 wird KA4 auf Null Volt Steuerspannung eingestellt, um eine normierte Restausgangsspannung A₀ zu liefern, die je nach der Verwendung, die das Beleuchtungssystem finden soll, im Bereich zwischen 0,1 und 0,25 liegen kann; KA24 wird so eingestellt, daß sich bei Rr — 1 auch »· = 1 ergibt. Wenn sich, wie in der Schaltung nach F i g. 8, eine Beziehung Rn --- v^{7 s} und L '--- (v^{7 8})' = v³·⁵ für einen Restausgang R₀ = 0 ergibt, entsteht nun eine Beziehung der Form

Ak = Ka-- (1 - a) v)^{7 s}

und L = (a + (1 - a) v)³·⁸, mit R₀ = o^{7 s} undL₀-= a³-' bei 1=0 und A = L — 1 bei r - 1. Die Beziehungen für das System nach F i g. 8 sind in F i g. 9 für die normierten effektiven Restausgangsspannungen A₀ = 0.125, 0,lo7 und 0,25 gezeichnet: die sich ergebenden Lichtausbeutebeziehungen für L proportional A/;¹ sind ebenfalls dargestellt, wobei die entsprechenden normierten Auseansspegel sind: L₁ % O.OOO25, 0,001 und 0,004.

Es wurde festgestellt, daß bei der Verwendung von Wolframdrahtlampen im Theater, wenn alle Lampen miteinander abgeblendet werden, eine ziemlich gut definierte maximale normierte Lampenspannung existiert, bei der die Lampen ein- und ausgeschaltet werden können, ohne daß sie merkliche Effekte hervorrufen: der entsprechende Wert von Rn liegt bei 0,125. Zur Verwendung im Theater erhalte ; daher die Lichtregler eine Voreinstellung derart, daß sich R₀ ^ 0,125 bei v = 0 ergibt.

Die Eigenschaften von Fernsehkameras und Fernsehempfängern bind derart, daß bei der heutigen Studiobeleuchtung Abschaltungen vermieden werden und eine höhere Mindestbeleuchtung eingehalten 'v.rd als beim Live-Theater. Für das Fernsehstudio sind die R₀ = 0,25 bei ν = 0 entsprechenden Kurven der F i g. 9 besser geeignet, und die Liclitregler für derartige Zwecke sind so voreingestellt, daß ein derartiger Restausgang erzielt wird. F i g. 9 zeigt, daß die Schaltung nach Fig. 8, wenn sie für eine Restausgangsgröße A₀ zwischen 0,125 und 0,25 eingestellt ist und mit Wolframdrahtlampen verwendet wird, eine Gesamtcharakteristik ergibt, die zwischen L proportional zu v² und L proportional zu v³ in der oberen Dekade des Steuerspannungsbereichs liegt, und daß die Exponenten der Beziehung wesentlich abnehmen im Bereich der unteren Steuerspannungsdekaden.

Es ist bei der Schaltung nach F i g. 8 zweckmäßig, das Potential am Widerstand A 39 bei einer etwas unter derjenigen Spannung liegenden Spannung »abzufangen«, die durch Rückkopplungswirkung bei Steuerspannung Null erscheint. Eine kleine negative Steuerspannung führt dann dazu, daß eine Diode Dl das Potential bei A39 abfängt und dadurch die Rück-

kopplung über T₂, SCR3 und Ä38 unterbindet; das System arbeitet nun mit rückführungsloser Verstärkung bei jedem Anwachsen des negaüven Steuerspannungseingangs und schaltet schnell ab. Das System kann also mit einem kleinen negativen Steuersignal von seiner Restausgangsspannung R₀ abgenommen werden, um abzuschalten. Die auf diese Weise in der Steuercharakteristik hervorgerufene Uniüetigkeit kann scharf oder abgerundet ausgebildet sein, je nachdem, ob der Spannungsteiler/i24, R25 eine niedrige oder eine hohe Ausgangsimpedanz gegenüber dem Spannungsteiler R39, R40 darstellt.

Die in Verbindung mit den F i g. 8 und 9 beschriebenen Schaltungen sind speziell für die Steuerung von Wolframdraht-Glühlampen hoher Leistungsaufnahme entwickelt worden. Natürlich lassen sich diese Schaltungen so anpassen, daß beliebige wechselstrombetriebene Lampen oder andere Einrichtungen gesteuert werden, deren Ausgangsgröße von dem Stromflußwinkel des Versorgungsstroms abhängt.

SiinuiatorrückkoppHing kann angewandt werden wenn eine richtige Ausgangsrückkopplung unzweckmäßig, schwierig oder unmöglich ist. Simulatorrück kopplung wendet eine eingeschränkte Rückkopp lungsschleife an, die den tatsächlichen Ausgangszwei^ und dessen Treiberwandler nicht benutzt, sonderr Nachbildungen davon. Da der Simulator nicht die Wirkungen von Belastungsänderungen nachahmt reduziert die Rückkopplung nicht die Ausgangsimpe danz des Systems. Die Rückkopplung nach F i g. S is daher nicht abhängig von den Ausgangsspannungen sie bildet die Ausgangsspannung nach, und die Nach bildung ist unvollständig.

Die Simulatorrückkopplung nach F i g. 8 hat gegen über der Rückkopplung des wahren Ausgangs rad Fig. 7 den Vorteil, daß die geringere Ausgangs impedanz nach F i g. 7 nur die Schwierigkeiten ver großem könnte, die beim Schutz des Thyristors ent stehen, indem der Kaltstart-Stromstoß bei einer Wolf ramglühlampen-Belastung vergrößert wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Lichtsteuersystem, bei dem die eine Klemme einer elektrischen Stromversorgung mit einem Ende einer Beleuchtungslast verbunden ist, mit einem Eingangszweig, der die andere Klemme der elektrischen Stromversorgung mit der anderen Klemme der Beleuchtungslast verbindet und zumindest eine elektronisch betätigte Stromsteuervorrichtung umfaßt, wobei eine Steuerschaltung Steuersignale an die Stromsteuervorrichtung(en) anlegt und eine Rückkopplungsschaltung vorgesehen ist, die die Steuersignale beeinflußt,dadurch gekennzeichnet, daß eine Simulationsschaltung (Tl, Bl, Lf) vorgesehen ist, die von der Stromversorgung ge speist wird und mindestens eine weitere elektronisch betätigte Stromsteuervorrichtung (5Ci? 3) in Reihe mit einer Simulationslast (i?18) enthält, die nicht direkt mit den Klemmen (12,13) der Beleuchtungslast verbunden ist, in der jedoch der Betrag und der Phasenwinkel des Stromes diejenigen Werte simulieren, die in einer parallel zur Bcleuchtungslast (L) geschalteten konstanten Widerstandsausgangslast auftreten wurden, und daß die Simulationslast (RlS) derart angeordnet ist, daß der Innenwiderstand des Steuersystems an den Klemmen (12, 13) der Beleuchtungslast (L) nicht merklich verringert wird.

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