ES2301146T3 - Procedimiento y dispositivo de seleccion de los parametros de presentacion de un sistema ofdm-cdma. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento de selección de parámetros de presentación frecuencial (SF) y/o temporal (ST) para un sistema de comunicación que incluye un emisor y un receptor y que utiliza una modulación de amplitud en cuadratura y aplica una técnica de acceso múltiple de distribución por códigos o CDMA y una multiplexación por división de frecuencias ortogonales u OFDM, en el cual el dominio de frecuencias es cortado en F = N/SF subbandas de SF subportadoras, siendo N el tamaño de la transformada rápida de Fourier utilizada por el receptor y siendo SF el parámetro de presentación frecuencial, y el dominio temporal es cortado en T = NS/ST bloques de ST símbolos OFDM, siendo NS el número de símbolos OFDM utilizados para codificar una trama de datos y siendo ST el parámetro de presentación temporal, caracterizándose dicho procedimiento porque comprende las etapas según las cuales: - se estiman (80) los coeficientes de la atenuación del canal de propagación; - se determina (82), para el conjunto de las F subbandas de SF subportadoras y de los T bloques de ST símbolos OFDM, al menos una relación señal a interferencia + ruido (RSIB) asintótica a partir de los coeficientes de la atenuación del canal de propagación y del tipo de ecualizador utilizado por el receptor; - se deduce (84) de ello, para cada bloque de información codificada obtenido al final de la modulación, la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida, que se expresa por una fórmula analítica dependiente de dichos parámetros de presentación frecuencia (SF) y temporal (ST); y - se seleccionan (86) dichos parámetros de presentación frecuencial (SF) y temporal (ST) que maximizan el valor de la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida.
Description
Procedimiento y dispositivo de selección de los
parámetros de presentación de un sistema
OFDM-CDMA.
La presente invención se refiere a un
procedimiento y a un dispositivo de selección de parámetros de
presentación de un sistema OFDM-CDMA
(multiplexación por división de frecuencias ortogonales - acceso
múltiple de distribución por códigos, en inglés "Orthogonal
Frequency Division Multiplexing - Code Division Multiple
Access").
Más precisamente, la invención tiene por objeto
la selección de parámetros de la presentación en dos dimensiones
para el enlace descendente de un sistema multiportadoras con un
acceso múltiple de tipo CDMA. Se trata de parámetros de
presentación temporal y frecuencial, denominados respectivamente
S_{T} y S_{F}.
En particular, la invención encuentra aplicación
en el ámbito de las telecomunicaciones para sistemas de comunicación
que aprovechan la técnica de acceso múltiple CDMA combinada en una
transmisión OFDM, tales como, por ejemplo, los sistemas
MC-CDMA (acceso múltiple de distribución por códigos
- multiportadoras - en inglés "Multi-Carrier -
Code Division Multiple Access")
MC-DS-CDMA (acceso múltiple de
distribución por códigos - multiportadoras -secuencia directa, en
inglés "Multi-Carrier - Direct Sequence - Code
Division Multiple Access") o los sistemas de presentación
tiempo/frecuencia en dos dimensiones (2D).
En lo que sigue, el término genérico
OFDM-CDMA designa un sistema que utiliza una
presentación tiempo/fre-
cuencia.
cuencia.
La figura 1 ilustra la arquitectura general de
un emisor digital OFDM-CDMA clásico para un enlace
descendente de una estación de base hacia un terminal móvil.
Los bits a_{0}(n), ...,
a_{k-1}(n) de los K usuarios son enviados
primeramente a un módulo de codificación de canal respectivo
10_{0}, ..., 10_{k-1}. El módulo de codificación
de canal comprende un codificador que puede ser, por ejemplo, un
codificador de tipo convolutivo, un turbocodificador o un
codificador del tipo LDPC ("Low-Density Parity
Check Code" - Código de comprobación de paridad de baja
densidad). El módulo de codificación de canal comprende además un
dispositivo de punteado y un entrelazador de bits. Proporciona en su
salida datos b_{0}(n), ...,
b_{k-1}(n).
Los datos binarios b_{0}(n), ...,
b_{K-1}(n) son enviados a continuación a
una unidad de modulación I/Q respectiva 12_{0}, ...,
12_{K-1} que realiza la modulación de los bits codificados, por ejemplo una modulación de amplitud en cuadratura de 4 estados MAQ-4 y proporciona en su salida de los datos d_{0}(n), ..., d_{K-1}(n).
12_{K-1} que realiza la modulación de los bits codificados, por ejemplo una modulación de amplitud en cuadratura de 4 estados MAQ-4 y proporciona en su salida de los datos d_{0}(n), ..., d_{K-1}(n).
Los datos d_{0}(n), ...,
d_{K-1}(n) de los diferentes usuarios son
tratados a continuación por un módulo de presentación 14.
Después, las señales presentadas son tratadas
por un módulo de asignación de los chips 16, que los sitúa sobre una
rejilla tiempo/frecuencia.
La señal resultante es transmitida entonces a un
modulador OFDM que comprende sucesivamente una unidad de conversión
serie-paralelo 18 que proporciona en su salida datos
x_{0}(n), ..., x_{N-1}(n), siendo
N el número de subportadores, una unidad de transformada rápida de
Fourier inversa 20, una unidad de conversión
paralelo-serie 22 y una unidad de inserción de
prefijo cíclico 24. Los símbolos obtenidos son emitidos sobre un
canal de transmisión.
Para una descripción de las técnicas clásicas
del OFDM, se mencionará como útil el artículo de W. ZHENDAO y G. B.
GIANNAKIS, titulado "Wireless Multicarrier Communications - Where
Fourier meets Shannon", IEEE Signal Processing Magazine, vol. 17,
nº 3, páginas 29 a 48, mayo de 2000.
La figura 2 detalle el módulo de presentación 14
del emisor. A cada símbolo d_{k}(n) del usuario k (k=0,
..., K-1) es afectada primero una amplitud
\sqrt{P_{k}} por un módulo 26_{k}. Después se procede en un
módulo 28_{k} a una elevación de cadencia en un factor L y,
finalmente, a un filtrado digital c_{k}(z) en un módulo
30_{k}, siendo iguales los coeficientes de filtrado a los chips
de la secuencia de presentación del usuario k.
Cada símbolo d_{k}(n) del usuario k
está presentado por una secuencia de L chips c_{k}(z). Las
señales presentadas de todos los usuarios son sumadas a continuación
por un módulo sumador 32.
Como se describe más arriba, el módulo de
asignación de los chips 16 distribuye las muestras procedentes del
módulo de presentación 14 sobre una rejilla tiempo/frecuencia. Se
supone que el factor de presentación L es igual a S_{F} x
S_{T}, donde S_{F} es el parámetro de presentación en el dominio
frecuencial y S_{T} es el parámetro de presentación en el dominio
temporal.
Las figuras 3 a 5 representan rejillas
tiempo-frecuencia, respectivamente, en el caso en
que S_{T} = 1 (figura 3), S_{F} = 1 (figura 4) y S_{F} y
S_{T} son valores cualesquiera (figura 5).
La figura 3 ilustra el caso en que S_{T} = 1.
En este caso, se encuentran las características de un sistema
MC-CDMA clásico. Se transmiten F = N/S_{F}
símbolos de datos por código en un símbolo OFDM.
La figura 4 ilustra el caso en que S_{F} = 1.
En este caso, se encuentran las características de un sistema
MC-DS-CDMA clásico. Se transmiten F
= N símbolos de datos por código sobre S_{T} símbolos OFDM.
La figura 5 ilustra el caso en que S_{F} y
S_{T} son cualesquiera. En este caso, se transmite F=N/S_{F}
símbolos de datos por código en S_{T} símbolos OFDM.
El módulo de asignación de los chips 16
representado en la figura 1 proporciona en su salida un vector de
tamaño N que puede expresarse según la ecuación (1), correspondiendo
el tamaño de este vector al tamaño de la transformada rápida de
Fourier:
donde:
- \bullet
- i = 0, ..., S_{T-1} corresponde al índice del símbolo OFDM,
- \bullet
- q = 0, ..., F-1 corresponde al índice de la subbanda,
- \bullet
- p = 0, ..., S_{F}-1 corresponde al índice de la subportadora,
- \bullet
- S_{F} es el factor de presentación en el dominio frecuencial,
- \bullet
- S_{T} es el factor de presentación en el dominio temporal,
- \bullet
- K es el número total de usuarios,
- \bullet
- P_{k} es la potencia asociada al k^{ésimo} usuario,
- \bullet
- los d_{k} son los símbolos asociados al k^{ésimo} usuario, y
- \bullet
- c_{k} es el código de presentación para el k^{ésimo} usuario.
\vskip1.000000\baselineskip
Después de la transposición al dominio temporal
por intermedio de la unidad de transformada rápida de Fourier
inversa 20, un prefijo cíclico es añadido por la unidad de inserción
de prefijo cíclico 24. Contiene N_{G} \geq W-1
muestras, donde W es la duración máxima de la respuesta impulsional
del canal global.
La figura 6 presenta la estructura de un
receptor digital OFDM-CDMA clásico correspondiente
al emisor ilustrado en la figura 1.
Un módulo de sincronización basta 60 efectúa,
por una parte, la detección del inicio del símbolo OFDM y, por otra
parte, la estimación inicial del decalaje \DeltaF entre las
frecuencias portadoras del emisor y del receptor y del decalaje
\DeltaT entre los relojes de muestreo del emisor y del
receptor.
Esta estimación se denomina basta en el sentido
en que la varianza de la estimación es elevada. Esto permite entrar
en la zona de funcionamiento del receptor, pero necesita una
corrección denominada fina para conseguir las prestaciones deseadas.
Así, la sincronización se realiza en dos fases.
Después de una sincronización basta, el prefijo
cíclico es eliminado por un módulo de supresión 62 de prefijo
cíclico y la señal es acondicionada en vectores de N muestras
r_{i}(m), m = 0, ..., N-1, indicando i el
número del símbolo OFDM recibido. A continuación, se presentan los
tratamientos efectuados para descodificar los símbolos del usuario k
= 0. Los resultados obtenidos se suponen idénticos para los otros
usuarios.
Las muestras r_{i}(m) son seguidamente
suministradas a una unidad de conversión
serie-paralelo 64 y después a una unidad de
transformada rápida de Fourier 66 y una unidad de estimación de
canal 68, unida ella misma a una unidad de estimación de las
condiciones de propagación del canal 70.
La unidad de estimación de canal 68 está unida
igualmente a un ecualizador lineal 72 que aplica un coeficiente
g_{i}[gS_{F}+p] por subportadora. El ecualizador 72 está
unido a un módulo de correlación 74 que proporciona en su salida los
símbolos estimados \hat{d}_{0}(n), ...,
\hat{d}_{K-1}(n).
Se supondrá que los coeficientes del ecualizador
lineal son calculados independientemente de los códigos de
presentación. Puede tratarse de ecualizadores lineales MRC
(combinación de relación máxima, en inglés "Maximum Ratio
Combining"), EGC (combinación de ganancia idéntica, en inglés
"Equal Gain Combining"), ZF (forzado a cero, en inglés "Zero
Forcing") o MMSE (minimización del error cuadrático medio, en
inglés "Minimum Mean Square Error"), bien conocidos por el
experto.
Los símbolos estimados obtenidos a la salida del
módulo de correlación 74 pueden expresarse según la ecuación
(2):
donde:
- \bullet
- g_{i}[qS_{F}+p] es el coeficiente aplicado por el ecualizador a la p^{ésima} subportadora de la q^{ésima} subbanda del i^{ésimo} símbolo OFDM,
- \bullet
- c_{0} es el código de presentación del usuario 0,
- \bullet
- el signo * designa el complejo conjugado,
- \bullet
- x_{i}[qS_{F}+p] corresponde a los símbolos proporcionados en su salida por la unidad de transformada rápida de Fourier 66 sobre la p^{ésima} subportadora de la q^{ésima} subbanda del i^{ésimo} símbolo OFDM,
- \bullet
- h_{i}[qS_{F}+p] corresponde a la atenuación del canal para la p^{ésima} subportadora de la q^{ésima} subbanda del i^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- w_{i}[qS_{F}+p] corresponde a la muestra de ruido blanco aditivo gausiano de varianza \sigma^{2} sobre la p^{ésima} subportadora de la q^{ésima} subbanda del i^{ésimo} símbolo OFDM.
\vskip1.000000\baselineskip
A continuación, los datos son enviados a una
unidad de desmodulación I/Q flexible 76. La operación de
desmodulación I/Q denominada dura consiste en encontrar los valores
binarios emitidos a partir de los símbolos complejos resultantes
del detector lineal. Cuando se utiliza un descodificador de canal
de entradas flexibles, los valores óptimos a inyectar en el
descodificador de canal son valores flexibles. Se habla de valores
flexibles en el sentido en que no son directamente los valores duros
"0" o "1". Así, si se utiliza una modulación
MAQ-16 (4 bits), la desmodulación I/Q flexible
consiste en calcular 4 valores flexibles correspondientes a los 4
bits de la modulación MAQ-16. Los valores flexibles
(o métricos) óptimos a inyectar en el descodificador de canal de
entradas flexibles corresponden al logaritmo de la relación de
verosimilitud (LRV).
Después de la operación de desmodulación I/Q
flexible viene el proceso de descodificación de canal efectuado por
unos módulos 78_{0}, ..., 78_{K-1}. Estos
módulos realizan las operaciones de desentrelazamiento de bits, de
despunteo y de descodificación (por ejemplo, por un descodificador
de Viterbi en el caso de un codificador convolutivo en la emisión
por el algoritmo Max Log-MAP en el caso de un
turbocodificador o por el algoritmo Min-Sum en el
caso de una codificación LDPC). Esto permite encontrar los datos
binarios emitidos.
En el estado de la técnica, la unidad de
estimación de las condiciones de propagación del canal 70 permite
evaluar la relación señal a interferencia + ruido (RSIB) instantánea
y/o la presentación máxima de los retardos y/o la frecuencia máxima
del Doppler. Estos tres parámetros miden las condiciones de
propagación del canal. Según los valores de estos parámetros
reenviados al emisor por bucle de retorno, el emisor puede decidir
adaptar los parámetros de presentación S_{F} y S_{T} a fin de
mejorar la calidad de transmisión.
No obstante, los métodos de cálculo de la
presentación máxima de los retardos y de la frecuencia Doppler no
son fáciles de poner en práctica. Por lo demás, la RSIB instantánea
no es un criterio óptimo en la selección de los parámetros de
presentación cuando se utiliza un proceso de
codificación/descodificación de canal.
Se presenta ahora la noción de RSIB asintótica.
Cuando las dimensiones del sistema devienen grandes en términos de
número y tamaño de los códigos de presentación, la teoría de las
matrices aleatorias ofrece útiles de análisis muy potentes que
permiten obtener valores explícitos de la RSIB a la salida del
ecualizador, teniendo a la vez en cuenta la propiedad de
ortogonalidad de los códigos de presentación. No obstante, este
régimen asintótico es obtenido para valores corrientes de los
factores de presentación (por ejemplo, tamaño 32).
La expresión de la RSIB asintótica para el
usuario de rango 0 de un sistema OFDM-CDMA para la
subbanda de rango q viene dada por la fórmula siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
donde S_{0}[.] corresponde a la
potencia de la señal útil después de ecualización y correlación,
I[.] corresponde a la potencia del ruido de acceso múltiple creada
por los otros códigos de presentación y N[.] corresponde a la
potencia del ruido gausiano filtrado por el ecualizador y la
secuencia de presentación,
con:
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia aplicada al usuario de rango 0,
- \bullet
- L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- g_{i}[qS_{F}+p] es el coeficiente de ecualización para la p^{ésima} subportadora de la q^{ésima} subbanda para el i^{ésimo} símbolo OFDM, dependiendo este coeficiente de ecualización del canal de transmisión, y
- \bullet
- h_{i}[qS_{F}+p] corresponde a la atenuación del canal para la p^{ésima} subportadora de la q^{ésima} subbanda para el i^{ésimo} símbolo OFDM,
donde:
- \alpha = K/L es la carga del sistema (siendo K el número total de usuario), y
- \overline{p} = \frac{1}{K-1} \sum\limits^{K-1}_{k=1} p_{k} es la potencia media de los códigos interferentes, y
donde \sigma^{2} es la varianza
del
ruido.
\vskip1.000000\baselineskip
Si el sistema considerado es un sistema
multicelular, la varianza del ruido \sigma^{2} contiene la
potencia del ruido térmico N_{0}, así como la potencia recibida
por el usuario de rango 0 procedente de las otras las estaciones de
base interferentes.
Estos diferentes valores son obtenidos
independientemente del valor de los códigos de presentación,
teniendo a la vez en cuenta la propiedad de ortogonalidad de los
códigos.
Se muestra que la RSIB asintótica permite
estimar con precisión y fácilmente la tasa de error binario (TEB)
antes de la codificación del canal.
No obstante, un sistema real emplea un
codificador de canal y conviene tener en cuenta su efecto sobre las
prestaciones del sistema.
El artículo de N. MAEDA, Y. KISHIYAMA, H.
ATARASHI y M. SAWAHASHI titulado "Variable Spreading Factor OFDM
with two dimensional spreading that prioritizes time domain
spreading for forward link broadband wireless access", VTC
Spring 2003, páginas 127 a 132, Jeju Island, Corea, abril de 2003,
pone de manifiesto el impacto del esquema de modulación y de
codificación sobre las prestaciones (TEB) de un sistema
OFDM-CDMA en función de los parámetros del canal de
propagación (banda y tiempo de coherencia del canal) y de los
parámetros de presentación S_{F} y S_{T}.
Además, en el artículo de N. MAEDA, Y.
KISHIYAMA, K. HIGUCHI, H. ATARASHI y M. SAWAHASHI titulado
"Experimental Evaluation of Throughput Performance in Broadband
Packet Wireless Access Based on VSF-OFCDM and
VSD-CDMA", IEEE PIMRC 2003, páginas 6 a 11, la
utilización de la RSIB instantánea medida por la fórmula (3)
anterior para selección los parámetros de presentación S_{F} y
S_{T} es poco ventajosa, ya que esta RSIB no depende de los
parámetros de presentación en razón de que se obtiene midiendo la
potencia de la señal útil y la potencia de las interferencias y del
ruido térmico.
Por tanto, no permite seleccionar directamente
los parámetros de presentación S_{F} y S_{T} óptimos cuando el
sistema utiliza un módulo de codificación/descodificación de canal.
En efecto, existen varios valores de RSIB que representan un mismo
bloque de datos codificados que entran en el descodificador de
canal. Estos valores múltiples de RSIB son debidos al hechos de que
el canal de propagación varía en tiempo y en frecuencia en el
interior de un bloque de información codificada. Por consiguiente,
es ineficaz optimizar la RSIB dada por la fórmula (3), ya que es
necesario tener en cuenta la codificación del canal y la
modulación.
La invención tiene por objeto remediar los
inconvenientes de la técnica anterior.
Con este objeto, la presente invención propone
un procedimiento de selección de los parámetros de presentación
frecuencial (S_{F}) y/o temporal (S_{T}) para un sistema de
comunicación que incluye un emisor y un receptor y que utiliza una
modulación de amplitud en cuadratura y aplica una técnica de acceso
múltiple de distribución por códigos o CDMA y una multiplexación
por división de frecuencias ortogonales u OFDM, en el cual el
dominio de las frecuencias es cortado en F = N/S_{F} subbandas de
S_{F} subportadoras, siendo N el tamaño de la transformada rápida
de Fourier utilizada por el receptor y siendo S_{F} el parámetro
de presentación frecuencia, y el dominio temporal es cortado en T =
N_{S}/S_{T} bloques de S_{T} símbolos OFDM, siendo N_{S} el
número de símbolos OFDM utilizados para codificar una trama de datos
y siendo S_{T} el parámetro de presentación temporal, siendo
destacable este procedimiento porque comprende unas etapas según las
cuales:
- -
- se estiman los coeficientes de la atenuación del canal de propagación;
- -
- se determina, para el conjunto de las F subbandas de S_{F} subportadoras y de los T bloques de S_{T} símbolos OFDM, al menos una relación señal a interferencia + ruido (RSIB) asintótica a partir de los coeficientes de la atenuación del canal de propagación y del tipo de ecualizador utilizador por el receptor;
- -
- se deduce de ello, para cada bloque de información codificada obtenido al final de la modulación, la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida, que se expresa por una fórmula analítica que depende de los parámetros de presentación frecuencial (S_{F}) y temporal (S_{T}); y
- -
- se seleccionan los parámetros de presentación frecuencial y temporal que maximizan el valor de la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida.
\vskip1.000000\baselineskip
Así, la optimización de los parámetros de
presentación frecuencial S_{F} y temporal S_{T} se hace por
intermedio del cálculo de la RSIB asintótica comprimida. Esta
optimización permite mejorar la calidad de la transmisión entre el
emisor y el receptor según las características del canal de
propagación, a saber, la banda de coherencia B_{coh} del canal y
el tiempo de coherencia T_{coh} del canal.
Por lo demás, la RSIB comprimida puede
utilizarse para estimar la tasa de error binario o la tasa de error
de paquete al nivel del receptor, lo que indica la calidad de la
comunicación.
Ventajosamente, se determinan varias RSIB
asintóticas y, en particular, se determinan todas las RSIB
asintóticas \gamma(i,j) que figuran en la fórmula dada
seguidamente de la RSIB asintótica comprimida, denominada
RSIB_{comprimida}. Esto permite obtener una selección más precisa
de los parámetros de presentación y, por tanto, mejorar la
transmisión.
En particular, cuando los valores de la RSIB
asintótica \gamma(i,j) varían mucho en el interior del
bloque de información codificada obtenido como resultado de la
modulación, es ventajoso utilizar todos estos valores (que, por
tanto, son al número de FxT) para calcular la RSIB asintótica
comprimida.
Por el contrario, cuando los valores de la RSIB
asintótica \gamma(i,j) varían poco en el interior del
bloque de información codificada, es ventajoso no utilizar más que
un pequeño número de estos valores.
\newpage
En un modo particular de realización, en la
etapa de cálculo de la RSIB asintótica comprimida, se calcula la
RSIB asintótica comprimida por medio de la fórmula siguiente:
donde:
- \bullet
- compressé significa comprimida,
- \bullet
- \lambda es un escalar conocido anticipadamente por el receptor, dependiente de la modulación y de la codificación, cuyo modo de obtención se describirá con detalle más adelante,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- i y j son enteros positivos, y
- \bullet
- \gamma(i,j) es la RSIB asintótica de la i^{ésima} subbanda del j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos OFDM.
\vskip1.000000\baselineskip
En un modo particular de realización, en la
etapa de cálculo de la RSIB asintótica comprimida, se calcula la
RSIB asintótica comprimida de forma iterativa utilizando la
aproximación siguiente:
donde
f_{c}(|a-b|) es una tabla precalculada
que no depende más que de (|a-b|) y que se
aproxima a la función
ln(1+e^{-|a-b|}).
\vskip1.000000\baselineskip
Esto permite simplificar el cálculo de la RSIB
comprimida, evitando efectuar operaciones de exponenciación y de
cálculo de logaritmos.
En un modo particular de realización, la etapa
de selección consiste en proceder a una búsqueda exhaustiva del par
de parámetros de presentación frecuencial y temporal que maximiza el
valor de la RSIB asintótica comprimida.
Este modo de realización es particularmente
simple de aplicar cuando el número de valores del par de parámetros
de presentación es pequeño, por ejemplo del orden de 10.
Como variante, la etapa de selección consiste en
aplicar un método de búsqueda por la sección Golden.
Esta variante es particularmente ventajosa
cuando el usuario se desplaza lentamente, por ejemplo a una
velocidad del orden de 3 km/h, o en el caso en que el canal varíe
poco en frecuencia.
Según otra variante, la etapa de selección
consiste en aplicar un método de optimización bajo limitación
utilizando la técnica del multiplicador de Lagrange, en donde la
limitación se escribe g(S_{F}, S_{T}) =
S_{F}S_{T}-L, siendo S_{F} el parámetro de
presentación frecuencial, siendo S_{T} el parámetro de
presentación temporal y siendo L el factor de presentación.
Esta variante permite obtener excelentes
resultados en términos de calidad.
Es de hacer notar que el conjunto de los modos
de realización presentados anteriormente son aplicables cualquiera
que sea el tipo de ecualizador utilizado.
No obstante, la invención propone además
diversos modos particulares de realización en casos particulares de
ecualizadores.
En un modo particular de realización, cuando el
procedimiento según la invención se aplica en unión con un receptor
que comprende un ecualizador MMSE (minimización del error cuadrático
medio, en inglés "Minimum Mean Square Error") monousuario, la
RSIB asintótica \gamma(i,j) de la i^{ésima} subbanda del
j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos OFDM, para i = 0, ...,
F-1 y j = 0, ..., T-1, es definido,
por la fórmula siguiente:
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de códigos de presentación interferentes y las p_{i} son las potencias de los códigos de presentación interferentes con i \neq 0,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM,
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido,
- \bullet
- où significa donde.
Para un ecualizador MMSE monousuario y en el
caso particular en que
\frac{1}{K-1}\sum\limits^{K-1}_{i=1}p_{i}
= \frac{1}{K}\sum\limits^{K-1}_{i=0}p_{i}, la
RSIB asintótica está definida por la relación siguiente:
con las mismas notaciones que
anteriormente.
Estos modos de realización con ecualizador MMSE
permiten realizar un compromiso entre la reducción de la
interferencia de acceso múltiple y el realzamiento del nivel de
ruido.
En otro modo particular de realización, cuando
el procedimiento conforme a la invención se realiza en unión con un
receptor que comprende un ecualizador MRC (combinación de relación
máxima, en inglés "Maximum Ratio Combining"), la RSIB
asintótica \gamma(i,j) de la i^{ésima} subbanda del
j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos OFDM, para i = 0, ...,
F-1 y j = 0, ..., T-1, está definida
por la fórmula siguiente:
con
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de códigos de presentación interferentes,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido.
\vskip1.000000\baselineskip
Este modo de realización con ecualizador MRC es
particularmente ventajoso en un contexto monousuario para optimizar
la relación señal a ruido en la salida del ecualizador.
En otro modo particular de realización, cuando
el procedimiento conforme a la invención se realiza en unión con un
receptor que comprende un ecualizador MMSE (minimización del error
cuadrático medio, en inglés "Minimum Mean Square Error")
multiusuario, la RSIB asintótica \gamma(i,j) de la
i^{ésima} subbanda del j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos
OFDM, para i = 0, ..., F-1 y j = 0, ...,
T-1, es la solución de la ecuación implícita
siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- \bullet
- L es el factor de presentación L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
\newpage
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido,
- \bullet
- p_{k} es la potencia aplicada al k^{ésimo} usuario, y:
donde \mu_{power}(p)
significa \mu_{potencia}(p) y es la distribución límite
de la potencia cuando L y K tienden al infinito y \alpha = K/L
permanece
constante.
\vskip1.000000\baselineskip
Este modo de realización es particularmente
ventajoso en un contexto multiusuarios.
En otro modo particular de realización, cuando
el procedimiento conforme a la invención se realiza en unión con un
receptor que comprende un ecualizador EGC (combinación de ganancia
idéntica, en inglés "Equal Gain Combining"), la RSIB
asintótica \gamma(i,j) de la i^{ésima} subbanda del
j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos OFDM, para i = 0, ...,
F-1 y j = 0, ..., T-1, está definida
por la fórmula siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
con
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de códigos de presentación interferentes,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido.
\vskip1.000000\baselineskip
Sabiendo que el ecualizador EGC no corrige más
que la fase de la señal y permite conservar la amplitud de cada
subportadora después de la ecualización, este modo de realización
permite conservar la ortogonalidad de los códigos en un canal de
ruido no limitado (contrariamente a un ecualizador MRC) y disminuir
así el término de interferencia.
Con el mismo objeto que el indicado más arriba,
la presente invención propone igualmente un dispositivo de
selección de los parámetros de presentación frecuencia y/o temporal
para un sistema de comunicación que incluye un emisor y un receptor
y que utilizan una modulación de amplitud en cuadratura y aplica una
técnica de acceso múltiple de distribución por códigos o CDMA y una
multiplexación por división de frecuencias ortogonales u OFDM, en
el cual el dominio de frecuencias es cortado en F = N/S_{F}
subbandas de S_{F} subportadoras, siendo N el tamaño de la
transformada rápida de Fourier utilizada por el receptor y siendo
S_{F} el parámetro de presentación frecuencial y el dominio
temporal es cortado en T = N_{S}/N_{T} bloques de S_{T}
símbolos OFDM, siendo N_{S} el número de símbolos OFDM utilizados
para codificar una trama de datos y siendo S_{T} el parámetro de
presentación temporal, siendo destacable este dispositivo porque
comprende:
- -
- un módulo para estimar los coeficientes de la atenuación del canal de propagación;
- -
- un módulo para determinar, para el conjunto de las F subbandas de S_{F} subportadoras y de los T bloques de S_{T} símbolos OFDM, al menos una relación señal a interferencia + ruido (RSIB) asintótica a partir de coeficientes de la atenuación del canal de propagación y del tipo de ecualizador utilizado por el receptor;
- -
- un módulo de cálculo para deducir, para cada bloque de información codificada obtenido al final de la modulación, la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida, que se expresa por una fórmula analítica dependiente de los parámetros de presentación frecuencial y temporal; y
- -
- un módulo para seleccionar los parámetros de presentación frecuencial y temporal que maximizan el valor de la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida.
\vskip1.000000\baselineskip
Siempre con el mismo objeto, la presente
invención propone además una unidad de simulación de un sistema
radiomóvil adaptada para poner en práctica un procedimiento de
selección de los parámetros de presentación tal como
anteriormente.
Siempre con el mismo objeto, la presente
invención propone además una unidad de simulación de un sistema
radiomóvil que comprende un dispositivo de selección de los
parámetros de presentación tal como anteriormente.
Siempre con el mismo objeto, la presente
invención propone igualmente:
- -
- un dispositivo de telefonía móvil inalámbrico adaptado para poner en práctica un procedimiento de selección de los parámetros de presentación tal como anteriormente, y
- -
- un dispositivo de telefonía móvil inalámbrico que comprende un dispositivo de selección de los parámetros de presentación tal como anteriormente.
\vskip1.000000\baselineskip
En efecto, la invención puede aplicarse
igualmente a un dispositivo de recepción, tal como un teléfono
móvil, en el marco de un procedimiento de emisión y de recepción de
señales, en donde unas señales son transmitidas por un dispositivo
transmisor hacia dispositivos de telefonía inalámbricos y donde al
menos uno de estos dispositivos de telefonía inalámbricos calcula de
la forma descrita anteriormente la RSIB asintótica comprimida que le
concierne.
Este dispositivo de telefonía móvil puede
seleccionar así los parámetros de presentación aptos para optimizar
la RSIB asintótica comprimida. Los parámetros de presentación
óptimos son entonces reenviados al dispositivo transmisor a fin de
optimizar la transmisión para este móvil. Esta optimización de los
parámetros de presentación puede hacerse directamente al nivel del
dispositivo transmisor si el móvil reenvía al transmisor la
información de atenuación del canal y el tipo de ecualizador
utilizado.
Dado que las características particulares y las
ventajas del dispositivo de selección, de las unidades de
simulación de un sistema radiomóvil y de los dispositivos de
telefonía móvil son similares a las del procedimiento de selección,
éstas no se repiten aquí.
Otros aspectos y ventajas de la invención
aparecerán por la lectura de la descripción detallada siguiente de
modos particulares de realización, dados a título de ejemplos no
limitativos. La descripción se refiere a los dibujos que la
acompañan, en los cuales:
- la figura 1, ya descrita, representa de forma
esquemática un emisor OFDM-CDMA clásico;
- la figura 2, ya descrita, representa de forma
esquemática la arquitectura del módulo de presentación de la figura
1;
- las figuras 3 a 5, ya descritas, representan
rejillas tiempo-frecuencia para diversos valores de
los factores de presentación en los dominios frecuencial y
temporal;
- la figura 6, ya descrita, representa de forma
esquemática un receptor OFDM-CDMA clásico;
- la figura 7 es un esquema de principio de la
técnica EESM;
- la figura 8 es un organigrama que ilustra las
principales etapas de un procedimiento de selección de los
parámetros de presentación conforme a la presente invención en un
modo particular de realización;
- la figura 9 ilustra el corte en bloques y en
subbandas de un "slot" (segmento), es decir, del número de
símbolos OFDM utilizados para codificar una trama de datos;
- la figura 10 representa de forma esquemática,
en un modo particular de realización, dispositivos de telefonía
móvil que ponen en práctica la presente invención; y
- la figura 11 representa de forma esquemática,
en un modo particular de realización, una unidad susceptible de
comprender un simulador de sistema radiomóvil que realiza la
presente invención.
Durante los trabajos del 3GPP, se ha propuesto
una técnica denominada "Effective Exponential SIR Mapping"
(EESM) para encontrar una RSIB comprimida que permita estimar la TEB
a la salida del descodificador de canal. A este respecto, se hará
útil referencia a los documentos de la sociedad Ericsson titulados
"Effective SNR mapping for modelling frame error rates in
multiple-state channels",
3GPP2-C30-20030429-010
y "System-level evaluation of OFDM - further
considerations", TSG-RAN WG1 #35, Lisboa,
Portugal, 17-21 de noviembre de 2003,
R1-031303.
El esquema de principio del EESM se ilustra en
la figura 7. Se supone que una trama codificada transporta N
símbolos MAQ (por ejemplo, MAQ-2, denominada también
BPSK, o MAQ-4 denominada también QSPK, o
MAQ-16) que tienen cada uno de ellos una RSIB (no
asintótica), denominada RSIB_{n}, n = 1, ..., N.
La técnica EESM consiste en encontrar una única
RSIB, denominada RSIB comprimida, que permita estimar la tasa de
error binario a la salida del descodificador de canal. Para ello, se
construye una tabla de conversión que proporciona la TEB a la
salida del descodificador de canal en función de la RSIB que entra
para un canal de propagación gausiano. La construcción de esta
tabla se realiza por estimulación o analíticamente cuando la teoría
lo permite.
La RSIB comprimida se da por la fórmula
siguiente:
donde compressé significa
comprimida, \beta es un parámetro que depende del esquema de
modulación y de codificación, y N_{états} significa N_{estados}
y representa el número de estados del canal sobre el bloque de
información codificada. Es de hacer notar que el parámetro \beta
puede obtenerse por simulación informática de la misma forma que el
parámetro \lambda que figura en la ecuación (13) dada más
adelante. Por tanto, se hará referencia a la descripción detallada
del método de obtención de
\lambda.
Conforme a la presente invención, se aplica esta
técnica de comprensión de la RSIB a la RSIB asintótica obtenida en
el caso de un sistema OFDM-CDMA por la fórmula (3)
dada en la introducción, a fin de obtener un valor de RSIB
asintótica por bloque de información codificada que se denominará
RSIB asintótica comprimida.
Se supone que el dominio de las frecuencias es
cortado en F = N/S_{F} subbandas de S_{F} subportadoras, siendo
N el tamaño de la transformada rápida de Fourier utilizada por el
receptor y siendo S_{F} el parámetro de presentación frecuencial,
y que el dominio temporal es recortado en T = N_{S}/S_{T}
bloques de S_{T} símbolos OFDM, siendo N_{S} el número de
símbolos OFDM utilizados para codificar una trama de datos y siendo
S_{T} el parámetro de presentación temporal.
Como muestra el organigrama de la figura 8, en
un modo particular de realización, una primera etapa 80 del
procedimiento de selección de los parámetros de presentación
consiste en estimar los coeficientes h_{p}[n] que
representan la atenuación del canal de propagación para la
n^{ésima} subportadora del p^{ésimo} símbolo OFDM, para p = 1,
..., N_{S} y n = 1, ..., N.
Después, estas estimaciones del canal permiten,
durante una etapa 82, determinar para el conjunto de las F
subbandas de S_{F} subportadoras y de los T bloques de S_{T}
símbolos OFDM al menos una RSIB asintótica según la fórmula (3).
Se supone que los parámetros siguientes son
conocidos previamente a la determinación de la RSIB asintótica:
- \bullet
- \overline{p}: potencia media de los códigos de presentación interferentes,
- \bullet
- p_{0}: potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea calcular la RSIB,
- \bullet
- \sigma^{2}: varianza del ruido gausiano aditivo (que contiene igualmente la potencia de las células interferentes en el caso de un entorno multicelular),
- \bullet
- h_{p}[n]: atenuación del canal para la n^{ésima} subportadora del p^{ésimo} símbolo OFDM;
- \bullet
- L: factor de presentación, es decir, la longitud de los códigos de presentación,
- \bullet
- K: número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- N: tamaño de la transformada rápida de Fourier,
- \bullet
- N_{S}: tamaño de un "slot", es decir, número de símbolos OFDM utilizados para codificar una trama de datos.
\vskip1.000000\baselineskip
Algunos de los parámetros anteriores son
conocidos por intermedio de la señalización y otros pueden obtenerse
con un mecanismo de estimación de canal.
Dado que un slot contiene N_{S} símbolos OFDM
de N subportadoras, hay NN_{5}/L RSIB asintóticas diferentes,
denominadas \gamma(i,j), a calcular según la ecuación (3).
Como muestra la figura 9, el dominio de las frecuencias puede
cortarse en F = N/S_{F} subbandas de S_{F} subportadoras,
mientras que el dominio temporal es cortado en T = N_{S}/S_{T}
bloques de S_{T} símbolos OFDM. La RSIB asintótica
\gamma(i,j) es la RSIB de la i^{ésima} subbanda del
j^{ésimo} bloque, i = 0, ..., f-1, j = 0, ...,
T-1.
En el caso de que el procedimiento de selección
de los parámetros de presentación conforme a la presente invención
sea puesto en práctica en un sistema de
emisión-recepción en el que el receptor comprende un
ecualizador MMSE monousuario, la RSIB asintótica
\gamma(i,j) es definida por la fórmula siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- \bullet
- où significa donde,
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de los códigos de presentación interferentes y las p_{i} son las potencias de los códigos de presentación interferentes, con i \neq 0,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido.
\vskip1.000000\baselineskip
Siempre para un ecualizador MMSE monousuario, en
el caso particular en que
\frac{1}{K-1}\sum\limits^{K-1}_{i=1}p_{i}
= \frac{1}{K}\sum\limits^{K-1}_{i=0}p_{i},
donde las p_{i}, para i \neq 0, son las potencias de los códigos
de presentación interferentes, la RSIB asintótica está definida por
la relación siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
con las mismas notaciones que
anteriormente.
\vskip1.000000\baselineskip
Para un ecualizador MRC, la RSIB asintótica
\gamma(i,j) está definida por la fórmula siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
con las mismas anotaciones que
anteriormente.
\vskip1.000000\baselineskip
Para un ecualizador MMSE multiusuario, la RSIB
asintótica \gamma(i,j) es la solución de la ecuación
implícita siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
con las mismas notaciones que
anteriormente,
y:
donde \mu_{power} (p) significa
\mu_{potencia}(p) y es la distribución límite de la
potencia cuando el tamaño L de los códigos de presentación y el
número K de códigos de presentación transmitidos tienden hacia el
infinito y \alpha = K/L permanece constante. Por ejemplo, si el
sistema comprende K_{c} clases de potencia p_{1},... P_{Kc},
entonces \mu_{potencia}, (u)=
\sum\limits^{K_{c-1}}_{i=0}\gamma_{i}\delta(p-p_{i})
donde \gamma_{i} es la relación de códigos que pertenecen a la
clase i de potencia p_{i} y \delta(.) es la distribución de
Dirac.
\vskip1.000000\baselineskip
Para un ecualizador EGC, la RSIB asintótica está
definida por la relación siguiente:
con
y las mismas notaciones que
anteriormente.
\vskip1.000000\baselineskip
Después de la etapa 82 de determinación de las
RSIB asintóticas \gamma(i,j), la etapa 84 consiste en
deducir la RSIB asintótica comprimida por medio de la fórmula
siguiente:
donde compressé significa
comprimida y el escalar \lambda no depende más que de la
modulación y del esquema de codificación (rendimiento del
codificador y entrelazador de bits). En efecto, \lambda es
independiente del canal de propagación, de la carga del sistema y
de la combinación (S_{F},
S_{T}).
Los diferentes valores de \lambda son
conocidos anticipadamente por el receptor.
El escalar \lambda puede obtenerse por
simulación informática. Las simulaciones requeridas se realizan
según el procedimiento siguiente. Primero, para una trama i de
información codificada, se extrae un conjunto de realizaciones de
canal correspondiente al modelo de canal considerado. Esto permite,
para la trama i de información codificada, obtener una RSIB
asintótica comprimida que se denominará
RSIB^{i}_{comprimida}(\lambda) dependiente de
\lambda.
A continuación, con ayuda de una tabla (obtenida
igualmente por estimulación) que da la tasa de error binario (TEB)
a la salida del descodificador de canal en función de la RSIB a su
entrada para un canal gausiano, se obtiene una tasa de error
binario teórico dependiente de \lambda, que se denominará
TEB^{i}_{teórica}(\lambda). Esta TEB teórica
dependiente de \lambda se compara a continuación con la TEB real,
denominada TEB^{i}_{real}, medida por estimulaciones a la salida
del descodificador de canal.
A fin de obtener varios valores de
TEB^{i}_{teórica}(\lambda) para un mismo valor de
\lambda, estas operaciones son repetidas sobre un gran número de
tramas (por ejemplo, 1000 tramas). Cada
TEB^{i}_{teórica}(\lambda) se compara a continuación
con la TEB^{i}_{real}.
El escalar \lambda se obtiene entonces por la
minimización, sobre el conjunto de las tramas de información
codificadas, de la diferencia entre TEB^{i}_{real} y
TEB^{i}_{teórica}(\lambda).
Dado que el escalar \lambda depende del
esquema de modulación y de codificación, el proceso se repite por el
conjunto de los esquemas de modulación y de codificación
considerados.
Por tanto, la unidad de estimación de las
condiciones de propagación del canal 70 (véase la figura 6) puede
calcular la RSIB asintótica comprimida para diferentes pares
(S_{F}, S_{T}) y determinar la combinación óptima.
Así, en la etapa 86 se seleccionan los valores
de los parámetros de presentación frecuencial S_{F} y temporal
S_{T} que maximizan la RSIB asintótica comprimida calculada
anteriormente.
Este proceso de optimización de la RSIB
comprimida puede realizarse de diversas formas.
Para seleccionar, en la etapa 86, el mejor par
(S_{F}, S_{T}), se puede proceder a una búsqueda de tipo
exhaustivo, calculando la RSIB asintótica comprimida para diferentes
configuraciones de S_{F} y S_{T}. Por ejemplo, si el factor de
presentación L = S_{F}xS_{T} vale 32, se puede calcular la RSIB
asintótica comprimida para (S_{F}, S_{T}) € {(1,32),
(4,8), (8,4), (32,1)}. El valor más elevado entre los cuatro
valores de la RSIB así obtenidos proporcionará de esta forma la
configuración (S_{F}, S_{T}) a retener para un par
modulación/codificación dado.
Como variante, se puede aplicar un método de
búsqueda por la sección Goleen. A este respecto, se hará útil
referencia a este tema al trabajo de W. H. PRESS, B. P. FLANNERY, S.
A. TEUKOLSKY y W. T. VETTERLING publicado en 1988 en las ediciones
Cambridge Press University, titulado "Numerical Recipes in C",
y, más particularmente, a su capítulo 10.1, páginas 397 a 402. Se
trata de un método que permite reducir el intervalo de búsqueda de
forma óptima cuando se considera un sistema de una incógnita, sea el
parámetro S_{F}, sea el parámetro S_{T}.
Este método se utilizará ventajosamente en el
caso de un usuario que se desplace lentamente, por ejemplo a una
velocidad del orden de 3 km/h, o en el caso de que el canal varíe
poco en frecuencia.
En el primer caso en que el usuario se desplaza
lentamente, se fija el valor del parámetro S_{T} (por ejemplo,
S_{T} = 16) y se busca S_{F} por el método de Golden. En el caso
en que el canal varíe poco en frecuencia (por ejemplo, cuando la
banda de coherencia es superior a S_{F}), se fija el valor de
S_{F} (por ejemplo S_{F} = 16) y se busca S_{T} por el método
de Golden.
Según otra variante, para seleccionar el mejor
par (S_{F}, S_{T}), se puede aplicar un método de optimización
bajo limitación con ayuda de la técnica del multiplicador de
Lagrange con g(S_{F},S_{T}) =
S_{F}S_{T}-L como limitación. La técnica del
multiplicador de Lagrange es bien conocida por el experto; se podrá
encontrar una descripción en Internet en la dirección siguiente:
http://ocw.mit.edu/NR/rdonlyres/Mathematics/18-466Mathematical-StatisticsSpring2003/F6138C74-AA64-4B63-9A60-38A4833AECCB/0/appf.pdf.
La presente invención propone igualmente una
simplificación del calculo de la RSIB asintótica comprimida dada por
la fórmula (13), evitando calcular los logaritmos y exponenciales de
las cantidades puestas en juego.
\vskip1.000000\baselineskip
Para ello, se utiliza la aproximación
siguiente:
donde
f_{c}(|a-b|) es una tabla precalculada
que no depende más que de (|a-b|) y se aproxima
de forma muy precisa a la función ln(1 +
e^{-|a-b|}). A este respecto, se hará útil
referencia al artículo de P. ROBERTSON, P. HOECHER y E. VILLEBRUN
titulado "Optimal and sub-optimal maximum a
posteriori algorithms suitable for
turbo-decoding", European Transactions on
Telecommunications, páginas 119 a 125,
1997.
\vskip1.000000\baselineskip
Por tanto, el cálculo de la aproximación de la
RSIB asintótica comprimida se hace de forma iterativa: suponiendo
que se conocen n-1 valores, se deduce el n^{ésimo}
de la forma siguiente:
con
La invención puede aplicarse a un dispositivo
receptor tal como un teléfono móvil. Como muestra la figura 10, se
considera un sistema que comprende una red 200 de difusión de
telefonía móvil compuesta de un servidor de red, una
infraestructura de transmisión y un parque de aparatos de recepción
inalámbricos móviles o portátiles 202, 204, por ejemplo teléfonos
móviles asociados a la red.
Unos mensajes 206, 208 son enviados a los
aparatos portátiles 202, 204, mientras que éstos reemiten
informaciones 210, 212 en retorno, por ejemplo la información de
atenuación del canal o los parámetros de presentación aptos para
optimizar la transmisión.
Por tanto, los aparatos portátiles pueden
realizar el cálculo de la RSIB asintótica comprimida según la
fórmula (13) a fin de seleccionar los parámetros de presentación
aptos para maximizar esta RSIB asintótica comprimida.
Estos parámetros de presentación son reenviados
a continuación a una estación de base emisora 214 que podrá ajustar
diversos parámetros de emisión, como, por ejemplo, los parámetros de
presentación o el esquema de
modulación-codificación. La optimización de los
parámetros de presentación puede hacerse directamente al nivel del
emisor si el dispositivo móvil reenvía al emisor la información de
atenuación del canal y el tipo de ecualizador utilizado.
La presente invención puede aplicarse igualmente
a los simuladores de sistemas radiomóviles.
Tal sistema simulador es un logicial que permite
modelizar un entorno multicelular a fin de obtener las prestaciones
de una red en términos de rendimiento en el interior de una célula,
de distribución de tráficos medios de los usuarios en el interior
de una célula o de distribución de retrasos medios en la transmisión
de paquetes.
El sistema simulador está implantado en una
unidad del tipo de la representada en la figura 11, que comprende
al menos un procesador 100, un conjunto de memorias RAM 102 para el
almacenamiento de datos y de memorias ROM 104, por ejemplo para el
almacenamiento de instrucciones del programa. Estos diversos
elementos están unidos por un bus 106.
Un elemento periférico, tal como un teclado 108,
permite que el usuario del sistema simulador introduce datos en
respuesta a un mensaje mostrado en una pantalla de visualización
110. El usuario puede seleccionar así, por ejemplo, el modelo de
movilidad (posición y velocidad del móvil) o un modelo para el canal
de propagación.
La integración del cálculo de la RSIB asintótica
comprimida según la fórmula (13) en un sistema simulador permite no
sólo la selección de los parámetros de presentación óptimos para un
sistema OFDM-CDMA, sino también la obtención de la
tasa de error de paquetes después de la codificación de canal, lo
que es un indicador de la calidad de la comunicación.
Claims (26)
1. Procedimiento de selección de parámetros de
presentación frecuencial (S_{F}) y/o temporal (S_{T}) para un
sistema de comunicación que incluye un emisor y un receptor y que
utiliza una modulación de amplitud en cuadratura y aplica una
técnica de acceso múltiple de distribución por códigos o CDMA y una
multiplexación por división de frecuencias ortogonales u OFDM, en el
cual el dominio de frecuencias es cortado en F = N/S_{F} subbandas
de S_{F} subportadoras, siendo N el tamaño de la transformada
rápida de Fourier utilizada por el receptor y siendo S_{F} el
parámetro de presentación frecuencial, y el dominio temporal es
cortado en T = N_{S}/S_{T} bloques de S_{T} símbolos OFDM,
siendo N_{S} el número de símbolos OFDM utilizados para codificar
una trama de datos y siendo S_{T} el parámetro de presentación
temporal, caracterizándose dicho procedimiento porque
comprende las etapas según las cuales:
- -
- se estiman (80) los coeficientes de la atenuación del canal de propagación;
- -
- se determina (82), para el conjunto de las F subbandas de S_{F} subportadoras y de los T bloques de S_{T} símbolos OFDM, al menos una relación señal a interferencia + ruido (RSIB) asintótica a partir de los coeficientes de la atenuación del canal de propagación y del tipo de ecualizador utilizado por el receptor;
- -
- se deduce (84) de ello, para cada bloque de información codificada obtenido al final de la modulación, la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida, que se expresa por una fórmula analítica dependiente de dichos parámetros de presentación frecuencia (S_{F}) y temporal (S_{T}); y
- -
- se seleccionan (86) dichos parámetros de presentación frecuencial (S_{F}) y temporal (S_{T}) que maximizan el valor de la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida.
\vskip1.000000\baselineskip
2. Procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque en la etapa (84) de cálculo de la RSIB
asintótica comprimida se calcula la RSIB asintótica comprimida por
medio de la fórmula siguiente:
donde:
- \bullet
- compressé significa comprimida,
- \bullet
- \lambda es un escalar conocido anticipadamente por el receptor, dependiente de la modulación y de la codificación,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- i y j son enteros positivos, y
- \bullet
- \gamma(i,j) es la RSIB asintótica de la i^{ésima} subbanda del j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos de OFDM.
\vskip1.000000\baselineskip
3. Procedimiento según la reivindicación 2,
caracterizado porque en la etapa (84) de cálculo de la RSIB
asintótica comprimida se calcula la RSIB asintótica comprimida de
forma iterativa utilizando la aproximación siguiente:
ln(e^{a}+e^{b})
\approx
max(a,b)+f_{c}(|a-b|)
donde
f_{c}(|a-b|) es una tabla precalculada
que no depende más que de (|a-b|) y se aproxima
a la función
ln(1+e^{-|a-b|}).
\vskip1.000000\baselineskip
4. Procedimiento según la reivindicación 1, 2 o
3, caracterizado porque la etapa de selección (86) consiste
en proceder a una búsqueda exhaustiva del par de parámetros de
presentación frecuencial y temporal (S_{F}, S_{T}) que maximiza
el valor de la RSIB asintótica comprimida.
5. Procedimiento según la reivindicación 1, 2 o
3, caracterizado porque la etapa de selección (86) consiste
en aplicar un método de búsqueda por la sección Golden.
6. Procedimiento según la reivindicación 1, 2 o
3, caracterizado porque la etapa de selección (86) consiste
en aplicar un método de optimización bajo limitación que utiliza la
técnica del multiplicador de Lagrange, donde la limitación se
escribe g(S_{F},S_{T}) =
S_{F}S_{T}-L, siendo S_{F} el parámetro de
presentación frecuencial, siendo S_{T} el parámetro de
presentación temporal y siendo L el factor de presentación.
\newpage
7. Procedimiento según una cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, realizado en unión con un receptor que
comprende un ecualizador MMSE (minimización del error cuadrático
medio, en inglés "Minimum Mean Square Error") monousuario,
caracterizado porque la RSIB asintótica \gamma(i,j)
de la i^{ésima} subbanda del j^{ésimo} bloque de S_{T} del
símbolos OFDM, para i = 0, ..., F-1 y j = 0, ...,
T-1, está definida por la fórmula siguiente:
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de los códigos de presentación interferentes y las p_{i} son las potencias de los códigos de presentación interferentes con i \neq 0,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM,
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido, y
- \bullet
- où significa donde
8. Procedimiento según la reivindicación
anterior, en el cual se tiene que
\frac{1}{K-1}\sum\limits^{K-1}_{i=1}p_{i}
= \frac{1}{K}\sum\limits^{K-1}_{i=0}p_{i},
donde K es el número de códigos de presentación transmitidos y las
p_{i}, para i \neq 0, son las potencias de los códigos de
presentación interferentes, caracterizado porque la RSIB
asintótica está definida por la relación siguiente:
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de los códigos de presentación interferentes,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM,
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido, y
- \bullet
- où significa donde.
9. Procedimiento según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 6, realizado en unión con un receptor que
comprende un ecualizador MRC (combinación de relación máxima, en
inglés "Maximum Ratio Combining"), caracterizado porque
la RSIB asintótica \gamma(i,j) de la i^{ésima} subbanda
del j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos OFDM, para i = 0, ...,
F-1 y j = 0, ..., T-1, está definida
por la fórmula siguiente:
con
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de los códigos de presentación interferentes,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido.
10. Procedimiento según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 6, realizado en unión con un receptor que
comprende un ecualizador MMSE (minimización del error cuadrático
medio, en inglés "Minimum Mean Square Error") multiusuario,
caracterizado porque la RSIB asintótica \gamma(i,j)
de la i^{ésima} subbanda del j^{ésimo} bloque de S_{T}
símbolos OFDM, para i = 0, ..., F-1 y j = 0, ...,
T-1, es la solución de la ecuación implícita
siguiente:
donde:
- \bullet
- L es el factor de presentación L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido,
- \bullet
- p_{k} es la potencia aplicada al k^{ésimo} usuario, y:
donde \mu_{power}(p)
significa \mu_{potencia}(p) y es la distribución límite
de la potencia cuando L y K tienden al infinito y \alpha = K/L
permanece
constante.
11. Procedimiento según una cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 6, realizado en unión con un receptor que
comprende un ecualizador EGC (combinación de ganancia idéntica, en
inglés "Equal Gain Combining"), caracterizado porque la
RSIB asintótica \gamma(i,j) de la i^{ésima} subbanda del
j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos OFDM, para i = 0, ...,
F-1 y j = 0, ..., T-1, está definida
por la fórmula siguiente:
con
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de los códigos de presentación interferentes,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido.
12. Dispositivo de selección de los parámetros
de presentación frecuencial (S_{F}) y/o temporal (S_{T}) para un
sistema de comunicación que incluye un emisor y un receptor y que
utiliza una modulación de amplitud en cuadratura y aplica una
técnica de acceso múltiple de distribución por códigos o CDMA y una
multiplexación por división de frecuencias ortogonales u OFDM, en el
cual el dominio de las frecuencias es cortado en F = N/S_{F}
subbandas de S_{F} subportadoras, siendo N el tamaño de la
transformada rápida de Fourier utilizada por el receptor y siendo
S_{F} el parámetro de presentación frecuencial, y el dominio
temporal es cortado en T = N_{S}/S_{T} bloques de S_{T}
símbolos OFDM, siendo N_{S} el número de símbolos OFDM utilizados
para codificar una trama de datos y siendo S_{T} el parámetro de
presentación temporal, caracterizándose dicho dispositivo
porque comprende:
- -
- medios para estimar los coeficientes de la atenuación del canal de propagación;
- -
- medios para determinar, para el conjunto de las F subbandas de S_{F} subportadoras y los T bloques de S_{T} símbolos OFDM, al menos una relación señal a interferencia + ruido (RSIB) asintótica a partir de los coeficientes de atenuación del canal de propagación y del tipo ecualizador utilizado por el receptor;
- -
- medios (70) de cálculo para deducir de ello, para cada bloque de información codificada obtenido al final de la modulación, la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida, que se expresa por una fórmula analítica dependiente de dichos parámetros de presentación frecuencial (S_{F}) y temporal (S_{T}); y
- -
- medios para seleccionar dichos parámetros de presentación frecuencial (S_{F}) y temporal (S_{T}) que maximizan el valor de la relación señal a interferencia + ruido asintótica comprimida.
\vskip1.000000\baselineskip
13. Dispositivo según la reivindicación 12,
caracterizado porque los medios (70) de cálculo de la RSIB
asintótica comprimida se adaptan para calcular la RSIB asintótica
comprimida por medio de la fórmula siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- \bullet
- compressé significa comprimida,
- \bullet
- \lambda es un escalar conocido anticipadamente por el receptor, dependiente de la modulación y de la codificación,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- i y j son enteros positivos, y
- \bullet
- \gamma(i,j) es la RSIB asintótica de la i^{ésima} subbanda del j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos de OFDM.
\vskip1.000000\baselineskip
14. Dispositivo según la reivindicación 13,
caracterizado porque los medios (70) de cálculo de la RSIB
asintótica comprimida están adaptados para calcular la RSIB
asintótica comprimida de forma iterativa utilizando la aproximación
siguiente:
ln(e^{a}+e^{b})
\approx
max(a,b)+f_{c}(|a-b|)
donde
f_{c}(|a-b|)es una tabla
precalculada que no depende más que de (|a-b|) y
que se aproxima a la función
ln(1+e^{-|a-b|}).
\vskip1.000000\baselineskip
15. Dispositivo según la reivindicación 12, 13 o
14, caracterizado porque los medios de selección están
adaptados para proceder a una búsqueda exhaustiva del par de
parámetros de presentación frecuencial y temporal (S_{F}, S_{T})
que maximiza el valor de la RSIB asintótica comprimida.
16. Dispositivo según la reivindicación 12, 13 o
14, caracterizado porque los medios de selección están
adaptados para aplicar un método de búsqueda por la sección
Golden.
17. Dispositivo según la reivindicación 12, 13 o
14, caracterizado porque los medios de selección están
adaptados para aplicar un método de optimización bajo limitación que
utiliza la técnica del multiplicador de Lagrange, donde la
limitación se escribe g(S_{F},S_{T}) =
S_{F}S_{T}-L, siendo S_{F} el parámetro de
presentación frecuencial, siendo S_{T} el parámetro de
presentación temporal y siendo L el factor de presentación.
18. Dispositivo según una cualquiera de las
reivindicaciones 12 a 17, realizado en unión con un receptor que
comprende un ecualizador MMSE (minimización del error cuadrático
medio, en inglés "Minimum Mean Square Error") monousuario,
caracterizado porque la RSIB asintótica \gamma(i,j)
de la i^{ésima} subbanda del j^{ésimo} bloque de S_{T} de
símbolos OFDM, para i = 0, ..., F-1 y j = 0, ...,
T-1, está definida por la fórmula siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de códigos de presentación interferentes y las p_{i} son las potencias de los códigos de presentación interferentes, con i \neq 0,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM,
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido, y
- \bullet
- où significa donde.
19. Dispositivo según la reivindicación
anterior, en el cual se tiene
que\frac{1}{K-1}\sum\limits^{K-1}_{i=1}p_{i}
= \frac{1}{K}\sum\limits^{K-1}_{i=0}p_{i},
donde K es el número de los códigos de presentación transmitidos y
las p_{i}, para i \neq 0, son las potencias de los códigos de
presentación interferentes, caracterizado porque la RSIB
asintótica está definida por la relación siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de los códigos de presentación interferentes,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM,
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido, y
- \bullet
- où significa donde.
\vskip1.000000\baselineskip
20. Dispositivo según una cualquiera de las
reivindicaciones 12 a 17, realizado en unión con un receptor que
comprende un ecualizador MRC (combinación de relación máxima, en
inglés "Maximum Ratio Combining"), caracterizado porque
la RSIB asintótica \gamma(i,j) de la i^{ésima} subbanda
del j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos OFDM, para i = 0, ...,
F-1 y j = 0, ..., T-1, está definida
por la fórmula siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
con
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de códigos de presentación interferentes,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido.
\vskip1.000000\baselineskip
21. Dispositivo según una cualquiera de las
reivindicaciones 12 a 17, realizado en unión con un receptor que
comprende un ecualizador MMSE (minimización del error cuadrático
medio, en inglés "Minimum Mean Square Error") multiusuario,
caracterizado porque la RSIB asintótica \gamma(i,j)
de la i^{ésima} subbanda del j^{ésimo} bloque de S_{T}
símbolos OFDM, para i = 0, ..., F-1 y j = 0, ...,
T-1, es la solución de la ecuación implícita
siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
donde:
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido,
- \bullet
- p_{k} es la potencia aplicada al k^{ésimo} usuario, y:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
donde \mu_{power}(p)
significa \mu_{potencia}(p) y es la distribución límite
de la potencia cuando L y K tienden al infinito y \alpha = K/L
permanece
constante.
\vskip1.000000\baselineskip
22. Dispositivo según una cualquiera de las
reivindicaciones 12 a 17, realizado en unión con un receptor que
comprende un ecualizador EGC (combinación de ganancia idéntica, en
inglés "Equal Gain Combining"), caracterizado porque la
RSIB asintótica \gamma(i,j) de la i^{ésima} subbanda del
j^{ésimo} bloque de S_{T} símbolos OFDM, para i = 0, ...,
F-1 y j = 0, ..., T-1, está definida
por la fórmula siguiente:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
con
\vskip1.000000\baselineskip
\newpage
donde:
- \bullet
- p_{0} es la potencia de la señal presentada por el código de presentación del que se desea determinar la RSIB,
- \bullet
- L es el factor de presentación: L = S_{F}xS_{T},
- \bullet
- \alpha = K/L es la carga del sistema, siendo K el número de códigos de presentación transmitidos,
- \bullet
- \overline{p} es la potencia media de los códigos de presentación interferentes,
- \bullet
- p y k son enteros positivos,
- \bullet
- h_{j.S_{T}+k}[i \cdot S_{F} + p] es la atenuación del canal de propagación para la (i.S_{F}+p)^{ésima} subportadora del (j.S_{T}+k)^{ésimo} símbolo OFDM, y
- \bullet
- \sigma^{2} es la varianza del ruido.
\vskip1.000000\baselineskip
23. Unidad de simulación de un sistema
radiomóvil, caracterizado porque está adaptada para realizar
un procedimiento de selección de los parámetros de presentación
según una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 11.
24. Unidad de simulación de un sistema
radiomóvil, caracterizada porque comprende un dispositivo de
selección de los parámetros de presentación según una cualquiera de
las reivindicaciones 12 a 22.
25. Dispositivo de telefónica móvil inalámbrico,
caracterizado porque está adaptado para realizar un
procedimiento de selección de los parámetros de presentación según
una cualquiera de las reivindicaciones 1 a 11.
26. Dispositivo de telefonía móvil inalámbrico,
caracterizado porque comprende un dispositivo de selección de
los parámetros de presentación según una cualquiera de las
reivindicaciones 12 a 22.
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