JP3150806B2 - マイクロ波フィルタ回路 - Google Patents
マイクロ波フィルタ回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はマイクロ波装置における
信号の通過周波数帯域を制限するフィルタ回路に関す
る。
信号の通過周波数帯域を制限するフィルタ回路に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来から用いられているフィルタ
回路の一例を示す回路図であり、インダクタとキャパシ
タとからなるＮ次の基準低域ＬＣフィルタ回路を示す。
回路の一例を示す回路図であり、インダクタとキャパシ
タとからなるＮ次の基準低域ＬＣフィルタ回路を示す。
【０００３】このフィルタ回路は、はしご形状に配置さ
れた複数の直列インダクタ４−２、４−４、…、４−Ｎ
と、並列キャパシタ４−１、４−３、…、４−〔Ｎ−
１〕とからなり、周波数低域に通過帯域、高域に阻止帯
域をもつ。このような基準低域ＬＣフィルタ回路を規格
化して変換することにより、任意の帯域および入出力イ
ンピーダンスをもつ低域通過ＬＣフィルタ回路、高域通
過ＬＣフィルタ回路、帯域通過ＬＣフィルタ回路および
帯域阻止ＬＣフィルタ回路を実現できる。これらのＬＣ
フィルタ回路は、インダクタとキャパシタのみで構成さ
れるので、電源が不要であり、ダイナミックレンジを大
きくとれる。
れた複数の直列インダクタ４−２、４−４、…、４−Ｎ
と、並列キャパシタ４−１、４−３、…、４−〔Ｎ−
１〕とからなり、周波数低域に通過帯域、高域に阻止帯
域をもつ。このような基準低域ＬＣフィルタ回路を規格
化して変換することにより、任意の帯域および入出力イ
ンピーダンスをもつ低域通過ＬＣフィルタ回路、高域通
過ＬＣフィルタ回路、帯域通過ＬＣフィルタ回路および
帯域阻止ＬＣフィルタ回路を実現できる。これらのＬＣ
フィルタ回路は、インダクタとキャパシタのみで構成さ
れるので、電源が不要であり、ダイナミックレンジを大
きくとれる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかし、上述したＬＣ
フィルタ回路をマイクロ波集積回路で実現するには、イ
ンダクタを実現するためのスパイラルインダクタまたは
分布定数線路に大きな回路面積を要し、導体損失によっ
て挿入損失が大きくなるという問題がある。このような
問題は特に動作周波数領域がほぼ２０ＧＨｚ以下のモノ
リシックマイクロ波集積回路で顕著に現れ、その実現を
困難としてきた。
フィルタ回路をマイクロ波集積回路で実現するには、イ
ンダクタを実現するためのスパイラルインダクタまたは
分布定数線路に大きな回路面積を要し、導体損失によっ
て挿入損失が大きくなるという問題がある。このような
問題は特に動作周波数領域がほぼ２０ＧＨｚ以下のモノ
リシックマイクロ波集積回路で顕著に現れ、その実現を
困難としてきた。
【０００５】集積化に適するフィルタとして、演算増幅
器、抵抗およびキャパシタのみ、すなわちインダクタを
含まずに構成される能動ＲＣフィルタ回路も知られてい
る。しかし、演算増幅器の遮断周波数が数百ＭＨｚと低
いため、マイクロ波帯への適用は困難である。
器、抵抗およびキャパシタのみ、すなわちインダクタを
含まずに構成される能動ＲＣフィルタ回路も知られてい
る。しかし、演算増幅器の遮断周波数が数百ＭＨｚと低
いため、マイクロ波帯への適用は困難である。
【０００６】本発明は、以上の問題を解決し、回路面積
が小さいマイクロ波フィルタ回路を提供することを目的
とし、特に１ないし２０ＧＨｚ程度の周波数帯で動作す
るマイクロ波集積回路を提供することを目的とする。
が小さいマイクロ波フィルタ回路を提供することを目的
とし、特に１ないし２０ＧＨｚ程度の周波数帯で動作す
るマイクロ波集積回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明のマイクロ波フィ
ルタ回路は、インダクタおよびキャパシタからなるＬＣ
フィルタ回路がモノリシックマイクロ波集積回路として
形成され、このＬＣフィルタ回路の入力に高インピーダ
ンス入力かつ低インピーダンス出力のインピーダンス変
換手段を接続したことを特徴とする。
ルタ回路は、インダクタおよびキャパシタからなるＬＣ
フィルタ回路がモノリシックマイクロ波集積回路として
形成され、このＬＣフィルタ回路の入力に高インピーダ
ンス入力かつ低インピーダンス出力のインピーダンス変
換手段を接続したことを特徴とする。
【０００８】インピーダンス変換手段としては、電界効
果トランジスタを利用してもよく、バイポーラトランジ
スタを利用してもよい。その場合には、ゲート電極また
はベース電極を入力端子とし、ソース電極またはエミッ
タ電極を出力端子としてＬＣ回路の入力に接続し、ドレ
イン電極またはコレクタ電極をキャパシタを介して交流
的に接地する。
果トランジスタを利用してもよく、バイポーラトランジ
スタを利用してもよい。その場合には、ゲート電極また
はベース電極を入力端子とし、ソース電極またはエミッ
タ電極を出力端子としてＬＣ回路の入力に接続し、ドレ
イン電極またはコレクタ電極をキャパシタを介して交流
的に接地する。
【０００９】
【作用】一般にＬＣフィルタ回路は、入力端子のインピ
ーダンスが小さくなるにつれて同等の伝達特性を得るた
めに必要なインダクタンス値が小さくなり、キャパシタ
ンス値が大きくなる傾向がある。そこで、ＬＣフィルタ
回路の入力段に高インピーダンス入力、低インピーダン
ス出力特性を有するインピーダンス変換手段を設ける。
これにより、ＬＣフィルタ回路中に必要なインダクタの
素子値を小さくでき、回路面積の縮小および挿入損失の
改善を実現できる。キャパシタについては電極間の誘電
体層を薄くすることで大容量化できるので、回路面積や
挿入損失に影響を与えることはない。
ーダンスが小さくなるにつれて同等の伝達特性を得るた
めに必要なインダクタンス値が小さくなり、キャパシタ
ンス値が大きくなる傾向がある。そこで、ＬＣフィルタ
回路の入力段に高インピーダンス入力、低インピーダン
ス出力特性を有するインピーダンス変換手段を設ける。
これにより、ＬＣフィルタ回路中に必要なインダクタの
素子値を小さくでき、回路面積の縮小および挿入損失の
改善を実現できる。キャパシタについては電極間の誘電
体層を薄くすることで大容量化できるので、回路面積や
挿入損失に影響を与えることはない。
【００１０】
【実施例】図１は本発明の第一実施例を示す回路図であ
り、図２はその集積回路上の回路パターンを示す。ここ
では、周波数低域で通過帯域、高域で阻止帯域をもつ５
次の低域通過型マイクロ波フィルタ回路を例に説明す
る。
り、図２はその集積回路上の回路パターンを示す。ここ
では、周波数低域で通過帯域、高域で阻止帯域をもつ５
次の低域通過型マイクロ波フィルタ回路を例に説明す
る。
【００１１】この実施例回路はマイクロ波集積回路とし
て形成される回路であり、インダクタ１５、１７および
キャパシタ１４、１６、１８からなるＬＣフィルタ回路
を備える。インダクタ１５、１７は直列に接続され、イ
ンダクタ１５が入力側、、インダクタ１７が出力側とな
る。インダクタ１５の入力端、インダクタ１５と１７の
接続点、およびインダクタ１７の出力端は、それぞれキ
ャパシタ１４、１６、１８を介して共通電位点に接地さ
れる。インダクタ１７とキャパシタ１８との接続点は出
力端子１９に接続される。
て形成される回路であり、インダクタ１５、１７および
キャパシタ１４、１６、１８からなるＬＣフィルタ回路
を備える。インダクタ１５、１７は直列に接続され、イ
ンダクタ１５が入力側、、インダクタ１７が出力側とな
る。インダクタ１５の入力端、インダクタ１５と１７の
接続点、およびインダクタ１７の出力端は、それぞれキ
ャパシタ１４、１６、１８を介して共通電位点に接地さ
れる。インダクタ１７とキャパシタ１８との接続点は出
力端子１９に接続される。
【００１２】ここで本実施例の特徴とするところは、イ
ンダクタ１５の入力端に、高インピーダンス入力かつ低
インピーダンス出力のインピーダンス変換手段として、
電界効果トランジスタ１２およびキャパシタ１３からな
る回路が接続されたことにある。電界効果トランジスタ
１２のゲート電極１２ｇは入力端子１１に接続され、ソ
ース電極１２ｓはインダクタ１５に接続され、ドレイン
電極１２ｄはキャパシタ１３を介して交流的に接地され
る。ドレイン電極１２ｄはさらに端子２０に接続され、
ここからドレインバイアスが供給される。電界効果トラ
ンジスタ１２のゲートバイアスは入力端子１１から供給
され、ソースバイアスは出力端子１９から供給される。
ンダクタ１５の入力端に、高インピーダンス入力かつ低
インピーダンス出力のインピーダンス変換手段として、
電界効果トランジスタ１２およびキャパシタ１３からな
る回路が接続されたことにある。電界効果トランジスタ
１２のゲート電極１２ｇは入力端子１１に接続され、ソ
ース電極１２ｓはインダクタ１５に接続され、ドレイン
電極１２ｄはキャパシタ１３を介して交流的に接地され
る。ドレイン電極１２ｄはさらに端子２０に接続され、
ここからドレインバイアスが供給される。電界効果トラ
ンジスタ１２のゲートバイアスは入力端子１１から供給
され、ソースバイアスは出力端子１９から供給される。
【００１３】電界効果トランジスタ１２の入力側の特性
インピーダンスは約６００Ωであり、ＬＣフィルタ回路
の特性インピーダンスは１０Ω以下であることが望まし
い。
インピーダンスは約６００Ωであり、ＬＣフィルタ回路
の特性インピーダンスは１０Ω以下であることが望まし
い。
【００１４】電界効果トランジスタ１２を電圧制御電流
源として近似すると、そのＳパラメータ行列は次の式で
与えられる。
源として近似すると、そのＳパラメータ行列は次の式で
与えられる。
【００１５】
【数１】 この式において、ｇm は相互コンダクタンスを示し、Ｚ
s はソース電極部分のインピーダンスを示す。ここでＳ
22項に着目すれば、整合条件を満足するＺs は次式で与
えられる。
s はソース電極部分のインピーダンスを示す。ここでＳ
22項に着目すれば、整合条件を満足するＺs は次式で与
えられる。
【００１６】
【数２】 この式から、ｇm を大きくすることでＺs を低くできる
ことがわかる。また、この式の条件をＳ21項に適用すれ
ばＳ21＝１となり、損失なしに信号電力を伝送できるこ
とも示している。
ことがわかる。また、この式の条件をＳ21項に適用すれ
ばＳ21＝１となり、損失なしに信号電力を伝送できるこ
とも示している。
【００１７】一方、キャパシタ１４、１６、１８および
インダクタ１５、１７で構成されるＬＣフィルタ回路
は、チェビシェフ特性が得られるように、以下の式を満
足する必要がある。
インダクタ１５、１７で構成されるＬＣフィルタ回路
は、チェビシェフ特性が得られるように、以下の式を満
足する必要がある。
【００１８】
【数３】
【００１９】
【数４】
【００２０】
【数５】 ただし、 ｎ＝５、ｓ＝ｊω である。
【００２１】数式３において、Ｈ(-s)はＨ(s) の共役関
数であり、数式４においてＲ[dB]はデシベル単位での通
過帯域リップルである。数式５は５次のチェビシェフ多
項式である。また、キャパシタ１４、１６、１８および
インダクタ１５、１７の各素子値をＣ1 、Ｃ3 、Ｃ5 お
よびＬ2 、Ｌ3 とすると、これらにより構成されたＬＣ
フィルタ回路の伝送行列〔Ｆ〕は、入出力端子負荷イン
ピーダンス比が１：ｒのとき、次の式で与えられる。
数であり、数式４においてＲ[dB]はデシベル単位での通
過帯域リップルである。数式５は５次のチェビシェフ多
項式である。また、キャパシタ１４、１６、１８および
インダクタ１５、１７の各素子値をＣ1 、Ｃ3 、Ｃ5 お
よびＬ2 、Ｌ3 とすると、これらにより構成されたＬＣ
フィルタ回路の伝送行列〔Ｆ〕は、入出力端子負荷イン
ピーダンス比が１：ｒのとき、次の式で与えられる。
【００２２】
【数６】 この式から、伝達関数が次の式で与えられる。
【００２３】
【数７】 数式３ないし５および数式７を係数比較のうえ連立させ
て解くことで、各インダクタンスおよび各キャパシタに
ついて正規化された解ＣN 1 、ＣN 3 、ＣN 5 およびＬ
N 2 、ＬN 3 が得られる。インダクタ、キャパシタおよ
び出力端子負荷インピーダンスＺL の各々の実際の素子
値は次の式で与えられる。
て解くことで、各インダクタンスおよび各キャパシタに
ついて正規化された解ＣN 1 、ＣN 3 、ＣN 5 およびＬ
N 2 、ＬN 3 が得られる。インダクタ、キャパシタおよ
び出力端子負荷インピーダンスＺL の各々の実際の素子
値は次の式で与えられる。
【００２４】
【数８】 ここで、ｆc はフィルタのカットオフ周波数である。
【００２５】ここで、Ｒ＝０．５、出力端子負荷インピ
ーダンスＺL を５０Ω、カットオフ周波数を１ＧＨｚと
して、ＺS を変化させたときに得られる各素子値の例を
以下に示す。
ーダンスＺL を５０Ω、カットオフ周波数を１ＧＨｚと
して、ＺS を変化させたときに得られる各素子値の例を
以下に示す。
【００２６】 ＺS Ｃ1 Ｌ2 Ｃ3 Ｌ4 Ｃ5 50 Ω 5.752 pF 10.37 nH 8.566 pF 10.37 nH 5.752 pF 40 Ω 6.131 pF 8.960 nH 9.740 pF 9.207 nH 6.955 pF 30 Ω 7.003 pF 7.082 nH 11.98 pF 7.496 nH 9.107 pF 20 Ω 9.135 pF 4.846 nH 16.86 pF 5.284 nH 13.51 pF 10 Ω 16.12 pF 2.435 nH 32.00 pF 2.730 nH 26.63 pF 5 Ω 30.42 pF 1.218 nH 62.54 pF 1.377 nH 52.76 pF これらの値から、ＺS を小さくするにつれてインダクタ
ンス値が小さくなることがわかる。したがって、図１に
示した回路において、ＺS が十分に小さくなるように電
界効果トランジスタ１２のｇm を選択することで、従来
のフィルタに比べてインダクタの素子値を十分に小さく
することができる。
ンス値が小さくなることがわかる。したがって、図１に
示した回路において、ＺS が十分に小さくなるように電
界効果トランジスタ１２のｇm を選択することで、従来
のフィルタに比べてインダクタの素子値を十分に小さく
することができる。
【００２７】例えば、図１に示した回路における電界効
果トランジスタ１２のｇm を１００ｍＳとすれば、ＺS
は１０Ωとなり、インダクタンス値はＺS ＝ＺL ＝５０
Ωの場合に比べて約１／４となる。これは、スパイラル
インダクタの面積比において約１／４となることを示
し、フィルタ回路全体で回路面積を半分から１／３に縮
小できることになる。電界効果トランジスタ１２のｇm
の選択は、ゲート電極幅およびゲートバイアスを選択す
ることで実現される。また、インダクタンス値が小さく
て済むので、インダクタの構成導体の長さを短縮でき、
回路を集積化したときのインダクタを構成する金属の導
体損失を大幅に減じることができる。
果トランジスタ１２のｇm を１００ｍＳとすれば、ＺS
は１０Ωとなり、インダクタンス値はＺS ＝ＺL ＝５０
Ωの場合に比べて約１／４となる。これは、スパイラル
インダクタの面積比において約１／４となることを示
し、フィルタ回路全体で回路面積を半分から１／３に縮
小できることになる。電界効果トランジスタ１２のｇm
の選択は、ゲート電極幅およびゲートバイアスを選択す
ることで実現される。また、インダクタンス値が小さく
て済むので、インダクタの構成導体の長さを短縮でき、
回路を集積化したときのインダクタを構成する金属の導
体損失を大幅に減じることができる。
【００２８】図３は本発明の第二実施例を示す回路図で
ある。
ある。
【００２９】この実施例は、インダクタおよびキャパシ
タからなるＬＣフィルタ回路として帯域通過型フィルタ
回路を用いたことが第一実施例と異なる。すなわち、こ
のＬＣフィルタ回路は３次の帯域通過型フィルタ回路で
あり、キャパシタ３４、３７、３９およびインダクタ３
５、３６、３８により構成され、特定の周波数帯域に通
過帯域をもち、その他の低域および高域には阻止帯域を
もつ。このＬＣフィルタ回路の入力端は、キャパシタ３
４およびインダクタ３５からなる並列回路を介して共通
電位点に接地され、インダクタ３６およびキャパシタ３
７からなる直列回路を介して出力端子４０に接続され
る。キャパシタ３７と出力端子４０との接続点は、イン
ダクタ３８およびキャパシタ３９からなる並列回路を介
して接地される。
タからなるＬＣフィルタ回路として帯域通過型フィルタ
回路を用いたことが第一実施例と異なる。すなわち、こ
のＬＣフィルタ回路は３次の帯域通過型フィルタ回路で
あり、キャパシタ３４、３７、３９およびインダクタ３
５、３６、３８により構成され、特定の周波数帯域に通
過帯域をもち、その他の低域および高域には阻止帯域を
もつ。このＬＣフィルタ回路の入力端は、キャパシタ３
４およびインダクタ３５からなる並列回路を介して共通
電位点に接地され、インダクタ３６およびキャパシタ３
７からなる直列回路を介して出力端子４０に接続され
る。キャパシタ３７と出力端子４０との接続点は、イン
ダクタ３８およびキャパシタ３９からなる並列回路を介
して接地される。
【００３０】キャパシタ３４およびインダクタ３５、３
６の接続点、すなわちＬＣフィルタ回路の入力端には、
第一実施例と同様に、高インピーダンス入力かつ低イン
ピーダンス出力のインピーダンス変換手段として電界効
果トランジスタ３２およびキャパシタ３３からなる回路
が接続される。電界効果トランジスタ３２のゲート電極
３２ｇは入力端子３１に接続され、ソース電極３２ｓは
ＬＣフィルタ回路の入力端に接続され、ドレイン電極３
２ｄはキャパシタ３３を介して交流的に接地される。ド
レイン電極３２ｄはさらに端子４１に接続され、ここか
らドレインバイアスが供給される。
６の接続点、すなわちＬＣフィルタ回路の入力端には、
第一実施例と同様に、高インピーダンス入力かつ低イン
ピーダンス出力のインピーダンス変換手段として電界効
果トランジスタ３２およびキャパシタ３３からなる回路
が接続される。電界効果トランジスタ３２のゲート電極
３２ｇは入力端子３１に接続され、ソース電極３２ｓは
ＬＣフィルタ回路の入力端に接続され、ドレイン電極３
２ｄはキャパシタ３３を介して交流的に接地される。ド
レイン電極３２ｄはさらに端子４１に接続され、ここか
らドレインバイアスが供給される。
【００３１】ＬＣフィルタ回路を構成するキャパシタ３
４、３７、３９およびインダクタ３５、３６、３８の各
素子値Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 およびＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 につい
ては、第一実施例に示した方法と同様にして３次の規格
化された基準低域ＬＣフィルタ回路を設計し、その正規
化された素子値ＣN 1 、ＣN 3 およびＬN 2 から、以下
の式により決定する。
４、３７、３９およびインダクタ３５、３６、３８の各
素子値Ｃ1 、Ｃ2 、Ｃ3 およびＬ1 、Ｌ2 、Ｌ3 につい
ては、第一実施例に示した方法と同様にして３次の規格
化された基準低域ＬＣフィルタ回路を設計し、その正規
化された素子値ＣN 1 、ＣN 3 およびＬN 2 から、以下
の式により決定する。
【００３２】
【数９】
【００３３】
【数１０】 これらの式において、Ｂは３ｄＢ周波数帯域幅、ｆ0 は
中心周波数である。
中心周波数である。
【００３４】このように、電界効果トランジスタ３２の
インピーダンス変成作用によりソース電極３２ｓにおけ
るインピーダンスＺs を下げることができ、第一実施例
と同様に、基準低域ＬＣフィルタ回路のキャパシタンス
値を一般に大きく、インダクタンス値を一般に小さくす
ることができる。このことを数式９、１０上で考慮する
と、帯域通過フィルタの場合にも、インダクタンス値が
一般に小さくなり、キャパシタンス値が一般に大きくな
ることがわかる。したがって、第一実施例と同様に、ド
レイン接地の電界効果トランジスタ３２のインピーダン
ス変成作用により、設計上必要なインダクタンス値を小
さくすることができ、フィルタ回路面積を小型化し、挿
入損失を低減することができる。
インピーダンス変成作用によりソース電極３２ｓにおけ
るインピーダンスＺs を下げることができ、第一実施例
と同様に、基準低域ＬＣフィルタ回路のキャパシタンス
値を一般に大きく、インダクタンス値を一般に小さくす
ることができる。このことを数式９、１０上で考慮する
と、帯域通過フィルタの場合にも、インダクタンス値が
一般に小さくなり、キャパシタンス値が一般に大きくな
ることがわかる。したがって、第一実施例と同様に、ド
レイン接地の電界効果トランジスタ３２のインピーダン
ス変成作用により、設計上必要なインダクタンス値を小
さくすることができ、フィルタ回路面積を小型化し、挿
入損失を低減することができる。
【００３５】以上の実施例では低域通過フィルタと帯域
通過フィルタとについてそれぞれ説明したが、本発明
は、高域通過フィルタや帯域素子フィルタの場合にも、
第二実施例と同様に、規格化された基準低域フィルタか
ら公知の変換式を用いて各素子値を得ることにより同様
に実施できる。このような場合にも、ドレイン接地の電
界効果トランジスタのインピーダンス変成作用により、
設計上必要なインダクタンスを小さくすることができ、
フィルタ回路面積を小型化し、挿入損失を低減できる。
通過フィルタとについてそれぞれ説明したが、本発明
は、高域通過フィルタや帯域素子フィルタの場合にも、
第二実施例と同様に、規格化された基準低域フィルタか
ら公知の変換式を用いて各素子値を得ることにより同様
に実施できる。このような場合にも、ドレイン接地の電
界効果トランジスタのインピーダンス変成作用により、
設計上必要なインダクタンスを小さくすることができ、
フィルタ回路面積を小型化し、挿入損失を低減できる。
【００３６】電界効果トランジスタをバイポーラトラン
ジスタに置き換えても本発明を同様に実施できる。
ジスタに置き換えても本発明を同様に実施できる。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明のマイクロ
波フィルタ回路は、高インピーダンス入力、低インピー
ダンス出力のインピーダンス変換手段を従来からのＬＣ
フィルタ回路の前段に備えることで、必要なインダクタ
ンスの値を１／４〜１／５程度に小さくすることがで
き、回路面積の小型化および低挿入損失化を実現でき
る。例えばインピーダンス変換手段として電界効果トラ
ンジスタまたはバイポーラトランジスタを用いること
で、マイクロ波集積回路におけるフィルタ回路全体の面
積を従来のＬＣフィルタに比べて半分から１／３にで
き、さらに、従来のＬＣフィルタで１〜３ｄＢあった挿
入損失を１ｄＢ以下または逆に利得を与え得る構成とす
ることも可能である。
波フィルタ回路は、高インピーダンス入力、低インピー
ダンス出力のインピーダンス変換手段を従来からのＬＣ
フィルタ回路の前段に備えることで、必要なインダクタ
ンスの値を１／４〜１／５程度に小さくすることがで
き、回路面積の小型化および低挿入損失化を実現でき
る。例えばインピーダンス変換手段として電界効果トラ
ンジスタまたはバイポーラトランジスタを用いること
で、マイクロ波集積回路におけるフィルタ回路全体の面
積を従来のＬＣフィルタに比べて半分から１／３にで
き、さらに、従来のＬＣフィルタで１〜３ｄＢあった挿
入損失を１ｄＢ以下または逆に利得を与え得る構成とす
ることも可能である。
【図１】本発明の第一実施例を示す回路図。
【図２】集積回路上の回路パターンを示す図。
【図３】本発明の第二実施例を示す回路図。
【図４】従来例を示す図。
１１、３１ 入力端子 １２、３２ 電界効果トランジスタ １２ｄ、３２ｄ ドレイン電極 １２ｇ、３２ｇ ゲート電極 １２ｓ、３２ｓ ソース電極 １３、１４、１６、１８、３３、３４、３７、３９ キ
ャパシタ １５、１７、３５、３６、３８ インダクタ １９、４０ 出力端子 ２０、４１ 端子 ４−２、４−４、…、４−Ｎ 直列インダクタ ４−１、４−３、…、４−〔Ｎ−１〕並列キャパシタ
ャパシタ １５、１７、３５、３６、３８ インダクタ １９、４０ 出力端子 ２０、４１ 端子 ４−２、４−４、…、４−Ｎ 直列インダクタ ４−１、４−３、…、４−〔Ｎ−１〕並列キャパシタ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−196616（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−208908（ＪＰ，Ａ) 実開 昭64−33222（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭63−97887（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03H 11/04 H03H 7/075
Claims (2)
- 【請求項１】 インダクタおよびキャパシタからなるＬ
Ｃフィルタ回路がモノリシックマイクロ波集積回路とし
て形成され、 上記ＬＣフィルタ回路の入力に高インピーダンス入力か
つ低インピーダンス出力のインピーダンス変換手段が接
続されたマイクロ波フィルタ回路において、 上記インピーダンス変換手段は、ゲート電極を入力端子
としソース電極を出力端子とする電界効果トランジスタ
と、この電界効果トランジスタのドレイン電極を交流的
に接地するキャパシタとを含む ことを特徴とするマイク
ロ波フィルタ回路。 - 【請求項２】 インダクタおよびキャパシタからなるＬ
Ｃフィルタ回路がモノリシックマイクロ波集積回路とし
て形成され、 上記ＬＣフィルタ回路の入力に高インピーダンス入力か
つ低インピーダンス出力のインピーダンス変換手段が接
続された マイクロ波フィルタ回路において、 上記インピーダンス変換手段は、ベース電極を入力端子
としエミッタ電極を出力端子とするバイポーラトランジ
スタと、このバイポーラトランジスタのコレクタ電極を
交流的に接地するキャパシタとを含む ことを特徴とする
マイクロ波フィルタ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01167693A JP3150806B2 (ja) | 1993-01-27 | 1993-01-27 | マイクロ波フィルタ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01167693A JP3150806B2 (ja) | 1993-01-27 | 1993-01-27 | マイクロ波フィルタ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06224690A JPH06224690A (ja) | 1994-08-12 |
| JP3150806B2 true JP3150806B2 (ja) | 2001-03-26 |
Family
ID=11784603
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01167693A Expired - Fee Related JP3150806B2 (ja) | 1993-01-27 | 1993-01-27 | マイクロ波フィルタ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3150806B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8698576B2 (en) * | 2011-04-27 | 2014-04-15 | Alcatel Lucent | Isolated zero degree reactive radio frequency high power combiner |
| CN116317983B (zh) * | 2023-05-22 | 2024-04-05 | 南方科技大学 | 基于混合带通低通网络的宽带氮化镓功率放大器及芯片 |
-
1993
- 1993-01-27 JP JP01167693A patent/JP3150806B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06224690A (ja) | 1994-08-12 |
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Legal Events
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