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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine aktive abstimmbare Filterschaltung
zur Anwendung in Mehrband-Mobilfunkkommunikationsanwendungen. Eine
solche Schaltung ist aus
EP
0 500 434 A1 bekannt.
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Mit
der Einführung
von Mehrband-Mobilfunksystemen, wie z. B. GSM und DCS, ist eine
Anforderung an Handgeräte
entstanden, unter mindestens zwei getrennten Systemen zu arbeiten.
Technische Entwicklungen von Schaltungen zur Benutzung in Handgeräten, die
die Eigenschaften von Subsystemen verbessern, haben sich auf Techniken
zur Impedanzanpassung und den Entwurf von Leistungsverstärkern mit
hohem Wirkungsgrad konzentriert, was zu reduziertem Leistungsverlust
und verbessertem Wirkungsgrad von HF-Subsystemen geführt hat.
Die Techniken zur Impedanzanpassung erfordern immer noch eine Mehrzahl
von HF-Filtern für
jedes einzelne Frequenzband in Mehrband-Kommunikationssystemen. Es bestehen
zwei unterschiedliche Lösungsansätze, abstimmbare
Elemente für
Filteranwendungen zu implementieren, nämlich der Entwurf von passiven
abstimmbaren Komponenten sowie von aktiven abstimmbaren Induktivitäten und
Kondensatoren. Die Nachteile des Entwurfs von passiven abstimmbaren
Komponenten bestehen darin, dass dieser immer noch im Fluss ist
und es derzeit nicht möglich
ist, den erforderlichen weiten Abstimmbereich zu erzielen. Obgleich
der Entwurf von aktiven Induktivitäten und Kondensatoren sich
weiter entwickelt hat, ist diese Technik gekennzeichnet durch hohe
parasitäre
Werte, was zu einem Entwurf mit niedrigen Q-Werten führt und
grundsätzliche
Leistungsbeschränkungen
in vielen Komponentenentwürfen
zur Folge hat. Dies hat zu der Konsequenz der Benutzung von getrennten
Filterketten in Mehrband-Mobilfunksystemen geführt, um die einzelnen Frequenzbänder zu
trennen. In vielen Fällen
von mobilen Handgeräten
werden die einzelnen HF-Filterketten unter
Benutzung von SAW-Techniken implementiert. Solche Techniken sind
nicht nur teuer, sondern die Filtermodule erfordern spezielle Integrationstechniken,
um die SAW-Filter mit anderen Teilen, wie Leistungsverstärkern, der
HF-Subeinheit zusammen zu integrieren. Dieser konventionelle Entwurf
von HF-Modulen mit einzelnen HF-Filterketten ist eine verhältnismäßig teure
Lösung
mit hohen Leistungsverlusten und verhältnismäßig großem Platzbedarf.
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Offenbarung der Erfindung
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Der
vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diese Nachteile
des bekannten Filterentwurfs zu vermeiden.
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Gemäß der vorliegenden
Erfindung ist eine aktive abstimmbare Filterschaltung vorgesehen,
die ein Verstärkerelement
mit einem reaktiven Rückkopplungsnetzwerk
aufweist, das ein abstimmbares Element zum Verstärken eines Eingangssignals
enthält,
sowie eine Resonanzschaltung, die ein induktives Element und die Interelektroden-Kapazität eines
inaktiven Halbleiterbauelements enthält, das im Betrieb mit dem
induktiven Element in Resonanz steht, um eine Filterung bei einer
Oberschwingung des Eingangssignals zu bewirken.
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Die
vorliegende Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass es möglich ist,
eine aktive abstimmbare Filterschaltung zu schaffen, die eine verstärkungsartige
Filterung bei niedriger Rauschzahl mit einer Rückkopplung mit hohem Q benutzt,
die die parasitären
Werte eines aktiven Halbleiterelements wie eines Transistors, z.
B. eines FET, ausnutzt, um eine Kapazität mit sehr niedrigem Wert darzustellen,
um eine Schaltung zu schaffen, die auf Oberschwingungen von Frequenzen
von 900 MHz und höher
in Resonanz ist.
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Kurzbeschreibung der Zeichnungen
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Die
vorliegende Erfindung wird nun anhand eines Beispiels unter Bezug
auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben.
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1 zeigt
ein schematisches Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines aktiven abstimmbaren Filters
für Mehrband-Mobilfunkkommunikationen.
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2 zeigt
eine Darstellung einer Bandpasskurve, die mit der ersten Ausführungsform
des aktiven abstimmbaren Filters erreicht werden kann.
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3 zeigt
ein Diagramm der in 1 gezeigten Rückkopplungsschaltung
mit nur den parasitären Werten
im Falle eines FET.
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4 zeigt
die simulierten Resultate S12 der reaktiven
Rückkopplung.
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5 zeigt
die simulierten Resultate S21 der reaktiven
Rückkopplung.
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6 zeigt
ein schematisches Schaltbild einer zweiten Ausführungsform eines aktiven abstimmbaren Filters
für Mehrband-Mobilfunkkommunikationen.
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7 zeigt
eine Darstellung der Frequenzgangkurve der zweiten Ausführungsform
des aktiven Filters.
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In
den Zeichnungen wurden für
einander entsprechende Merkmale die gleichen Bezugszeichen benutzt.
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Arten der Ausführung der
Erfindung
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Es
wird auf 1 verwiesen, in der das gezeigte
aktive abstimmbare Filter einen Teil A mit aktiver Verstärkung und
Filterung sowie einen passiven Resonatorteil P zur Oberschwingungsfilterung
aufweist.
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Der
aktive Teil A enthält
eine aktive Halbleiterverstärkungselement
wie einen FET1. Ein Eingangsanschluss 10 empfängt ein
HF-Signal, das über
einen Kondensator 12 der Gate-Elektrode des FET1 zugeführt wird.
Die Source-Elektrode des FET1 ist mit Masse verbunden und seine
Drain-Elektrode ist über
einen Kondensator 14 mit einem HF-Ausgangsanschluss 16 verbunden.
Eine Vorspannungsquelle (nicht gezeigt) für die Drain-Elektrode ist an
einem Anschluss 18 angeschlossen, der direkt mit der Drain-Elektrode
des FET1 verbunden ist.
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Eine
reaktive Rückkopplungsschaltung
RFC1 ist zwischen den Drain- und Gate-Elektroden des FET1 angeschlossen. Die
reaktive Rückkopplungsschaltung
RFC1 enthält
eine Serienschaltung aus einem Gleichspannungs-Sperrkondensator C1, einer variablen
Induktivität
L1 und einem Widerstand R1, die zwischen den Drain- und Gate-Elektroden
des FET1 angeschlossen ist. Ein Kondensator C2 ist der Serienkette
parallel geschaltet. Einem Anschluss 20 wird eine Frequenzsteuerspannung
VFC (nicht gezeigt) zugeführt und
gelangt über
den Serienwiderstand R2 an eine Steuerelektrode der variablen Induktivität L1. Die
variable Induktivität L1
wird so eingestellt, dass sie die an dem Eingangsanschluss 10 vorhandenen,
gewünschten
HF-Signale passieren lässt.
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Der
passive Resonatorteil P enthält
ein nichtleitendes Halbleiterbauelement FET2 mit einem reaktiven Rückkopplungsnetzwerk
RFC2, das eine Serienschaltung aufweist aus einem Gleichspannungs-Sperrkondensator
CFB, einer variablen Induktivität LFB und einem Widerstand RFB,
die zwischen den Drain- und Source-Elektroden des FET2 angeschlossen ist.
Ein Kondensator C3 ist der Serienkette parallel geschaltet. Die
Gate-Elektrode von FET2 ist über
einen Kondensator C4 mit Masse verbunden und wird nicht durch irgendeine Drain-Vorspannung
betrieben. Deshalb befindet sich FET2 in der passiven Betriebsart.
Eine Steuerelektrode der variablen Induktivität LFB ist über den
Widerstand R2 mit dem Anschluss 20 gekoppelt.
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Im
Betrieb wird dem Anschluss 18 eine Drain-Vorspannung und
dem Anschluss 20 eine Frequenzsteuerspannung VFC zugeführt. Ein
HF-Eingangssignal am Anschluss 10 wird über einen Bandpass gefiltert
und das Resultat tritt am Anschluss 16 auf.
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Die
reaktive Rückkopplungsschaltung
RFC2 des passiven Teils P liegt der reaktiven Rückkopplungsschaltung RFC1 des
aktiven Teils A effektiv parallel und ergibt bei der erwünschten
Frequenz eine unendliche Impedanz. Dies wird in 2 gezeigt.
Die Resonanzfrequenz des Filters wird bestimmt durch die Rückkopplungsinduktivität LFB, die mit der parasitären Gate-Drain-Kapazität Cgd des nicht leitenden FET2 in Resonanz ist.
Der Rückkopplungswiderstand
RFB hat einen niedrigen Wert, um Stabilität zu gewährleisten.
Die variable Induktivität
LFB hat einen Wert, der sich deutlich von
dem der variablen Induktivität
L1 unterscheidet, damit der durch die Induktivität LFB und
die parasitäre
Kapazität
Cgd gebildete Resonanzkreis auf der zweiten
oder höheren
Oberschwingung des Signals schwingt, das sich am Eingangsanschluss 10 befindet.
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Unter
Bezug auf 3 wird der Betrieb des Resonanzkreises
erläutert.
Wenn der Widerstand RFB einen niedrigen
Wert hat, wird die Rückkopplungsimpedanz
vollständig
durch den Rückkopplungsreaktanzwert dominiert,
so dass die Schaltung im reaktiven Rückkopplungsbetrieb arbeitet.
Dementsprechend arbeitet die Rückkopplungsinduktivität LFB mit dem parasitären Wert eines Transistors,
in diesem Fall dem FET2, zusammen. Um das Verständnis der reaktiven Betriebsweise
zu erleichtern, berücksichtigen
die nachfolgenden analytischen Gleichungen nur die inneren Parameter
von FET2. Somit ergibt sich eine Rückkopplungsschaltung wie in 3 gezeigt.
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Durch
Benutzen bekannter Umwandlungsformeln zwischen Zweipol-Netzwerkparametern
und der Gleichung der maximalen stabilen Verstärkung (MSG) wird die MSG wie
folgt ausgedrückt:
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Hierbei
ist g
m die Transkonduktanz der äquivalenten
Schaltung des FET2 der
3, Z
gd ist
die Gate-Drain-Impedanz von FET2 und Z
FB ist
die Impedanz des reaktiven Rückkopplungsnetzwerks
RFC2. Wenn
ist, erreicht MSG den Wert
unendlich.
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Hierbei
wurden alle möglichen
Reaktanzkomponenten der Rückkopplungsschleife
berücksichtigt,
so dass C
FB, L
FB und
R
FB die Rückkopplungskapazität, die Rückkopplungsinduktivität bzw. der
Rückkopplungswiderstand
sind. In dem Fall, dass R
FB = 0 (reaktive
Rückkopplung)
oder R
FB << |ω L
FB| ist, ergibt sich
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Wird
ein niedriger Wert für
RFB (unterhalb eines Schwellwertes RK) ausgewählt,
kann die Rückkopplungsinduktivität LFB mit CFB bei einer
Frequenz Resonanz zeigen, bei der ω2 CFB LFB = 1 ist, was
zu einer extrem hohen Verstärkung
mit bedingungsloser Stabilität
führt.
Simulationen bestätigen
dieses Entwurfsprinzip mit ultrahoher Verstärkung, wobei zehn verschiedene
RFB-Werte bei zwei verschiedenen LFB-Werten durchprobiert wurden.
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4 und 5 stellen
die berechneten Resultate dar. 4 zeigt
die Rückwärtsverstärkung S12, d. h. die Verstärkung g in dB gegenüber der
Frequenz f in Hz und gegenüber
der Rückkopplungsimpedanz
LFB in Henry, und 5 zeigt
die Vorwärtsverstärkung S21, d. h. die Verstärkung g in dB gegenüber der
Frequenz f in Hz und gegenüber
dem Rückkopplungswiderstand
RFB in Ohm (Ω). Eine Untersuchung der 4 und 5 zeigt,
dass eine sehr hohe Verstärkung
erzielt wird bei einer Stabilität
aufgrund der Resonanz (wenn S12 gegen Null
geht, steigt S21 an). Die Berechnung zeigt
klar, dass der reaktive Rückkopplungsverstärker eine
extrem hohe Verstärkung
erzielen kann.
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In 6 funktioniert
das gezeigte aktive Filter als harmonisches Kerbfilter, weil die
entsprechenden Sperrschichtkapazitäten von FET3 und FET4 zusammen
mit entsprechenden Induktivitäten
L3 und L4, die gegenüber
ihren entsprechenden FETs extern angeordnet sind, Resonanzen bilden.
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Der
aktive Teil A der gezeigten Schaltung erinnert an jenen, der in 1 gezeigt
und in Verbindung mit dieser beschrieben wurde. Im Interesse der
Kürze werden
nur die Unterschiede beschrieben. Der aktive Teil wird durch Zuführen einer
Abstimmspannung Vf1 über den Anschluss 30 und
den Serienwiderstand 32 an die Steuerelektrode der Induktivität L1 auf
das erwünschte
HF-Eingangssignal
abgestimmt.
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Der
passive Teil enthält
zwei Schaltungen 26 und 28 auf der Basis der nicht
leitenden FET3 und FET4, deren Ausgänge durch einen Serienkondensator 38 mit einer
Verbindung zwischen der Drain-Elektrode des FET1 und dem Kondensator 14 gekoppelt
sind.
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Die
Schaltungen 26 und 28 haben denselben Aufbau,
und aus Gründen
der Kürze
wird die Schaltung 26 im Detail beschrieben, wobei die
entsprechenden Komponenten der Schaltung 28 in Klammern
gesetzt sind.
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Ein
Eingangsanschluss 33 (41) für eine Abstimmspannung Vf2 (Vf3) ist durch
einen Serienwiderstand 34 (40) mit der Gate-Elektrode
des FET3 (FET4) gekoppelt. Eine Induktivität L3 (L4) ist mit einem Ende
an die Drain-Elektrode des FET3 (FET4) und mit ihrem anderen Ende
an den Kondensator 38 angeschlossen. Die Source-Elektrode
von FET3 (FET4) ist mit Masse verbunden. Ein Kondensator C3 (C4) überbrückt die Gate-Source-Kapazität von FET3
(FET4). Ein Kondensator 36 (42) ist zwischen dem
Widerstand 32 (40) und Masse angeschlossen.
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Die
Abstimmspannungen Vf2 und Vf3 entsprechen
den zweiten und dritten Oberschwingungen f2 und f3 der Grundfrequenz f1.
Wenn die Spannungen Vf1, Vf2 und
Vf3 ihren entsprechenden Eingangsanschlüssen 30, 33 und 41 zugeführt werden,
verhält
sich die aktive abstimmbare Filterschaltung als ein Oberschwingungs-Kerbfilter mit einer
in 7 gezeigten Charakteristik.
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Die
Rauschparameter des Rückkopplungsverstärkers sind
wie folgt:
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Hierbei
sind R
n, G
n bzw.
Y
cor der äquivalente Rauschwiderstand,
der äquivalente
Rauschleitwert bzw. die Korrelationsadmittanz von FET2 ohne das
Rückkopplungsnetzwerk
RFC2. Die obigen Gleichungen sind gültig, wenn R
FB ≅ |ωL
FB|. Dies bedeutet, dass die eingefügten Rückkopplungselemente
zusätzliches
Rauschen erzeugen (Rauschquelle), was einen zusätzlichen Rauschbeitrag zum
Verstärker
bedeutet. In der reaktiven Betriebsart (R
FB << |ω L
FB|) können
die Parameter wie folgt vereinfacht werden:
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Das
Rauschen des Verstärkers
wird somit reduziert, aber die Reaktanzkomponente wirkt immer noch als
Rauschquelle.
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Verglichen
mit den in der Beschreibungseinleitung diskutierten bekannten Filtern
hat die aktive abstimmbare Filterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
den Vorteil einer einzigen Schaltung, die eine resonatorartige Verstärkung mit
unterdrückter
Nebenwellendämpfung
und zurückgewiesenen
Oberschwingungen, eine niedrige Rauschzahl und eine abstimmbare
Frequenz und Verstärkung
für mobile
Anwendungen aufweist und als integrierte Schaltung unter Benutzung
eines Standardprozesses hergestellt werden kann.
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Obwohl
die Erfindung unter Bezug auf die Benutzung von FETs beschrieben
wurde, ist es klar, dass auch andere aktive Halbleiterbauelemente
wie Flächentransistoren
benutzt werden können.
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Eine
Hauptanwendung der vorstehend beschriebenen aktiven abstimmbaren
Filterschaltung ist die Eingangs-HF-Stufe in einem Funkempfänger. Wenn
jedoch ausreichend robuste aktive Halbleiterbauelemente verfügbar sind,
kann die abstimmbare aktive Filterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
in einer Leis tungsverstärkerschaltung
benutzt werden, um eine Verstärkerschaltung
mit Filterwirkung bereit zu stellen.
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In
der vorliegenden Beschreibung und den Ansprüchen schließt das Wort „ein", „eine" oder „einer" vor einem Element
nicht das Vorhandensein mehrerer solcher Elemente aus. Darüber hinaus
schließt
das Wort „aufweisen", „hat" oder „enthält" nicht aus, dass
noch andere Elemente oder Schritte als die aufgezählten vorhanden
sind.
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Das
Lesen der vorliegenden Offenbarung wird dazu führen, dass dem Fachmann auf
diesem Gebiet auch weitere Modifikationen einfallen. Solche Modifikationen
können
andere Merkmale betreffen, die bereits aus dem Entwurf, der Herstellung
und der Benutzung von aktiven abstimmbaren Filterschaltungen und
deren Komponententeilen bekannt sind und die anstelle oder zusätzlich zu
den bereits hierin beschriebenen Merkmalen benutzt werden können.
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Industrieelle Anwendbarkeit:
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- Kommunikationseinrichtungen für Mehrband-Mobilfunk.
