DE69309660T2

DE69309660T2 - Steuerschaltung zum langsamen Abschalten eines Leistungsschalters

Info

Publication number: DE69309660T2
Application number: DE1993609660
Authority: DE
Inventors: Sergio Palara; Stefano Sueri; Donato Tagliavia
Original assignee: CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno
Current assignee: CORIMME Consorzio per Ricerca Sulla Microelettronica nel Mezzogiorno
Priority date: 1993-04-26
Filing date: 1993-04-26
Publication date: 1997-10-02
Anticipated expiration: 2013-04-27
Also published as: DE69309660D1

Description

Diese Erfindung bezieht sich auf eine Steuerschaltung zum langsamen Ausschalten eines Leistungstransistors, der eine induktive Last steuert.
Es ist eine bekannte Tatsache, daß heutige Treiberschaltungen für elektrische Lasten eine große Verwendung von Festkörperschaltleistungsbauelementen, wie z. B. Bipolartransistoren, MOS-Technologie-Feldeffektleistungstransistoren und dergleichen, durchführen.
Solche Bauelemente werden im Gegensatz zu einer eingestellten Bedingung vorzugsweise in entweder eine vollständig geöffnete oder eine vollständig geschlossene Situation getrieben, um die Schaltleistungsverluste zu minimieren, die hauptsächlich während kurzer Transienten beim Schalten von dem offenen Zustand in den geschlossenen Zustand und umgekehrt auftreten.
Die Verwendung solcher Bauelemente zum Steuern von grundsätzlich induktiven Lasten stellt bestimmte ernste Probleme dar, welche immer noch nicht vollständig zufriedenstellend gelöst sind.
Es sei beispielsweise ein bipolarer Leistungstransistor (des NPN-Typs) betrachtet, dessen Emitter mit Masse verbunden ist (optional durch einen Widerstand mit niedrigem Wert zum Messen des Emitterstroms), und dessen Kollektor mit einer positiven Spannungsversorgung VS über eine induktive Last L verbunden ist, wobei es offensichtlich ist, daß der Transistor von einer offenen Situation in eine geschlossene Situation gebracht werden kann, mit im wesentlichen keinen Schaltverlusten, da der Strom durch die Last mit einem Nullanfangswert zu fließen beginnt, der linear mit der Lastinduktivität wächst.
Wo der Lastwiderstand vernachlässigbar ist, können sehr hohe Leistungsströme über der Zeit erhalten werden, die sowohl die Last als auch den Schalter beschädigen können.
Das Problem ist bei induktiven Lasten noch ernster, welche ferromagnetische Schaltungen umfassen.
In diesem Fall wird bei bestimmten Strompegeln die magnetische Schaltung gesättigt, und die Lastinduktivität nimmt scharf und drastisch ab, was in einer rapiden Zunahme des Laststroms resultiert
Um solche überlastsituationen zu vermeiden, ist es seit langem bekannt, daß Schalter, die zum Steuern induktiver Lasten gedacht sind, für begrenzte Zeitperioden, die mit der Lastinduktivität und mit dem höchsten zulässigen Strom korreliert sind, eingeschaltet werden müssen, oder daß als Alternative die Schalter mit automatisch betriebenen Lastbegrenzungsschaltungen versehen sein müssen, die wirksam sind, um den Schalter von einem Zustand voller Leitung in einen Zwischensteuerzustand zu treiben, der den Laststrom auf einem vorbestimmten Pegel hält.
Solche Ausführungen können das Problem jedoch lediglich teilweise lösen.
Im ersteren Fall erzeugt das schnelle Schalten in der Tat eine überspannung an dem Transistorkollektor, die höher ist, um so schneller ausgeschaltet wird, wodurch die Komponente unerwünschterweise versagen kann oder die Last falsch funktionieren oder beschädigt werden kann.
Im letzteren Fall, d. h. mit einer Strombegrenzungsschaltung, wobei der Laststrom auf einen konstanten Maximalpegel eingestellt ist, wird die reaktive Auswirkung des Induktors weggelassen.
Dies bedeutet, daß der Induktor sich wie eine resistive Last verhalten wird, wobei ein Spannungsabfall über der Last gleich dem Strom ist, der durch den Begrenzer bestimmt ist, multipliziert mit dem inneren Widerstand.
Wenn der innere Widerstand niedrig ist, dann wird die Versorgungsspannung fast gänzlich an den Transistor angelegt, welcher dann eine große Menge an Leistung dissipiert.
Diese Situation führt jedoch, obwohl sie nur für sehr kurze Zeitdauern tolerabel ist, dazu, daß sich der Transistor erwärmt, wodurch er nach einer gewissen Zeit zerstört werden kann.
Selbst in diesem Fall ist somit auch das Transistorausschalten erforderlich, und es werden die gleichen Probleme wie in dem ersteren Fall auftreten.
Um die Nachteile, die das Schalteröffnen begleiten, zu vermeiden, bestand die allgemeine Praxis darin, dort, wo es die Last erlaubt, Rezirkulationsdioden, z. B. Zener-Dioden, vorzusehen, um die reaktive Energie des Induktors zu dissipieren, oder vielleicht Dämpfungsschaltungen parallel zu dem Schalter, die aus kapazitiven und resistiven Elementen bestehen, zum Umwandeln der reaktiven Energie der Induktoren in kapazitive Energie und zum allmählichen Dissipieren derselben durch das resistive Element.
Damit solche Schaltungen wirksam die Ausschaltüberspannung begrenzen, müssen sie geeignet dimensioniert sein, weshalb Komponenten verwendet werden müssen, die große Mengen an Augenblicksleistung aushalten können, und die vorübergehend Energie in großen Mengen speichern.
Demgemäß sind sie sperrig, teuer und schwierig in Steuerbauelemente zu integrieren.
Zusätzlich ist ihre Verwendung ungünstig, da sie nur auf den Schalter, der geöffnet wird, wirken würden.
Beispiele sehr ausgefeilter Steuerschaltungen zum Treiben induktiver Lasten mit vordef inierten Stromprofilen (einschließlich einer gesteuerten Zunahme und eines langsamen Abfalls) mittels zweier Steuerschalter, von denen einer einen Rezirkulationsweg schafft, und von denen der andere zerhackt, sind in dem Dokument Elektronik, Bd. 36, Nr. 23, 13, Nov. 1987, München, Deutschland, S. 142 bis 144, 146, 148, 150 bis 152 mit dem Titel H. SAX: "Verlustarme Ansteuerung von Aktuatoren" beschrieben.
Die Nachteile des Stands der Technik werden durch eine langsame Ausschaltsteuerschaltung für einen Leistungstransistor gemäß dieser Erfindung überwunden, wobei die reaktive Energie einer induktiven Last dissipiert wird, und zwar bei einer gesteuerten überspannung innerhalb des Schaltbauelements selbst, wobei das letztere allmählich von einem maximalen Wert auf einen Nullwert innerhalb einer vorbestimmten Zeitdauer geöffnet wird.
Gemäß einem weiteren Aspekt dieser Erfindung ist die Zeit, zu der der Schalter beginnt, zu öffnen, durch einen vorbestimmten maximalen Laststrom eingestellt, der erreicht wird, und zwar unter Verwendung von Halteschaltungen, die dafür sorgen, daß dieser Maximalstrom unabhängig von der Dauer eines Befehlspulses erreicht wird, der an die Schaltung angelegt wird.
Somit wird der Strompuls, der an die induktive Last angelegt wird, nicht durch die Variabilität der Lastinduktanz und die Dauer des Befehlpulses beeinträchtigt.
Gemäß einem weiteren Aspekt dieser Erfindung ist die Zeit, zu der der Schalter beginnt, zu öffnen, auf eine vorbestimmte Zeit eingestellt, nachdem ein Maximallaststrom erreicht wird, wobei der Strom während der vordefinierten Zeit gehalten wird, derart, daß eine gesteuerte Leistungsdissipation in dem Schalter stattfinden kann, wobei ein neues Einschalten durch die Schaltung für eine längere Zeit als die Aktivierungszeit verhindert wird, wodurch ein Schaltbetriebszyklus unter dem Einheitszyklus geschaffen wird, und wodurch eine mittlere dissipierte Leistung geschaffen wird, die zweckmäßigerweise kleiner als die augenblickliche dissipierte Leistung ist.
Durch solche Maßnahmen wird es erreicht, daß der Transistorschalter ziemlich unabhngig von den variierenden Dauern der Befehlssignale, die an denselben angelegt werden, arbeiten kann, was offensichtlich vorteilhaft ist, wenn solche Befehle manuell erteilt werden und daher für breite Variationen anfällig sind.
Diese Vorteile werden durch eine verlangsamte Ausschaltsteuerschaltung für einen Leistungstransistor erreicht, die folgende Merkmale aufweist: eine Strombegrenzungsschaltung, einen Zeitgebungsrampengenerator, der bei einem vorbestimmten Laststrom aktiviert wird, einen Verstärker, der vorzugsweise vom Transkonduktanztyp ist, und der mit dem Rampengenerator gekoppelt ist, um an die Begrenzungsschaltung ein elektrisches Signal anzulegen, welches linear mit der Rampe variiert, eine Schaltung zum Halten des Eingabebefehlsignals auf einem aktiven Pegel, während der Rampengenerator aktiv ist, und eine Rücksetzschaltung für den Rampengenerator.
Die Merkmale und Vorteile der Erfindung können aus der folgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels derselben und aus den beigefügten Zeichnungen deutlicher verstanden werden. Es zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels einer verlangsamten Ausschaltsteuerschaltung gemäß der Erfindung;
Fig. 2 als Zeitgebungsdiagramm die Spannung oder den Strom an bestimmten Positionen der Schaltung in Fig. 1; und
Fig. 3 auf beispielhafte Art und Weise ein Schaltdiagramm einer Transistortreiberstufe für die Schaltung von Fig. 1.
Bezugnehmend auf Fig. 1 umfaßt die Steuerschaltung für einen Leistungstransistor 3 eine herkömmliche Treiberstufe 2, ein logisches ODER-Eingangsgatter 5, ein Eingangsempfängerelement 4, vorzugsweise von dem Hysteresesignalkomparatortyp, das als Eingangssignale ein Steuersignal VIN und eine Referenzspannung E1 empfängt.
Der Transistor 3, z. B. von dem NPN-Typ, weist einen Kollektor, der mit einer induktiven Last 4 verbunden ist, die von einer positiven Spannungsversorgung VS versorgt wird, und einen Emitter auf, der über einen Meßwiderstand R2 mit einem niedrigen Widerstand in der Größenordnung von 10&supmin;² Ohm mit Masse verbunden ist.
Die Basis des Transistors 3 wird durch den Ausgang 17 der Treiberstufe 2 gesteuert.
Der Emitter des Transistors 3 ist über einen Widerstand R1 mit dem nicht-invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 18 verbunden, dessen invertierender Eingang mit einer Referenzspannung E2 verbunden ist.
Der Ausgang des Verstärkers 18 ist mit der Treiberstufe 2 verbunden und steuert dieselbe, um den Emitterstrom (welcher außer dem Basisstrom dem Laststrom IL durch den Induktor 4 gleicht) auf einen Maximalwert IM, wie z. B. IM*R2 = E2, zu begrenzen.
Die Steuerschaltung umfaßt ferner eine Mehrzahl von Verstärker/Hysteresekomparatoren 6, 12, 13, einen Transkonduktanzverstärker 11, eine Spannungsrampenerzeugungsschaltung (die wiederum einen Konstantstrom-IG-Generator 7, einen Transistor 8 und einen Kondensator 9 aufweist), einen Puffer oder ein Impedanztrennglied 10, einen Signalinvertierer 15, ein logisches UND-Gatter 14 und einen Transistor 16.
Der invertierende Eingang des Komparators 6 ist mit dem nicht-invertierenden Eingang des Komparators 18 verbunden, während der nicht-invertierende Eingang des Komparators 6 mit einer Referenzspannung A3 verbunden ist.
Der Ausgang des Komparators 6 ist mit der Basis des Transistors 8 verbunden, dessen Kollektor von dem Generator 7 versorgt wird, und dessen Emitter mit Masse verbunden ist.
Der Kondensator 9 ist zwischen den Kollektor und den Emitter geschaltet.
Der Kollektor ist ebenfalls mit dem Eingang des Puffers 10 verbunden, dessen Ausgang mit dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 11 verbunden ist, dessen invertierender Eingang mit einer Referenzspannung E4 verbunden ist.
Der Ausgang des Verstärkers 11 ist über eine Widerstand R3 mit dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 18 verbunden.
Der Ausgang des Puffers 10 ist ebenfalls mit dem nicht-invertierenden Eingang der Komparatoren 12, 13 verbunden, deren invertierende Eingänge mit den Referenzspannungen ES bzw. E6 verbunden sind.
Der Ausgang des Komparators 12 ist mit einem Eingang des ODER-Gatters 5 verbunden, während der Ausgang des Komparators 13 mit einem Eingang des UND-Gatters 14 verbunden ist.
Das UND-Gatter 14 weist einen weiteren Eingang auf, der mit dem Ausgang des logischen NICHT-Elements 15 verbunden ist, und dessen Ausgang mit der Basis des Transistors 16 verbunden ist.
Der Kollektor des Transistors 16, dessen Emitter auf Masse gelegt ist, ist mit dem Kollektor des Transistors 8 verbunden.
Das Schaltungsbefehlssignal VIN wird an einen Eingangsanschluß 1 angelegt, und dasselbe wird daher zu einem Eingang des Komparators 4 und zu dem Eingang des NICHT 15 geführt.
Die Referenzspannungen E1, E2, ..., E6 können ausgewählt sein, um anwendungsspezifische Anforderungen zu erfüllen, und sie müssen sich nicht voneinander unterscheiden.
Dieselben definieren gemäß ihren Pegeln unterschiedliche Betriebsbedingungen, welche ohne weiteres angepaßt werden können, um an die spezifischen Anforderungen angepaßt zu sein.
Der Schaltungsbetrieb wird durch die Zeitdiagramme in Fig. 2 erklärt, die jeweils das Steuersignal VIN, den Laststrom IL, die Ausgangsspannung VC von dem Rampengenerator und den Ausgangsstrom (oder die Spannung) I2 von dem Verstärker 11 darstellen.
Die Diagramme zeigen zwei diskrete Betriebsbedingungen, von denen eine auf ein verlangsamtes Ausschalttreiben des Transistors 3 bezogen ist, wenn ein vorbestimmter Maximallaststrom IL = IM erreicht ist.
In diesem Fall können die Referenzspannung E4 zweckmäßigerweise gleich Null und die Referenzspannung E3 gleich E2 gesetzt werden.
Die jeweiligen Diagramme sind durch die Referenz E4 = 0 bezeichnet.
Die zweite Betriebsbedingung liefert, sobald eine Laststromsituation von IL = IM erreicht ist, ein Beibehalten derselben durch die Strombegrenzungsschaltung über eine vorbestimmte Zeitdauer, wobei nach dem Verstreichen derselben der Transistor 3 langsam ausgeschaltet wird, unabhängig von der Dauer des Befehlpulses VIN.
In diesem Fall wird die Referenzspannung E4 zweckmäßigerweise größer als Null.
Die entsprechenden Diagramme sind durch die Referenz E4 > 0 bezeichnet.
Es sei nachfolgend der Fall von E4 = 0 und E3 = E2 betrachtet.
Zwischen dem Zeitpunkt TO und dem Zeitpunkt T1 ist das Befehlssignal VIN auf einem elektrischen und logischen Pegel von Null (es sei bespielsweise angenommen, daß ein logischer Pegel von Null einem elektrischen Pegel von Null entspricht, und daß ein positiver elektrischer Pegel einem logischen Pegel von 1 entspricht), wobei der Transistor 2 offen ist.
Da kein Strom durch die Last fließt, wird die Spannung V2 an dem Emitter des Transistors 3 Null sein, wobei der Komparator 6 eine positive Spannung an die Basis des Transistors 8 anlegen wird, die denselben in leitendem Zustand hält.
Der Kondensator 9 wird kurzgeschlossen, und die Ausgangsspannung VC von dem Puffer 10 ist Null, wie es auch die Strom/Spannungs-Ausgabe von dem Verstärker 11 ist.
Somit werden sowohl der Verstärker 11 als auch die Komparatoren 12, 13 ein Strom/Spannungssignal von Null ausgeben.
Dieser elektrische Zustand definiert eine Ruhe- oder inaktive Bedingung der Schaltung.
Zu einem Zeitpunkt T1 wird ein positiver Spannungspuls an den Steuereingang 1 angelegt und zu der Stufe 2 übertragen, welcher den Transistor 3 in einen leitenden Zustand einstellt.
Der Strom IL nimmt daher linear ab, um einen Spannungsabfall bei R2 zu bewirken.
Somit nimmt V2 linear ab.
Zu einem Zeitpunkt T2 ist der Spannungsabfall bei R2 gleich der Spannung E3, und der Verstärker 18 wird ein Fehlersignal an die Stufe 2 anlegen, wodurch der Strom IL auf einen Maximalwert IM begrenzt wird.
Da es angenommen wurde, daß E3 = E2 ist, wird gleichzeitig der Komparator 6 umgeschaltet werden, wodurch sein Ausgangssignal auf Null gebracht wird, und wodurch der Transistor 8 geöffnet wird.
Der Kondensator 9 beginnt damit, aufgeladen zu werden, und die Spannung VC nimmt gemäß einem linearen Gesetz zu (VC = IG(t-t2)/C).
Da E4 gleich Null ist, wird der Transkonduktanzverstärker 11 einen Strom I2 = VC*k = IG(t-t2)*K/C ausgeben, wobei K eine Transkonduktanz ist.
Da die Eingangsimpedanz der Verstärker 6, 18 vernachlassigbar gemacht werden kann, tendiert der Strom I2, der durch R1 und R2 fließt, dahin, die Eingangsspannung in dem Verstärker 18 anzuheben, was durch Wirken auf die Stufe 2 dazu führen wird, daß der Strom IL abnimmt, derart, daß R1*I2 + R2*IL = E2 ist.
Demgemäß nimmt IL linear ab, während I2 zunimmt.
Verständlicherweise ist der Spannungsabfall über R2 aufgrund der Komponente I2 im Vergleich zu dem Abfall IL*R2 vernachlässigbar.
In diesem Beispiel (E4 = 0) kann der Transkonduktanzverstärker 11 in seiner einfachsten Form eine Emitterfolger-Transistoranordnung sein, wobei der Emitterwiderstand durch die Serienwiderstände R1, R3 geliefert wird.
Um zu verhindern, daß die Entnahme des Befehlssignals VIN bewirkt, daß sich der Transistor während der Ausschaltphase öffnet, wird der Komparator 12, wenn die Spannung VC die Spannung ES überschreitet (die in diesem Fall zweckmäßigerweise ausgewählt ist, um einen Wert in der Nähe von Null zu haben, und die in dem Graph VC bei E51 angezeigt ist), ein Haltesignal mit positivem Pegel an die Stufe 2 über das Gatter 5 anlegen, und zwar von einem Zeitpunkt T3 aus, der sehr nahe bei T2 liegt.
Zu einem Zeitpunkt T4 wird der Transistor 3 vollständig aus sein, derselbe kann jedoch nicht wieder eingeschaltet werden, während die Steuerschaltung aktiv ist.
Die Steuerschaltung wird durch den Komparator 13 zurückgesetzt.
Wenn die Rampenspannung VC gleich der Referenzspannung E6 wird (zu einem Zeitpunkt T7), wird der positive Pegel an dem Ausgang des Komparators 13 und durch das UND-Gatter 14 erscheinen, wenn keine Befehlssignale an dem Eingang 1 erscheinen, wobei der Komparator 13 den Transistor 16 schliessen wird, wodurch der Kondensator 9 entladen wird, dessen Betrieb zu einem Zeitpunkt T8, der T7 unmittelbar folgt, bald beendet sein wird.
Durch Auswählen von E6 als zweckmäßigerweise großen Wert und durch Auswählen eines geeignet niedrigen Rampengradienten wird es möglich, eine Reaktivierung des Transistors für eine vorbestimmte Zeit zu verhindern, wodurch entsprechend ein Betriebszyklus geschaffen wird, der in Einklang mit der Transistorfunktion ist.
Der Schaltungsbetrieb, bei dem E4 > 0 ist, ist ziemlich ähnlich.
In diesem Fall folgt die Stromrampe in dem Transistor 3 von dem Zeitpunkt T1 zu dem Zeitpunkt T2 einer Versorgungsbedingung (Periode T2, T5), wo der Strom durch den Begrenzer 18 auf dem Wert IM gehalten wird.
Zu einem Zeitpunkt T5, wenn die Spannung VC gleich der Referenzspannung E4 ist, beginnt der Verstärker 11 damit, zu leiten (Graph I2 mit E4 > 0), und der Transistor 3 wird allmählich ausgeschaltet.
Es ist offensichtlich, daß die beschriebene Schaltung den Transistor 3 mit einem wirksamen Schutz gegenüber Ausschaltüberspannungen versieht, welche begrenzt werden, und daß derselbe gleichzeitig gegen übermäßige Leistungsdissipationen durch den Transistor 3, wie sie von unkorrekten Aktivierungsbefehlen oder von Rauschen entstammen können, geschützt ist.
Es ist offensichtlich, daß die vorhergehende Beschreibung nur ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel umfaßt, und daß viele Veränderungen an demselben durchgeführt werden können, ohne von der Erfindung abzuweichen, wie sie in den Ansprüchen definiert ist.
Insbesondere könnten die Transistoren 3, 8, 16 MOSFET-Bauelemente statt NPN-Typ-Transistoren, wie sie gezeigt wurden, sein.
Der Generator 7 kann durch einen Widerstand ersetzt werden, wobei die Funktion des Transistors 16 durch den Transistor 8 ausgeführt werden kann, und zwar in diesem Fall unter der Steuerung durch das Eingangssignal 1 und das Ausgangssignal des Komparators 13 durch eine geeignete Logikschaltungsanordnung (grundsätzlich ein ODER, das als Eingangssignal die Ausgangssignale von dem Komparator 6 und dem UND-Gatter 14 empfängt).
Ferner kann der Widerstand R3 im Fall eines Transkonduktanzverstärkers 11 weggelassen werden, da derselbe nur notwendig ist, wenn der Verstärker 11 ein Spannungsverstärker mit einer niedrigen Ausgangsimpedanz ist.
Fig. 3 zeigt schematisch aus Vollständigkeitsgründen eine Treiberstufe 2 für den Transistor 3.
Die Stufe 2 umfaßt grundsätzlich zwei Transistoren 20, 21, wobei der erstere einen Kollektor aufweist, der über einen Widerstandsbegrenzer 22 mit der Positivspannungsquelle VS verbunden ist, und wobei derselbe einen Emitter aufweist, der mit der Basis des Transistors 3 verbunden ist (oder eines Transistorpaars in einer Darlington-Konfiguration).
Der Kollektor des Transistors 21 ist mit der Basis des Transistors 3 verbunden, während der Emitter des Transistors 21 mit Masse verbunden ist.
Die Basis des Transistors 20 wird durch das Eingangssignal VIN gesteuert, sowie dasselbe über das Gatter 5 angelegt wird.
Die Basis des Transistors 21 empfängt als Eingang das Fehler- und Einstellungsausgangssignal VR durch den Verstärker 18.
Wenn der Laststrom dahin tendiert, den Maximalstrom IM zu überschreiten, wird bewirkt, daß der Transistor 21 leitet, um den Basisstrom zu leiten und teilweise abzuziehen, der von dem Transistor 20 dem Transistor 3 auferlegt wird, um denselben zur Masse hin zu entladen.
Es ist offensichtlich, daß bei dieser Schaltung, um ein verlangsamtes Ausschalten für den Transistor 3 sicherzustellen, der Transistor 20 während der Zeitdauer, die erforderlich ist, um denselben auszuschalten, leitend gehalten werden muß.
Aus diesem Grund schafft die beschriebene Steuerschaltung durch den Komparator 12 und das Gatter 5, daß der Block 2 in einem aktiven Zustand gehalten wird, selbst wenn der Befehlspuls abwesend ist.
Es sei angemerkt, daß dieses Halten nur von dem Zeitpunkt T3, der dem Zeitpunkt T2 folgt, sichergestellt wird, woraufhin der Rampengenerator aktiviert wird.
Der Rampengenerator kinnte jedoch zu einem Zeitpunkt unmittelbar nach T1 aktiviert werden, indem die Referenzspannung E3 sehr nahe bei Null ausgewählt wird.
Es ist ebenfalls offensichtlich, daß die Schaltung von Fig. 3 teilweise lediglich darstellend ist, und daß ihre bevorzugte Konstruktion weitgehend durch den Typ des zu steuernden Festkörperschalters diktiert sein wird.

Claims

1. Eine Steuerschaltung zum langsamen Ausschalten eines Festkörper-Leistungsschalters (3) mit folgenden Merkmalen:

einer Treiberstufe (2), die durch ein Befehlseingangssignal (VIN) aktiviert wird;

einer Detektoreinrichtung (R2) zum Erfassen des Laststroms (IL), der durch den Schalter fließt, und zum Liefern einer Anzeige desselben;

einer Laststrombegrenzungsschaltung (18, R1), die mit der Detektoreinrichtung verbunden ist, um die Anzeige zu empfangen, wobei die Begrenzungsschaltung einen Ausgang aufweist, der mit der Treiberstufe (2) verbunden ist, um ein Strombegrenzungssteuerungssignal (VR) zu liefern;

dadurch gekennzeichnet, daß dieselbe ferner folgende Merkmale aufweist:

eine Zeitgebungsschaltung (6, 10, 19), die ein erstes elektrisches Rampensignal (VC) erzeugt, das durch einen Laststrom über einen vorbestimmten Wert aktiviert wird;

einen ersten Verstärker (11), der an einem ersten Eingang desselben das erste elektrische Rampensignal (VC) empfängt, und der an einem zweiten Eingang ein vorbestimmtes elektrisches Referenzsignal (E4) empfängt, und der aktiviert ist, um ein zweites elektrisches Rampensignal (12) zu erzeugen, welches linear mit dem ersten Signal variiert, wenn das erste Signal (VC) das Referenzsignal (E4) überschreitet, wobei das zweite Signal (12) in die Laststrombegrenzungsschaltung eingegeben wird, um zu bewirken, daß der Laststrom linear abnimmt; und

eine erste Schaltungseinrichtung (13, 14, 15), die durch das erste Rampensignal (VC) bei einem vorbestimmten Pegel (E6) aktiviert wird, um die Zeitgebungsschaltung (6, 10, 19) in einen inaktiven Zustand zurückzusetzen.

2. Eine Schaltung gemäß Anspruch 1, bei der das zweite Rampensignal (I2) in die Zeitgebungsschaltung (6, 10, 19) eingegeben wird.

3. Eine Schaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, welche eine zweite Halteschaltungseinrichtung (12, E5) aufweist, die durch die Zeitgebungsschaltung aktiviert wird, um das Befehlssignal, das in die Treiberstufe (2) eingegeben wird, auf dem Wert des ersten Rampensignals (VC) zu halten, das einen vorbestimmten Pegel (E5) überschreitet.

4. Eine Schaltung gemäß Anspruch 1, 2 und 3, bei der die Begrenzungsschaltung einen zweiten Verstärker (18) aufweist, der einen ersten Eingang umfaßt, der über einen Widerstand (R1) mit der Laststromerfassungseinrichtung (R2) verbunden ist, wobei das zweite elektrische Rampensignal (I2) an den ersten Eingang angelegt wird, und wobei ein zweiter Eingang des Verstärkers eine vorbestimmte Referenzspannung (E2) empfängt.

5. Eine Schaltung gemäß Anspruch 1, 2, 3 und 4, bei der erste Verstärker (11) ein Transkonduktanzverstärker mit einem ersten Eingang zum Empfangen des ersten elektrischen Rampensignals (VC) und mit einem zweiten Eingang zum Empfangen einer Referenzspannung mit einem vorbestimmten Pegel (E4) ist.

6. Eine Schaltung gemäß Anspruch 1, 2, 3, 4 und 5, bei der die erste Schaltungseinrichtung (13, 14, 15) einen Komparator (13), der einen ersten Eingang zum Empfangen des ersten elektrischen Rampensignals (VC) und einen zweiten Eingang zum Empfangen einer Referenzspannung mit einem vorbestimmten Pegel (E6) aufweist, und Logikschaltungen (14, 15) zum Zurücksetzen der Zeitgebungsschaltung und zum Empfangen des Befehlseingangssignals (VIN) und eines Ausgangssignals von dem Komparator (13) als Eingangssignale aufweist, um die Zeitgebungsschaltung in einen inaktiven Zustand einzustellen, wenn ein Ausgangssignal von dem Komparator (13) bei dem vorbestimmten Pegel vorhanden ist, und wenn damit verbunden das Befehlseingangssignal (VIN) abwesend ist.