DE602006000899T2

DE602006000899T2 - Verfahren und Gerät zur Auswahl von Spreizparametern eines OFDM-CDMA-Systems

Info

Publication number: DE602006000899T2
Application number: DE602006000899T
Authority: DE
Inventors: Dimitri Ktenas; Mathieu Bouvier Des Noes
Original assignee: Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Current assignee: Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date: 2005-12-05
Filing date: 2006-12-01
Publication date: 2009-07-09
Anticipated expiration: 2026-12-02
Also published as: ES2301146T3; JP2007159139A; ATE392063T1; JP4504345B2; FR2894416B1; DE602006000899D1; US7738578B2; EP1793522B1; EP1793522A1; US20070177655A1; FR2894416A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Wählen der Spreizparameter eines OFDM-CMDA-Systems (Multiplexierung mit orthogonaler Frequenzteilung – Mehrfachzugriff durch Code-Teilung, Englisch "Orthogonal Frequency Division Multiplexing – Code Division Multiple Access").
Gegenstand der Erfindung ist, genauer gesagt, die Wahl der zweidimensionalen Spreizung für die absteigende Verbindung eines Mehrfachträgersystems mit einem Mehrfachzugriff vom Typ CDMA. Es handelt sich dabei um die Zeit- und Frequenzspreizparameter S_T bzw. S_F.
Die Erfindung findet insbesondere Anwendung im Bereich der Telekommunikation bei Kommunikationssystemen, die die Technik des Mehrfachzugriffs CDMA, kombiniert mit einer OFDM-Übertragung, benutzen, wie beispielsweise die MC-CDMA-Systeme (Mehrfachzugriff durch Code-Teilung – Mehrfachträger, Englisch "Multi-Carrier – Code Division Multiple Access"), MC-DS-CDMA (Mehrfachzugriff mit Code-Teilung – Mehrfachträger – direkte Sequenz, Englisch "Multi-Carrier – Direct Sequence – Code Division Multiple Access") oder die zweidimensionalen (2D) Zeit/Frequenz-Spreizsysteme.
Im Folgenden bezeichnet der Oberbegriff OFDM-CDMA ein System, das eine Zeit/Frequenz-Spreizung verwendet.
1 zeigt den allgemeinen Aufbau eines herkömmlichen digitalen OFDM-CDMA-Senders für eine Abwärtsverbindung einer Basisstation zu einem mobilen Terminal.
Die Bits a₀(n), ..., a_K-1(n) der K Benutzer werden zunächst zu einem Kanalcodierungsmodul 10₀ , ..., 10_K-1 geleitet. Das Kanalcodierungsmodul umfasst einen Codierer, der beispielsweise ein Faltungscodierer, ein Turbocodierer oder ein LPDC-Codierer ("Low-Density-Parity-Check Code") sein kann. Das Kanalcodierungsmodul umfasst außerdem eine Punktierungsvorrichtung und eine Bitverschachtelungseinrichtung. Sie liefert am Ausgang Daten b₀(n), ..., b_K-1(n).
Die binären Daten b₀(n), ..., b_K-1(n) werden dann jeweils zu einer I/Q-Modulationseinheit 12₀ , ..., 12_K-1 geleitet, die die Modulation der codierten Bits vornimmt, beispielsweise eine Quadraturamplitudenmodulation mit 4 Zuständen MAQ-4, und liefert am Ausgang Daten d₀(n), ..., d_K-1(n).
Die Daten d₀(n), ..., d_K-1(n) der einzelnen Benutzer werden dann durch ein Spreizmodul 14 verarbeitet.
Dann werden die gespreizten Signale durch ein Modul 16 zur Zuweisung der Chips verarbeitet, das sie auf einem Zeit/Frequenz-Gitter platziert.
Das gebildete Signal wird dann zu einem OFDM-Modulator übertragen, der nacheinander eine Reihen-Parallel-Umwandlungseinheit 18, die am Ausgang Daten x₀(n), ..., x_N-1(n) liefert, wobei N die Anzahl von Unterträgern ist, eine schnelle inverse Fourier-Transformations-Einheit 20, eine Parallel-Reihen-Umwandlungseinheit 22 und eine zyklische Präfixeinführungseinheit 24 umfasst. Die erhaltenen Symbole werden auf einem Übertragungskanal gesendet.
Für eine Beschreibung der herkömmlichen OFDM-Techniken wird zweckmäßigerweise auf den Artikel von W. ZHENDAO und G. B. GIANNAKIS mit dem Titel "Wireless Multicarrier Communications – Where Fourier meets Shannon", IEEE Signal Processing Magazine, Band 17, Nr. 3, Seiten 29 bis 48, Mai 2000, verwiesen.
In 2 ist das Spreizmodul 14 des Senders dargestellt. Jedem Symbol d_K(n) des Benutzers k(k = 0, ..., K-1) wird zunächst eine Amplitude √P_k durch ein Modul 26_k zugewiesen. Dann nimmt man in einem Modul 28_k eine Kadenzerhöhung um einen Faktor L und schließlich eine digitale Filterung c_k(z) in einem Modul 30_k vor, wobei die Filterkoeffizienten gleich den Chips der Spreizsequenz des Benutzers k sind.
Jedes Symbol d_k(n) des Benutzers k wird durch eine Sequenz von L Chips c_k(z) gespreizt. Die gespreizten Signale aller Benutzer werden dann durch ein Addiermodul 32 addiert.
Wie oben beschrieben, verteilt das Modul zur Zuweisung der Chips 16 die von dem Spreizmodul 14 kommenden Proben auf ein Zeit/Frequenz-Gitter. Man geht davon aus, dass der Spreizfaktor L gleich S_F × S_T ist, worin S_F der Spreizparameter in der Frequenzdomäne und S_T der Spreizparameter in der Zeitdomäne ist.
Die 3 bis 5 zeigen Zeit-Frequenz-Gitter in den Fällen, in denen S_T = 1 (3), S_F = 1 (4) und S_F und S_T beliebig sind (5).
3 zeigt den Fall, in dem S_T = 1. In diesem Fall liegen die Merkmale eines klassischen MC-CDMA-Systems vor. Man überträgt F = N/S_F Datensymbole pro Code in ein OFDM-Symbol.
4 zeigt den Fall, in dem S_F = 1. In diesem Fall liegen die Merkmale eines klassischen MC-DS-CDMA-Systems vor. Man überträgt F = N Datensymbole pro Code auf S_T OFDM-Symbole.
5 zeigt den Fall, in dem S_F und S_T beliebig sind. In diesem Fall überträgt man F = N/S_F Datensymbole pro Code auf S_T OFDM-Symbole.
Das in 1 dargestellte Modul 16 zur Zuweisung der Chips liefert am Ausgang einen Vektor der Größe N, der gemäß der Gleichung (1) ausgedrückt kann, wobei die Größe dieses Vektors der Größe der schnellen Fouriertransformation entspricht:
worin:

• i = 0, ... S_T – 1 dem Index des OFDM-Symbols entspricht,
• q = 0, ... F – 1 dem Index des Unterbands entspricht,
• p = 0, ..., S_F – 1 dem Index des Unterträgers entspricht,
• S_F der Spreizfaktor in der Frequenzdomäne ist,
• S_T der Spreizfaktor in der Zeitdomäne ist,
• K die Gesamtanzahl von Benutzern ist,
• P_k die dem k-ten Benutzer zugeordnete Leistung ist,
• die d_k die dem k-ten Benutzer zugeordneten Symbole sind und
• c_k der Spreizcode für den k-ten Benutzer ist.

Nach Transposition in die Zeitdomäne über die inverse schnelle Fouriertransformationseinheit 20 wird durch die Einheit zur Einfügung eines zyklischen Präfixes 24 ein zyklisches Präfix hinzugefügt. Es enthält N_G ≥ W – 1 Proben, worin W die maximale Dauer der Impulsantwort des Gesamtkanals ist.
6 zeigt die Struktur eines klassischen digitalen OFDM-CDMA-Empfängers, der dem in 1 dargestellten Sender entspricht.
Ein Grobsynchronisationsmodul 60 führt einerseits die Erfassung des Anfangs des OFDM-Symbols und andererseits die Anfangsschätzung der Verschiebung ΔF zwischen den Trägerfrequenzen des Senders und des Empfängers und der Verschiebung ΔT zwischen den Abtastzeitgebern des Senders und des Empfängers aus.
Diese Schätzung wird grob in dem Sinne genannt, als die Varianz der Schätzung hoch ist. Dies gestattet es, in den Arbeitsbereich des Empfängers einzutreten, erfordert jedoch keine sogenannte Feinkorrektur, um die gewünschten Leistungen zu erreichen. Auf diese Weise wird die Synchronisation in zwei Phasen durchgeführt.
Nach einer Grobsynchronisation wird das zyklische Präfix durch ein Modul 62 zur Beseitigung des zyklischen Präfix entfernt und das Signal wird in Vektoren von N Proben r_i(m), m = 0, ..., N – 1, verpackt, wobei der Index i die Nummer des empfangenen OFDM-Symbols angibt. Im Folgenden stellt man die Behandlungen vor, die durchgeführt werden, um die Symbole des Benutzers k = 0 zu decodieren. Die erhaltenen Ergebnisse werden bei den anderen Benutzern als identisch vorausgesetzt.
Die Proben r_i(m) werden dann einer Serien-Parallel-Umwandlungseinheit 64 und dann einer schnellen Fouriertransformationseinheit 66 und einer Kanalschätzungseinheit 68 geliefert, die ihrerseits mit einer Einheit zur Schätzung der Fortpflanzungsbedingungen des Kanals 70 verbunden ist.
Die Kanalschätzungseinheit 68 ist ferner mit einem linearen Entzerrer 72 verbunden, der pro Unterträger einen Koeffizient g_i[qS_F + p] anlegt. Der Entzerrer 72 ist mit einem Korrelationsmodul 74 verbunden, das am Ausgang die geschätzten Symbole d₀(n), ..., d_K-1(n) liefert.
Man nimmt an, dass die Koeffizienten des linearen Entzerrers unabhängig von den Spreizcodes berechnet werden. Es kann sich dabei handeln um lineare MRC-Entzerrer (Kombination mit Maximumverhältnis, Englisch "Maximum Ratio Combining"), EGC-Entzerrer (Kombination mit identischem Gewinn, Englisch "Equal Gain Combining"), ZF-Entzerrer (Null Zwang, Englisch "Zero Forcing") oder MMSE-Entzerrer (Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers, Englisch "Minimum Mean Square Error"), die dem Fachmann bekannt sind.
Die am Ausgang des Korrelationsmoduls 74 erhaltenen geschätzten Symbole können gemäß der Gleichung (2) ausgedrückt werden:
worin:

• g_i[qS_F + p] der von dem Entzerrer an den p-ten Unterträger des q-ten Unterbands des i-ten OFDM-Symbols angelegt wird,
• c₀ der Spreizcode des Benutzers 0 ist,
• das Zeichen * den konjugierten Komplex bezeichnet,
• x_i[qS_F + p] den am Ausgang von der schnellen Fouriertransformationseinheit 66 auf dem p-ten Unterträger des q-ten Unterbands des i-ten OFDM-Symbols gelieferten Symbolen entspricht,
• h_i[qS_F + p] der Dämpfung des Kanals bei dem p-ten Unterträger des q-ten Unterbands des i-ten OFDM-Symbols entspricht, und
• w_i[qS_F + p] der Probe des Gaußschen additiven weissen Rauschens der Varianz σ² an dem p-ten Unterträger des q-ten Unterbands des i-ten OFDM-Symbols entspricht.

Die Daten werden dann zu einer weichen I/Q-Demodulationseinheit 76 geleitet. Der so genannte harte I/Q-Demodulationsvorgang besteht darin, dass die binären Werte wiedergefunden werden, die ausgehend von den vom linearen Detektor kommenden komplexen Symbolen gesendet wurden. Wenn man einen Kanaldecoder mit weichen Eingängen verwendet, sind die in dem Kanaldecoder einzugebenden optimalen Werte weiche Werte. Man spricht von weichen Werten insofern, als sie nicht direkt die harten Werte "0" oder "1" sind. Wenn man also eine Modulation MAQ-16 (4 Bits) verwendet, besteht die weiche I/Q-Demodulation darin, dass 4 weiche Werte errechnet werden, die den 4 Bits der Modulation MAQ-16 entsprechen. Die optimalen weichen (oder metrischen) Werte, die in den Kanaldecoder mit weichen Eingängen einzugeben sind, entsprechen dem Logarithmus des Wahrscheinlichkeitsverhältnisses (LRV).
Nach dem Arbeitsgang der I/Q-Demodulation kommt der Kanaldecodierungsprozess, der durch Module 78₀ , ..., 78_K-1 ausgeführt wird. Diese Module führen die Arbeitsgänge der Bitentschachtelung, der Entpunktierung und der Decodierung aus (beispielsweise durch einen Viterbi-Decodierer im Fall eines Faltungscodierers bei der Sendung, durch den Algorithmus Max Log-MAP im Fall eines Turbocodierers oder durch den Algo rithmus Min-Sum im Fall einer LDPC-Codierung). Dies gestattet es, die gesendeten binären Daten wiederzuerlangen.
Im Stand der Technik gestattet die Einheit zur Schätzung der Fortpflanzungsbedingungen des Kanals 70 es, das momentane Verhältnis Signal zu Interferenz + Rauschen (RSIB) und/oder die maximale Spreizung der Verzögerungen und/oder die maximale Dopplerfrequenz zu schätzen. Diese drei Parameter messen die Fortpflanzungsbedingungen des Kanals. Je nach den Werten dieser Parameter, die durch Rückkehrschleife zum Sender zurückgesendet werden, kann der Sender entscheiden, die Spreizparameter S_F und S_T anzupassen, um die Übertragungsqualität zu verbessern.
Trotzdem sind die Methoden zur Berechnung der maximalen Spreizung der Verzögerungen und der Dopplerfrequenz nicht leicht auszuführen. Ferner ist das momentane RSIB nicht ein optimales Kriterium bei der Wahl der Spreizparameter, wenn man einen Kanalcodierungs/-decodierungsprozess verwendet.
Man stellt nun den Begriff des asymptotischen RSIB dar. Wenn die Abmessungen des Systems hinsichtlich Anzahl und Größe der Spreizcodes groß werden, bietet die Theorie der Zufallsmatrices sehr leistungsfähige Analysewerkzeuge, die es gestatten, am Ausgang des Entzerrers explizite Werte des RSIB zu erhalten, wobei gleichzeitig die Eigenschaft der Orthogonalität der Spreizcodes berücksichtigt wird. Dieser asymptotische Betrieb wird dennoch bei laufenden Werten der Spreizfaktoren erhalten (beispielsweise Größe 32).
Der Ausdruck des asymptotischen RSIB für den Benutzer der Ordnung 0 eines OFDM-CDMA-Systems bei dem Unterband des Rangs q ist durch die folgende Formel gegeben:
in der S₀[.] der Leistung des Nutzsignals nach Entzerrung und Korrelierung entspricht, 1[.] der Leistung des durch die anderen Spreizcodes erzeugten Mehrfachzugriffsrauschens entspricht und N[.] der Leistung des durch den Entzerrer und die Spreizsequenz gefilterten Gaußschen Rauschens entspricht, wobei:
worin:
worin:

• p₀ die an den Benutzer des Rangs 0 angelegte Leistung ist,
• L = S_F × S_T,
• g_i[qS_F + p] der Entzerrungskoeffizient bei dem p-ten Unterträger des q-ten Unterbands bei dem i-ten OFDM-Symbol ist, wobei dieser Entzerrungskoeffizient von dem Übertragungskanal abhängt, und
• h_i[qS_F + p] der Dämpfung des Kanals bei dem p-ten Unterträger des q-ten Unterbands bei dem i-ten OFDM-Symbol entspricht, α = K/L die Last des Systems ist (K ist die Gesamtanzahl von Benutzern) und

²

Wenn das betrachtete System ein multizellulares System ist, enthält die Varianz des Rauschens σ² die Leistung des thermischen Rauschens N₀ sowie die vom Benutzer des Rangs 0 empfangene Leistung, die von den anderen interferierenden Basisstationen kommt.
Diese verschiedenen Werte werden unabhängig von dem Wert der Spreizcodes erhalten, wobei gleichzeitig die Eigenschaft der Orthogonalität der Codes beibehalten wird.
Man zeigt, dass das asymptotische RSIB es gestattet, genau und einfach die binäre Fehlerhäufigkeit (TEB) vor Kanalcodierung zu schätzen.
Ein reales System benutzt jedoch einen Kanalcodierer, und es ist seine Wirkung auf die Leistungen des Systems zu berücksichtigen.
Der Artikel von N. MAEDA, Y. KISHIYAMA, H. ATARASHI und M. SAWAHASHI mit dem Titel "Variable Spreading Factor OFCDM with two dimensional spreading that prioritizes time domain spreading for forward link broadband wireless access", VTC Spring 2003, Seiten 127 bis 132, Jeju Island, Korea, April 2003, weist die Einwirkung des Modulations- und Codierungsschemas auf die Leistungen (TEB) eines OFDM-CDMA-Systems in Abhängigkeit von den Parametern des Fortpflanzungskanals (Kohärenzband und -zeit des Kanals) und den Spreizparametern S_F und S_T nach.
Ferner ist in dem Artikel von N. MAEDA, Y. KISHIYAMA, K. HIGUCHI, H. ATARASHI und M. SAWAHASHI mit dem Titel "Experimental Evaluation of Throughput Performance in Broadband Packet Wireless Access Based an VSF-OFCDM and VSD-CDMA", IEEE PIMRC 2003, Seiten 6 bis 11, die Verwendung des durch die vorstehende Formel (3) gemessenen momentanen RSIB, um die Spreizparameter S_F und S_T zu wählen, wenig vorteilhaft, denn dieses RSIB hängt nicht von den Spreizparametern ab, da es erhalten wird, indem man die Leistung des Nutzsignals und die Leistung der Interferenzen und des thermischen Rauschens misst.
Es gestattet deshalb nicht, die optimalen Spreizparameter S_F und S_T direkt zu wählen, wenn das System ein Kanalcodierungs/-decodierungsmodul verwendet. Es gibt nämlich mehrere RSIB-Werte, die ein und denselben Block von in dem Kanaldecodierer eintretenden codierten Daten darstellen. Diese mehrfachen RSIB-Werte sind darauf zurückzuführen, dass der Fortpflanzungskanal sich in der Zeit und in der Frequenz innerhalb eines codierten Informationsblocks ändert. Es ist deshalb unwirksam, das durch die Formel (3) gegebene RSIB zu optimieren, da die Kanalcodierung und die Modellierung zu berücksichtigen ist.
Ziel der Erfindung ist es, die Nachteile des Stands der Technik zu beseitigen. Zu diesem Zweck schlägt die vorliegende Erfindung ein Verfahren zum Wählen der Frequenzspreizparameter (S_F) und/oder Zeitspreizparameter (S_T) für ein einen Sender und einen Empfänger enthaltendes Kommunikationssystem vor, das eine Quadraturamplitudenmodulation verwendet und eine Technik des Mehrfachzugriffs durch Code-Teilung oder CDMA und eine Multiplexierung mit orthogonaler Frequenzteilung oder OFDM einsetzt, bei dem die Domäne der Frequenzen in F = N/S_F Unterbänder von S_F Unterträgern zerschnitten ist, wobei N die Größe der von dem Empfänger verwendeten schnellen Fourier-Transformation ist und S_F der Frequenzspreizparameter ist, und die Zeitdomäne in T = N_S/S_T Blöcke von S_T OFDM-Symbolen zerschnitten ist, wobei N_S die Anzahl von OFDM-Symbolen ist, die zum Codieren eines Datenblocks verwendet werden, und S_T der Zeitspreizparameter ist, wobei dieses Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es Schritte umfasst, in denen:

– man die Koeffizienten der Dämpfung des Fortpflanzungskanals schätzt;
– man für die Menge der F Unterbänder von S_F Unterträgern und T Blöcken von S_T OFDM-Symbolen mindestens ein asymptotisches Verhältnis Signal zu Interferenz + Rauschen (RSIB) aus den Koeffizienten der Dämpfung des Fortpflanzungskanals und dem von dem Empfänger verwendeten Entzerrertyp bestimmt;
– man davon für jeden nach der Modulation erhaltenen codierten Informationsblock das komprimierte asymptotische Verhältnis Signal zu Interferenz + Rauschen ableitet, das durch eine analytische Formel ausgedrückt wird, die von den Frequenzspreizparametern (S_F) und Zeitspreizparametern (S_T) abhängt; und
– man die Frequenzspreizparameter (S_F) und Zeitspreizparameter (S_T) wählt, die den Wert des komprimierten asymptotischen Verhältnisses Signal zu Interferenz + Rauschen maximieren.

Auf diese Weise findet die Optimierung der Frequenzspreizparameter S_F und der Zeitspreizparameter S_T über die Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB statt. Diese Optimierung gestattet es, die Qualität der Übertragung zwischen dem Sender und dem Empfänger gemäß den Merkmalen des Fortpflanzungskanals zu verbessern, und zwar das Kohärenzband B_coh des Kanals und die Kohärenzzeit T_coh des Kanals.
Das komprimierte RSIB kann im Übrigen verwendet werden, um die binäre Fehlerhäufigkeit oder Paketfehlerhäufigkeit auf Höhe des Empfängers zu schätzen, was die Qualität der Kommunikation angibt.
Vorteilhafterweise bestimmt man mehrere asymptotische RSIB und insbesondere bestimmt man alle asymptotischen RSIB γ(i, j), die in der im Nachstehenden angegebenen Formel des komprimierten asymptotischen RSIB, mit RSIB_komprimiert bezeichnet, auftreten. Dies gestattet es, eine genauere Wahl der Spreizparameter zu erhalten und dadurch die Übertragung zu verbessern.
Insbesondere wenn die Werte des asymptotischen RSIB γ(i, j) im Inneren des am Ausgang der Modulation erhaltenen codierten Informationsblocks stark variieren, ist es vorteilhaft, alle diese Werte (die somit in der Anzahl von F × T vorliegen) zu verwenden, um das komprimierte asymptotische RSIB zu berechnen.
Wenn dagegen die Werte des asymptotischen RSIB γ(i, j) sich im Inneren des codierten Informationsblocks wenig ändern, ist es vorteilhaft nur eine kleine Anzahl dieser Werte zu verwenden.
Bei einer besonderen Ausführungsform berechnet man im Schritt der Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB das komprimierte asymptotische RSIB mit Hilfe der folgenden Formel:
worin:

• λ ein dem Empfänger von vorn herein bekannter Skalar ist, der von der Modulation und der Codierung abhängt,
• L der Spreizfaktor ist, L = S_F × S_T,
• i und j positive ganze Zahlen sind und
• γ(i, j) das asymptotische RSIB des i-ten Unterbandes und des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen ist.

Bei einer besonderen Ausführungsform berechnet man im Schritt der Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB das komprimierte asymptotische RSIB iterativ, indem man die folgende Annäherung verwendet: ln(ea + eb) ≈ max(a, b) + fc(|a – b|)worin f_c(|a – b|) eine vorberechnete Tabelle ist, die nur von (|a – b|) abhängt und sich der Funktion ln(1 + e^–|a-b|) annähert.
Dies gestattet es, die Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB zu vereinfachen, indem vermieden wird, Operationen der Exponentierung und der Logarithmenberechnung durchzuführen.
Bei einer besonderen Ausführungsform besteht der Wählschritt darin, dass eine erschöpfende Suche nach dem Paar von Frequenz- und Zeitspreizparametern vorgenommen wird, das den Wert des komprimierten asymptotischen RSIB maximiert.
Diese Ausführungsform ist besonders einfach durchzuführen, wenn die Anzahl von Werten des Spreizparameterpaars klein ist, beispielsweise etwa 10.
Gemäß einer Abwandlung besteht der Wählschritt darin, dass eine Suchmethode durch den Goldenen Schnitt angewandt wird.
Diese Variante ist besonders vorteilhaft, wenn der Benutzer sich langsam bewegt, beispielsweise mit einer Geschwindigkeit von etwa 3 km/h, oder in dem Fall, in dem der Kanal sich in der Frequenz wenig ändert.
Gemäß einer anderen Variante besteht der Wählschritt darin, dass eine Optimierungsmethode unter Belastung angewandt wird, die die Technik des Lagrange-Multiplikators benutzt, worin die Belastung sich g(S_F, S_T) = S_FS_T – L schreibt, wobei S_F der Frequenzspreizparameter ist, S_T der Zeitspreizparameter ist und L der Spreizungsfaktor ist.
Diese Variante gestattet es, hervorragende Ergebnisse hinsichtlich der Qualität zu erhalten.
Es ist zu bemerken, dass die Gesamtheit der hier vorgelegten Ausführungsformen unabhängig von dem benutzten Entzerrertyp anwendbar sind.
Trotzdem schlägt die Erfindung außerdem verschiedene besondere Ausführungsformen in besonderen Fällen von Entzerrern vor.
Bei einer besonderen Ausführungsform, wenn das erfindungsgemäße Verfahren in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt wird, der einen Einzelbenutzer-MMSE-Entzerrer (Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers, englisch "Minimum Mean Square Error") umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands und des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, durch die folgende Formel definiert ist:
worin:

• p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt wurde, dessen RSIB bestimmt werden soll,
• L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T,
• α = K/L die Ladung des Systems ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist,
• p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist und die p_i die Leistungen der interferierenden Spreizcodes sind, wobei i ≠ 0,
• p und k positive ganze Zahlen sind,
•
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und
• σ² die Varianz des Rauschens ist.

Bei einem Einzelbenutzer-MMSE-Entzerrer und in dem besonderen Fall, in dem
ist das asymptotische RSIB durch die folgende Beziehung definiert:
mit denselben Angaben wie oben.
Diese Ausführungsform mit einem MMSE-Entzerrer gestatten es, einen Kompromiss zwischen der Reduzierung der Mehrfachzugriffsinterferenz und der Anhebung des Rauschniveaus zu schaffen.
Bei einer anderen besonderen Ausführungsform, wenn das erfindungsgemäße Verfahren in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt wird, der einen MRC-Entzerrer (Kombination mit maximalem Verhältnis, Englisch "Maximum Ratio Combining") umfasst, ist das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, durch die folgende Formel definiert:
worin:

• p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt wurde, dessen RSIB bestimmt werden soll,
• L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T,
• α = K/L die Ladung des Systems ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist,
• p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist,
• p und k positive ganze Zahlen sind,
•
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und
• σ² die Varianz des Rauschens ist.

Diese Ausführungsform mit MRC-Entzerrer ist besonders vorteilhaft in einem Einzelbenutzerkontext, um das Verhältnis Signal zu Rauschen am Ausgang des Entzerrers zu optimieren.
Bei einer anderen besonderen Ausführungsform, wenn das erfindungsgemäße Verfahren in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt wird, der einen Einzelbenutzer-MMSE-Entzerrer (Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers, Englisch "Minimum Mean Square Error") umfasst, ist das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterträgers des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen, bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, die Lösung der folgenden impliziten Gleichung:
worin:

• L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T,
• α = K/L, K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist,
• p und k positive ganze Zahlen sind,
•
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und
• σ² die Varianz des Rauschens ist,
• p_k die an den k-ten Benutzer angelegte Leistung ist, und:

_power

Diese Ausführungsform ist in einem Einzelbenutzerkontext besonders vorteilhaft.
Bei einer anderen besonderen Ausführungsform, wenn das erfindungsgemäße Verfahren in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt wird, der einen EGC-Entzerrer (Kombination mit identischem Gewinn, English "Equal Gain Combining") umfasst, ist das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen, bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, durch die folgende Formel definiert:
worin:

• p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt ist, dessen RSIB bestimmt werden soll,
• L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T,
• α = K/L die Ladung des Systems ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist,
• p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist,
• p und k positive ganze Zahlen sind,
•
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und
• σ² die Varianz des Rauschens ist.

Da man weiß, dass der EGC-Entzerrer nicht die Phase des Signals korrigiert und es gestattet, die Amplitude jedes Unterträgers nach Entzerrung beizubehalten, gestattet es diese Ausführungsform, die Orthogonalität der Codes in einem Kanal mit nicht begrenztem Rauschen (entgegengesetzt zu einem MRC-Entzerrer) beizubehalten oder auf diese Weise den Interferenzterm zu verringern.
Zum selben Zweck wie oben schlägt die vorliegende Erfindung ferner eine Vorrichtung zur Wahl der Frequenzspreizparameter und/oder Zeitspreizparameter für ein Kommunikationssystem vor, das einen Sender und einen Empfänger enthält und eine Quadraturamplitudenmodulation verwendet und eine Technik des Mehrfachzugriffs durch Code-Teilung oder CDMA und eine Multiplexierung mit orthogonaler Frequenzteilung oder OFDM benutzt, bei der die Domäne der Frequenzen in F = N/S_F Unterbänder von S_F-Unterträgern zerschnitten ist, wobei N die Größe der von dem Empfänger verwendeten schnellen Fourier-Transformation ist und S_F der Frequenzspreizparameter ist und die Zeitdomäne in T = N_S/S_T Blöcke von S_T OFDM-Symbolen zerschnitten ist, wobei N_S die Anzahl von OFDM-Symbolen ist, die zum Codieren eines Datenblocks verwendet werden, und S_T der Zeitspreizparameter ist, wobei diese Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, dass sie umfasst:

– ein Modul zur Schätzung der Koeffizienten der Dämpfung des Fortpflanzungskanals;
– ein Modul, um für die Menge der F Unterbänder von S_F Unterträgern und der T Blöcke von S_T OFDM-Symbolen mindestens ein asymptotisches Verhältnis Signal zu Interferenz + Rauschen (RSIB) aus den Koeffizienten der Dämpfung des Fortpflanzungskanals und dem von dem Empfänger verwendeten Entzerrertyp zu bestimmen;
– ein Rechenmodul, um für jeden nach der Modulation erhaltenen codierten Informationsblock daraus das asymptotische komprimierte Verhältnis Signal zu Interferenz + Rauschen abzuleiten, das durch eine analytische Formel ausgedrückt wird, die von diesen Frequenzspreizparametern und Zeitspreizparametern abhängt; und
– ein Modul zum Wählen dieser Frequenzspreizparameter und Zeitspreizparameter, die den Wert des komprimierten asymptotischen Verhältnisses Signal zu Interferenz + Rauschen maximieren.

Zum selben Zweck schlägt die vorliegende Erfindung außerdem eine Einheit zur Simulierung eines Mobilfunksystems vor, das dafür ausgelegt ist, ein Verfahren zum Wählen der Spreizparameter, wie es oben definiert ist, zu benutzen.
Zum selben Zweck schlägt die vorliegende Erfindung außerdem eine Einheit zum Simulieren eines Mobilfunksystems vor, umfassend eine Vorrichtung zum Wählen der Spreizparameter, wie sie oben beschrieben wurde.
Zum selben Zweck schlägt die Erfindung ferner vor:

– eine drahtlose Mobilfernsprechvorrichtung, die dafür ausgelegt ist, ein Verfahren zur Wahl der Spreizparameter, wie es oben beschrieben wurde, einzusetzen, und
– eine drahtlose Mobilfernsprechvorrichtung, umfassend eine Vorrichtung zur Wahl der Spreizparameter, wie sie oben beschrieben wurde.

Die Erfindung kann nämlich auch auf eine Empfangsvorrichtung wie ein Mobiltelefon im Rahmen eines Verfahrens zum Senden und Empfangen von Signalen angewandt werden, in dem Signale von einer Übertragungsvorrichtung zu drahtlosen Fernsprechvorrichtungen übertragen werden und bei dem mindestens eine dieser drahtlosen Fernsprechvorrichtungen auf die oben beschriebene Weise das diese betreffende komprimierte asymptotische RSIB berechnet.
Diese Mobilfernsprechvorrichtung kann auf diese Weise die Spreizparameter wählen, die in der Lage sind, das komprimierte asymptotische RSIB zu optimieren. Die optimalen Spreizparameter werden dabei zu der Übertragungsvorrichtung übertragen, um die Übertragung für dieses Mobilgerät zu optimieren. Diese Optimierung der Spreizparameter kann direkt auf Höhe der Übertragungsvorrichtung durchgeführt werden, wenn das Mobilgerät zum Übertrager die Information der Dämpfung des Kanals und den verwendeten Entzerrertyp zurücksendet.
Da die besonderen Merkmale und die Vorteile der Wählvorrichtung, der Einheiten zur Simulierung eines Mobilfunksystems und der Mobilfernsprechvorrichtungen denen des Wählverfahrens ähnlich sind, werden sie hier nicht wiederholt.
Weitere Aspekte und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden ausführlichen Beschreibung von besonderen Ausführungsformen, die als nicht begrenzende Beispiele dienen. In der Beschreibung wird auf die beiliegende Zeichnung Bezug genommen. In dieser zeigen:
1, die bereits beschrieben wurde, eine schematische Darstellung eines klassischen OFDM-CDMA-Senders,
2, die bereits beschrieben wurde, eine schematische Darstellung des Aufbaus des Spreizmoduls von 1,
3 bis 5, die bereits beschrieben wurden, Darstellungen der Zeit-Frequenz-Gitter für verschiedene Werte der Spreizfaktoren in der Frequenz- und der Zeitdomäne,
6, die bereits beschrieben wurde, eine schematische Darstellung eines klassischen OFDM-CDMA-Empfängers,
7 ein Prinzipschema der EESM-Technik,
8 ein Organigramm, das die Hauptschritte eines Verfahrens zum Wählen der Spreizparameter gemäß der vorliegenden Erfindung bei einer besonderen Ausführungsform zeigt,
9 eine Darstellung des Zerschneidens eines "Slot", d. h. der Anzahl von zum Codieren eines Datenblocks verwendeten OFDM,
10 eine schematische Darstellung einer besonderen Ausführungsform der Mobilfernsprechvorrichtungen, bei denen die vorliegende Erfindung angewandt wird, und
11 eine schematische Darstellung einer besonderen Ausführungsform einer Einheit, die einen Mobilfunksystemsimulator umfassen kann, bei dem die vorliegende Erfindung angewandt wird.
Bei Arbeiten des 3GPP wurde eine Technik "Effective Exponential SIR Mapping" (EESM) genannt, vorgeschlagen, um ein komprimiertes RSIB zu finden, das gestattet, das TEB am Ausgang des Kanaldecodierers zu schätzen. Diesbezüglich sei auf die Schriften der Firma Ericsson verwiesen, mit dem Titel "Effective SNR mapping for modelling frame error rates in multiple-state channels", 3GPP2-C30-20030429-010 und "System-level evaluation of OFDM – further considerations", TSG-RAN WG1 #35, Lisabon, Portugal, 17.–21. November 2003, Röntgen-CT-031303.
Das Prinzipschema des EESM ist in 7 dargestellt. Man geht davon aus, dass ein codierter Block N MAQ-Symbole transportiert (beispielsweise MAQ-2, auch BPSK genannt, oder MAQ-4, auch QPSK genannt, oder MAQ-16), deren jedes ein (nicht asymptotisches) RSIB aufweist, und zwar RSIB_n, n = 1, ..., N.
Die EESM-Technik besteht darin, ein einziges RSIB, komprimiertes RSIB genannt, zu finden, das es gestattet, die binäre Fehlerhäufigkeit am Ausgang des Kanaldecodierers zu schätzen. Zu diesem Zweck konstruiert man eine Umwandlungstabelle, die das TEB am Ausgang des Kanaldecodierers in Abhängigkeit von dem angehenden RSIB für einen Gaußschen Fortpflanzungskanal gibt. Die Konstruktion dieser Tabelle wird entweder durch Simulation oder analytisch vorgenommen, wenn die Theorie es gestattet.
Das komprimierte RSIB ist durch die folgende Formel gegeben:
in der β ein Parameter ist, der von dem Modulations- und Codierungsschema abhängt und N_Zustände die Anzahl von Zuständen des Kanals an dem codierten Informationsblock darstellt. Es ist zu bemerken, dass der Parameter β durch Informatiksimulation auf dieselbe Weise wie der Parameter λ erhalten werden kann, der in der im Nachstehenden eingeführten Gleichung (13) auftritt. Es wird deshalb auf die ausführliche Beschreibung der Methode zum Erhalten von λ verwiesen.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wendet man diese Technik zur Komprimierung des RSIB auf das asymptotische RSIB an, das im Fall eines OFDM-CDMA-Systems durch die in der Einleitung angeführte Formel (3) erhalten wurde, so dass man einen asymptotischen RSIB-Wert pro codierten Informationsblock erhält, der komprimiertes asymptotisches RSIB genannt wird.
Man geht davon aus, dass die Domäne der Frequenzen in F = N/S_F Unterbänder von S_F Unterträgern zerschnitten wird, wobei N die Größe der von dem Empfänger verwendeten schnellen Fouriertransformation ist und S_F der Frequenzspreizparameter ist, und die Zeitdomäne in T = N_S/S_T Blöcke von S_T OFDM-Symbolen zerschnitten wird, wobei N_S die Anzahl von OFDM-Symbolen ist, die verwendet werden, um einen Datenblock zu codieren, und S_T der Zeitspreizparameter ist.
Wie das Organigramm von 8 zeigt, besteht bei einer besonderen Ausführungsform ein erster Schritt 80 des Verfahrens zum Wählen der Spreizparameter darin, dass die Koeffizienten h_p[n] geschätzt werden, die die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem n-ten Unterträger des p-ten OFDM-Symbols bei p = 1, ..., N_S und n = 1, ..., N darstellen.
Dann gestatten es diese Schätzwerte des Kanals in einem Schritt 82, für die Menge der F Unterbänder von S_F Unterträgern und der T Blöcke von S_T OFDM-Symbole mindestens ein asymptotisches RSIB nach der Formel (3) zu bestimmen.
Man nimmt an, dass die folgenden Parameter vor der Bestimmung des asymptotischen RSIB bekannt sind:

• p: mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes,
• p₀: Leistung des Signals, das durch den Spreizcode gespreizt wurde, dessen RSIB berechnet werden soll,
• σ²: Varianz des additiven Gaußschen Rauschens (enthält auch die Leistung der interferierenden Zellen im Fall einer multizellularen Umgebung).
• h_p[n]: Dämpfung des Kanals bei dem n-ten Unterträger des p-ten OFDM-Symbols;
• L: Spreizfaktor, d. h. Länge der Spreizcodes,
• K: Anzahl von übertragenen Spreizcodes,
• N: Größe der schnellen Fouriertransformation,
• N_S: Größe eines "Slot", d. h. Anzahl von OFDM-Symbolen, die zum Codieren eines Datenblocks verwendet werden.

Gewisse der vorstehenden Parameter sind über die Signalisierung bekannt und andere können mit einem Kanalschätzmechanismus erhalten werden.
Da ein Slot N_S OFDM-Symbole von N Unterträgern enthält, sind NN_s/L verschiedene asymptotische RSIB, mit γ(i, j) bezeichnet, gemäß der Gleichung (3) zu berechnen. Wie 9 zeigt, kann die Domäne der Frequenzen in F = N/S_F Unterbändern von S_F Unterträgern zerschnitten werden, während die Zeitdomäne in T = N_S/S_T Blöcke von S_T OFDM-Symbolen zerschnitten wird. Das asymptotische RSIB γ(i, j) ist das RSIB des i-ten Unterbands des j-ten Blocks, i = 0, ..., F – 1, j = 0, ..., T – 1.
In dem Fall, in dem das Verfahren zum Wählen der Spreizparameter gemäß der vorliegenden Erfindung in einem Sende/Empfangssystem eingesetzt wird, in dem der Empfänger einen Einzelbenutzer-MMSE-Entzerrer umfasst, ist das asymptotische RSIB γ(i, j) durch die folgende Formel definiert:
in der:

• P₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt ist, dessen RSIB bestimmt werden soll,
• L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T,
• α = K/L die Last des System ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist,
• p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist und die p_i die Leistungen der interferierenden Spreizcodes sind, wobei i ≠ 0,
• p und k positive ganze Zahlen sind,
•
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei den (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist und
• σ² die Varianz des Rauschens ist.

Ebenfalls bei einem Einzelbenutzer-MMSE-Entzerrer in dem besonderen Fall, in dem
worin p_i bei i ≠ 0 die Leistungen der interferierenden Spreizcodes sind, ist das asymptotische RSIB durch die folgende Gleichung definiert:
mit denselben Angaben wie oben.
Bei einem MRC-Entzerrer wird das asymptotische RSIB γ(i, j) durch die folgende Formel definiert:
mit denselben Angaben wie oben.
Bei einem Mehrfachbenutzer-MMSE-Entzerrer ist das asymptotische RSIB γ(i, j) die Lösung der folgenden impliziten Gleichung:
mit denselben Bemerkungen wie oben, und:
worin μ_power(p) die Grenzverteilung der Leistung ist, wenn die Größe L der Spreizcodes und die Anzahl K der übertragenen Spreizcodes nach unendlich geht und α = K/L konstant bleibt. Wenn beispielsweise das System K_c Leistungsklassen p₁, ..., P_Kc umfasst, dann gilt
worin γ_i das Verhältnis von zur Klasse i gehörenden Codes der Leistung p_i und δ(.) die Dirac-Verteilung ist.
Bei einem EGC-Entzerrer ist das asymptotische RSIB durch die folgende Gleichung:
definiert, mit
und denselben Bemerkungen wie oben.
Nach dem Schritt 82 der Bestimmung der asymptotischen RSIB γ(i, j) besteht der Schritt 84 darin, davon das komprimierte asymptotische RSIB mit Hilfe der folgenden Formel abzuleiten:
worin der Skalar λ nur von der Modulation und dem Codierungsschema (Wirkungsgrad des Codierers und Bitverschachtelers). λ ist nämlich von dem Fortpflanzungskanal, von der Last des Systems und von der Kombination (S_F, S_T) unabhängig.
Die einzelnen Werte von λ sind dem Empfänger im Voraus bekannt.
Der Skalar λ kann durch Informatiksimulation erhalten werden. Die erforderlichen Simulationen werden gemäß den folgenden Verfahren durchgeführt. Zunächst zieht man für einen Block i von codierter Information eine Menge von Kanalrealisierungen, die dem betreffenden Kanalmodell entsprechen. Dies gestattet bei den Blöcken von codierter Information, ein von λ abhängiges komprimiertes asymptotisches RSIB zu erhalten, das mit RSIBⁱ _komprimiert(λ) bezeichnet wird.
Dann erhält man mit Hilfe einer Tabelle (die ebenfalls durch Simulation erhalten wird), die die binäre Fehlerhäufigkeit (TEB) am Ausgang des Kanalcodierers in Abhängigkeit von dem RSIB an seinem Eingang bei einem Gaußschen Kanal angibt, eine von λ abhängende theoretische binäre Fehlerhäufigkeit, die mit TEBⁱ _theor.(λ) bezeichnet wird. Dieses von λ abhängige theoretische TEB wird dann mit dem realen TEB, mit TEBⁱ _real bezeichnet, verglichen, das durch Simulationen am Ausgang des Kanaldecodierers gemessen wird.
Um mehrere Werte von TEBⁱ _theor.(λ) für ein und denselben Wert von λ zu erhalten, werden diese Operationen auf einer großen Anzahl von Blöcken wiederholt (beispielsweise 1000 Blöcke). Jedes TEBⁱ _theor.(λ) wird dann mit dem TEBⁱ _real verglichen.
Der Skalar λ wird nun durch Minimierung der Differenz zwischen TEBⁱ _real und TEBⁱ _theor.(λ) auf der Gesamtheit der codierten Informationsblöcke erhalten.
Da der Skalar λ vom Modulations- und Codierungsschema abhängt, wird der Prozess für die Gesamtheit der betreffenden Modulations- und Codierungsschemata wiederholt.
Die Einheit zur Schätzung der Fortpflanzungsbedingungen des Kanals 70 (vgl. 6) kann also das komprimierte asymptotische RSIB für verschiedene Paar (S_F, S_T) berechnen und die optimale Kombination bestimmen.
So Weise wählt man im Schritt 86 die Werte der Frequenzspreizparameter S_F und der Zeitspreizparameter S_T, die das zuvor berechnete komprimierte asymptotische RSIB maximieren.
Dieser Prozess zur Optimierung des komprimierten RSIB kann auf verschiedene Weisen durchgeführt werden.
Um im Schritt 86 das beste Paar (S_F, S_T) zu wählen, kann man eine erschöpfende Typsuche vornehmen, indem man das komprimierte asymptotische RSIB für verschiedene Konfigurationen von S_F und S_T berechnet. Beispielsweise, wenn der Spreizfaktor L gleich S_F × S_T 32 beträgt, kann man das komprimierte asymptotische RSIB bei (S_F, S_T) ∈ {(1,32), (4,8), (8,4), (32,1)} berechnen. Der höchste Wert von den auf diese Weise erhaltenen vier Werten des RSIB liefert auf diese Weise die Konfiguration (S_F, S_T), die bei einem gegebenen Paar Modulation/Codierung zu behalten ist.
Gemäß einer Abwandlung kann man eine Suchmethode durch den Goldenen Schnitt anwenden. Hierzu sei auf die Arbeit von W. H. PRESS, B. P. FLANNERY, S. A. TEUKOLSKY und W. T. VETTERLING, veröffentlicht 1988 bei Cambridge Press University, mit dem Titel "Numerical Recipes in C", und insbesondere auf das Kapitel 10.1, Seiten 397 bis 402 verwiesen. Es handelt sich dabei um eine Methode, die es gestattet, das Suchintervall optimal zu reduzieren, wenn man ein System mit einer Unbekannten, und zwar entweder dem Parameter S_F oder dem Parameter S_T, betrachtet.
Diese Methode wird auf vorteilhafte Weise im Fall eines Benutzers verwendet, der sich langsam bewegt, beispielsweise mit einer Geschwindigkeit von etwa 3 km/h, oder im Fall, in dem der Kanal sich in der Frequenz wenig ändert.
Im ersten Fall, in dem der Benutzer sich langsam bewegt, macht man den Wert des Parameters S_T fest (beispielsweise S_T = 16) und sucht S_F durch die Methode des Goldenen Schnitts. In dem Fall, in dem sich der Kanal in der Frequenz wenig ändert (beispielsweise wenn das Kohärenzband größer als S_F ist), macht man den Wert von S_F fest (beispielsweise S_F = 16) und sucht S_T durch die Methode des Goldenen Schnitts.
Gemäß einer anderen Variante kann man zum Wählen des besten Paars (S_F, S_T), eine Optimierungsmethode unter Belastung mit Hilfe der Technik des Lagrange-Multiplikators verwenden, wobei die Belastung g(S_F, S_T) S_FS_T – L beträgt. Die Technik des Lagrange-Multiplikators ist dem Fachmann bekannt; eine Beschreibung davon kann man im Internet an der folgenden Adresse finden:
http://ocw.mit.edu/NR/rdonlyres/Mathematics/18-466Mathematical-StatisticsSpring2003/F6138C74-AA64-4B63-9A60-38A4833AECCB/0/appf.pdf
finden.
Die vorliegende Erfindung schlägt ferner eine Vereinfachung der Berechnung des durch die Formel (13) gegebenen komprimierten asymptotischen RSIB vor, bei der vermieden wird, die Logarithmen und die Exponentialfunktionen der eingesetzten Mengen zu berechnen.
Zu diesem Zweck wird die folgende Annäherung verwendet: ln(ea + eb) ≈ max(a, b) + fc(|a – b|) (14)worin f_c(|a – b|) eine vorberechnete Tabelle ist, die nur von (|a – b|) abhängt und sich sehr genau der Funktion ln(1 + 3^–|a-b|) annähert. Hierfür sei auf den Artikel von P. ROBERTSON, P. HOEHER und E. VILLEBRUN mit dem Titel "Optimal and sub-optimal maximum a posteriori algorithms suitable for turbo-decoding", European Transactions an Telecommunications, Seiten 119 bis 125, 1997, verwiesen.
Die Berechnung der Annäherung des komprimierten asymptotischen RSIB findet also iterativ statt: indem man annimmt, dass man davon n – 1 Werte kennt, leitet man davon den n-ten auf die folgende Weise auf:
Die Erfindung kann auf eine Empfangsvorrichtung wie ein Mobiltelefon angewandt werden. Wie 10 zeigt, betrachtet man ein System, das ein Mobilfernsprechverteilungsnetz 200 umfasst, das aus einem Netzserver, einer Übertragungsinfrastruktur und einem Park von drahtlosen mobilen oder tragbaren Empfangsgeräten 202, 204, beispielsweise dem Netz zugeordneten Mobiltelefonen, besteht.
Mitteilungen 206, 208 werden zu den tragbaren Geräten 202, 204 gesendet, während diese Informationen 210, 212 zurücksenden, beispielsweise die Dämpfungsinformation des Kanals oder die Preisparameter, die in der Lage sind, die Übertragung zu optimieren.
Die tragbaren Geräte können also die Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB nach der Formel (13) ausführen, um die Spreizparameter zu wählen, die geeignet sind, dieses komprimierte asymptotische RSIB zu maximieren.
Diese Spreizparameter werden dann zu einer Basissendestation 214 gesendet, die verschiedene Sendeparameter einstellen kann, wie z. B. die Spreizparameter oder das Modulations-Codierungs-Schema. Die Optimierung der Spreizparameter kann direkt auf Höhe des Senders vorgenommen werden, wenn die mobile Vorrichtung zum Sender die Dämpfungsinformation des Kanals und den verwendeten Entzerrertyp zurücksendet.
Die vorliegende Erfindung kann auch auf Mobilfunksystemsimulatoren angewandt werden.
Ein solcher Systemsimulator ist eine Software, die es gestattet, eine multizellulare Umgebung zu modellisieren, um die Leistungen eines Netzes hinsichtlich Durchsatz im Inneren einer Zelle, Verteilung der mittleren Durchsätze der Benutzer im Inneren einer Zelle oder der Verteilung der mittleren Fristen in der Übertragung von Paketen zu erhalten.
Der Systemsimulator ist in einer Einheit von dem in 11 dargestellten Typ integriert, die mindestens einen Prozessor 100, eine Einheit von RAM-Speichern 102 zum Speichern der Daten und ROM-Speichern 104 beispielsweise für die Speicherung von Befehlen des Programms umfasst. Diese verschiedenen Elemente sind durch einen Bus 106 verbunden.
Ein Peripherieelement, wie eine Tastatur 108, gestattet dem Benutzer des Systemsimulators als Antwort auf eine auf einem Bildschirm 110 angezeigte Mitteilung, Daten einzugeben. Der Benutzer kann auf diese Weise beispielsweise das Mobilitätsmodell (Position und Geschwindigkeit des Mobilgeräts) oder ein Modell für den Fortpflanzungskanal wählen.
Die Integrierung der Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB gemäß der Formel (13) in einem Systemsimulator gestattet nicht nur die Wahl der optimalen Spreizparameter für ein OFDM-CDMA-System, son dern auch den Erhalt einer Paketfehlerverteilung nach Kanaldecodierung, was ein Indikator für die Qualität der Kommunikation ist.

Claims

Verfahren zum Wählen der Frequenzspreizparameter (S_F) und/oder Zeitspreizparameter (S_T) für ein einen Sender und einen Empfänger enthaltendes Kommunikationssystem, das eine Quadraturamplitudenmodulation verwendet und eine Technik des Mehrfachzugriffs durch Code-Teilung oder CDMA und eine Multiplexierung mit orthogonaler Frequenzteilung oder OFDM einsetzt, bei dem die Domäne der Frequenzen in F = N/S_F Unterbänder von S_F Unterträgern zerschnitten ist, wobei N die Größe der von dem Empfänger verwendeten schnellen Fourier-Transformation ist und S_F der Frequenzspreizparameter ist, und die Zeitdomäne in T = N_S/S_T Blöcke von S_T OFDM-Symbolen zerschnitten ist, wobei N_S die Anzahl von OFDM-Symbolen ist, die zum Codieren eines Datenblocks verwendet werden, und S_T der Zeitspreizparameter ist, wobei dieses Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass es Schritte umfasst, in denen: – man die Koeffizienten der Dämpfung des Fortpflanzungskanals schätzt (80); – man für die Menge der F Unterbänder von S_F Unterträgern und T Blöcken von S_T OFDM-Symbolen mindestens ein asymptotisches Verhältnis Signal zu Interferenz + Rauschen (RSIB) aus den Koeffizienten der Dämpfung des Fortpflanzungskanals und dem von dem Empfänger verwendeten Entzerrertyp bestimmt (82); – man davon für jeden nach der Modulation erhaltenen codierten Informationsblock das komprimierte asymptotische Verhältnis Signal zu Interferenz + Rauschen ableitet, das durch eine analytische Formel ausgedrückt wird, die von den Frequenzspreizparametern (S_F) und Zeitspreizparametern (S_T) abhängt; und – man die Frequenzspreizparameter (S_F) und Zeitspreizparameter (S_T) wählt, die den Wert des komprimierten asymptotischen Verhältnisses Signal zu Interferenz + Rauschen maximieren.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass man im Schritt (84) der Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB das komprimierte asymptotische RSIB mit Hilfe der folgenden Formel berechnet:
worin: • λ ein dem Empfänger von vorn herein bekannter Skalar ist, der von der Modulation und der Codierung abhängt, • L der Spreizfaktor ist, L = S_F × S_T, • i und j positive ganze Zahlen sind und • γ(i, j) das asymptotische RSIB des i-ten Unterbandes und des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen ist.
Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass man im Schritt (84) der Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB das komprimierte asymptotische RSIB iterativ berechnet, indem man die folgende Annäherung verwendet: ln(ea + eb) ≈ max(a, b) + fc(|a – b|)worin f_c(|a – b|) eine vorberechnete Tabelle ist, die nur von (|a – b|) abhängt und sich der Funktion ln(1 + e^–|a-b|) annähert.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Wählschritt (86) darin besteht, dass eine erschöpfende Suche nach dem Paar von Frequenz- und Zeitspreizparametern (S_F, S_T) vorgenommen wird, das den Wert des komprimierte asymptotischen RSIB maximiert.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Wählschritt (86) darin besteht, dass eine Suchmethode durch goldenen Schnitt angewandt wird.
Verfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Wählschritt (86) darin besteht, dass eine Optimierungsmethode unter Belastung angewandt wird, die die Technik des Lagrange-Multiplikators benutzt, worin die Belastung sich g(S_F, S_T) = S_FS_T – L schreibt, wobei S_F der Frequenzspreizparameter ist, S_T der Zeitspreizparameter ist und L der Spreizungsfaktor ist.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, das in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt wird, der einen Einzelbenutzer-MMSE-Entzerrer (Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers, englisch "Minimum Mean Square Error") umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands und des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, durch die folgende Formel definiert ist:
worin: • p₀ die Leistung des Signals ist, die durch den Spreizcode gespreizt wurde, dessen RSIB bestimmt werden soll, • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • α = K/L die Ladung des Systems ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist, • p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist und die p_i die Leistungen der interferierenden Spreizcodes sind, wobei i ≠ 0, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist.
Verfahren nach dem vorhergehenden Anspruch, bei dem
gilt, worin K die Zahl von übertragenen Spreizco des ist und die p_i, wobei i ≠ 0, die Leistungen der interferierenden Spreizcodes sind, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB durch die folgende Beziehung definiert ist:
in der: • p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt ist, dessen RSIB bestimmt werden soll, • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • a = K/L die Ladung des Systems ist, • p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, das in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt wird, der einen MRC-Entzerrer (Kombination mit maximalen Verhältnis, english "Maximum Ratio Combining") umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands des j-ten Blocks von S_T OFDM- Symbolen bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, durch die folgende Formel definiert ist:
worin: • p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt wurde, dessen RSIB bestimmt werden soll, • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • α = K/L die Ladung des Systems ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist, • p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, das in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt wird, der einen Einzelbenutzer-MMSE-Entzerrer (Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers, englisch "Minimum Mean Square Error") umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterträgers des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen, bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, die Lösung der folgenden impliziten Gleichung ist:
worin: • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • α = K/L, K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist, • p_k die an den k-ten Benutzer angelegte Leistung ist, und:
worin μ_power(p) die Grenzverteilung der Leistung ist, wenn L und K nach Unendlich gehen und α = K/L konstant bleibt.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 6, das in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt wird, der einen EGC-Entzerrer (Kombination mit identischem Gewinn, englisch "Equal Gain Combining") umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen, bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, durch die folgende Formel definiert ist:
worin: • p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt ist, dessen RSIB bestimmt werden soll, • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • α = K/L die Ladung des Systems ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist, • p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist.
Vorrichtung zur Wahl der Frequenzspreizparameter (S_F) und/oder Zeitspreizparameter (S_T) für ein Kommunikationssystem, das einen Sender und einen Empfänger enthält, und eine Quadraturamplitudenmodulation verwendet und eine Technik des Mehrfachzugriffs durch Code-Teilung oder CDMA und eine Multiplexierung mit orthogonaler Frequenzteilung oder OFDM benutzt, bei dem die Domäne der Frequenzen in F = N/S_F Unterbänder von S_F-Unterträgern zerschnitten ist, wobei N die Größe der von dem Empfänger verwendeten schnellen Fourier-Transformation ist und S_F der Frequenzspreizparameter ist und die Zeitdomäne in T = N_S/S_T Blöcke von S_T OFDM-Symbolen zerschnitten ist, wobei N_S die Anzahl von OFDM-Symbolen ist, die zum Codieren eines Datenblocks verwendet werden, und S_T der Zeitspreizparameter ist, wobei diese Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, dass sie umfasst: – Mittel zur Schätzung der Koeffizienten der Dämpfung des Fortpflanzungskanals; – Mittel, um für die Menge der F Unterbänder von S_F Unterträgern und der T Blöcke von S_T OFDM-Symbolen mindestens ein asymptotisches Verhältnis Signal zu Interferenz + Rauschen (RSIB) aus den Koeffizienten der Dämpfung des Fortpflanzungskanals und dem von dem Empfänger verwendeten Entzerrertyp zu bestimmen; – Rechenmittel (70), um für jeden nach der Modulation erhaltenen codierten Informationsblock daraus das asymptotische komprimierte Verhältnis Signal zu Interferenz + Rauschen abzuleiten, das durch eine analytische Formel ausgedrückt wird, die von diesen Frequenzspreizparametern (S_F) und Zeitspreizparametern (S_T) abhängt; und – Mittel zum Wählen dieser Frequenzspreizparameter (S_F) und Zeitspreizparameter (S_T), die den Wert des komprimierten asymptotischen Verhältnisses Signal zu Interferenz plus Rauschen maximieren.
Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (70) zur Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB dafür ausgelegt sind, das komprimierte asymptotische RSIB mit Hilfe der folgenden Formel zu berechnen:
worin: • λ ein von dem Empfänger im Voraus bekannter Skalar ist, der von der Modulation und der Codierung abhängt, • L der Spreizfaktor ist, L = S_F × S_T, • i und j positive ganze Zahlen sind und • γ(i, j) das asymptotische RSIB des i-ten Unterbandes des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen ist.
Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (70) zur Berechnung des komprimierten asymptotischen RSIB dafür ausgelegt sind, das komprimierte asymptotische RSIB iterativ unter Verwendung der folgenden Annäherung zu berechnen: ln(ea + eb) ≈ max(a, b) + fc(|a – b|)worin f_c(|a – b|) eine vorberechnete Tabelle ist, die nur von (|a – b|) abhängt und die Funktion ln(1 + e^–|a-b|) annähert.
Vorrichtung nach Anspruch 12, 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Wählmittel dafür ausgelegt sind, eine erschöpfende Suche des Paars von Frequenz- und Zeitspreizparametern (S_F, S_T) vorzunehmen, das den Wert des komprimierten asymptotischen RSIB maximiert.
Vorrichtung nach Anspruch 12, 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Wählmittel dafür ausgelegt sind, eine Suchmethode durch den goldenen Schnitt anzulegen.
Vorrichtung nach Anspruch 12, 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Wählmittel dafür ausgelegt sind, eine Optimierungsmethode unter Belastung anzulegen, die die Technik des Lagrange-Multiplikators benutzt, wobei die Belastung sich g(S_F, S_T) = S_FS_T – L schreibt, worin S_F der Frequenzspreizparameter, S_T der Zeitspreizparameter und L der Spreizfaktor ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 17, die in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt ist, der einem Einzelbenutzer-MMSE-Entzerrer (Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers, englisch "Minimum Mean Square Error") umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, durch die folgende Formel definiert ist:
worin: • p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt ist, dessen RSIB bestimmt werden soll, • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • α = K/L die Ladung des Systems ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist, • p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist und die p_i die Leistungen der interferierenden Spreizcodes sind, wobei i ≠ 0, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Untertrager des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist.
Vorrichtung nach dem vorhergehenden Anspruch, bei der
worin K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist und die p_i, wobei i ≠ 0, die Leistungen der interferierenden Spreizcodes sind, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB durch die folgende Beziehung definiert ist:
worin: • p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt ist, dessen RSIB bestimmt werden soll, • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • α = K/L die Ladung des Systems ist, • p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 17, die in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt ist, der einen MRC-Entzerrer (Kombination mit Maximumverhältnis, englisch "Maximum Ratio Combining") umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen, bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, durch die folgende Formel definiert ist:
worin: • p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt ist, dessen RSIB bestimmt werden soll, • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • α = K/L die Ladung des Systems ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist, • p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 17, die in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt ist, der einen Mehrfachbenutzer-MMSE-Entzerrer (Minimierung des mittleren quadratischen Fehlers, englisch "Minimum Mean Square Error") umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen, bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1, die Lösung der folgenden impliziten Gleichung ist:
worin: • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • α = K/L, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist, • p_k die an den k-ten Benutzer angelegte Leistung ist, und:
worin μ_power(p) die Grenzverteilung der Leistung ist, wenn L und K nach Unendlich gehen und α = K/L konstant bleibt.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 17, die in Verbindung mit einem Empfänger eingesetzt ist, der einen EGC-Entzerrer (Kombination mit identischem Gewinn, englisch "Equal Gain Combining") umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass das asymptotische RSIB γ(i, j) des i-ten Unterbands des j-ten Blocks von S_T OFDM-Symbolen bei i = 0, ..., F – 1 und j = 0, ..., T – 1 durch die folgende Formel definiert ist:
worin: • p₀ die Leistung des Signals ist, das durch den Spreizcode gespreizt ist, dessen RSIB bestimmt werden soll, • L der Spreizfaktor ist: L = S_F × S_T, • α = K/L die Ladung des Systems ist, wobei K die Anzahl von übertragenen Spreizcodes ist, • p die mittlere Leistung der interferierenden Spreizcodes ist, • p und k positive ganze Zahlen sind, •
die Dämpfung des Fortpflanzungskanals bei dem (i·S_F + p)-ten Unterträger des (j·S_T + k)-ten OFDM-Symbols ist, und • σ² die Varianz des Rauschens ist.
Einheit zur Simulation eines Mobilfunksystems, dadurch gekennzeichnet, dass sie dafür ausgelegt ist, ein Verfahren zur Wahl der Spreizparameter gemäß einem der Ansprüche 1 bis 11 einzusetzen.
Einheit zur Simulation eines Mobilfunksystems, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Vorrichtung zur Wahl der Spreizparameter nach einem der Ansprüche 12 bis 22 umfasst.
Drahtlose Mobilfernsprechvorrichtung, dadurch gekennzeichnet, dass sie dafür ausgelegt ist, ein Verfahren zur Wahl der Spreizparameter nach einem der Ansprüche 1 bis 11 einzusetzen.
Drahtlose Mobilfernsprechvorrichtung, dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Vorrichtung zur Wahl der Spreizparameter nach einem der Ansprüche 12 bis 22 einsetzt.