JP3211859B2 - 能動フィルタ - Google Patents
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- JP3211859B2 JP3211859B2 JP10278295A JP10278295A JP3211859B2 JP 3211859 B2 JP3211859 B2 JP 3211859B2 JP 10278295 A JP10278295 A JP 10278295A JP 10278295 A JP10278295 A JP 10278295A JP 3211859 B2 JP3211859 B2 JP 3211859B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、トランジスタを用いた
小型・広帯域な高周波信号用の能動フィルタに関し、必
要に応じて帯域阻止特性を持つ状態と全周波通過特性を
持つ状態とに切り替え可能にした能動フィルタに関す
る。
小型・広帯域な高周波信号用の能動フィルタに関し、必
要に応じて帯域阻止特性を持つ状態と全周波通過特性を
持つ状態とに切り替え可能にした能動フィルタに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】例えば衛星通信などにおいては、能動フ
ィルタの状態を、通常想定される周波数を有する妨害波
を除去する他に、イレギュラーな妨害波を必要に応じて
除去するなどのために、帯域阻止特性を持つ状態と広帯
域で信号を通過させる状態とに切り替える必要がある。
ィルタの状態を、通常想定される周波数を有する妨害波
を除去する他に、イレギュラーな妨害波を必要に応じて
除去するなどのために、帯域阻止特性を持つ状態と広帯
域で信号を通過させる状態とに切り替える必要がある。
【０００３】図９に従来例の帯域阻止能動フィルタを示
す（特開昭６３−１５７５０２号公報参照）。この図に
示す従来例においては、伝送線路５１１，５１２にλ／
２の共振器５１３が静電容量５１７によって結合されて
おり、この共振器５１３の他方側には、増幅器５１４お
よび位相調整線路５１５が静電容量５１８，５１９によ
って結合されている。５１６は、増幅器５１４に対して
その動作用の直流電源ＶBを入切するためのスイッチで
ある。スイッチ５１６を閉じて増幅器５１４を動作して
いる状態にすると、増幅器５１４および位相調整線路５
１５は互いに共働して共振器５１３の共振周波数ｆ0の
近傍において負性抵抗回路として働き、共振器５１３側
にエネルギーを供給する働きをするため、等価的に共振
器５１３のＱ（無負荷Ｑ）が大幅に高められる。即ち、
共振周波数ｆ0において信号が急速に減衰されるように
なり、その結果例えば図１０に実線で示すような所定の
帯域阻止特性を得ることができる。
す（特開昭６３−１５７５０２号公報参照）。この図に
示す従来例においては、伝送線路５１１，５１２にλ／
２の共振器５１３が静電容量５１７によって結合されて
おり、この共振器５１３の他方側には、増幅器５１４お
よび位相調整線路５１５が静電容量５１８，５１９によ
って結合されている。５１６は、増幅器５１４に対して
その動作用の直流電源ＶBを入切するためのスイッチで
ある。スイッチ５１６を閉じて増幅器５１４を動作して
いる状態にすると、増幅器５１４および位相調整線路５
１５は互いに共働して共振器５１３の共振周波数ｆ0の
近傍において負性抵抗回路として働き、共振器５１３側
にエネルギーを供給する働きをするため、等価的に共振
器５１３のＱ（無負荷Ｑ）が大幅に高められる。即ち、
共振周波数ｆ0において信号が急速に減衰されるように
なり、その結果例えば図１０に実線で示すような所定の
帯域阻止特性を得ることができる。
【０００４】一方、スイッチ５１６を開いて増幅器５１
４を動作していない状態に切り替えると、共振器５１３
には増幅器５１４からのエネルギーの供給が無くなるた
め、共振回路のＱは共振器５１３の元の（裸の）Ｑにま
で大幅に低下する。それによって共振器５１３のフィル
タとしての機能は低下し、例えば図１０で破線で示すよ
うなフラットに近い周波数特性が得られる。このよう
に、増幅器５１４を動作している状態と動作していない
状態とに切り替えることによって、フィルタ特性を持つ
状態と持たない状態とに切り替えることができ、それに
よってほぼ図１０のような周波数特性を実現することが
できる。
４を動作していない状態に切り替えると、共振器５１３
には増幅器５１４からのエネルギーの供給が無くなるた
め、共振回路のＱは共振器５１３の元の（裸の）Ｑにま
で大幅に低下する。それによって共振器５１３のフィル
タとしての機能は低下し、例えば図１０で破線で示すよ
うなフラットに近い周波数特性が得られる。このよう
に、増幅器５１４を動作している状態と動作していない
状態とに切り替えることによって、フィルタ特性を持つ
状態と持たない状態とに切り替えることができ、それに
よってほぼ図１０のような周波数特性を実現することが
できる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来例による能動フィルタでは、共振器５１３のＱ値を変
えることで周波数特性を変化させているため、完全にフ
ラットな通過特性とすることができなかった。又、負性
抵抗を発生させているため、その大きさによっては不安
定な動作になり得る可能性を有していた。
来例による能動フィルタでは、共振器５１３のＱ値を変
えることで周波数特性を変化させているため、完全にフ
ラットな通過特性とすることができなかった。又、負性
抵抗を発生させているため、その大きさによっては不安
定な動作になり得る可能性を有していた。
【０００６】本発明は上記の点に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、例えばマイクロ波帯以上の高周波帯
においても小型・広帯域で、必要に応じて帯域阻止特性
を持つ状態と全周波通過特性を持つ状態とに切り替え可
能にした高周波信号用の能動フィルタを提供することに
ある。
あり、その目的は、例えばマイクロ波帯以上の高周波帯
においても小型・広帯域で、必要に応じて帯域阻止特性
を持つ状態と全周波通過特性を持つ状態とに切り替え可
能にした高周波信号用の能動フィルタを提供することに
ある。
【０００７】
【０００８】
【０００９】
【課題を解決するための手段】 また、請求項１記載の発
明は、第１電極が接地され、第２電極が入力端子に接続
された第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタ
の第３電極に接続された、３つのうち少なくとも１つは
可変抵抗素子である第１から第３の抵抗素子と可変イン
ダクタからなるπ形回路と、第１電極が前記π形回路に
接続され、第２電極が接地され、第３電極が出力端子に
接続された第２のトランジスタと、第１電極が接地さ
れ、第２電極が前記入力端子に接続され、第３電極が前
記出力端子に接続された第３のトランジスタとを具備す
ることを特徴とする。
明は、第１電極が接地され、第２電極が入力端子に接続
された第１のトランジスタと、前記第１のトランジスタ
の第３電極に接続された、３つのうち少なくとも１つは
可変抵抗素子である第１から第３の抵抗素子と可変イン
ダクタからなるπ形回路と、第１電極が前記π形回路に
接続され、第２電極が接地され、第３電極が出力端子に
接続された第２のトランジスタと、第１電極が接地さ
れ、第２電極が前記入力端子に接続され、第３電極が前
記出力端子に接続された第３のトランジスタとを具備す
ることを特徴とする。
【００１０】また、請求項２記載の発明は、第１電極が
接地され、第２電極が入力端子に接続された第１のトラ
ンジスタと、前記第１のトランジスタの第３電極に接続
された、３つのうち少なくとも１つは可変抵抗素子であ
る第１から第３の抵抗素子と可変インダクタからなるπ
形回路と、第１電極が前記π形回路に接続され、第２電
極が接地され、第３電極が出力端子に接続された第２の
トランジスタと、第１電極が接地され、第２電極が前記
入力端子に接続された第３のトランジスタと、第１電極
が前記第３のトランジスタの第３電極に接続され、第２
電極が前記出力端子に接続され、第３電極が接地された
第４のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第３
電極と前記第４のトランジスタの第１電極の接続点と接
地との間に設けられた第４の抵抗素子とを具備すること
を特徴とする。
接地され、第２電極が入力端子に接続された第１のトラ
ンジスタと、前記第１のトランジスタの第３電極に接続
された、３つのうち少なくとも１つは可変抵抗素子であ
る第１から第３の抵抗素子と可変インダクタからなるπ
形回路と、第１電極が前記π形回路に接続され、第２電
極が接地され、第３電極が出力端子に接続された第２の
トランジスタと、第１電極が接地され、第２電極が前記
入力端子に接続された第３のトランジスタと、第１電極
が前記第３のトランジスタの第３電極に接続され、第２
電極が前記出力端子に接続され、第３電極が接地された
第４のトランジスタと、前記第３のトランジスタの第３
電極と前記第４のトランジスタの第１電極の接続点と接
地との間に設けられた第４の抵抗素子とを具備すること
を特徴とする。
【００１１】また、請求項３記載の発明は、前記第１の
トランジスタの相互コンダクタンスと前記第３のトラン
ジスタの相互コンダクタンスとを、前記入力端子から見
た入力インピーダンスへ整合させたことを特徴とする請
求項１または２に記載の能動フィルタである。
トランジスタの相互コンダクタンスと前記第３のトラン
ジスタの相互コンダクタンスとを、前記入力端子から見
た入力インピーダンスへ整合させたことを特徴とする請
求項１または２に記載の能動フィルタである。
【００１２】また、請求項４記載の発明は、前記第４の
トランジスタの相互コンダクタンスを、前記出力端子か
ら見た出力インピーダンスへ整合させたことを特徴とす
る請求項２に記載の能動フィルタである。
トランジスタの相互コンダクタンスを、前記出力端子か
ら見た出力インピーダンスへ整合させたことを特徴とす
る請求項２に記載の能動フィルタである。
【００１３】また、請求項５記載の発明は、前記第１の
抵抗素子と可変インダクタの並列接続回路に対して、さ
らに可変キャパシタを並列に接続したことを特徴とする
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の能動フィルタ
である。
抵抗素子と可変インダクタの並列接続回路に対して、さ
らに可変キャパシタを並列に接続したことを特徴とする
請求項１ないし４のいずれか１項に記載の能動フィルタ
である。
【００１４】
【００１５】
【００１６】
【作用】 また、請求項１〜２記載の発明によれば、２次
の全周波通過回路と２次の帯域素子回路の両方と同様の
電圧伝達関数を取り得る能動フィルタを構成し、なおか
つ後記（３）式または（４）式で与えられるアドミタン
ス行列のＹ21パラメータを有する回路が構成される。従
って、可変インダクタのインダクタンス値を可変するこ
とにより、中心角周波数が連続的に変化するフィルタを
構成できる。これにより、トランジスタを用いた、広帯
域な能動フィルタを提供できる。また、回路をトランジ
スタ・抵抗素子・インダクタのみで構成できるため、フ
ィルタの小型化を図ることができる。
の全周波通過回路と２次の帯域素子回路の両方と同様の
電圧伝達関数を取り得る能動フィルタを構成し、なおか
つ後記（３）式または（４）式で与えられるアドミタン
ス行列のＹ21パラメータを有する回路が構成される。従
って、可変インダクタのインダクタンス値を可変するこ
とにより、中心角周波数が連続的に変化するフィルタを
構成できる。これにより、トランジスタを用いた、広帯
域な能動フィルタを提供できる。また、回路をトランジ
スタ・抵抗素子・インダクタのみで構成できるため、フ
ィルタの小型化を図ることができる。
【００１７】また、請求項３記載の発明によれば、入力
端子に接続され、第１電極が接地された第１のトランジ
スタおよび第３のトランジスタの相互コンダクタンス
を、入力インピーダンスに対して適切に設定するように
している。これにより、入力の能動整合が可能となり、
結果として受動整合素子が不要となって、フィルタの小
型化を図ることが可能となる。
端子に接続され、第１電極が接地された第１のトランジ
スタおよび第３のトランジスタの相互コンダクタンス
を、入力インピーダンスに対して適切に設定するように
している。これにより、入力の能動整合が可能となり、
結果として受動整合素子が不要となって、フィルタの小
型化を図ることが可能となる。
【００１８】また、請求項４記載の発明によれば、出力
端子に接続され、第３電極が接地された第４のトランジ
スタの相互コンダクタンスを、出力インピーダンスに対
して適切に設定するようにしている。これにより、出力
の能動整合が可能となり、結果として受動整合素子が不
要となって、さらなるフィルタの小型化を図ることが可
能となる。
端子に接続され、第３電極が接地された第４のトランジ
スタの相互コンダクタンスを、出力インピーダンスに対
して適切に設定するようにしている。これにより、出力
の能動整合が可能となり、結果として受動整合素子が不
要となって、さらなるフィルタの小型化を図ることが可
能となる。
【００１９】また、請求項５記載の発明によれば、第１
の可変抵抗素子と可変インダクタの並列接続回路に対し
て可変キャパシタを並列に接続して可変キャパシタのキ
ャパシタンス値を可変させるようにする。これにより、
さらに広帯域な能動フィルタが得られる。
の可変抵抗素子と可変インダクタの並列接続回路に対し
て可変キャパシタを並列に接続して可変キャパシタのキ
ャパシタンス値を可変させるようにする。これにより、
さらに広帯域な能動フィルタが得られる。
【００２０】
【実施例】まず、この発明による能動フィルタの動作原
理について簡単に説明する。一般的な２次の全周波通過
回路の電圧伝達関数Ｈ(s)は、入力電圧をＶ1、出力電圧
をＶ2、中心角周波数をω0、ＱファクタをＱ、ｓ＝ｊω
（ここで、ωは角周波数）とした場合に、次式で示され
る。
理について簡単に説明する。一般的な２次の全周波通過
回路の電圧伝達関数Ｈ(s)は、入力電圧をＶ1、出力電圧
をＶ2、中心角周波数をω0、ＱファクタをＱ、ｓ＝ｊω
（ここで、ωは角周波数）とした場合に、次式で示され
る。
【００２１】
【数９】
【００２２】次に、一般的な２次の帯域阻止回路の電圧
伝達関数Ｈ(s)は、入力電圧をＶ1、出力電圧をＶ2、中
心角周波数をω0、ＱファクタをＱ、ｓ＝ｊω（ここ
で、ωは角周波数）とした場合に、次式で示される。
伝達関数Ｈ(s)は、入力電圧をＶ1、出力電圧をＶ2、中
心角周波数をω0、ＱファクタをＱ、ｓ＝ｊω（ここ
で、ωは角周波数）とした場合に、次式で示される。
【００２３】
【数１０】
【００２４】よって、電子回路のアドミタンス行列Ｙに
おけるＹ21が次式で表される場合には、全周波通過特性
が得られることとなる。なお、Ｇは回路の比例定数であ
る。
おけるＹ21が次式で表される場合には、全周波通過特性
が得られることとなる。なお、Ｇは回路の比例定数であ
る。
【００２５】
【数１１】
【００２６】同様に、電子回路のアドミタンス行列Ｙに
おけるＹ21が次式で表される場合には、帯域阻止特性が
得られることとなる。なお、Ｇは回路の比例定数であ
る。
おけるＹ21が次式で表される場合には、帯域阻止特性が
得られることとなる。なお、Ｇは回路の比例定数であ
る。
【００２７】
【数１２】
【００２８】従って、可変抵抗素子の抵抗値を変化させ
ることでアドミタンス行列のＹ21が（３）式と（４）式
の両方を取り得る回路を構成し、阻止帯域の中心角周波
数ω0を決定するインダクタのみあるいはキャパシタと
インダクタの並列回路を設け、キャパシタまたはインダ
クタのうち少なくとも一つを電圧制御素子などで構成
し、キャパシタンス値またはインダクタンス値を可変と
することにより、振幅一定で阻止帯域のみを連続的に大
きく変化させることができる。さらに、Ｑファクタを決
定する抵抗回路の抵抗素子を可変とすることにより、Ｑ
ファクタを可変にすることができる。
ることでアドミタンス行列のＹ21が（３）式と（４）式
の両方を取り得る回路を構成し、阻止帯域の中心角周波
数ω0を決定するインダクタのみあるいはキャパシタと
インダクタの並列回路を設け、キャパシタまたはインダ
クタのうち少なくとも一つを電圧制御素子などで構成
し、キャパシタンス値またはインダクタンス値を可変と
することにより、振幅一定で阻止帯域のみを連続的に大
きく変化させることができる。さらに、Ｑファクタを決
定する抵抗回路の抵抗素子を可変とすることにより、Ｑ
ファクタを可変にすることができる。
【００２９】［実施例１］次に、図面を参照してこの発
明の第１の実施例について説明する。図１は本発明の第
１の実施例による能動フィルタ１００の回路図である。
この図において、Ｖ1およびＶ2は各々能動フィルタ１０
０の入力電圧および出力電圧、Ｚ01およびＺ02は各々能
動フィルタ１００の入力および出力インピーダンス、
Ｃ，Ｃ，Ｃ，…は直流電圧阻止用のコンデンサ、Ｐ，
Ｐ，Ｐ，…は高周波を遮断するコイルを介して電圧が印
加されるポイント、端子１６は入力端子、端子１８は出
力端子、端子１７・１９は接地端子、２０は抵抗値Ｒ3
を有する抵抗、２２はインダクタンス値Ｌ3を有するイ
ンダクタ、２４は抵抗値Ｒ1を有する抵抗、２５は抵抗
値Ｒ2を有する抵抗である。なお、抵抗２０・２４・２
５のうち少なくとも、１つは可変抵抗素子である。
明の第１の実施例について説明する。図１は本発明の第
１の実施例による能動フィルタ１００の回路図である。
この図において、Ｖ1およびＶ2は各々能動フィルタ１０
０の入力電圧および出力電圧、Ｚ01およびＺ02は各々能
動フィルタ１００の入力および出力インピーダンス、
Ｃ，Ｃ，Ｃ，…は直流電圧阻止用のコンデンサ、Ｐ，
Ｐ，Ｐ，…は高周波を遮断するコイルを介して電圧が印
加されるポイント、端子１６は入力端子、端子１８は出
力端子、端子１７・１９は接地端子、２０は抵抗値Ｒ3
を有する抵抗、２２はインダクタンス値Ｌ3を有するイ
ンダクタ、２４は抵抗値Ｒ1を有する抵抗、２５は抵抗
値Ｒ2を有する抵抗である。なお、抵抗２０・２４・２
５のうち少なくとも、１つは可変抵抗素子である。
【００３０】また、３１・３５・３９はＦＥＴ（電界効
果トランジスタ）であって、ゲート直下のゲート・ソー
ス間の空乏層容量として各々Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃgsfを有
し、相互コンダクタンスとして各々ｇｍ1、ｇｍ2、ｇｍ
fを有する。また、Ｇ・Ｓ・Ｄは各々、ＦＥＴのゲート
電極・ソース電極・ドレイン電極である。一方、端子３
２・３６・４０はそれぞれＦＥＴ３１・３５・３９のド
レイン電極、端子３３・３７・４１はそれぞれＦＥＴ３
１・３５・３９のソース電極、端子３４・３８・４２は
それぞれＦＥＴ３１・３５・３９のゲート電極である。
この能動フィルタ１００は、ゲート接地のＦＥＴ３１
と、抵抗２４と抵抗２５さらに抵抗２０とインダクタ２
２の並列回路とからなるπ形回路と、ソース接地のＦＥ
Ｔ３５とを縦続接続した回路に対して、ゲート接地のＦ
ＥＴ３９を並列に接続している。
果トランジスタ）であって、ゲート直下のゲート・ソー
ス間の空乏層容量として各々Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃgsfを有
し、相互コンダクタンスとして各々ｇｍ1、ｇｍ2、ｇｍ
fを有する。また、Ｇ・Ｓ・Ｄは各々、ＦＥＴのゲート
電極・ソース電極・ドレイン電極である。一方、端子３
２・３６・４０はそれぞれＦＥＴ３１・３５・３９のド
レイン電極、端子３３・３７・４１はそれぞれＦＥＴ３
１・３５・３９のソース電極、端子３４・３８・４２は
それぞれＦＥＴ３１・３５・３９のゲート電極である。
この能動フィルタ１００は、ゲート接地のＦＥＴ３１
と、抵抗２４と抵抗２５さらに抵抗２０とインダクタ２
２の並列回路とからなるπ形回路と、ソース接地のＦＥ
Ｔ３５とを縦続接続した回路に対して、ゲート接地のＦ
ＥＴ３９を並列に接続している。
【００３１】次に、上記構成による能動フィルタ１００
の動作を説明する。まず、図１の回路のアドミタンス行
列Ｙを求める。解析を簡単にするため、ＦＥＴ３１・Ｆ
ＥＴ３５・ＦＥＴ３９がすべて電気的に同じ特性を有
し、それぞれがゲート直下のゲート・ソース間の空乏層
容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃgsfおよび相互コンダクタンスｇ
ｍ1、ｇｍ2、ｇｍfのみで表現されるとする。すると、
アドミタンス行列Ｙは、ｓ＝ｊωとして、次式で与えら
れる。
の動作を説明する。まず、図１の回路のアドミタンス行
列Ｙを求める。解析を簡単にするため、ＦＥＴ３１・Ｆ
ＥＴ３５・ＦＥＴ３９がすべて電気的に同じ特性を有
し、それぞれがゲート直下のゲート・ソース間の空乏層
容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃgsfおよび相互コンダクタンスｇ
ｍ1、ｇｍ2、ｇｍfのみで表現されるとする。すると、
アドミタンス行列Ｙは、ｓ＝ｊωとして、次式で与えら
れる。
【００３２】
【数１３】
【００３３】ここで、ＦＥＴの遮断周波数ｆT＝ｇｍ1／
（２πＣgs1）＝ｇｍ2／（２πＣgs2）＝ｇｍf／（２π
Ｃgsf）とする。同一のウェハ内では、このようなｆTの
等しい特性を有するＦＥＴを容易に構成することが可能
である。アドミタンス行列ＹのＹ2 1は、変形して、
（２πＣgs1）＝ｇｍ2／（２πＣgs2）＝ｇｍf／（２π
Ｃgsf）とする。同一のウェハ内では、このようなｆTの
等しい特性を有するＦＥＴを容易に構成することが可能
である。アドミタンス行列ＹのＹ2 1は、変形して、
【００３４】
【数１４】
【００３５】となる。中心角周波数ω0とＱファクタ
は、（３）式と（１−２）式により次式のようになる。
は、（３）式と（１−２）式により次式のようになる。
【００３６】
【数１５】
【００３７】
【数１６】
【００３８】ここで、２次の全周波通過回路と同様に、
中心角周波数ω0を変化させても、Ｙ21の振幅が常に一
定になるための条件は、（１−２）式より、
中心角周波数ω0を変化させても、Ｙ21の振幅が常に一
定になるための条件は、（１−２）式より、
【００３９】
【数１７】
【００４０】また、２次の帯域阻止回路と同様に、中心
角周波数ω0を変化させても、Ｙ21の振幅が阻止帯域外
で常に一定となるための条件は、
角周波数ω0を変化させても、Ｙ21の振幅が阻止帯域外
で常に一定となるための条件は、
【００４１】
【数１８】
【００４２】従って、抵抗２４の抵抗値Ｒ1、抵抗２５
の抵抗値Ｒ2、抵抗２０の抵抗値Ｒ3のうちいずれか１つ
以上の可変抵抗素子の抵抗値を変化させ、（１−５）式
または（１−６）式の関係を満たす値に設定すること
で、２次の全周波通過フィルタあるいは２次の帯域阻止
フィルタとして動作させることができる。また、インダ
クタ２２を電圧制御素子などで構成してインダクタンス
値Ｌ3を可変とすることにより、中心角周波数を変化さ
せることができる。このとき、（１−４）式より、Ｑフ
ァクタもこれらの抵抗値の組み合わせを変えることで変
化させることができる。さらには、相互コンダクタンス
（ｇｍ1＋ｇｍf）を入力インピーダンスＺ01の逆数とす
ることにより、能動素子のみで入力整合が達成できる。
の抵抗値Ｒ2、抵抗２０の抵抗値Ｒ3のうちいずれか１つ
以上の可変抵抗素子の抵抗値を変化させ、（１−５）式
または（１−６）式の関係を満たす値に設定すること
で、２次の全周波通過フィルタあるいは２次の帯域阻止
フィルタとして動作させることができる。また、インダ
クタ２２を電圧制御素子などで構成してインダクタンス
値Ｌ3を可変とすることにより、中心角周波数を変化さ
せることができる。このとき、（１−４）式より、Ｑフ
ァクタもこれらの抵抗値の組み合わせを変えることで変
化させることができる。さらには、相互コンダクタンス
（ｇｍ1＋ｇｍf）を入力インピーダンスＺ01の逆数とす
ることにより、能動素子のみで入力整合が達成できる。
【００４３】ここで、ＦＥＴ３１としてゲート幅２５μ
ｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ1＝５ｍＳ、空乏
層容量Ｃgs1＝０．０４ｐＦ、遮断周波数ｆT＝２０ＧＨ
ｚ）を、ＦＥＴ３５・ＦＥＴ３９としてゲート幅２００
μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ2＝ｇｍf＝４０
ｍＳ、空乏層容量Ｃgs2＝Ｃgsf＝０．３２ｐＦ、遮断周
波数ｆT＝２０ＧＨｚ）を用いた能動フィルタの周波数
特性を図２に示す。
ｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ1＝５ｍＳ、空乏
層容量Ｃgs1＝０．０４ｐＦ、遮断周波数ｆT＝２０ＧＨ
ｚ）を、ＦＥＴ３５・ＦＥＴ３９としてゲート幅２００
μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ2＝ｇｍf＝４０
ｍＳ、空乏層容量Ｃgs2＝Ｃgsf＝０．３２ｐＦ、遮断周
波数ｆT＝２０ＧＨｚ）を用いた能動フィルタの周波数
特性を図２に示す。
【００４４】図２において、Ｓ11、Ｓ21、Ｓ22は各々ア
ドミタンス行列ＹのＹ11、Ｙ21、Ｙ2 2に対応している。
左上図(a)は入力整合の様子を、右下図(c)は出力整合の
様子を表している。図から明らかなように、Ｓ11は−７
ｄＢ以下であって入力整合していることが見て取れる。
Ｓ21（右上図(b)参照）については、例えばケース(0)に
おいては、インダクタンス値Ｌ3＝５ｎＨ，抵抗値Ｒ1＝
８５７Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝３．２ｋΩに設定す
ることで、全周波通過特性になることがわかる。また、
ケース(1)，ケース(2)，ケース(3)においては、それぞ
れインダクタンス値Ｌ3を４ｎＨ，５ｎＨ，６ｎＨに、
抵抗値Ｒ1＝４００Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝３．２
ｋΩに設定することで、帯域阻止特性になり、インダク
タンス値を変化させることで帯域阻止の中心周波数を変
化させることができることがわかる。
ドミタンス行列ＹのＹ11、Ｙ21、Ｙ2 2に対応している。
左上図(a)は入力整合の様子を、右下図(c)は出力整合の
様子を表している。図から明らかなように、Ｓ11は−７
ｄＢ以下であって入力整合していることが見て取れる。
Ｓ21（右上図(b)参照）については、例えばケース(0)に
おいては、インダクタンス値Ｌ3＝５ｎＨ，抵抗値Ｒ1＝
８５７Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝３．２ｋΩに設定す
ることで、全周波通過特性になることがわかる。また、
ケース(1)，ケース(2)，ケース(3)においては、それぞ
れインダクタンス値Ｌ3を４ｎＨ，５ｎＨ，６ｎＨに、
抵抗値Ｒ1＝４００Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝３．２
ｋΩに設定することで、帯域阻止特性になり、インダク
タンス値を変化させることで帯域阻止の中心周波数を変
化させることができることがわかる。
【００４５】なお、（１−２）式より、Ｙ21は相互コン
ダクタンスｇｍfに比例するため、相互コンダクタンス
ｇｍfを大きくすることでＳ21に利得を持たせることが
できる。ここで、相互コンダクタンスｇｍ1の値を完全
に入力インピーダンスＺ01に調整しなくとも、上述した
インピーダンス整合は可能である。従って、（１−２）
式を満足し、なおかつ相互コンダクタンスｇｍfを変え
て利得を可変することが可能である。これは、これ以後
の実施例においても同様である。以上より、この実施例
による能動フィルタ１００が良好に動作することがわか
る。
ダクタンスｇｍfに比例するため、相互コンダクタンス
ｇｍfを大きくすることでＳ21に利得を持たせることが
できる。ここで、相互コンダクタンスｇｍ1の値を完全
に入力インピーダンスＺ01に調整しなくとも、上述した
インピーダンス整合は可能である。従って、（１−２）
式を満足し、なおかつ相互コンダクタンスｇｍfを変え
て利得を可変することが可能である。これは、これ以後
の実施例においても同様である。以上より、この実施例
による能動フィルタ１００が良好に動作することがわか
る。
【００４６】［実施例２］次に、図面を参照してこの発
明の第２の実施例について説明する。図３は本発明の第
２の実施例による能動フィルタ２００の回路図である。
ここで、図１と同一の部品・信号には同一の符号を付し
てあり、その説明を省略する。この図において、４３は
ＦＥＴであって、ゲート・ソース間の空乏層容量として
Ｃgsaを、相互コンダクタンスとしてｇｍaを有する。ま
た、端子４４・４５・４６は各々ＦＥＴ４３のドレイン
・ソース・ゲート電極である。また、２３は抵抗値Ｒs
を持つ抵抗である。
明の第２の実施例について説明する。図３は本発明の第
２の実施例による能動フィルタ２００の回路図である。
ここで、図１と同一の部品・信号には同一の符号を付し
てあり、その説明を省略する。この図において、４３は
ＦＥＴであって、ゲート・ソース間の空乏層容量として
Ｃgsaを、相互コンダクタンスとしてｇｍaを有する。ま
た、端子４４・４５・４６は各々ＦＥＴ４３のドレイン
・ソース・ゲート電極である。また、２３は抵抗値Ｒs
を持つ抵抗である。
【００４７】この能動フィルタ２００は、ゲート接地の
ＦＥＴ３１と、抵抗２４と抵抗２５さらに抵抗２０とイ
ンダクタ２２の並列回路とからなるπ形回路と、ソース
接地のＦＥＴ３５とを縦続接続した回路に対して、この
縦続接続回路と並列に、ゲート接地のＦＥＴ３９とドレ
イン接地のＦＥＴ４３とを縦続接続してこれらＦＥＴの
間に抵抗２３をシャントに挿入した回路を接続してい
る。
ＦＥＴ３１と、抵抗２４と抵抗２５さらに抵抗２０とイ
ンダクタ２２の並列回路とからなるπ形回路と、ソース
接地のＦＥＴ３５とを縦続接続した回路に対して、この
縦続接続回路と並列に、ゲート接地のＦＥＴ３９とドレ
イン接地のＦＥＴ４３とを縦続接続してこれらＦＥＴの
間に抵抗２３をシャントに挿入した回路を接続してい
る。
【００４８】次に、上記構成による能動フィルタ２００
の動作を説明する。まず、図３の回路のアドミタンス行
列Ｙを求める。解析を簡単にするため、ＦＥＴ３１・Ｆ
ＥＴ３５・ＦＥＴ３９・ＦＥＴ４３がすべて電気的に同
じ特性を有し、それぞれがゲート直下のゲート・ソース
間の空乏層容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃgsf、Ｃgsaおよび相互
コンダクタンスｇｍ1、ｇｍ2、ｇｍf、ｇｍaのみで表現
されるとする。すると、アドミタンス行列Ｙは、ｓ＝ｊ
ωとして、次式で与えられる。
の動作を説明する。まず、図３の回路のアドミタンス行
列Ｙを求める。解析を簡単にするため、ＦＥＴ３１・Ｆ
ＥＴ３５・ＦＥＴ３９・ＦＥＴ４３がすべて電気的に同
じ特性を有し、それぞれがゲート直下のゲート・ソース
間の空乏層容量Ｃgs1、Ｃgs2、Ｃgsf、Ｃgsaおよび相互
コンダクタンスｇｍ1、ｇｍ2、ｇｍf、ｇｍaのみで表現
されるとする。すると、アドミタンス行列Ｙは、ｓ＝ｊ
ωとして、次式で与えられる。
【００４９】
【数１９】
【００５０】ここで、ＦＥＴの遮断周波数ｆT＝ｇｍ1／
（２πＣgs1）＝ｇｍ2／（２πＣgs2）＝ｇｍf／（２π
Ｃgsf）＝ｇｍa／（２πＣgsa）とする。同一のウェハ
内では、このようなｆTの等しい特性を有するＦＥＴを
容易に構成することが可能である。アドミタンス行列Ｙ
のＹ22が振幅一定となる周波数特性を有するために抵抗
２３の抵抗値Ｒsに必要とされる条件は、次式で与えら
れる。 Ｒs＝１／ｇｍa （２−２） このとき、（２−１）式は次式のようになる。
（２πＣgs1）＝ｇｍ2／（２πＣgs2）＝ｇｍf／（２π
Ｃgsf）＝ｇｍa／（２πＣgsa）とする。同一のウェハ
内では、このようなｆTの等しい特性を有するＦＥＴを
容易に構成することが可能である。アドミタンス行列Ｙ
のＹ22が振幅一定となる周波数特性を有するために抵抗
２３の抵抗値Ｒsに必要とされる条件は、次式で与えら
れる。 Ｒs＝１／ｇｍa （２−２） このとき、（２−１）式は次式のようになる。
【００５１】
【数２０】
【００５２】すると、アドミタンス行列ＹのＹ21は、
【００５３】
【数２１】
【００５４】となる。これは（１−２）式と同じであ
る。従って、抵抗２３の抵抗値Ｒsを（２−２）式の値
に設定し、抵抗２４の抵抗値Ｒ1、抵抗２５の抵抗値
Ｒ2、抵抗２０の抵抗値Ｒ3のうちいずれか１つ以上の可
変抵抗素子の抵抗値を変化させ、（１−５）式または
（１−６）式の関係を満たす値に設定することで、２次
の全周波通過フィルタあるいは２次の帯域阻止フィルタ
として動作させることができる。また、インダクタ２２
を電圧制御素子などで構成してインダクタンス値Ｌ3を
可変とすることにより、中心角周波数を変化させること
ができる。このとき、（１−４）式より、Ｑファクタも
これらの抵抗値の組み合わせを変えることで変化させる
ことができる。さらには、相互コンダクタンス（ｇｍ1
＋ｇｍf）を入力インピーダンスＺ01の逆数とすること
により、能動素子のみで入力整合が達成できる。また、
相互コンダクタンスｇｍaを出力インピーダンスＺ02の
逆数とすることにより、能動素子のみで出力整合を達成
できる。
る。従って、抵抗２３の抵抗値Ｒsを（２−２）式の値
に設定し、抵抗２４の抵抗値Ｒ1、抵抗２５の抵抗値
Ｒ2、抵抗２０の抵抗値Ｒ3のうちいずれか１つ以上の可
変抵抗素子の抵抗値を変化させ、（１−５）式または
（１−６）式の関係を満たす値に設定することで、２次
の全周波通過フィルタあるいは２次の帯域阻止フィルタ
として動作させることができる。また、インダクタ２２
を電圧制御素子などで構成してインダクタンス値Ｌ3を
可変とすることにより、中心角周波数を変化させること
ができる。このとき、（１−４）式より、Ｑファクタも
これらの抵抗値の組み合わせを変えることで変化させる
ことができる。さらには、相互コンダクタンス（ｇｍ1
＋ｇｍf）を入力インピーダンスＺ01の逆数とすること
により、能動素子のみで入力整合が達成できる。また、
相互コンダクタンスｇｍaを出力インピーダンスＺ02の
逆数とすることにより、能動素子のみで出力整合を達成
できる。
【００５５】ここで、ＦＥＴ３１としてゲート幅２５μ
ｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ1＝５ｍＳ、空乏
層容量Ｃgs1＝０．０４ｐＦ、遮断周波数ｆT＝２０ＧＨ
ｚ）を、ＦＥＴ３５・ＦＥＴ３９としてゲート幅２００
μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ2＝ｇｍf＝４０
ｍＳ、空乏層容量Ｃgs2＝Ｃgsf＝０．３２ｐＦ、遮断周
波数ｆT＝２０ＧＨｚ）を、ＦＥＴ４３としてゲート幅
５０μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍa＝１０ｍ
Ｓ、空乏層容量Ｃgsa＝０．０８ｐＦ、遮断周波数ｆT＝
２０ＧＨｚ）を用いた能動フィルタの周波数特性を図４
に示す。なお、以上から、抵抗２３の抵抗値Ｒs＝１／
ｇｍa＝１００Ωとする。図から明らかなように、Ｓ1 1
は−７ｄＢ以下、Ｓ22は−９ｄＢ以下であって入出力と
もに整合していることがわかる。Ｓ21については、例え
ばケース(0)においては、インダクタンス値Ｌ3＝５ｎ
Ｈ，抵抗値Ｒ1＝８５７Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝
３．２ｋΩに設定することで、全周波通過特性になるこ
とがわかる。
ｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ1＝５ｍＳ、空乏
層容量Ｃgs1＝０．０４ｐＦ、遮断周波数ｆT＝２０ＧＨ
ｚ）を、ＦＥＴ３５・ＦＥＴ３９としてゲート幅２００
μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ2＝ｇｍf＝４０
ｍＳ、空乏層容量Ｃgs2＝Ｃgsf＝０．３２ｐＦ、遮断周
波数ｆT＝２０ＧＨｚ）を、ＦＥＴ４３としてゲート幅
５０μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍa＝１０ｍ
Ｓ、空乏層容量Ｃgsa＝０．０８ｐＦ、遮断周波数ｆT＝
２０ＧＨｚ）を用いた能動フィルタの周波数特性を図４
に示す。なお、以上から、抵抗２３の抵抗値Ｒs＝１／
ｇｍa＝１００Ωとする。図から明らかなように、Ｓ1 1
は−７ｄＢ以下、Ｓ22は−９ｄＢ以下であって入出力と
もに整合していることがわかる。Ｓ21については、例え
ばケース(0)においては、インダクタンス値Ｌ3＝５ｎ
Ｈ，抵抗値Ｒ1＝８５７Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝
３．２ｋΩに設定することで、全周波通過特性になるこ
とがわかる。
【００５６】また、ケース(1)，ケース(2)，ケース(3)
においては、それぞれインダクタンス値Ｌ3を４ｎＨ，
５ｎＨ，６ｎＨに、抵抗値Ｒ1＝４００Ω，Ｒ2＝２．８
ｋΩ，Ｒ3＝３．２ｋΩに設定することで、帯域阻止特
性になり、インダクタンス値を変化させることで帯域阻
止の中心周波数を変化させることができることがわか
る。なお、（２−５）式より、Ｙ21は相互コンダクタン
スｇｍfに比例するため、相互コンダクタンスｇｍfを大
きくすることでＳ21に利得をもたせることができる。以
上により、この実施例による能動フィルタ２００が良好
に動作することがわかる。
においては、それぞれインダクタンス値Ｌ3を４ｎＨ，
５ｎＨ，６ｎＨに、抵抗値Ｒ1＝４００Ω，Ｒ2＝２．８
ｋΩ，Ｒ3＝３．２ｋΩに設定することで、帯域阻止特
性になり、インダクタンス値を変化させることで帯域阻
止の中心周波数を変化させることができることがわか
る。なお、（２−５）式より、Ｙ21は相互コンダクタン
スｇｍfに比例するため、相互コンダクタンスｇｍfを大
きくすることでＳ21に利得をもたせることができる。以
上により、この実施例による能動フィルタ２００が良好
に動作することがわかる。
【００５７】［実施例３］次に、図面を参照してこの発
明の第３の実施例について説明する。図５は本発明の第
３の実施例による能動フィルタ３００の回路図である。
ここで、図１と同一の部品・信号には同一の符号を付し
てあり、その説明を省略する。この図において２１は容
量Ｃ3を持つキャパシタである。また、この能動フィル
タ３００は、第１の実施例における能動フィルタ１００
の抵抗２０とインダクタ２２の並列回路に対してキャパ
シタ２１を並列に接続したものである。
明の第３の実施例について説明する。図５は本発明の第
３の実施例による能動フィルタ３００の回路図である。
ここで、図１と同一の部品・信号には同一の符号を付し
てあり、その説明を省略する。この図において２１は容
量Ｃ3を持つキャパシタである。また、この能動フィル
タ３００は、第１の実施例における能動フィルタ１００
の抵抗２０とインダクタ２２の並列回路に対してキャパ
シタ２１を並列に接続したものである。
【００５８】次に、上記構成による能動フィルタ３００
の動作を説明する。第１の実施例と比較して、能動フィ
ルタ３００のアドミタンス行列ＹのＹ21は容量Ｃgs2を
（Ｃ3＋Ｃgs2）で置き換えたものになり、次式で表され
ることになる。
の動作を説明する。第１の実施例と比較して、能動フィ
ルタ３００のアドミタンス行列ＹのＹ21は容量Ｃgs2を
（Ｃ3＋Ｃgs2）で置き換えたものになり、次式で表され
ることになる。
【００５９】
【数２２】
【００６０】従って、抵抗２４の抵抗値Ｒ1、抵抗２５
の抵抗値Ｒ2、抵抗２０の抵抗値Ｒ3のうちいずれか１つ
以上の可変抵抗素子の抵抗値を変化させ、（１−５）式
または（１−６）式の関係を満たす値に設定すること
で、２次の全周波通過フィルタあるいは２次の帯域阻止
フィルタとして動作させることができる。また、キャパ
シタ２１またはインダクタ２２を電圧制御素子などで構
成して、キャパシタンス値Ｃ3またはインダクタンス値
Ｌ3を可変とすることにより、中心角周波数を変化させ
ることができる。このとき、（１−４）式より、Ｑファ
クタもこれらの抵抗値の組み合わせを変えることで変化
させることができる。さらには、相互コンダクタンス
（ｇｍ1＋ｇｍf）を入力インピーダンスＺ01の逆数とす
ることにより、能動素子のみで入力整合が達成できる。
の抵抗値Ｒ2、抵抗２０の抵抗値Ｒ3のうちいずれか１つ
以上の可変抵抗素子の抵抗値を変化させ、（１−５）式
または（１−６）式の関係を満たす値に設定すること
で、２次の全周波通過フィルタあるいは２次の帯域阻止
フィルタとして動作させることができる。また、キャパ
シタ２１またはインダクタ２２を電圧制御素子などで構
成して、キャパシタンス値Ｃ3またはインダクタンス値
Ｌ3を可変とすることにより、中心角周波数を変化させ
ることができる。このとき、（１−４）式より、Ｑファ
クタもこれらの抵抗値の組み合わせを変えることで変化
させることができる。さらには、相互コンダクタンス
（ｇｍ1＋ｇｍf）を入力インピーダンスＺ01の逆数とす
ることにより、能動素子のみで入力整合が達成できる。
【００６１】ここで、ＦＥＴ３１としてゲート幅２５μ
ｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ1＝５ｍＳ、空乏
層容量Ｃgs1＝０．０４ｐＦ、遮断周波数ｆT＝２０ＧＨ
ｚ）を、ＦＥＴ３５・ＦＥＴ３９としてゲート幅２００
μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ2＝ｇｍf＝４０
ｍＳ、空乏層容量Ｃgs2＝Ｃgsf＝０．３２ｐＦ、遮断周
波数ｆT＝２０ＧＨｚ）を用いた能動フィルタの周波数
特性を図６に示す。図から明らかなように、Ｓ11は−７
ｄＢ以下であって入力整合していることがわかる。Ｓ2 1
については、例えばケース(0)においては、キャパシタ
ンス値Ｃ3＝０．５ｐＦ，インダクタンス値Ｌ3＝５ｎ
Ｈ，抵抗値Ｒ1＝８５７Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝
３．２ｋΩに設定することで、全周波通過特性になるこ
とがわかる。
ｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ1＝５ｍＳ、空乏
層容量Ｃgs1＝０．０４ｐＦ、遮断周波数ｆT＝２０ＧＨ
ｚ）を、ＦＥＴ３５・ＦＥＴ３９としてゲート幅２００
μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ2＝ｇｍf＝４０
ｍＳ、空乏層容量Ｃgs2＝Ｃgsf＝０．３２ｐＦ、遮断周
波数ｆT＝２０ＧＨｚ）を用いた能動フィルタの周波数
特性を図６に示す。図から明らかなように、Ｓ11は−７
ｄＢ以下であって入力整合していることがわかる。Ｓ2 1
については、例えばケース(0)においては、キャパシタ
ンス値Ｃ3＝０．５ｐＦ，インダクタンス値Ｌ3＝５ｎ
Ｈ，抵抗値Ｒ1＝８５７Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝
３．２ｋΩに設定することで、全周波通過特性になるこ
とがわかる。
【００６２】また、ケース(1)，ケース(2)，ケース(3)
においては、それぞれキャパシタンス値Ｃ3を０．４ｐ
Ｆ，０．５ｐＦ，０．６ｐＦに、インダクタンス値Ｌ3
＝５ｎＨ，抵抗値Ｒ1＝４００Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ
3＝３．２ｋΩに設定することで、帯域阻止特性にな
り、キャパシタンス値を変化させることで帯域阻止の中
心周波数を変化させることができることがわかる。な
お、（３−１）式より、Ｙ21は相互コンダクタンスｇｍ
fに比例するため、相互コンダクタンスｇｍfを大きくす
ることでＳ21に利得をもたせることができる。以上によ
り、この実施例による能動フィルタ３００が良好に動作
することがわかる。
においては、それぞれキャパシタンス値Ｃ3を０．４ｐ
Ｆ，０．５ｐＦ，０．６ｐＦに、インダクタンス値Ｌ3
＝５ｎＨ，抵抗値Ｒ1＝４００Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ
3＝３．２ｋΩに設定することで、帯域阻止特性にな
り、キャパシタンス値を変化させることで帯域阻止の中
心周波数を変化させることができることがわかる。な
お、（３−１）式より、Ｙ21は相互コンダクタンスｇｍ
fに比例するため、相互コンダクタンスｇｍfを大きくす
ることでＳ21に利得をもたせることができる。以上によ
り、この実施例による能動フィルタ３００が良好に動作
することがわかる。
【００６３】［実施例４］次に、図面を参照してこの発
明の第４の実施例について説明する。図７は本発明の第
４の実施例による能動フィルタ４００の回路図である。
ここで、図３あるいは図５と同一の部品・信号には同一
の符号を付してあり、その説明を省略する。この能動フ
ィルタ４００は、第２の実施例における能動フィルタ２
００の抵抗２０とインダクタ２２の並列回路に対してキ
ャパシタ２１を並列に接続したものである。
明の第４の実施例について説明する。図７は本発明の第
４の実施例による能動フィルタ４００の回路図である。
ここで、図３あるいは図５と同一の部品・信号には同一
の符号を付してあり、その説明を省略する。この能動フ
ィルタ４００は、第２の実施例における能動フィルタ２
００の抵抗２０とインダクタ２２の並列回路に対してキ
ャパシタ２１を並列に接続したものである。
【００６４】次に、上記構成による能動フィルタ４００
の動作を説明する。第２の実施例と比較して、能動フィ
ルタ４００のアドミタンス行列ＹのＹ21は容量Ｃgs2を
（Ｃ3＋Ｃgs2）で置き換えたものになり、次式で表され
ることになる。
の動作を説明する。第２の実施例と比較して、能動フィ
ルタ４００のアドミタンス行列ＹのＹ21は容量Ｃgs2を
（Ｃ3＋Ｃgs2）で置き換えたものになり、次式で表され
ることになる。
【００６５】
【数２３】
【００６６】従って、抵抗２３の抵抗値Ｒsを（２−
２）式の値に設定し、抵抗２４の抵抗値Ｒ1、抵抗２５
の抵抗値Ｒ2、抵抗２０の抵抗値Ｒ3のうちいずれか１つ
以上の可変抵抗素子の抵抗値を変化させ、（１−５）式
または（１−６）式の関係を満たす値に設定すること
で、２次の全周波通過フィルタあるいは２次の帯域阻止
フィルタとして動作させることができる。また、キャパ
シタ２１またはインダクタ２２を電圧制御素子などで構
成し、キャパシタンス値Ｃ3またはインダクタンス値Ｌ3
を可変とすることにより、中心角周波数を変化させるこ
とができる。このとき、（１−４）式より、Ｑファクタ
もこれらの抵抗値の組み合わせを変えることで変化させ
ることができる。さらには、相互コンダクタンス（ｇｍ
1＋ｇｍf）を入力インピーダンスＺ01の逆数とすること
により、能動素子のみで入力整合が達成できる。また、
相互コンダクタンスｇｍaを出力インピーダンスＺ02の
逆数とすることにより、能動素子のみで出力整合を達成
できる。
２）式の値に設定し、抵抗２４の抵抗値Ｒ1、抵抗２５
の抵抗値Ｒ2、抵抗２０の抵抗値Ｒ3のうちいずれか１つ
以上の可変抵抗素子の抵抗値を変化させ、（１−５）式
または（１−６）式の関係を満たす値に設定すること
で、２次の全周波通過フィルタあるいは２次の帯域阻止
フィルタとして動作させることができる。また、キャパ
シタ２１またはインダクタ２２を電圧制御素子などで構
成し、キャパシタンス値Ｃ3またはインダクタンス値Ｌ3
を可変とすることにより、中心角周波数を変化させるこ
とができる。このとき、（１−４）式より、Ｑファクタ
もこれらの抵抗値の組み合わせを変えることで変化させ
ることができる。さらには、相互コンダクタンス（ｇｍ
1＋ｇｍf）を入力インピーダンスＺ01の逆数とすること
により、能動素子のみで入力整合が達成できる。また、
相互コンダクタンスｇｍaを出力インピーダンスＺ02の
逆数とすることにより、能動素子のみで出力整合を達成
できる。
【００６７】ここで、ＦＥＴ３１としてゲート幅２５μ
ｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ1＝５ｍＳ、空乏
層容量Ｃgs1＝０．０４ｐＦ、遮断周波数ｆT＝２０ＧＨ
ｚ）を、ＦＥＴ３５・ＦＥＴ３９としてゲート幅２００
μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ2＝ｇｍf＝４０
ｍＳ、空乏層容量Ｃgs2＝Ｃgsf＝０．３２ｐＦ、遮断周
波数ｆT＝２０ＧＨｚ）を、ＦＥＴ４３としてゲート幅
５０μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍa＝１０ｍ
Ｓ、空乏層容量Ｃgsa＝０．０８ｐＦ、遮断周波数ｆT＝
２０ＧＨｚ）を用いた能動フィルタの周波数特性を図８
に示す。なお、以上から、抵抗２３の抵抗値Ｒs＝１／
ｇｍa＝１００Ωとする。図から明らかなように、Ｓ1 1
は−７ｄＢ以下、Ｓ22も−９ｄＢ以下であって入出力と
もに整合していることがわかる。Ｓ21については、例え
ばケース(0)においては、キャパシタンス値Ｃ3＝０．５
ｐＦ，インダクタンス値Ｌ3＝５ｎＨ，抵抗値Ｒ1＝８５
７Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝３．２ｋΩに設定するこ
とで、全周波通過特性になることがわかる。
ｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ1＝５ｍＳ、空乏
層容量Ｃgs1＝０．０４ｐＦ、遮断周波数ｆT＝２０ＧＨ
ｚ）を、ＦＥＴ３５・ＦＥＴ３９としてゲート幅２００
μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍ2＝ｇｍf＝４０
ｍＳ、空乏層容量Ｃgs2＝Ｃgsf＝０．３２ｐＦ、遮断周
波数ｆT＝２０ＧＨｚ）を、ＦＥＴ４３としてゲート幅
５０μｍのＦＥＴ（相互コンダクタンスｇｍa＝１０ｍ
Ｓ、空乏層容量Ｃgsa＝０．０８ｐＦ、遮断周波数ｆT＝
２０ＧＨｚ）を用いた能動フィルタの周波数特性を図８
に示す。なお、以上から、抵抗２３の抵抗値Ｒs＝１／
ｇｍa＝１００Ωとする。図から明らかなように、Ｓ1 1
は−７ｄＢ以下、Ｓ22も−９ｄＢ以下であって入出力と
もに整合していることがわかる。Ｓ21については、例え
ばケース(0)においては、キャパシタンス値Ｃ3＝０．５
ｐＦ，インダクタンス値Ｌ3＝５ｎＨ，抵抗値Ｒ1＝８５
７Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ3＝３．２ｋΩに設定するこ
とで、全周波通過特性になることがわかる。
【００６８】また、ケース(1)，ケース(2)，ケース(3)
においては、それぞれキャパシタンス値Ｃ3を０．４ｐ
Ｆ，０．５ｐＦ，０．６ｐＦに、インダクタンス値Ｌ3
＝５ｎＨ，抵抗値Ｒ1＝４００Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ
3＝３．２ｋΩに設定することで、帯域阻止特性にな
り、キャパシタンス値を変化させることで帯域阻止の中
心周波数を変化させることができることがわかる。な
お、（４−１）式より、Ｙ21は相互コンダクタンスｇｍ
fに比例するため、相互コンダクタンスｇｍfを大きくす
ることでＳ21に利得をもたせることができる。以上によ
り、この実施例による能動フィルタ４００が良好に動作
することがわかる。
においては、それぞれキャパシタンス値Ｃ3を０．４ｐ
Ｆ，０．５ｐＦ，０．６ｐＦに、インダクタンス値Ｌ3
＝５ｎＨ，抵抗値Ｒ1＝４００Ω，Ｒ2＝２．８ｋΩ，Ｒ
3＝３．２ｋΩに設定することで、帯域阻止特性にな
り、キャパシタンス値を変化させることで帯域阻止の中
心周波数を変化させることができることがわかる。な
お、（４−１）式より、Ｙ21は相互コンダクタンスｇｍ
fに比例するため、相互コンダクタンスｇｍfを大きくす
ることでＳ21に利得をもたせることができる。以上によ
り、この実施例による能動フィルタ４００が良好に動作
することがわかる。
【００６９】なお、以上の説明においては、３端子の能
動素子としてＦＥＴを用いた場合を示したが、これに限
らず、例えばバイポーラトランジスタやＨＥＭＴ（高電
子移動度トランジスタ）を用いても同様に構成できる。
また、ＦＥＴゲートへの電圧印加ポイントＰの電圧を変
化させることにより、相互コンダクタンスｇｍが変化す
るので、振幅変動を抑圧できる電圧制御型の能動フィル
タを実現できる。
動素子としてＦＥＴを用いた場合を示したが、これに限
らず、例えばバイポーラトランジスタやＨＥＭＴ（高電
子移動度トランジスタ）を用いても同様に構成できる。
また、ＦＥＴゲートへの電圧印加ポイントＰの電圧を変
化させることにより、相互コンダクタンスｇｍが変化す
るので、振幅変動を抑圧できる電圧制御型の能動フィル
タを実現できる。
【００７０】以上述べた実施例は全て本発明を例示的に
示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は
他の種々の変形態様および変更態様で実施することがで
きる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均
等範囲によってのみ規定されるものである。
示すものであって限定的に示すものではなく、本発明は
他の種々の変形態様および変更態様で実施することがで
きる。従って本発明の範囲は特許請求の範囲及びその均
等範囲によってのみ規定されるものである。
【００７１】
【００７２】
【００７３】
【発明の効果】 以上説明したように、 請求項１〜２記載
の発明によれば、２次の全周波通過回路と２次の帯域阻
止回路の両方と同様の電圧伝達関数を取り得る能動フィ
ルタを構成し、なおかつ前記（３）式または（４）式で
与えられるアドミタンス行列のＹ21パラメータを有する
回路が構成される。従って、可変インダクタのインダク
タンス値を可変することにより、中心角周波数が連続的
に変化するフィルタを構成できる。これにより、トラン
ジスタを用いた広帯域な能動フィルタを提供できる。ま
た、回路をトランジスタ・抵抗素子・インダクタのみで
構成できるため、フィルタの小型化を図ることができ
る。
の発明によれば、２次の全周波通過回路と２次の帯域阻
止回路の両方と同様の電圧伝達関数を取り得る能動フィ
ルタを構成し、なおかつ前記（３）式または（４）式で
与えられるアドミタンス行列のＹ21パラメータを有する
回路が構成される。従って、可変インダクタのインダク
タンス値を可変することにより、中心角周波数が連続的
に変化するフィルタを構成できる。これにより、トラン
ジスタを用いた広帯域な能動フィルタを提供できる。ま
た、回路をトランジスタ・抵抗素子・インダクタのみで
構成できるため、フィルタの小型化を図ることができ
る。
【００７４】また、請求項３記載の発明によれば、入力
端子に接続され、第１電極が接地された第１のトランジ
スタおよび第３のトランジスタの相互コンダクタンス
を、入力インピーダンスに対して適切に設定するように
している。これにより、入力の能動整合が可能となり、
結果として受動整合素子が不要となって、フィルタの小
型化を図ることが可能となる。
端子に接続され、第１電極が接地された第１のトランジ
スタおよび第３のトランジスタの相互コンダクタンス
を、入力インピーダンスに対して適切に設定するように
している。これにより、入力の能動整合が可能となり、
結果として受動整合素子が不要となって、フィルタの小
型化を図ることが可能となる。
【００７５】また、請求項４記載の発明によれば、出力
端子に接続され、第３電極が接地された第４のトランジ
スタの相互コンダクタンスを、出力インピーダンスに対
して適切に設定するようにしている。これにより、出力
の能動整合が可能となり、結果として受動整合素子が不
要となって、さらなるフィルタの小型化を図ることが可
能となる。
端子に接続され、第３電極が接地された第４のトランジ
スタの相互コンダクタンスを、出力インピーダンスに対
して適切に設定するようにしている。これにより、出力
の能動整合が可能となり、結果として受動整合素子が不
要となって、さらなるフィルタの小型化を図ることが可
能となる。
【００７６】また、請求項５記載の発明によれば、第１
の可変抵抗素子と可変インダクタの並列接続回路に対し
て可変キャパシタを並列に接続して可変キャパシタのキ
ャパシタンス値を可変させるようにする。これにより、
さらに広帯域な能動フィルタが得られるという効果があ
る。
の可変抵抗素子と可変インダクタの並列接続回路に対し
て可変キャパシタを並列に接続して可変キャパシタのキ
ャパシタンス値を可変させるようにする。これにより、
さらに広帯域な能動フィルタが得られるという効果があ
る。
【図１】本発明の第１の実施例による能動フィルタの回
路図である。
路図である。
【図２】本発明の第１の実施例による能動フィルタの周
波数特性を示す図である。
波数特性を示す図である。
【図３】本発明の第２の実施例による能動フィルタの回
路図である。
路図である。
【図４】本発明の第２の実施例による能動フィルタの周
波数特性を示す図である。
波数特性を示す図である。
【図５】本発明の第３の実施例による能動フィルタの回
路図である。
路図である。
【図６】本発明の第３の実施例による能動フィルタの周
波数特性を示す図である。
波数特性を示す図である。
【図７】本発明の第４の実施例による能動フィルタの回
路図である。
路図である。
【図８】本発明の第４の実施例による能動フィルタの周
波数特性を示す図である。
波数特性を示す図である。
【図９】従来例の帯域阻止能動フィルタの等価回路図で
ある。
ある。
【図１０】従来例の帯域阻止能動フィルタの周波数特性
の一例を示す図である。
の一例を示す図である。
Ｐ：高周波を遮断するコイルを介して電圧が印加される
ポイント Ｃ：直流電圧阻止用のコンデンサ ２０，２３，２４，２５：抵抗 ２１：キャパシタ ２２：インダクタ ３１，３５，３９，４３：ＦＥＴ ３２，３６，４０，４４：ドレイン ３３，３７，４１，４５：ソース ３４，３８，４２，４６：ゲート ５１１，５１２：伝送線路 ５１３：共振器 ５１４：増幅器 ５１５：位相調整回路 ５１６：スイッチ ５１７，５１８，５１９：キャパシタ
ポイント Ｃ：直流電圧阻止用のコンデンサ ２０，２３，２４，２５：抵抗 ２１：キャパシタ ２２：インダクタ ３１，３５，３９，４３：ＦＥＴ ３２，３６，４０，４４：ドレイン ３３，３７，４１，４５：ソース ３４，３８，４２，４６：ゲート ５１１，５１２：伝送線路 ５１３：共振器 ５１４：増幅器 ５１５：位相調整回路 ５１６：スイッチ ５１７，５１８，５１９：キャパシタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 11/04 H03H 11/12 H03H 11/18
Claims (5)
- 【請求項１】第１電極が接地され、第２電極が入力端子
に接続された第１のトランジスタと、 前記第１のトランジスタの第３電極に接続された、３つ
のうち少なくとも１つは可変抵抗素子である第１から第
３の抵抗素子と可変インダクタからなるπ形回路と、 第１電極が前記π形回路に接続され、第２電極が接地さ
れ、第３電極が出力端子に接続された第２のトランジス
タと、 第１電極が接地され、第２電極が前記入力端子に接続さ
れ、第３電極が前記出力端子に接続された第３のトラン
ジスタとを具備してなる能動フィルタ。 - 【請求項２】第１電極が接地され、第２電極が入力端子
に接続された第１のトランジスタと、 前記第１のトランジスタの第３電極に接続された、３つ
のうち少なくとも１つは可変抵抗素子である第１から第
３の抵抗素子と可変インダクタからなるπ形回路と、 第１電極が前記π形回路に接続され、第２電極が接地さ
れ、第３電極が出力端子に接続された第２のトランジス
タと、 第１電極が接地され、第２電極が前記入力端子に接続さ
れた第３のトランジスタと、 第１電極が前記第３のトランジスタの第３電極に接続さ
れ、第２電極が前記出力端子に接続され、第３電極が接
地された第４のトランジスタと、 前記第３のトランジスタの第３電極と前記第４のトラン
ジスタの第１電極の接続点と接地との間に設けられた第
４の抵抗素子とを具備してなる能動フィルタ。 - 【請求項３】前記第１のトランジスタの相互コンダクタ
ンスと前記第３のトランジスタの相互コンダクタンスと
を、前記入力端子から見た入力インピーダンスへ整合さ
せたことを特徴とする請求項１または２に記載の能動フ
ィルタ。 - 【請求項４】前記第４のトランジスタの相互コンダクタ
ンスを、前記出力端子から見た出力インピーダンスへ整
合させたことを特徴とする請求項２に記載の能動フィル
タ。 - 【請求項５】前記第１の抵抗素子と可変インダクタの並
列接続回路に対して、さらに可変キャパシタを並列に接
続したことを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１
項に記載の能動フィルタ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10278295A JP3211859B2 (ja) | 1995-04-26 | 1995-04-26 | 能動フィルタ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10278295A JP3211859B2 (ja) | 1995-04-26 | 1995-04-26 | 能動フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08298437A JPH08298437A (ja) | 1996-11-12 |
| JP3211859B2 true JP3211859B2 (ja) | 2001-09-25 |
Family
ID=14336719
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10278295A Expired - Fee Related JP3211859B2 (ja) | 1995-04-26 | 1995-04-26 | 能動フィルタ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3211859B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101400311B1 (ko) * | 2012-07-27 | 2014-05-28 | 삼성중공업 주식회사 | 풍력 발전 시스템의 ｌｖｒｔ 제어 장치 및 방법 |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB0122227D0 (en) * | 2001-09-13 | 2001-11-07 | Koninl Philips Electronics Nv | Active tunable filter circuit |
-
1995
- 1995-04-26 JP JP10278295A patent/JP3211859B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 昭和６２年電子情報通信学会半導体・材料部門全国大会講演論文集［分冊２］，昭和６２年１０月１５日，ｐ．２−１１ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101400311B1 (ko) * | 2012-07-27 | 2014-05-28 | 삼성중공업 주식회사 | 풍력 발전 시스템의 ｌｖｒｔ 제어 장치 및 방법 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH08298437A (ja) | 1996-11-12 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20070719 Year of fee payment: 6 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080719 Year of fee payment: 7 |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |