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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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1. Gebiet der Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Gate-Treiber zum Antreiben
eines Thyristors, wie beispielsweise ein GCT (Gate Commutated Turn-Off)
Thyristor, ein GTO (Gate Turn-Off) Thyristor, ein Static Inductive
Thyristor (SITH) oder ein Leistungstransistor, in einer stabilen
Bedingung.
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2. Stand der Technik
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GCT Ein-Zustand Gate-Strom
Anforderungen
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GCT
und GTO haben ähnliche
Einschalt- und Ein-Zustand Gate-Strom
Anforderungen. Der Gate-Treiber stellt einen Einschalt-Impuls mit
hohem dl/dt und einem Spitzen-Strom bereit, und stellt danach einen
stationären
DC Ein-Zustand aufrechterhaltenden Strom bereit. Der Gate-Treiber
empfängt manchmal
eine negative Gate-Spannung während eines
Ein-Zustandes des
GCT/GTO.
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Es
wird eine neue Situation, ungleich des Falles des GTO, zum Antreiben
des GCT eingeführt. Der
Gate-Treiber für
den GCT hat sein Merkmal in der Größe eines Einschalt-Spitzenstromes und
seiner Form. Die Einschalt-Stromzunahme (dl/dt) für GCT ist
um das Zehnfache bis Fünfzigfache
höher als
die von typischen GTOs, und Auslöse-Spitzenströme werden
ebenfalls auf das Fünf-
bis Zehnfache höher
ausgewählt,
um Einschalt-Verluste zu reduzieren. Ein 6-Inch-GCT kann somit eine dl/dt gleich
500 A/us und einen Spitzenstrom von 300 A erfordern.
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Während ein
solch starker, hoher Impuls den GCT sicher einschaltet, begleitet
mit einer hohen Anstiegsrate eines Anodenstroms, muss eine lange
Impulsdauer nach dem starken hohen Impuls bereitgestellt werden,
um den GCT im Ein-Zustand
beizubehalten, wenn ein GCT-Betrieb eine geringe Anstiegsrate eines
Anodenstroms begleitet. Danach ist ein Ein-Zustand Gate-Strom ähnlich dem
des GTO (ungefähr
10 A für
eine 4-Inch- oder 6-Inch-Vorrichtung) anzulegen.
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Wenn
keine Schutzschaltung, wie beispielsweise ein Strom-Beschränker, bereitgestellt
ist, kann der Gate-Treiber beschädigt
werden, wenn der GCT- oder GTO-Laststrom seine Flussrichtung von
einer Vorwärtsrichtung
in eine Rückwärtsrichtung ändert. Der
Laststrom fließt
in die Rückwärtsrichtung,
der Laststrom wird durch eine Freilaufdiode fließen, welche parallel zum GCT
bereitgestellt ist. Somit wird die GCT-Anode mit Bezug auf seine
Kathode negativ werden. Eine parasitäre Diode im GCT ermöglicht, dass
ein negatives Potenzial am Gate des GCT erscheint.
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Danach,
wenn der Laststrom seine Flussrichtung abermals von der Rückwärtsrichtung
auf die Vorwärtsrichtung ändert, kann
der Laststrom abermals durch den GCT fließen. Dann muss abermals eine
sichere GCT Ein-Bedingung aufgebaut werden.
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Grundlegend
sind solche Anforderungen ebenfalls vom GTO Betrieb bekannt. GCT
Schaltungen sind für
eine höhere
Schaltfrequenz entworfen, und daraus folgend müssen Freilaufdioden auf einen beträchtlich
hohen Vorwärts-Spannungsabfall reagieren,
welches zu einer GCT Gate-Spannung
führt, welche
während
eines normalen Umwandler-Betriebes
so gering wie –5
V ist.
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Schaltungen aus dem Stand der Technik
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Der
Spitzenstrom wird von einer Spannungsquelle durch eine Widerstands-
und Kapazitäts-Schaltung
erzeugt. Um einen hochschießenden Impuls
mit einem steilen und schnellen Anstieg (dl/dt = 500 A/us) und einem
relativ langen Abwärtsneigungs-Impuls
(10 us bis 40 us) nach dem hochschießenden Impuls zu erzeugen,
werden mehrere RC Kombinationen mit komplizierten Einstellungen
erfordert. Bei einem solchen Entwurf kann der Totalverlust 50 W
für einen
6-Inch-GCT-Treiber übersteigen.
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Eine
deutsche Patent-Offenlegungsschrift NO.
DE3709150 und eine PCT International
Publication No.
WO9407309 offenbaren
den WTO-Treiber unter Verwendung von geschalteten Stromquellen. Es
werden Induktivitäten
zugeführt,
um die Quellen zu erzeugen, und es wird eine übermäßige Energie an die Leistungsversorgung
zurückgeführt.
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Grundlegend
kann auf eine solche Weise ein sehr geringer Verlust erzielt werden.
Jedoch werden vier Hochstrom-Schaltvorrichtungen
und drei Dioden zum Erzeugen eines Einschalt-Impulses und eines Ein-Zustand-Stroms
erfordert. Zusätzlich
hat der hohe Ausschalt-Spitzenstrom durch eine serielle Verbindung
von einem Schaltelement und einer zusätzlichen Diode zu passieren.
Eine solche Schaltung kann für
einen Gate-Treiber von einem GCT nicht verwendet werden.
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Das
US-Patent No. 4791350 offenbart
einen Gate-Treiber, welcher einen Umschaltmodus-Abwärtsschritt-Stromregulator
als eine Quelle für
den stationären
Gate-Strom des GTOs verwendet. Der Regulator enthält einen
Schalter und eine Freilaufdiode, deren Ausgang direkt an das GTO
Gate gekoppelt ist, und es wird ein hoher Stromimpuls durch eine separate
Schaltung erzeugt, welche einen Schalter und einen Widerstand hat.
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Auf
diese Weise schlägt
das
US-Patent No. 4791350 vor,
Gate-Treiber-Verluste zu reduzieren. Wenn jedoch eine negative GCT
Gate-Spannung erscheinen sollte, wird sich der Regulator-Ausgangsstrom
ohne Steuerung erhöhen.
Darüber
hinaus werden beträchtliche
Verluste in der Regulator-Freilaufdiode
erzeugt, wenn Gate-Ströme
erfordert werden, welche 5 A übersteigen.
Ebenfalls werden hohe Verluste aus dem hohen Stromimpulswiderstand
resultieren.
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Die
japanische Patent-Offenlegungsschrift No.
H3-97315 und die
EP-Patentveröffentlichung
No. 0 416 933 offenbaren eine Schaltung zum Lösen des Problems
mit einem negativen Gate-Potenzial.
Die Freilaufdiode ist mit der negativen Versorgungsleitung verbunden.
Die Induktivität
wird durch die positive Versorgungsquelle aufgeladen. Beim Freilauf wird
die Aufladung in der Induktivität
an die negative Versorgung entladen. Auf diese Weise kann die Schaltung
stabil unter allen positiven und negativen GTO Gate-Spannungs-Bedingungen
arbeiten.
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Eine
solche Schaltung ist für
die Erzeugung von einem kleinen Gate-Strom anwendbar. Mit einem hohen
Gate-Strom wird jedoch viel Energie von der positiven Versorgungsquelle
an die negative Versorgungsquelle übertragen und muss durch eine
geeignete Leistungs-Rückkehrschaltung
an die positive Versorgung zurück übertragen
werden. Im Falle eines GCT kann beispielsweise ein Gate-Strom Ig
etwa 10 A und eine Gate-Spannung Vg etwa –20 V betragen. Dann beträgt eine
Umlaufleistung ungefähr
200 W. Im Gegensatz dazu kann die aktive Gate-Leistung gemäß dieser
Referenz so klein wie Vg × Ig
= 0,6 V × 10
A = 6 W sein. Daraus folgend wird ein enormer Überentwurf eines Gate-Strom-Generators
und einer Leistungsversorgung erfordert, und es wird eine beträchtliche
Verlustgröße (ungefähr 20 W–40 W) sogar durch
Hochleistungsumschaltmodus-Schaltungen erzeugt.
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Die
EP-Patentveröffentlichung 893883 (
US 6 191 640 B1 )
offenbart einen Gate-Treiber, welcher die GCT Freilauf-Situation auf eine
andere Weise behandelt. Ein Bipolar-Transistor, welcher als Emitter-Folger
implementiert ist, dient zur Beschränkung des GCT Gate-Stroms bei
einer negativen Gate-Spannung. Der Strom wird aus Spannungs-Impulsen mit einer
hohen Wirksamkeit erzeugt.
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Für einen
Gate-Strom Ig von bis zu 2 A kann eine Schaltung mit geeigneten
Bauteilen entworfen werden. Bei einem höheren Gate-Strom wird der Bipolar-Transistor-Gewinn
unterhalb von 20 abfallen. Dann wird ein hoher Basis-Strom erfordert,
und es wird ein Verlust aufgrund einer höheren VCEsat (Sättigung
der Spannung Vce) ansteigen. Bei Ig = 10 A wird ein Ib größer als
0,5 A erfordert, und die VCEsat wird auf ungefähr 1 V mit den bekannten PNP-Transistoren
ansteigen.
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Darüber hinaus
muss ein hoher Basis-Strom mit einer GCT Gate-Spannung, welche nicht
niedriger als 0,4 V beibehalten wird, beibehalten werden. Dann muss
für eine
höhere
GCT Gate-Spannung und für
eine Leerlauf-Bedingung (es ist kein GCT installiert) ein harter
Kompromiss behandelt werden, welches einen Entwurf verkompliziert
und die Leistung des Gate-Treibers beschränkt.
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UMRISS DER ERFINDUNG
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Es
muss eine Schaltung gefunden werden, welche dazu geeignet ist, einen
hohen Strom-GCT-Antrieb zu realisieren. Sie hat einen starken, hohen
Auslöse-Strom-Impuls
für ein
GCT-Einschalten, einen langen Auslöse-Strom-Ausläufer und einen
hohen Gate-Strom mit geringem Verlust zu erzeugen, und sie muss
unter allen Gate-Spannungs-Betriebsbedingungen sicher sein.
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Darüber hinaus
muss die Schaltung derart sein, dass sie hauptsächlich mit SMD-Bauteilen und Technologie
realisiert werden kann, um sehr kompakte und kostenwirksame Lösungen zu
erlauben.
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Anspruch
1 der Erfindung beansprucht einen Gate-Treiber zum Antreiben eines
Thyristors (8), welcher eine Anode, eine Kathode und ein
Gate hat, indem dem Gate des Thyristors ein Gate-Strombereitgestellt
ist, während
ein Leitbefehl-Signal
vorliegt, wobei der Gate-Treiber enthält:
einen Einschalt-Impulsgenerator
(2) zum Erzeugen eines Einschalt-Impulses in Ansprechen
auf eine Vorderflanke des Leitbefehl-Signals;
einen Herabwandler
(3) zum Erzeugen eines Abwärtsneigungs-Stroms, welcher unmittelbar dem Einschalt-Impuls
folgt; und
einen Strombegrenzer (4), welcher einen
MOSFET (403) hat, welcher mit dem Gate des Thyristors verbunden
ist, um einen Strom vom Herabwandler dem Gate des Thyristors zuzuführen, wobei
der Strombegrenzer die Gate-Spannung an dem Gate des Thyristors überwacht
und einen Innenwiderstand des MOSFET in Relation zur negativen Spannungszunahme von
der Gate-Spannung
erhöht.
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Anspruch
2 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 1, bei welchem der
Herabwandler enthält:
einen
Muster-Generator (310) zum Erzeugen eines Musters eines
vom Herabwandler zu erzeugenden Stroms;
einen Leitimpuls-Generator
(311) zum Erzeugen von Leitimpulsen gemäß dem Muster;
ein Schaltelement
(312) zum Leiten eines Stroms von einer Energiequelle (7)
in Ansprechen auf die Leitimpulse und Erzeugen eines Impulsstroms;
und
eine Induktivität
(314) zum Glätten
des Impulsstroms;
wobei der Muster-Generator ein Muster erzeugt,
welches eine Anstiegsflanke und einen Abwärtsneigungs-Abschnitt nach
der Anstiegsflanke hat, so dass der vom Herabwandler erzeugte Abwärtsneigungs-Strom
in Relation zum Muster abnimmt.
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Anspruch
3 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 2, bei welchem der
Herabwandler ferner enthält:
einen
weiteren Leitimpuls-Generator (321) zum Erzeugen von weiteren
Leitimpulsen gemäß dem Muster;
ein
weiteres Schaltelement (322) zum Leiten eines Stroms von
der Energiequelle (7) in Ansprechen auf die weiteren Leitimpulse
und Erzeugen eines weiteren Impulsstroms; und
eine weitere
Induktivität
(324) zum Glätten
des weiteren Impulsstroms, so dass der Abwärtsneigungs-Strom erhöht ist.
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Anspruch
4 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 2, bei welchem der
Herabwandler ferner enthält:
eine
zusätzliche
Induktivität
(344), welche parallel zur Induktivität (314) bereitgestellt
ist; und
ein zusätzliches
Schaltelement (347), welches in Serie zu der zusätzlichen
Induktivität
(344) bereitgestellt ist, um einen größeren Abwärtsneigungs-Strom zu erzeugen.
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Anspruch
5 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 2, bei welchem der
Herabwandler ferner enthält:
eine
zusätzliche
Induktivität
(344), welche parallel zur Induktivität (314) bereitgestellt
ist; und
ein Sättigungs-Drosselelement
(356), welches in Serie zu der zusätzlichen Induktivität (344)
bereitgestellt ist, um einen größeren Abwärtsneigungs-Strom
zu erzeugen.
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Anspruch
6 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 1, bei welchem der
Strombegrenzer enthält:
einen
Komparator zum Vergleichen einer Ausgangsspannung (V3) am Ausgang
des Herabwandlers mit einer vorbestimmten Spannung (V401) und Erzeugen
eines Einstellsignals in Relation zu einer Differenz zwischen der
Ausgangsspannung (V3) und der vorbestimmten Spannung (V401), wenn
die Ausgangsspannung (V3) unterhalb der vorbestimmten Spannung (V401)
fällt,
den
MOSFET (403), welcher das Einstellsignal empfängt, um
seinen Innenwiderstand in Relation zum Einstellsignal zu ändern.
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Anspruch
7 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 6, bei welchem der
Komparator einen Operationsverstärker
(402) enthält.
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Anspruch
8 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 6, bei welchem der
Komparator Bipolar-Transistoren (412, 415, 416)
enthält.
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Anspruch
9 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 6, bei welchem der
Strombegrenzer ferner eine Freilauf-Diode enthält, welche parallel zum MOSFET
verbunden ist.
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Anspruch
10 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 1, bei welchem der
Einschaltimpuls-Generator (1) einen Kondensator (205),
eine Diode (206), welche parallel mit dem Kondensator verbunden
ist, ein Umschaltelement (202) und eine Drossel (204)
enthält,
um einen starken, hohen Impuls zu erzeugen.
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Anspruch
11 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 1, welcher ferner
einen Vorspann-Strom-Generator enthält, um dem Gate des Thyristors
einen Niedrigpegel-Vorspann-Strom bereitzustellen.
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Anspruch
12 beansprucht einen Gate-Treiber nach Anspruch 1, bei welchem der
Thyristor (8) ein GCT ist.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 ist
ein Blockdiagramm von einem Gate-Treiber für einen Thyristor.
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2 zeigt
Wellenformen, welche an Hauptpunkten in dem Blockdiagramm von 1 beobachtet
werden.
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3 ist
ein Schaltplan eines in 1 gezeigten Einschalt-Impuls-Generators.
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4 ist
ein Schaltplan eines in 1 gezeigten Herabwandlers und
eines Strombegrenzers.
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5 zeigt
Wellenformen, welche an Hauptpunkten in der Schaltung von 4 beobachtet
werden.
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6 zeigt
Wellenformen, welche im Herabwandler von 4 beobachtet
werden.
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7 ist
ein Schaltplan eines in 1 gezeigten Vorspann-Strom-Generators.
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8 ist
ein Schaltplan gemäß der ersten Modifikation.
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9 zeigt
Wellenformen, welche in der Schaltung von 8 beobachtet
werden.
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10 ist
ein Schaltplan gemäß der zweiten Modifikation.
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11 zeigt
Wellenformen, welche in der Schaltung von 10 beobachtet
werden.
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12 ist
ein Schaltplan gemäß der dritten Modifikation.
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13 ist
ein Schaltplan gemäß der vierten Modifikation.
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14 ist
ein Schaltplan gemäß der fünften Modifikation.
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GENAUE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Bezug
nehmend auf 1 ist ein Blockdiagramm eines
Gate-Treibers gemäß der vorliegenden Erfindung
zum Antreiben eines Schaltelements mit hoher Kapazität 8 in
EIN- und AUS-Bedingungen
gezeigt. Der Gate-Treiber von der vorliegenden Erfindung kann auf
verschiedene Typen eines Schaltelements 8 angewendet werden,
beispielsweise ein GCT (Gate Commutated Turn-Off) Thyristor, ein
GTO (Gate Turn-Off) Thyristor, ein Static Inductive Thyristor (SITH)
oder ein Leistungstransistor. Die vorliegende Erfindung ist jedoch
insbesondere zur Verwendung mit einem GCT Thyristor geeignet. Der
Thyristor 8 hat eine Anode, eine Kathode und ein Gate.
Der Thyristor 8 ist parallel mit einer Diode 81 in
Rückwärtsrichtung
verbunden, so dass eine Anode und eine Kathode des Thyristors 8 jeweils
mit einer Kathode und einer Anode von einer Diode 81 verbunden sind.
Der Thyristor 8 ist ferner mit einer Last (nicht gezeigt)
in Serie verbunden.
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In 1 kennzeichnet
Bezugszeichen 1 einen Ausschalt-Impulsgenerator zum Erzeugen eines Ausschalt-Impulses
Ig3, 2 kennzeichnet einen Einschalt-Impulsgenerator zum
Erzeugen eines Einschalt-Impulses oder Zünd-Impulses Ig1, 3 kennzeichnet
einen Herabwandler, 4 kennzeichnet einen Strombegrenzer, 5 kennzeichnet
einen Vorspann-Stromgenerator
zum Erzeugen eines Vorspann-Stroms Ig4, und 9 kennzeichnet
eine Steuerung zum Erzeugen eines Ein-Befehl-Signals S1. Der Strombegrenzer 4 arbeitet
in Zusammenhang mit dem Herabwandler 3 und erzeugt einen
fortsetzenden Strom Ig2. Die Ströme
Ig1, Ig2, Ig3 und Ig4 werden zusammenaddiert, um einen Gate-Strom
Ig auszubilden.
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2 zeigt
Wellenformen, welche an Hauptpunkten in der Schaltung des Gate-Treibers
von 1 beobachtet werden. Insbesondere zeigt 2(a) eine Spannung Vak über den
Thyristor 8 zwischen Anode und Kathode, 2(b) zeigt
einen Anoden-Strom Ia durch den Thyristor 8, 2(c) zeigt einen Gate-Strom Ig an das
Gate des Thyristors 8, 2(d) zeigt
eine Gate-Spannung Vg am Gate des Thyristors 8, und 2(e) zeigt ein Ein-Befehl-Signal S1, welches
von der Steuerung 9 erzeugt wird.
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Wie
in 2(e) gezeigt, erzeugt die Steuerung 9 ein
High-Level Ein-Befehl-Signal S1 in einer Periode 102–109 zum
Aktivieren des Gate-Treibers, um somit den Thyristor 8 in
dieser Periode 102–109 einzuschalten.
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Wie
in 2(c) gezeigt, wird in Ansprechen auf
die Vorderflanke oder Anstiegskante des Leitbefehl-Signals S1 zur
Zeit 102 der Einschalt-Impulsgenerator 2 aktiviert,
um einen unmittelbaren High-Level-Strom (ein Zünd-Impuls) Ig1 in einer Periode 102–103 zu
erzeugen, welche beispielsweise 5-30 Mikrosekunden beträgt. Ein
Spitzenstromwert des Zünd-Impulses Ig1 beträgt beispielsweise
mehrere hundert bis eintausend Ampere. Der Zünd-Impuls Ig1 wird an das Gate
des Thyristors 8 zu Beginn des Gate-Stroms Ig angelegt,
um den Thyristor 8 einzuschalten.
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Wie
ebenfalls in 2(c) gezeigt, erzeugt der
Herabwandler 3 in Ansprechen auf die Vorderflanke des Leitbefehl-Signals
S1 einen Abwärtsneigungs-Strom
Ig2 als einen führenden
Abschnitt des fortsetzenden Stroms Ig2. Der Abwärtsneigungs-Strom Ig2 wird
in einer Periode 102–104 erzeugt,
welche beispielsweise 10-100 Mikrosekunden beträgt. Der Abwärtsneigungs-Strom hat eine
Anstiegsflanke zur Zeit 102 und einen Abwärtsneigungs-Abschnitt
in einer Periode 102–104.
Die Anstiegskante ist innerhalb des Zünd-Impulses überlappt. Es ist jedoch möglich, dass
der Abwärtsneigungs-Strom
seine Anstiegsflanke zur Zeit 103 hat. In diesem Fall liegt
der Abwärtsneigungs-Abschnitt
in der Zeit 103–104 vor.
Der Abwärtsneigungs-Strom wird
bereitgestellt, um sicherzustellen, dass der Thyristor 8 seinen
Ein-Zustand beibehält,
sogar nachdem der Zünd-Impuls
(Zeit 102–103)
verschwindet.
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In
Ansprechen auf die Vorderflanke des Ein-Befehl-Signals S1 erzeugt
der Vorspann-Strom-Generator 5 einen Vorspann-Strom Ig4, welcher
beispielsweise mehrere hundert Milliampere beträgt, während einer Periode 102–109.
In 2(c) ist der Vorspann-Strom Ig4
nicht gezeigt, weil er verglichen mit den fortsetzenden Strom Ig2 sehr
klein ist.
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Wie
in 2(b) gezeigt, wenn der Anoden-Strom
Ia plötzlich
zur Zeit 105 aufgrund einer plötzlichen Änderung in der mit dem Thyristor 8 verbundenen
Last plötzlich
auf einen negativen Wert fällt,
fließt
ein rückwärtsgerichteter
Anoden-Strom Ia durch eine Diode 81, und zur gleichen Zeit
fällt die Gate-Spannung
Vg unterhalb von Null. Der Strombegrenzer 4 ist dazu bereitgestellt,
um den Gate-Strom Ig, welcher an das Gate des Thyristors 8 angelegt
ist, dazu zu steuern, im vorwärtsgerichteten
Vorspann-Strom zu verbleiben, sogar wenn die Gate-Spannung Vg unterhalb
von Null fällt.
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Im
Folgenden wird jede der Schaltungen 1-5 detailliert beschrieben.
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Bezug
nehmend auf 3 ist ein Einschalt-Impulsgenerator 2 gezeigt.
Der Einschalt-Impulsgenerator 2 enthält einen Auslöseimpuls-Generator 201,
einen Umschalt-Transistor 202, eine Freilaufdiode 203,
eine Impulsausbildungs-Drossel 204, eine Impuls-Kapazität 205,
eine Kapazitäts-Freilauf-Diode 206,
eine Drossel 207 und eine Diode 208.
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Der
Betrieb des Einschalt-Impulsgenerators 2 ist wie folgt.
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Zunächst wird
die Kapazität 205 auf
eine voreingestellte Spannung 2 Vb durch eine Ladeschaltung
von einer Leistungsquelle 7, welche eine Spannung Vb hat, über eine
Drossel 207 und Diode 208 aufgeladen. Zur Zeit 102,
in Ansprechen auf die Vorderflanke des Leitbefehl-Signals S1 von
der Steuerung 9, erzeugt der Auslöse-Impuls-Generator 201, welcher
einen Impuls-Generator, wie beispielsweise ein Daten-Flip-Flop,
hat, einen Auslöse-Impuls,
welcher eine vorbestimmte Impulsbreite hat. Der Auslöse-Impuls
wird an den Transistor 202 angelegt. Somit schaltet der
Transistor 202 zur Zeit 102 ein. Dann ist die
Kapazität 205 mit
der Drossel 204 verbunden, und ein Gate-Impuls-Strom Ig1
beginnt damit, in das Gate des Thyristors 8 zu fließen. Wenn
der Gate-Impuls-Strom Ig1 ansteigt, wird die Spannung von der Kapazität 205 abnehmen.
Wenn die Spannung von der Kapazität 205 Null erreicht,
erreicht der Gate-Impuls-Strom einen maximalen Pegel. Daher werden die
Kapazität 205 und
die Drossel 204 derart ausgewählt, dass sie einen Resonanzbetrieb
durchführen, so
dass ein Beginn von dl/dt und ein Spitzenstrom des Gate-Impuls-Stroms
die Erfordernisse des Thyristors 8 erfüllen. Somit fließt der Gate-Impuls-Strom Ig1
während
der Entladung von der Kapazität 205 entlang
von einer in 3 gezeigten Linie A1.
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Wenn
die Spannung über
die Kapazität 205 negativ
wird, wird die Diode 206 dann leiten, um einen Bypass-Strom
A2 zu erlauben, welcher durch eine gestrichelte Linie angezeigt
ist, und der Resonanzbetrieb beendet. Daraus folgend, unter Verwendung
des Bypass-Stroms A2, wird der Strom in der Drossel 204 auf
den High-Pegel beibehalten. Dann nimmt der Strom A1 aufgrund der
Spannung an dem Gate des Thyristors 8, und ebenfalls aufgrund
der Verluste in der Drossel 204 ab, wodurch der Transistor 202 und
die Diode 206 umgeschaltet werden.
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Nach
einer vorbestimmten Zeit beendet der Auslöse-Impuls-Generator 201 die Erzeugung
des Auslöse-Impulses,
wodurch der Umschalt-Transistor 202 ausgeschaltet wird.
Dann schaltet der Drossel-Strom entlang einer Linie A3 um, so dass
die in der Drossel 204 gespeicherte Energie durch die Freilaufdiode 203 in
eine negative Versorgung freigegeben wird.
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Ein
Betrieb unter dem Vorliegen von einer negativen Gate-Vorspann-Spannung
ist sehr ähnlich zu
dem obigen Betrieb.
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Nach
einem Auslösen
des Transistors 202 durch den Auslöse-Impuls-Generator 201 entlädt die Kapazität 205,
und die Drossel 204 sammelt Energie. Dann leitet die Freilaufdiode 206,
nachdem die Kapazität 205 auf
Null Volt entladen ist. In Abhängigkeit von
der Größe der negativen
Gate-Vorspann-Spannung
wird der Gate-Strom langsam abnehmen oder mit der Zeit zunehmen.
Zur Zeit 103 wird der Transistor 202 ausgeschaltet,
und die Energie in der Drossel 204 wird in eine Leistungsversorgung 6 freigegeben.
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Mit
einer geringen negativen Vorspann-Spannung kann ein sicherer Betrieb
der Schaltung erreicht werden. Wenn eine hohe negative Vorspann-Spannung
behandelt werden muss, wie im Falle von einer schnellen Hochspannungs-GCT-Freilaufdiode, kann
der Gate-Strom dann einen übermäßig hohen
Strom sogar innerhalb der kurzen Zeitperiode (102–103)
erreichen. In einem solchen Fall treibt das Gate eine Spannung an
den Transistor 202, und dessen Eigenschaften sind derart
ausgewählt,
dass sie einen solchen Strom begrenzen. Daraus folgend wird ein
sicherer Betrieb sogar unter einer hohen negativen Vorspann-Spannung
erreicht.
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Bezug
nehmend auf 4 sind der Herabwandler 3 und
der Strombegrenzer 4 gezeigt. Zunächst wird der Herabwandler 3 beschrieben.
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Der
Herabwandler 3 hat einen Muster-Generator 310,
einen Leitimpuls-Generator 311, einen FET 312,
eine Niedrigverlust-Schottky-Diode 313, eine Induktivität 314,
einen Stromabtast-Widerstand 315 und eine Diode 316.
Der Leitimpuls-Generator 311, der FET 312, die
Niedrigverlust-Schottky-Diode 313,
die Induktivität 314 und
der Stromabtast-Widerstand 315 sind derart verbunden, um
einen Niedrigverlust-Abwärtsumwandler
auszubilden.
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In
Ansprechen auf das Leitbefehl-Signal von der Steuerung 9 erzeugt
der Muster-Generator ein Muster-Signal S2 und erzeugt ein Up-Limit
Signal S2-up und ein Low-Limit Signal S2-low, wie in 5(d) gezeigt. Das Muster-Signal S2 hat
eine Anstiegsflanke zur Zeit 102, einen Abwärtsneigungs-Abschnitt
während
der Zeit 102–105 und
einen konstanten Pegel während
der Zeit 104–109. Das
Up-Limit Signal
S2-up und das Low-Limit Signal S2-low werden an den Leitimpuls-Generator 311 angelegt,
welcher einen Leitimpuls, wie in 6(a) gezeigt,
auf eine im Folgenden beschriebene Weise erzeugt.
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Der
Leitimpuls-Generator 311 erfasst einen Strom, welcher durch
einen Widerstand 315 fließt, und vergleicht den Strompegel
mit dem Up-Limit Signal S2-up und Low-Limit Signal S2-low. Wenn
ein Strom I315 unterhalb des Low-Limit Signals S2-low fällt, erzeugt
der Leitimpuls-Generator 311 einen Leitimpuls (6(a)), um einen FET 312 in einen
Leitzustand zu treiben. Auf diese Weise wird der Strom von Quelle 7 durch
eine Serienverbindung aus der Induktivität 314, dem Widerstand 315,
dem FET 403 und durch das Gate des Thyristors 8 angelegt.
Der durch den FET 403 geleitete Strom ist ein Impuls-Strom,
welcher jedoch nach der Induktivität 314 geglättet wird.
Daraus folgend ist eine Induktionsspannung V314 positiv eingestellt,
und ein Strom I315 nimmt mit einer Anstiegsrate zu, welche durch V314
und die Induktivität
von der Induktivität 314 gegeben
ist.
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Danach,
wie in 6(b) gezeigt, wenn der Strom
I315 auf das Up-Limit Signal S2-up ansteigt, beendet der Leitimpuls-Generator 311 den
Leitimpuls, um somit den FET 312 in einen Blockierungszustand
zu schalten. Der Strom I315 schaltet auf die Diode 313 um.
Die Spannung V314 wird umgekehrt und kann wie folgt ausgedrückt werden: V314 = – (V3
+ V313 + R315 × 1315),wobei
V3 eine Ausgangsspannung des Herabwandlers 3 ist. Dann
nimmt der Strom I315 abermals auf das Low-Limit Signal S2-low ab.
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Die
Spannung der Quelle 7 wird beträchtlich höher als Vg ausgewählt. Auf
diese Weise wird eine hohe Anstiegsrate des Stroms I315 (dl315/dt)
beim Leiten des FET 312 erreicht, und es folgt ein kleines d1315/dt
beim Leiten der Diode 313, welches zu einer langen Leitung
der Diode 313 und einer kurzen Leitung des FET 312 führt. Daraus
folgend ist der aus der Quelle 7 gezogene mittlere Strom
verglichen mit I315 klein, und es kann eine Spannung 7 mit
standardisierten Niedrigleistungs-Komponenten erzeugt werden.
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Die
Diode 313 und der FET 403 sind für einen
niedrigen Ein-Zustand-Widerstand
(RDSon) ausgewählt.
Auf diese Weise werden V313 und V403 kleiner als Vg, und mit einer ähnlichen
Auswahl des Widerstands 315 wird eine Gesamtwirksamkeit
im Bereich von 50 sogar bei Vg = 0,6 V und I315 = 10 A erzielt.
Somit nimmt ein Strom, welcher vom Herabwandler 3 erzeugt
wird, unmittelbar nach dem Zünd-Impuls, jedoch stufenförmig, ab.
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Die
Induktivität 314 ist
für einen
hohen Sättigungsstrom
ausgewählt.
Dann kann aufgrund der Eigenschaften von den FETs und der Diode
ein Strom mit hohem Pegel erzeugt und dem Gate des Thyristors 8 für eine Zeitperiode 103–104 zugeführt werden.
Um dies zu erzielen, erhöht
der Muster-Generator 310 die
Up- und Low-Limit Signale S2-up und S2-low. Auf diese Weise wird der lange
Neigungs-Impuls (Zeit 103–104) ebenfalls mit
hoher Wirksamkeit erzeugt. Der lange Neigungs-Impuls lässt sich
dadurch erläutern,
dass er während
der Zeit 103–104 erzeugt
ist, kann jedoch auch während
der Zeit 102–104 erzeugt
werden, und zwar teilweise mit dem Zünd-Impuls (Zeit 102–103) überlappend.
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Immer
noch Bezug nehmend auf 4 wird der Strombegrenzer 4 als
Nächstes
beschrieben.
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Der
Strombegrenzer 4 hat eine konstante Spannungsquelle 401,
einen Komparator 402, welcher durch einen Operationsverstärker ausgebildet ist,
und einen p-Kanal FET 403. Wenn eine Gate-Spannung Vg durch
eine negative Anoden-Spannung
(Zeit 105–106)
gezogen wird, nimmt die Ausgangsspannung V3 des Herabwandlers 3 ebenfalls
ab. Der Komparator 402 erfasst die Gate-Spannung Vg durch
ein Vergleichen der Herabwandler-Ausgangsspannung V3 mit einer vorbestimmten
konstanten Spannung V401. Wenn die Gate-Spannung Vg auf und unterhalb der konstanten Spannung
V401 abnimmt, erzeugt der Komparator 402 ein Einstellsignal,
welches einen Pegel hat, welcher proportional zum abnehmenden Pegel
der Herabwandler-Ausgangsspannung unterhalb der konstanten Spannung
V401 ist. Das Einstellsignal wird dem Gate des FET 403 angelegt,
welcher daraufhin mit einer Zunahme des internen Widerstandes beginnt,
welches dazu führt,
dass der Spannungsabfall über
den FET 403 zunimmt. Somit wird die Spannung von der Ausgangsseite
(die Seite, welche mit dem Gate des Thyristors 8 verbunden
ist) des FET reduziert, und die Eingangsseite dessen wird beinahe gleich
beibehalten. Somit wird der Spannungsabfall, welcher am Gate des
Thyristors 8 beobachtet wird, hauptsächlich im Spannungsabfall absorbiert,
welcher über
den FET 403 bewirkt wird, so dass die Spannung V3, welche
an die Eingangsseite von dem FET 403 angelegt ist, im positiven
Bereich beibehalten wird, wie in 5(b) gezeigt,
und zwar sogar dann, wenn die Gate-Spannung Vg unterhalb von Null
fällt.
Somit wird der Niedrigverlust-Abwärts-Umwandler damit fortfahren,
mit normalen Betriebsbedingungen zu arbeiten.
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Wie
anhand des Obigen deutlich, überwacht der
Strombegrenzer 4 die Gate-Spannung Vg am Gate des Thyristors 8 und
behält
den vorwärtsgerichteten
Vorspann-Strom an
das Gate des Thyristors 8 bei, sogar wenn die Gate-Spannung
auf weniger als 0 Volt fällt.
Durch den Begrenzer 4 kann der Thyristor 8 im
Ein-Zustand beibehalten werden, sogar wenn ein plötzlicher
Stromabfall im Anoden-Strom
Ia auftritt. Ebenfalls kann der Gate-Strom Ig durch den Begrenzer 4 im
vorwärtsgerichteten
Vorspann-Strom beibehalten werden, wobei eventuell verschiedene Schaltungen
im Gate-Treiber geschützt
werden, insbesondere die Schaltung im Herabwandler zum Empfangen
eines rückwärtsgerichteten
Vorspann-Stroms.
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Es
ist zu erwähnen,
dass der Abwärtsneigungs-Strom
unmittelbar erzeugt werden kann, nachdem der Komparator 402 ein
Erzeugen des High-Level Signals beendet hat, das heißt zu einer Zeit 106,
wenn sich die Gate-Spannung Vg von Negativ auf Positiv ändert. Zu
diesem Zweck kann eine Ausgabe des Komparators 402 ebenfalls
an den Muster-Generator 310 angelegt
werden.
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Eine
negative Gate-Spannung, so niedrig wie –5 V, wie im Falle von einer
schnellen Freilaufdiode, wird einen hohen Verlust im Begrenzer erzeugen.
Dann, durch eine zusätzliche
Verbindung an die Gate-Spannung, kann der Muster-Generator 310 aktiviert
werden, um ein Muster-Signal S2 während einer solchen Zeit zu
reduzieren. Wie in 2(c) gezeigt, wird
dies zu einem reduzierten Gate-Strom innerhalb des Intervalls zwischen 105 und 106 und
zu einer beträchtlichen
Reduktion eines Verlustes im MOSFET 403 führen.
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Ein
Einstellen eines solch niedrigen Stroms durch den Herabwandler 3 erfordert
eine sehr hohe Präzision
im Abtast-Verstärker
vom Leitimpuls-Generator 311. Daher ist ein Vorspann-Generator
in der Gate-Antriebsschaltung enthalten. Dann wird ein Ausgangsstrom
des Herabwandlers 3 durch den Muster-Generator 310 bei
einer zuvor eingestellten niedrigen Gate-Spannung, beispielsweise
bei –2
V, auf Null eingestellt, und ein Gate-Vorspann-Strom wird durch
den Vorspann-Generator beibehalten.
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Bezug
nehmend auf 7 ist ein Vorspann-Strom-Generator 5 gezeigt.
Der Vorspann-Strom-Generator 5 hat einen Impuls-Generator 501,
einen Schalttransistor 502, eine Diode 503, eine
Drossel 504 und einen Widerstand 505. Der Impuls-Generator 501 erzeugt
einen Impuls zur Zeit 102 in Ansprechen auf die Vorderflanke
oder Anstiegsflanke des Leitbefehl-Signals S1, welches von der Steuerung 9 erzeugt
wird. Somit, in Ansprechen auf den Impuls vom Impuls-Generator 501,
schaltet der Schalttransistor 502 ein, um einen positiv
gehenden Impuls zu erzeugen, welcher durch die Drossel 504 und
den Widerstand 505 an das Gate des Thyristors 8 angelegt
wird. Die Freilaufdiode 503 ist mit dem negativen Potenzial
der Quelle 6 verbunden. Daraus folgend wird der Vorspann-Strom-Generator
einen normalen Betrieb beibehalten, und zwar ebenfalls an einer
Gate-Spannung, welche
so niedrig ist wie die Ausgabe von der Quelle 6.
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Modifikation 1
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Bezug
nehmend auf 8 ist eine erste Modifikation
gezeigt. Der Herabwandler 3 ist modifiziert. Der Herabwandler 3 hat
ein Muster-Generator 310, einen ersten Umwandler 3a und
einen zweiten Umwandler 3b. Der erste Umwandler 3a hat
einen Leitimpuls-Generator 311, FETs 312 und 317,
eine Induktivität 314,
einen Widerstand 315 und eine Diode 316. Ähnlich hat
der zweite Umwandler 3b einen Leitimpuls-Generator 321,
FETs 322 und 323, eine Induktivität 324 und
einen Widerstand 325.
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Der
Muster-Generator 310 erzeugt ein Up-Limit Signal S2-up
und ein Low-Limit Signal S2-down auf eine Weise, welche ähnlich zu
der oben beschriebenen ist.
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Es
ist zu erwähnen,
dass die Induktivität 324 eine
Induktivität
hat, welche gleich der halben Induktivität von der Induktivität 314 ist.
Der Leitimpuls-Generator 321 ist lediglich während der
Abwärtsneigungs-Periode
(Zeit 102–104)
in Betrieb, und der Leitimpuls-Generator 311 ist während der
gesamten Ein-Periode (Zeit 102–109) in Betrieb.
Anders als bei der Induktivität,
der Diode 316 und dem Leitimpuls-Generator 321,
sind die Schaltungselemente im ersten Umwandler 3a gleich
denen wie im zweiten Umwandler 3b.
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Somit,
wie in 9(a) gezeigt, erzeugt der erste
Umwandler 3a einen durch einen Abschnitt A gezeigten Strom,
und der zweite Umwandler 3b erzeugt einen durch einen Abschnitt
B gezeigten Strom. Da die Drossel 324 einen Blindwiderstand (1/2)L
hat, und die Drossel 314 einen Blindwiderstand L hat, ist
der Strom im Abschnitt B doppelt so groß wie der Strom im Abschnitt
A. Durch die Schaltung von 8 kann ein
dreifach hoher Neigungs-Impuls (Zeit 103–104),
welcher Strom-Abschnitte A und B enthält, mit einer hohen Wirksamkeit
erzeugt werden.
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Modifikation 2
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Bezug
nehmend auf 10 ist eine zweite Modifikation
gezeigt. Der Herabwandler 3 ist modifiziert. Verglichen
mit dem in 4 gezeigten Herabwandler 3,
hat der in 10 gezeigte Herabwandler 3 einen
FET Transistor 319 anstelle der Diode 313. Weitere
Anordnungen sind gleich denen wie in 4 gezeigt.
Wie in 11 gezeigt, hat ein Signal,
welches an das Gate des FET 319 angelegt ist, eine Phase,
welche entgegengesetzt zu der des Signals ist, welches an das Gate
des FET 312 angelegt ist. In dieser Modifikation ist ein
Synchron-Gleichrichter (FETs 312 und 319) implementiert,
um einen langen Abwärtsneigungs-Impuls-Strom zu erzeugen
(Zeit 103–104).
Bei einer Auswahl eines langen Ein-Zustandes (RDSon) für den FET 319,
ist eine Spannung V319, welche über
den FET 319 erlangt wird, viel kleiner als die Spannung,
welche über
die Diode 313 von 4 erlangt
wird (V319 << V313). Somit wird eine
Wirksamkeit zum Erlangen eines langen Abwärtsneigungs-Stroms, welche 50 klar übersteigt,
erzielt.
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Modifikation 3
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Bezug
nehmend auf 12 ist eine dritte Modifikation
gezeigt. Der Herabwandler 3 ist modifiziert. Verglichen
mit dem in 10 gezeigten Herabwandler hat
der in 12 gezeigte Herabwandler ferner
eine Drossel 344, einen Widerstand 345, eine Diode 346 und
einen FET 347. Das Gate des FET 347 ist mit dem
Muster-Generator 310 verbunden. Der FET 347 wird
durch einen Steuerimpuls vom Muster-Generator 310 gesteuert,
um lediglich während der
Abwärtsneigungs-Periode (Zeit 102–104 oder 103–104)
zu leiten.
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Bei
der in 12 gezeigten Modifikation ist lediglich
eine Synchron-Gleichrichter-Schaltung (311, 312, 319)
bereitgestellt, um einen doppelt langen Abwärtsneigungs-Impuls (Zeit 103–104)
zu erzeugen, welcher Strom-Abschnitte A und B enthält, wie
in 9 gezeigt. Der Strom-Abschnitt B wird durch die Schaltungselemente 344, 345, 346 und 347 erzeugt,
und die Gleichrichter-Schaltung (311, 312, 319)
wird im Allgemeinen zur Erzeugung der Abschnitte A und B verwendet.
Die Drossel 344 hat einen Blindwiderstand (1/2)L, und die
Drossel 314 hat einen Blindwiderstand L. Die Erzeugung
des Strom-Abschnitts B wird im Folgenden erläutert.
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Zur
Zeit 103 wird der FET 347 durch den Muster-Generator 310 geleitet.
Da eine Serienverbindung aus der Drossel 344 und dem Widerstand 345 parallel
zu einer Serienverbindung aus der Drossel 314 und dem Abtast-Widerstand 315 verbunden
ist, wird ein zusätzlicher
Strom durch die Serienverbindung aus Drossel 344 und Widerstand 345 fließen. Somit
nimmt der Abwärtsneigungs-Strom
zu.
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Zur
Zeit 104 erreicht der Abwärtsneigungs-Strom den stabilen
Vorspann-Strom. Somit schließt
der Muster-Generator 310 ab,
um den Steuerimpuls zu erzeugen. Dann wird der FET 347 ausgeschaltet.
Durch die Diode 346 wird die in der Drossel 344 gespeicherte
Energie an die positive Versorgung 7 freigegeben, und die
stabile Vorspann-Strom-Versorgung
fährt durch
die Drossel 314 und den Abtast-Widerstand 315 fort.
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Modifikation 4
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Bezug
nehmen auf 13 ist eine vierte Modifikation
gezeigt. Der Herabwandler 3 ist modifiziert. Der in 13 gezeigte
Herabwandler ist sehr ähnlich dem
in 12 gezeigten Herabwandler. Anstelle des FET 347 in 12 ist
eine Sättigungs-Drossel 356 bereitgestellt.
Ebenfalls ist die Diode 346 in 13 entfernt.
Weitere Schaltungselemente sind gleich denen wie in 12 gezeigt.
Der Betrieb ist wie folgt.
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Zur
Zeit 102 erzeugt der Muster-Generator 310 ein
hohes Muster-Signal S2, um einen hohen DC-Strom durch die Drossel 314 und
die Drossel 344 aufzubauen. Dann wird die Drossel 356 durch
den DC-Strom durch die Drossel 344 gesättigt. Die Drossel 356 hat
als Merkmal, dass sie einen geringen Sättigungs-Induktivitätswert darlegt,
so dass die Energie hauptsächlich
in den Drosseln 344 und 314 angesammelt wird.
Daraus folgend wird eine hohe Strommenge durch Elemente 344, 345 und 356 erzeugt.
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Zur
Zeit 104 schließt
der Muster-Generator 310 ab, um ein hohes Muster-Signal
zu erzeugen. Die Drossel 356 ist derart entworfen, dass
sie unter einer solchen Bedingung aus der Sättigung geht. Dann hat die
Drossel 356 ein Merkmal darin, dass sie einen hohen Induktivitätswert darlegt,
so dass eine geringe Strommenge durch die Elemente 344, 345 und 356 fließt. Auf
eine solche Weise kann ein geringer Verlust im Abtast-Widerstand 315 während einer Erzeugung
eines langen Neigungs-Impulses erzielt werden, und kann eine hohe
Genauigkeit von Ig2 erzielt werden.
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Modifikation 5
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Bezug
nehmend auf 14 ist eine fünfte Modifikation
gezeigt. Der Strombegrenzer 4 ist modifiziert. Verglichen
mit dem in 4 gezeigten Strombegrenzer 4 ist
der Komparator 402 durch drei Bipolar-Transistoren 412, 415 und 416 und
Widerstände 413 und 414 ersetzt.
Weitere Schaltungselemente im Strombegrenzer 4 von 14 sind
gleich jenen wie im Strombegrenzer von 4. Der Betrieb
ist wie folgt.
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Der
Transistor 412 vergleicht seinen Basis-Emitter-Schwellwert mit einer
Spannungsdifferenz zwischen einer konstanten Spannung V401 und einer
Eingangsspannung V3 und steuert die Spannung über den Widerstand 414.
Wenn die Spannung an der Basis des Widerstands 412 abfällt, wird
der Transistor 412 leitfähiger, um die Spannung an der Basis
des Transistors 416 zu erhöhen, und eventuell die Spannung
an dem Emitter des Transistors 416 zu erhöhen. Die
Spannung an dem Emitter des Transistors 416 dient als das
Einstellsignal zum Einstellen des internen Widerstandes des FET 403.
Wenn das Einstellsignal zunimmt, beginnt der FET 403 mit
einer Erhöhung
des internen Widerstandes, welches zu einer Blockierung des Spannungsabfalls
an dem Gate des Thyristors 8 auf eine wie oben in Verbindung
mit 4 beschriebene Weise führt. Auf diese Weise wird ein
sehr kleiner und kostenwirksamer Strombegrenzer realisiert.
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Wirkung der Erfindung
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Der
Gate-Treiber gemäß Anspruch
1 der vorliegenden Erfindung realisiert eine Schaltung mit niedrigem
Verlust und kleiner Größe für einen
Hochleistungs-GCT oder RGCT. Die Verwendung des Muster-Generators
und der Schaltelemente ermöglicht
eine Schaltung mit niedrigem Verlust, welche den langen, hohen Abwärtsneigungs-Strom
erzeugt. Ebenfalls werden keine Bauteile verwendet, welche einen
hohen Verlust einbeziehen. Ein oder mehrere MOSFET(s) im Hauptstrompfad
im Strombegrenzer schützen
Schaltungsbauteile im Herabwandler.
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Gemäß Anspruch
2 wird der Verlust im Herabwandler durch eine Einführung eines
gesteuerten MOSFET anstelle von herkömmlichen Dioden reduziert.
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Gemäß Anspruch
3 wird der Verlust im Herabwandler während einer Erzeugung eines
hohen Abwärtsneigungs-Stroms
durch weitere Erzeugungselemente reduziert, welche für die Erzeugung
eines solchen Stroms optimiert sind.
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Gemäß Anspruch
4 kann die Anzahl von Schaltungselementen reduziert werden.
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Gemäß Anspruch
5 kann die Anzahl von Schaltungselementen mit einer einfachen Schaltung reduziert
werden.
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Gemäß Anspruch
6 schützt
der Strombegrenzer die Schaltungselemente im Herabwandler, insbesondere
während
einer negativen GCT Gate-Vorspannung. Ebenfalls kann ein Übergang zwischen
Betrieben unter einer positiven und negativen Gate-Vorspannung glatt
durchgeführt
werden.
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Gemäß Anspruch
7 kann der Strombegrenzer durch eine einfache Schaltung und bei
geringen Kosten unter Verwendung eines Operationsverstärkers mit
hoher Bandbreitenleistung angeordnet werden.
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Gemäß Anspruch
8 kann der Strombegrenzer durch eine einfache Schaltung und bei
niedrigen Kosten unter Verwendung von Transistoren mit hoher Bandbreite
angeordnet werden.
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Gemäß Anspruch
9 kann ein Gate-Strom des Thyristors über den vollen Bereich einer
negativen Gate-Spannung mit sehr geringen Verlusten gesteuert werden.
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Gemäß Anspruch
10 kann der Einschalt-Impuls mit einfachen und kleinen Schaltungselementen erzeugt
werden. Somit können
ein niedriger Verlust und ein voller Schutz gegen eine negative
Gate-Vorspannung realisiert werden.
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Gemäß Anspruch
11 kann der Gate-Strom im vollen negativen Gate-Vorspannungs-Bereich
mit einem niedrigen Verlust, sogar mit einem hohen Gate-Strom, gesteuert
werden.
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Gemäß Anspruch
12 kann das Umschalten eines hohen Laststroms schnell und stetig
durchgeführt
werden.