DE2826979A1

DE2826979A1 - Energieversorgungs-regelschaltung

Info

Publication number: DE2826979A1
Application number: DE19782826979
Authority: DE
Inventors: Robert F Gaertner; Eric L H Nuver
Original assignee: Esquire Inc
Current assignee: Esquire Inc
Priority date: 1977-06-22
Filing date: 1978-06-20
Publication date: 1979-01-18
Also published as: GB1586754A; ES471020A1; BE868286A; IT7849999A0; AU516339B2; FR2395544A1; AU3688578A; US4209738A; CA1102873A; FR2395544B1; MX146450A

Description

DIe Erfindung bezieht sich auf eine Stromversorgungs-Regelschaltung, insbesondere auf eine Regelschaltung zur Erzeugung eines Zeittaktsignals für einen Leistungsteil einer Energieversorgung selbst bei Vorliegen temporärer Unterbrechungen einer angelegten Wechselspannungsquelle .

Das Aufrechterhalten der Energieversorgung an einer Last, selbst im Falle momentaner Unterbrechungen, ist bei vielen Anwendungsfällen von einschneidender Bedeutung. Am bedeutungsvollsten ist jedoch bei Systemen, deren Last sehr intensive Gasentladungslampen sind. Der Grund hierfür besteht darin, daß auch bei nur momentanen Leistungsunterbrechungen die Lampen ausgehen und dann in der Regel zwei Minuten und langer zur erneuten Zündung vergehen und ein noch längerer Zeitraum, bis die volle Helligkeit wieder erreicht ist.

Zusätzlich zur Aufrechterhaltung der Energieversorgung im Falle von Spannungsunterbrechungen der Leitung ist es auch überaus erwünscht, eine relativ stabile Spannung an vielen Lasten aufrecht zu erhalten, beispielsweise bei Lampenschaltungen, auch dann, wenn keine Spannungsunterbrechungen in den Leitungen auftreten. Es sollen Fluktuationen vermieden werden, die die Lebensdauer der Lampen verkürzen oder die Lampen anderweitig beschädigen können.

Bei bekannten Schutzschaltungen wurden Kombinationen aus Widerständen, Kondensatoren und selbst Dioden verwendet, um eine Regelung der Energieversorgung herbeizuführen. Hierdurch hat man jedoch nur wenig mehr als Filtersysteme erhalten, die sehr stark variierende Ausschläge verhindert haben.

Eine Schaltung, die einen gewissen Grad der angestrebten Regelung· herbeiführt, ist in der US-Patentanmeldung 654,926 vom 2. Febr. 1976, Fig. 7, beschrieben. In diesem Schaltkreis bestimmt ein von der

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Helligkeit einer Licht aussendenden Diode gesteuerter Fototransistor über den Gleichstromausgang einer Energieversorgung das Anlegen einer Steuerspannung an einen '.Triac. Biese zeitweise oder taktweise leitung bestimmt den Betrieb einer Brücke des Energieversorgungsteils und bewirkt somit die Regelung.

Diese Schaltung erbringt jedoch keinen Schutz gegen Spannungsstöße, die den lastkreis öffnen - entgegen der vorliegenden Schaltung, die grundsätzlich derartige Spannungsstöße ignoriert und somit verhindert, daß sie den Betrieb des Leistungsteils der Energieversorgung beeinflussen. Die Schaltung nach der genannten US-Patentanmeldung bewirkt jedoch - was weitaus bedeutsanier ist - nicht die Beibehaltung eines G-leichspannungsausgangssignals beim Auftreten momentaner Unterbrechungen einer ¥eehselspannungsversorgung in der Versorgungsleitung.

Die Aufgabe der Erfindung besteht somit darin, einen Regelkreis oder eine Regelschaltung zu schaffen, die eine Regelung der Gleichstroiaausgangsleistung eines Leistungsteils einer Energieversorgung herbeiführt und die Unterbrechung des Gleichstrom- bzw. Gleichspannungsausgangssignals bei Auftreten momentaner Leitungsunterbrechungen verhindert. Weiterhin soll die Schaltung den Gleichstromausgang eines Leistungsteils einer Energieversorgung regeln und verhindern, daß plötzliche Spannungsstöße, die aufgrund der Zuschaltung der Energieversorgung oder plötzlichen Änderungen der Leitungsspannung auftreten, an den Leistungsteil angelegt werden. Hierbei soll die Schaltung auf aktive elektronische Sehaltvorgänge und nicht nur auf ein passives filtern zurückgreifen.

Diese Aufgabe ist gemäß der Erfindung grundsätzlich durch eine Schaltung gelöst, die einen programmierbaren Schalttransistor (PUT) auf-

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weist, dessen Gate- oder Referenzspannung durch das Timing der Wechselspannungsquelle und dessen Anoden- oder Steuerspannung durch die geregelte, abgetastete Gleichspannung "bestimmt sind, üine niedrige abgetastete Gleichspannung bewirkt eine Torgezogene Phasenwinkelleitung zum PU¹I, eine hohe abgetastete Gleichspannung eine verzögerte Phasenwinkelleitung zum PUT. Die leitung des PUT steuert das Anlegen von Steuertaktsignalen an die Ausgangsbrücke des Leistungsteils der Energieversorgung und erzeugt hierdurch die gewünschte Regelung.

Das die Gleichspannung abtastende Netzwerk umfaßt einen elektronischen Transistorschalter, der dann, wenn die abgetastete Gleichspannung größer als normal ist, geschlossen wird, um das Auftreten eines hohen SteuerSpannungsniveaus am PUT zu verhindern. Wenn die abgetastete Gleichspannung normal oder kleiner als normal ist, so kann sich ein großes Steuerspannungsniveau aufbauen, das am PUT anliegt; hierdurch wird dessen Leitfähigkeitsphasenwinkel verlängert. Dieses Netzwerk weist auch einen Operationsverstärker auf, der ein Schließen des Transistorschalters dann bewirkt, wenn ein Energieversorgungsausfall auftritt, um den Versuch einer Steuerung des Leistungsteilsausgangs unter diesen abnormen Bedingungen zu verhindern. Mindestens ein Speicherkondensator im Leistungsteil hält mindestens eine exponentiell abnehmende Ausgangsleistung in diesem Pail aufrecht.

Eine Zenerdiode erzeugt ein stetiges Spannungsniveau für die Referenzspannung am PUT. Am Ende eines jeden halben Zyklus der Wechselspannungsquelle wird dieses Niveau jedoch verringert, um das Zünden des PUT herbeizuführen und hierdurch sicherzustellen, daß wenigstens die verzögerte Phasenwinkelleitfähigkeit des PUT zu jedem halben Zyklus eintritt.

Weitere Einzelheiten, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungs-

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beispiels, den Patentansprüchen sowie der schematischen Zeichnung. Hierbei zeigen:

Mg. 1 eine schematische Darstellung einer Energieversorgung, die aufgrund der Streuertriggerimpulse der Regelschaltung gemäß Pig. 2 arbeitet und

Pig. 2 eine schematische Darstellung einer bevorzugten Ausführungsform einer Regelschaltung gemäß der Erfindung.

In Pig. 1 ist der Leistungsteil einer Energieversorgung gezeigt, die mittels der im folgenden zu beschreibenden Regelschaltung steuerbar ist. G-rundsätzlich wandelt die Schaltung eine an einem Eingangstransformator 1o anliegende Wechselversorgungsspannung in eine gewünschte Gleichspannung um, die am Ausgang über die Kapazität oder den Kondensator 12 anliegt.

Das EingangsSpannungsniveau wird im Transformator 1o umgeformt und weiter mittels eines Abgreiftransformators 14 hochgespannt, bevor es durch ein eine Induktivität 16, eine Kapazität 18 und einen Varistor 2o aufweisenden Filterteil geschickt wird. Diese Komponenten sind zur Entfernung von Unstetigkeiten eingebaut, welche in der angelegten Wechselversorgungsspannung vorhanden sein können.

Entgegengesetzt geschaltete steuerbare Siliciumgleichrichter, also Thyristoren (SCR) 22 und 24 sind über die Wechselspannungsleitung der Energieversorgung verbunden. Die Kathode des SCR 22 ist an eine Leitung Y, die Kathode des SCR 24 an eine Leitung X angelegt. Das Gate des Thyristors 22 ist mit einer Klemme a und das Gate des Thyristors 24 mit einer Klemme b verbunden, um von außen mittels

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eines Überlastschutzkreises getriggert werden zu können. JjJs ist jedoch ersichtlich, daß das Anlegen eines Triggersignals an einen Thyristor tatsächlich die leitungen X und Y kurzschließt und hierdurch einen Überlaststrom für die Überlastschutzschaltung erzeugt, die verschiedentlich auch als Überlastausschalteinrichtung oder Sicherung 26 bezeichnet wird, welche in der Leitung zum Mittelabgriff des Transformators 14 angeordnet ist.

Jain Gleichrichter inform einer Brückenschaltung ist mit den leitungen X und Y verbunden. Die Basisbrücke umfaßt entgegengesetzt geschaltete Dioden 28 und 5o, die an die Leitung X und Y angelegt sind, sowie Thyristoren 32 und 34, die über ihre Kathoden zusammengeschaltet zwischen den Leitungen X und Y vorgesehen sind. Der Ausgang der Brückenschaltung wird dann von der gemeinsamen "Verbindung der Dioden sowie der gemeinsamen Verbindung der Thyristoren gebildet. Die Thyristoren sind jeweils parallel mit einer Kombinationsserie aus einem Widerstand und einer Kapazität geschaltet, um einen gedämpften Betrieb durch Begrenzung der Spannungsänderungsrate über die jeweiligen Thyristoren herbeizuführen. Das Gate des Thyristors 32 und das des Thyristors 34 ist mit den Klemmen η bzw. m verbunden. Die gemeinsame Verbindung der Thyristoren ist mit q bezeichnet. Diese Verbindungen erbringen einen Phasenwinkelbetrieb des Thyristors bei Steuerung mittels einer weiteren Schaltung, wie dies im folgenden noch erläutert wird. Eine derartige Phasenwinkelsteuerung ist zur änderung des Gleichstrom- bzw. Gleichspannungsausgangs der gesamten Schaltung zwecks Anlegens an eine Last recht bequem, welche in der gewünschten Weise verbunden ist, um eine derartige Behandlung zu erhalten. Eine solche Last kann eine Lampentreiberschaltung sein. Der Ausgang ist mittels der Sicherungen 36 und 38 geschützt.

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ϊτι der Fig. 2 ist eine Regelschaltung zur Steuerung des Timing oder des Taktes der Gatesignale η und m für die Thyristoren 32 und '5A- gezeigt. Das grundsätzliche Steuerelement des Regelungskreises ist ein programmierbarer Schalttransistor (PUi¹) 4o.

Die Gateverbindung zum PUT ist mit einer gleichgerichteten VoIlv/ellengleichspannung verbunden, die von der Wechselspannungsquelle über die Gleichrichterbrücke 42 erhalten wird. Widerstände 44 und 122 bilden die Last der Brücke. Die Verbindung zwischen diesen Widerständen erbringt einen Spannungsteilerpunkt für den Strombegrenzungswiderstand 46, der mit der Zenerdiode 52 verbunden ist. Die Spannung an der Kathode der Zenerdiode wird über die parallele Kombination aus Widerstand 48 und Kapazität 62 angelegt. Sie wird durch den Widerstand 5o geteilt, um die am Gate des PUT 4o tatsächlich anliegende Spannung zu bestimmen. Diese Spannung kann aus Gründen der Einfachheit als "Referenz"-Spannung bezeichnet werden.

Jede gleichgerichtete Halbwelle oder jeder gleichgerichtete halbe Zyklus der Wechselstromquelle bewirkt ein Ansteigen der Spannung an der Zenerdiode von einem Bullvoltausgangspunkt auf ein vorbestimmtes Gleichspannungsniveau, in der Regel 13V und sodann ein Abfallen wiederum auf ein Hullvoltniveau.Dies ist grundsätzlich die Wellenform der an das Gate der PUT 4o angelegten Referenzspannung.

Das Timing der leitfähigkeit oder der Leitung des PUT 4o wird durch die Spannungsdifferenz zwischen der an das Gate angelegten Referenzspannung und der an die Anode des PUT 4o angelegten "Steuer"-Spannung bestimmt. Somit sind sowohl die an die Anode als auch an das Gate des PUT 4o angelegten Spannungen für die Leitfähigkeit des PUT 4o von Bedeutung. Zur Herbeiführung dieser Leitung muß die Anodenspannung etwas größer als die Gatespannung sein. Das bedeutet, daß die

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Leitfähigkeit von der arithmetischen Differenz der an die Anode und das Gate angelegten Spannungen abhängt. Somit kann die Einstellung jeder dieser "beiden Spannungen zur "Programmierung" der Leitfähigkeit oder Leitung des PUT herangezogen werden. Wie im folgenden erläutert wird, erfolgt die variable Einstellung der Schaltung nach Pig. 2 bezüglich der Verbindungen der Anode des PUI, die von der Ausgangsgleichspannung der abgetasteten und geregelten Energieversorgung erhalten werden. Aus Gründen der Einfachheit wird diese Ausgangsgleichspannung als die "abgetastete Gleichspannung" bezeichnet.

Es liegt jedoch auf der Hand, daß, da die an das PUI angelegte Gatespannung bei jeder Halbwelle auf Null abfällt und da die Anodenspannung positiv ist, ein erzwungenes Zünden des PUI bei jeder Halbwelle auftritt, und zwar unabhängig von Variationen, die möglicherweise bezüglich der Anodenspannung auftreten. Wenn die an die Anode angelegte Steuerspannung die an das Gate angelegte Referenzspannung vor dem Zeitpunkt, in dem die Gatespannung auf Mull abfällt, um den kritischen Zündbetrag übersteigt, so wurde das PUT naturgemäß bereits in seinen leitfähigen Zustand versetzt. Das Timing oder der Zeitpunkt des Eintretens der Leitfähigkeit oder der sogenannte Leitfähigkeitswinkel erzeugt das Regelungs- oder Regelsteuersignal. Typischerweise leitet ein PUI dann, wenn die Anodenspannung etwa ein halbes Volt größer als die Gatespannung ist.

Hinsichtlich des Anodennetzwerks des PUT 4o ist die Anode mit einem Zeitkonstanznetzwerk verbunden, das Kapazitäten 54 und 56 sowie einen Widerstand 58 aufweist. Eine mit der Anode des PUT verbundene Diode 6o und die mit dem Widerstand 48 sowie dem Gate des PUT 4o verbundene Kapazität 62 bewirken eine Rückstellung oder

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Abschaltung des PUT im Anschluß an seine Leitfähigkeit.

Die an die Anode des PUT 4o angelegte Steuerspannung kann so verstanden werden, als ob sie zwei Teile aufwiese, einen, der sich an der Kapazität 56 sowie einen anderen, der sich an der Kapazität 54 aufbaut. Aus Gründen der Einfachheit wird der Spannungsaufbau an der Kapazität 56 als "Versorgungs"-Steuerspannungskomponente und die sich an der Kapazität 54 aufbauende Spannung als die "variable Betriebs*^LSteuerspannungskoiiiponente bezeichnet.

Der Aufladungspfad für den Spannungsaufbau an der Kapazität 56 verläuft von der Kathode einer Zenerdiode 112 über die Widerstände 65 und 58. Der Kondensator 54 ist im Verhältnis zum Kondensator 56 relativ groß; auch der Widerstand 58 ist verhältnismäßig groß. Ein voller Aufbau an der Kapazität 56 (auf ein Niveau, das zur Herbeiführung des Triggerns des PUT ausreicht) wird in etwa 7 Millisekunden erreicht unter der Voraussetzung, daß kein Entladungspfad vorliegt. Sobald der PUT 4o in seinen leitfähigen Zustand verbracht wurde, wird der Kondensator 56 schnell über diesen Schalttransistor entladen. Ein Spannungsaufbau an der Kapazität 54 erfolgt gleichermaßen über den Widerstand 65. Der Zeitkonstantenwert des Widerstands 65 und der Kapazität 54 ist so bemessen, daß ein vollständiger, exponent ie Her Aufbau an der Kapazität 54 in .der Größenordnung von 2oo Millisekunden erfolgt.

Die Bestimmung der gesamten Anodensteuerspannung erfolgt über den Entladungsvorgang der Kondensatoren 54 und 56. Erfolgt die Entladung nicht bevor die Steuerspannung das Triggerniveau des PUT erreicht, dann wird die Steuerspannung als "voreilend" bezeichnet. Erfolgt die Entladung vor Erreichen dieses Zustandes, dann wird die Steuerspannung als "verzögert" oder "nacheilend" bezeichnet.

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Die Entladung der Kapazität 54 erfolgt über einen kleinen Widerstand 64, eine Diode 66 und einen Puffertransistor 68, der als Darlingtonstufe gezeigt ist. Dieser Entladungsweg ist geschlossen, wenn der Transistor 68 leitet, bei nichtleitendem Transistor 68 ist er offen. Man kann sich den Transistor 68 als Transistorschalter vorstellen; er wird durch den Ausgang eines Operationsverstärkers 74 gesteuert. Da der Widerstand 64 klein ist, erfolgt die Entladung recht schnell und verhindert somit eine Aufladung der Kapazitäten 54 und 56 bis zum leitfähigkeitsniveau. Der zum Aufladungspfad der Kapazität 54 beitragende Widerstand 65 ist etwa zweiundzwanzig mal größer als der Entladungswiderstand 64. Während des Betriebs kann sich die Kapazität 54 nicht vollständig entladen. Immer wenn der Schalter 68 geschlossen ist, entlädt sie sich teilweise, bei jeder Öffnung des Schalters beginnt sie, sich wieder aufzuladen. Infolgedessen existiert ein Bereich möglicher Leitfähigkeitszeiten, während der die Steuerspannung ihr Betätigungsniveau während jeder Halbwelle einer Wechselspeisespannung erreichen kann. Der am meisten verzögerte Zeitpunkt ist der im Bereich des Endes eines Halbzyklus, wenn die Referenzspannung sich auf Hull verringert und eine Zündung in jedem Palle bev/irkt. Der am meisten vorgezogene oder voreilende Zeitpunkt ist im Anschluß an die PUT-Leit~ fähigkeit und an das nur kurzzeitige Schließen des Schalters 68, wobei sich die Kapazität nicht merklich entladen konnte. Hierdurch kann der PUT-Triggerirapuls sogleich wieder auftreten, wenn die Spannung an der Kapazität 56 das Betriebsniveau wieder erreicht,

Das Anlegen der Spannung an den Kollektor des Puffertransistors 68 erfolgt über den Widerstand 63. Die Basisspannung am Puffertransistor 68 ist über einen Spannungsteiler mit den Widerständen 7o und 72 angelegt sowie über den Operationsverstärker 74 und den Widerstand 76, der Teil eines Spannungsteilers ist, der weiterhin die Widerstände 78 und 80 aufweist, die mit der abgetasteten, geregelten Gleichspannung verbunden sind. Die Referenzspannung des Opera-

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tionsverstärkers 74 wird über die Zenerdioden 9o und 92 erzeugt, seine Yersorgungsspannung durch die über die Isolationsdiode 98 und die Widerstände 1oo und 1o2 gleichgerichtete Wechselspannung.

Wenn die abgetastete, am Abgreifer des Widerstandes 76 anliegende Gleichspannung niedrig ist, reicht die an der Basis des Puffertransistors 68 anliegende Spannung nicht aus, eine Leitung herbeizuführen, wodurch die Kapazität 54 nicht davon abgehalten wird, sich über den Widerstand 6b" aufzuladen. Auf diese Weise wird Phasenwinkel, bei dem der PU¹T 4o zündet, nach vorne verlegt. Ist andererseits das abgetastete Gleichspannungsniveau am Abgreifer des Widerstandes 76 hoch, so reicht die an der Basis des Puffertransistors anliegende Spannung aus, die Leitfähigkeit des Puffertransistors herzustellen, und zwar bevor der Spannungsaufbau an der Kapazität 56 die Leitfähigkeit des PUT herbeiführt. Somit wird die Phasenwinkelleitfähigkeit des PUi verzögert.

Im Falle der Leitung des PUT 4o wird eine Gatespannung an den Triac 82 angelegt. Bei Eintreten der Leitfähigkeit des PUT 4o wird diese durch das Anlegen eines Stroms über seine Anoden/Kathoden-Verbindung mit dem Gate des Triac 82 solange beibehalten, wie keine entgegengesetzt gerichtete Vorspannung des PUT auftritt. Die Ladung der Kapazität 62 ist größer als die der Kapazität 56. Nachdem der Gate/Anoden-Spannungszustand die Leitung herbeigeführt hat, entlädt sich deshalb die Kapazität 56 über den PUT 4o solange, bis die dann anliegende Spannung geringer als die durch die Kapazität 62 herbeigeführte ist. In diesem Zeitpunkt erfolgt eine entgegengesetzt gerichtete Anoden/Kathoden-Torspannung, die den PUT abschaltet.

Die Zenerdioden 9o und 92 erzeugen die Referenzspannung zum Betrieb des Operationsverstärkers 74. Die Dioden 94 und 96 sind Siliciumdioden mit einem leicht negativen Temperaturkoeffizienten, der den

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Wert des leicht positiven Temperaturkoeffizienten der Zenerdioden kompensiert und hierdurch ein Ansteigen der Ausgangsspannung "bei einem Ansteigen der Betriebstemperatur verhindert.

Die Isolier- oder Trenndiode 98 sowie die Widerstände 1oo und 1o6 liefern eine leicht gefilterte Versorgungsspannung für die Kapazität 1o4, wodurch die Zenerdioden 9o und 92 sowie die Dioden 94 und 96 über den Widerstand 1o2 vorgespannt werden. Über die Trenndiode 11 ο und den Widerstand 123 liegt eine Versorgungsspannung an den Zenerdioden 112, 114 und 116 an, die sie ihrerseits zur Erzeugung der Versorgungsspannung für den Operationsverstärker 74 verwenden. Wenn die gleichgerichtete Wechselveresorgungsspannung während jeder Halbwelle durch Null geht, hält die Kapazität 118 diese Versorgungsspannung aufrecht. Weiterhin sei auf die Wirkung die Diode 1o8 hingewiesen. Mit den Zenerdioden 114 und 116 übt sie einen Klemmeffekt aus. Übersteigt die an der Kapazität 1o4 anliegende Spannung die an den Zenerdioden 114 und 116 anliegende Spannung, so leitet die Diode 1o8 und hält den Spannungswert auf dem Niveau der an der Kapazität 118 anliegenden Spannung. Somit können diese Bauteile als ein Spannungsschwankungsbegrenzer bezeichnet werden. Der Widerstand 1o6 arbeitet in Verbindung mit der Kapazität 1o4, um einen sanften Start der Zenerdioden 9o und 92 herbeizuführen.

Die Trenndiode 11o und der Widerstand 123 versorgen auch ein Vorregelungsnetzwerk, das grundsätzlich die Zenerdiode 112 und die Kapazität I2o umfaßt. Die Zenerdiode stabilisiert ein Spannungsniveau gut oberhalb des Steuerspannungs-Leitfähigkeitsniveaus, auf das die Spannung an der Kapazität 56 aufbaut. Da die Versorgungsspannung über die Diode 11o zur Zenerdiode 112 eine gleichgerichtete Vollwellenspannung ist, würde sie in den Halbwellenpunkten unter dieses Niveau absinken, wenn sie nicht wegen der Kapazität 12ο über

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die Zenerdioüe 112 verbunden wäre, um das Niveau zur .ärmöglichung einer normalen Leistung der PUT-Anodensteuerspannung hoch genug zu halten; siehe oben.

Das mit dem '!Triac 82 verbundene Ausgangsnetzwerk ist über eine ■Transformatorwicklung angeschlossen, welches eine nominelle 1o V 7/echselspannung liefert. Die positiven Zyklen werden über die Diode 124, den Widerstand 126 und den 'Transformator 128 an die Ausgangsklemme ill angelegt. Die 'Tatsache, daß diese V/echselspannung nur als (■fatesignal wirkt, bedeutet, daß sein Absolutwert relativ unwichtig ist, solange es einen vorbestimmten Wert übersteigt. Deshalb kann es durch Heruntertransformieren direkt für die ungeregelte, angelegte Vechselspeisespanmuig gewonnen werden. In gleicher Weise werden die negativen Zyklen über die Diode I3o, den Widerstand 152 und den Transformator 134 an die Ausgangsklemme η angelegt. Somit werden die Einschaltspannungen bei angesteuertem Triac alternativ an die Thyristoren 32 und 34 des Ausgangsteils des Leistungsteils der Energieversorgung gemäß Pig. 1 angelegt. Die gemeinsame Klemme ist die Klemme q. Der Takt dieser Gatesignale steuert den Gleichspannungsausgang, wie oben beschrieben.

Jiin wesentliches Merkmal der soeben beschriebenen Schaltung ist das sanfte oder weiche Starten. Man beachte, daß, nachdem die Schaltung zunächst aktiviert wurde, ein graduell exponentieller Spannungsaufbau an der Kapazität 54 über den Widerstand 65 erfolgt. Dies bedeutet, daß die Leitfähigkeitszeit des PUT 4o anfänglich verzögert und folglich die Leitfähigkeit des Triacs 82 verzögert wird. Polglich wird das Anlegen der Steuerspannungen m und η verzögert. Man beachte weiter, daß die Spannungen m und η Teile von Sinuswellen eines Halbzyklus bis zum nächsten Halbzyklus sind. Sie weisen steile Wellenfronten auf, wodurch es zu schnellen Anfangstriggerimpulsen und ungedämpfter Leitfähigkeit der Thyristoren oder SCR kommt. Aus all diesen Gründen beeinflussen plötzliche Überspannungen oder

Spannungsstoße die Ausgangsspannung nur wenig.

Gleichermaßen haben plötzliche Spannungsabfälle der angelegten Wechselspannung nur minimale Wirkung. Dies ersieht man am besten, wenn man eine momentane Verringerung oder selbst ein momentanes Aussetzen der Vfechselspeisespannung annimmt. In diesem Pail fällt die Referenzspannung an den Zenerdioden 9o und 92 in Richtung auf den Operationsverstärker 74 schneller ab, als die Spannung am Widerstand 76. Dies bewirkt eine Ausgangsspannung am Operationsverstärker, die den Puffertransistorschaiter 68 stark leitend macht. Wie oben ausgeführt, wirkt der Transistor 68 bei dieser starken oder harten Leitfähigkeit wie ein die Kapazitäten 54 und 56 entladende!" Schalter, wodurch zur Herbe if ülarung der leitfähigkeit des PUT durch die Wirkung der Steuerspannung ein hinreichender Spannungsaufbau an ihnen verhindert wird.

Wenn nur eine Verringerung des Wechselspeisestroms eintritt, wird der PUT immernnoch bei jedem Halbzyklus durch die Verringerung der Referenzspannung am Gate des PUT getriggert. Dies bedeutet, daß die am stärksten verzögerten Steuergatesignale an die Klemmen m und η angelegt werden können. Tritt ein totaler Ausfall der Wechselstromquelle auf, dann ist jedoch überhaupt keine den PUT triggernde Kraft mehr vorhanden. Während dieser Zeit, wobei der PUT zeitweise nichtleitend ist, werden die Gatesignale von den Thyristoren 32 und 34 entfernt, wodurch diese nichtleitend werden. Infolgedessen fällt der Ausgang an der Kapazität 12 bestimmt durch den Iinpedanzwert der an ihr anliegenden Last exponentiell ab.

Schließlich sei darauf hingewiesen, daß der Widerstand 76 im Hinblick auf die Anfangseinstellung des Systems variabel ausgebildet ist. Wenn der Leistungsteil der Schaltung an eine Beleuchtungsschaltung angeschlossen ist, kann der Widerstand 76 auch zur manuellen

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Abdunklung herangezogen werden, darüber hinaus selbst zur automatischen Abdunklung.

^s sei jedoch erwähnt, daß diese automatische Abdunklung einfacher und wirksamer durch Anordnung eines variablen Spannungselementes in Verbindung mit den Zenerdioden 9o und 92 herbeigeführt werden kann, £s kann natürlich auch eine Kombination von Spannungsniveauänderungen an jedem der i-Jingänge des Operationsverstärkers 74 vorgesehen werden, anstatt nur den einen zu variieren.

Die Erfindung wurde vorstehend anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels in Verbindung mit der Zeichnung beschrieben, jüs sind jedoch demgegenüber sahireiche Abänderungen möglich, ohne daß hierdurch der Raliiaen dex' Erfindung verlassen würde.

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Claims

1. yknergieversorgungs-ilegelschaltung zur Urzeugung zeitlicher Taktsignale für einen Leistungsteil einer Energieversorgung, wobei das zeitliche Anliegen der Taktsignale des Leistungsteils das Gleichstromausganqsniveau des Leistungsteils bestiimnt, g e k e η η ζ e i c h η e t durch

eine erste, angesteuerte lialüleitereinr ichtun g,

eine zweite, angesteuerte Kalbleitereinrichtung, deren Gate mit der ersten Halbleitereinriciitung verbunden sowie mit einer Spannungsquelle zur Abgabe der Takcsicmale an aen Leistungsteil bei leitfähiger zweiter lialbleitereinrichtung verbindbar ist,

ein erstes Netzwerk, das mit einer der Klemmen der ersten lialbleitereinrichtung verbunden ist, um diese durch Abtasten des Gleichspannungsausgangsniveaus aes geregelten Leistungsteils leitfähig zu machen,

ein zweites wetzwerk, das mit einer anderen Klemme der ersten Halbleitereinrichtung verbunden ist, um diese leitfähig zu machen wobei das zweite Netzwerk eine von einer angelegten Wechselspeise-

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spannung abgeleitete Referenzspannung abgibt sowie dadurch, daß

die erste Halbleitereinrichtung dann einschaltet, wenn die relativen tiiveaus des abgetasteten Gleichspannungsausgangsniveaus und des angelegten Referenzniveaus um einen vorbestimmten ßetracr unterschiedlich sind.

2. Scnaltun-j nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß aie erste angesteuerte Halbleitereinrichtung ein programmierbarer Schalttransistor (40) ist.

3. Schaltuna nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß das erste iiatzwark mit der f.nocle des Schalttransistors (40) und das zweite Netzwerk π it dexTi Gate des Schalttransistors (40) verbunden ist.

4. Schaltung nach Anspruch 1, ciaaurch gekennzeichnet , daß die zweite Halbleitereinrichtung ein Triac (B2) ist.

5. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß das zweite Netzwerk einen mit der Wechselspeisespannung und einer ^eneranode verbindbaren Gleichrichter aufweist, wobei die an der Zenerciiode anliegende Spannung far einen Hauptteil· einer jeden Lalbwelle der Wechselspeisespannung an einer stetigen Keferenz-Gleichspinnung erzeuc/bar unc am Lnde einer jeden HaIbwelle auf ein niedriges Spannungsniveau verringerbar ist, um sicherzustellen, daß die vorbestimmte Niveaudifferenz auftritt, um die Leitfähigkeit der ersten iialbleitereinrichtung herbeizuführen unter der Voraussetzung, daß nicht bereits eine voreilende Phasenwinkelleitfähigkeit während der Halbwelle stattgefunden hat.

δ. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch

ein erstes zeitkonstantes Wetzwerk mit einer ersten mit der Wechselspeisespannung zum Aufbau einer Versorgungskoniponenten

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der Steuerspannung an der anderen Klemme verbindbaren Kapazität,

ein zweites zeitkonstantes Netzwerk mit einer zweiten mit der Wechselspeisespannung zum langsamen Aufbau einer Betriebskomponenten der Steuerspannung an der anderen Klemme verbindbaren Kapazität und

eine das Gleichspannungsausgangsniveau abtastende Entladungseinrichtung zur wenigstens teilweisen Entladung der zweiten Kapazität dann, wenn das abgetastete Gleichspannungsausgangsniveau oberhalb eines vorbestimmten Wertes ist, um eine voreilende Phasenwinkelleitfähigkeit der ersten Einrichtung zu verhindern.

7. Schaltung nach Anspruch G, dadurch gekennzeichnet , daß die Entladungseinrichtung einen mit dem Gleichspannungsausgangsniveau verbindbaren Operationsverstärker sowie einen Transistorschalter aufweist, der durch das Anlegen einer Ausgangsspannung des Operationsverstärkers schließbar ist.

8. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß der Transistorschalter ein Darlingtonpaar ist.

9. Schaltung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß sie eine erste Zenerdiode zur Erzeugung einer Referenzspannung am Operationsverstärker aufweist, daß die Versorgungsspannung dieser ersten Zenerdiode mittels eines mit der Wechselspeisespannung verbindbaren Gleichrichters erzeugbar ist und daß bei einer Unterbrechung der Wechselspeisespannung der Operationsverstärker ein Schließen des Transistorschalters herbeiführt.

10. Schaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet , daß sie ein mit einer zweiten Zenerdiode verbundenes Spannungsoberwellenfilter aufweist, das seinerseits mit einer Klemmdiode

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versehen ist, um sicherzustellen, daß die Versorgungsspannung der ersten Zenerdiode bei Fluktuationen der
Wechselspeisespannung ein vorbestimmtes Niveau nicht überschreitet.

11. Schaltung nach Anspruch 7, gekennzeichnet
durch einen zwischen den Eingang des Operationsverstärkers
und das abgetastete Gleichspannungsausgangsniveau geschalteten variablen Widerstand.

12. Schaltung nach Anspruch 6, gekennzeichnet
durch einen mit der Wechselspeisespannung verbindbaren Gleichrichter und ein mit dem Gleichrichter und dem ersten sowie dem zweiten zeitkonstanten Netzwerk verbindbaren Vorregelnetzwerk, das seinerseits aufweist eine Zenerdiode zur Aufrechterhaltung einer Versorgungsspannung an der ersten sowie der zweiten
Kapazität und eine dritte Kapazität, die parallel mit der
Zenerdiode geschaltet ist, um eine Versorgungsspannung zwischen dem an ihr auftretenden stetigen Anwachsen aufrechtzuerhalten, welches durch die angelegte, gleichgerichtete Spannung bewirkt wird.

13. Schaltung nach mindestens einem der Ansprüche 1 bis 12,
dadurch gekennzeichnet , daß sowohl die erste
als auch die zv/eite Ilalbleitereinrichtung jeweils über ihr Gate ansteuerbar sind.

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