-
Technisches
Gebiet
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft das Anschließen an ein Netzwerk im allgemeinen
und insbesondere ein System zur Steuerung der Übertragung von Daten zwischen
den mit einem Netzwerkmedium verbundenen Netzwerkstationen und eine
Vorrichtung sowie ein Verfahren zur Einstellung der Eingangsverstärkung.
-
Stand der
Technik
-
Es
besteht eine ständig
vorhandene Nachfrage nach der Übertragung
verschiedener Typen von Daten zwischen Computern. Ein bevorzugtes
Verfahren zur Übertragung
derartiger Daten umfaßt
das Kodieren der Daten in ein niederfrequentes Basisdatensignal
und das Aufmodulieren des Basisdatensignals auf ein hochfrequentes
Trägersignal.
Dann wird das hochfrequente Trägersignal über ein
Netzwerkkabelmedium, über
ein HF-Signal, modulierte Beleuchtung oder ein anderes Netzwerkmedium
an eine Fernverarbeitungsstation übertragen.
-
An
der Fernverarbeitungsstation muß das
hochfrequente Trägersignal
empfangen und demoduliert werden, um das ursprüngliche Basisdatensignal wiederzugewinnen.
In Abwesenheit einer Verzerrung des Trägersignals über dem Netzwerkmedium wäre der empfangene
Träger
in Phase, Amplitude und Frequenz identisch mit dem gesendeten Träger und
könnte
unter Anwendung bekannter Mischtechniken zur Wiedergewinnung des
Basisdatensignals demoduliert werden. Das Basisdatensignal könnte dann
unter Verwendung bekannter Abtastalgorithmen wieder in digitale
Daten umgewandelt werden.
-
Die
Netzwerktopologie neigt jedoch zum Verzerren des hochfrequenten
Trägersignals
aufgrund von zahlreichen Zweigverbindungen und unterschiedlichen
Längen
dieser Verzweigungen, wodurch zahlreiche Reflexionen des gesendeten
Trägers
verursacht werden. Ferner wird der hochfrequente Träger durch
Störgeräusche verzerrt,
die durch elektrische Vorrichtungen verursacht werden, welche dicht
bei dem Kabelmedium betrieben werden. Solche Probleme treten bei
einem Netzwerk, das als Netzwerkkabelmedium Haustelefonverbindungskabel
verwendet, noch deutlicher zutage, weil die zahlreichen Verzweigungen
und Verbindungen üblicherweise
für die Übertragung
einfacher alter Telefonsystem-(POTS-)-Signale in der Frequenz von
0,3 bis 3,4 Kilohertz und nicht für die Übertragung hochfrequenter Trägersignale
in der Ordnung von 1 Megahertz oder höher ausgelegt sind. Ferner
werden die hochfrequenten Trägersignale
durch Einschaltspannungsstöße aufgrund
von Schluß-
und Beginngeräuschimpulsen
des die Netzwerkkabel verwendenden POTS verzerrt.
-
Eine
derartige Verzerrung der Frequenz, Amplitude und Phase des hochfrequenten
Trägersignals
verschlechtert die Netzwerkleistung und tendiert dazu, die Entwicklung
von Netzwerken mit höherer
Rate zu behindern und fordert die Entwickler heraus, die Modulationstechniken
und Datenwiedergewinnungstechniken zur Verbesserung der Datenraten
kontinuierlich zu verbessern. Unter dem 1,0-Standard der Heimtelefonvernetzungsallianz
(HPNA) wird beispielsweise bei Durchführung einer Impulspositionsmodulation
(PPM) eines Trägers
eine 1-Mbit-Datenrate erzielt, während
der neuere HPNA-2,0-Standard eine 10-Mbit-Datenrate unter Verwendung
einer komplexen Modulationstechnik bei Durchführung einer frequenzdiversen
Quadraturamplitudenmodulation (QAM) erreicht. Es besteht ein Problem
dahingehend, daß ein
PPM-moduliertes Trägersignal und
ein QAM-moduliertes Trägersignal
deutlich verschiedene Leistungshüllkurven
aufweisen.
-
Ein
weiteres, mit fortschreitenden Standards und zunehmenden Datenraten
zusammenhängendes Problem
ist, daß,
wie beim HPNA-Beispiel, die ursprünglichen Basisdatensignalamplitudenschwankungen
und -verzerrungen bewirken können,
daß die
Amplitude eines eingehenden analogen Signals größer ist als der dynamische
Bereich eines Analog-/Digital-Wandlers, der das eingehende Analogsignal
in eine digitale Darstellung des eingehenden Analogsignals umwandelt.
Die Amplitude des eingehenden Analogsignals kann auch geringer sein
als der volle dynamische Bereich des Analog-/Digital-Wandlers, was
dazu führt,
daß nicht
der volle dynamische Bereich oder die Auflösung des Analog-/Digital-Wandlers
genutzt werden kann.
-
Daher
besteht, basierend auf den erkannten Zielen der Industrie in Bezug
auf Größe- und
Kostenreduzierung, Bedarf an einer Vorrichtung und einem Verfahren
zum Einstellen der Eingangsverstärkung
für einen Verstärker in
einem Empfänger,
der imstande ist, verzerrte modulierte Trägersignale zu empfangen, wobei
potentiell mehrere Modulationstechniken verwendet werden.
-
US-A-5
146 155 offenbart eine Meßschaltung,
die einen digitalen Wert eines analogen Signals liefert, wobei die
Schaltung einen Verstärker,
der das analoge Signal empfängt,
und einen Analog-/Digital-Wandler aufweist, der das verstärkte Signal
empfängt.
Die Verstärkung
des Verstärkers
wird in diskreten Schritten durch ein Steuersignal gesteuert, das
von einer Steuereinheit zurückgeführt wird,
die den digitalen Ausgang des Analog-/Digital-Wandlers empfängt.
-
Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine Datenvernetzungsvorrichtung
vorgesehen, mit: einem Verstärker
mit variabler Verstärkung;
einem Analog-/Digital-Wandler zum Umwandeln eines analogen Ausgangssignals
des Verstärkers
in ein digitales Signal; und einer Digitalsignalüberwachungsschaltung zum Überwachen
des digitalen Signals und zum Liefern von Rückkopplungssignalen zum Steuern
der Verstärkung
des Verstärkers
in Abhängigkeit
von dem digitalen Signal, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker eine
erste wählbare
Impedanz und eine zweite wählbare
Impedanz aufweist, wobei die Impedanzen durch die Rückkopplungssignale
zum Einstellen der Verstärkung
des Verstärkers
betätigt
werden, und die Digitalüberwa chungsschaltung
das digitale Signal überwacht,
um den Prozentsatz des dynamischen Bereichs des Analog-/Digital-Wandlers
zu bestimmen, der zum Umwandeln des analogen Ausgangssignals des
Verstärkers
verwendet wird.
-
Gemäß einem
weiteren Aspekt der Erfindung ist ein Verfahren zum Steuern eines
Verstärkers
mit variabler Verstärkung
vorgesehen, bei dem ein analoges Ausgangssignal des Verstärkers mit
variabler Verstärkung
durch einen Analog-/Digital-Wandler in ein digitales Signal umgewandelt
wird, dadurch gekennzeichnet, daß das Verfahren die folgenden
Schritte umfaßt:
Bestimmen eines Teils des dynamischen Bereichs des Analog-/Digital-Wandlers,
der zum Umwandeln des analogen Ausgangssignals des Verstärkers mit
variabler Verstärkung
verwendet wird; und Liefern eines ersten Rückkopplungssignals an eine
erste wählbare
Impedanz und Liefern eines zweiten Rückkopplungssignals an eine
zweite wählbare
Impedanz, wobei das erste und das zweite Rückkopplungssignal die Verstärkung des
Verstärkers
einstellen, um den vom Analog-/Digital-Wandler verwendeten
dynamischen Bereich zu erweitern.
-
In
einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung bestimmt die digitale Überwachungsschaltung, ob das
digitale Ausgangssignal ständig
nahe dem oberen oder unteren Ende des dynamischen Bereichs des A/D-Wandlers
ist, und dementsprechend wird das Rückkopplungssignal eingestellt,
um die Verstärkung des
Verstärkers
zu verringern oder zu erhöhen,
so daß der
volle dynamische Bereich des A/D-Wandlers genutzt wird.
-
Diese
und weitere bevorzugte Merkmale der vorliegenden Erfindung werden
deutlich anhand der folgenden Beschreibung mit Bezug auf die beigefügten Zeichnungen,
welche, lediglich als Beispiel, zeigen:
-
1 ein
Blockdiagramm einer Analog-Eingangsteil-Schaltung mit einem Verstärker mit
variabler Verstärkung
gemäß der vorliegenden
Erfindung;
-
2 ein
repräsentatives
Schaltbild des in 1 gezeigten Verstärkers mit
variabler Verstärkung;
-
3 ein
schematisches Schaubild einer ersten wählbaren Impedanz zur Verwendung
bei dem Verstärker
mit variabler Verstärkung
von 2;
-
4 ein
schematisches Schaubild einer zweiten wählbaren Impedanz zur Verwendung
bei dem Verstärker
mit variabler Verstärkung
von 2; und
-
5 ein
schematisches Schaubild einer wählbaren
kapazitiven Kompensationsschaltung zur Verwendung bei dem Verstärker mit
variabler Verstärkung
von 2.
-
In
der folgenden ausführlichen
Beschreibung sind identische Bauteile mit identischen Bezugszeichen versehen
worden, ungeachtet dessen, daß sie
in verschiedenen Ausführungsformen
der vorliegenden Erfindung gezeigt sind. Zur deutlichen und präzisen Darstellung
der vorliegenden Erfindung müssen
die Zeichnungen nicht notwendigerweise maßstabsgetreu sein, und bestimmte
Merkmale können
in einer ein wenig schematischen Form gezeigt sein.
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Verstärker mit variabler Verstärkung, der
ein eingehendes analoges Spannungssignal so formt, daß es Vorteil
aus dem vollen dynamischen Bereich (d.h. Auflösung) eines Analog-/Digital-(A/D-)Wandlers
in einer Datenvernetzungsvorrichtung zieht.
-
1 stellt
eine Analog-Eingangsteil-Schaltung 10 einer Vernetzungsvorrichtung,
wie beispielsweise ein Datennetzwerk mit 1 Mbps, 10 Mbps, 100 Mbps
oder mit einer Heimtelefonleitungsvernetzungsallianz (HPNA) mit
anderer Bandbreite oder einem anderen Standard dar, wobei das Datennetzwerk über eine
herkömmliche
POTS RJ11-Telefonleitung 12 arbeitet. Die analoge Eingangsteil-Schaltung 10 empfängt Datensignale von
der Telefonleitung 12 über
eine Schaltung 14 mit Bauteilen zum Formen der Datensignale,
wie beispielsweise Filter, Transformatoren und Spannungsstoßschutzeinrichtungen.
Die empfangenen Signale oder eingehenden analogen Spannungssignale 16 werden
von einer elektronischen Hybridschaltung 18 zur Durchführung von
Funktionen wie Kollisionserkennung verarbeitet. Als nächstes werden
die eingehenden Signale 16 zum Formen der eingehenden Signale 16 durch
einen Verstärker
mit variabler Verstärkung
(VGA) 20 und ein Filter 22 geleitet. Die geformten
eingehenden Signale werden in einen anderen VGA 24 eingegeben,
der die geformten empfangenen Signale für einen Analog-/Digital-(A/D-)Wandler 26 verstärkt. Das
Eingangssignal für den
VGA 24 wird hier als V1 und der
Ausgang des VGA 24 als V0 bezeichnet.
Die Funktionsweise des VGA 24 wird nachfolgend ausführlicher
beschrieben. Der A/D-Wandler 26 wandelt den Ausgang des
VGA 24 bzw. V0 in einen digitalen
Ausgang DOUT um. Dann wird DOUT von
dem A/D-Wandler 26 zu einer digitalen Eingangs-/Ausgangs-(I/O-)Schaltung 28 gesendet.
Die digitale I/O-Schaltung 28 dient als Schnittstelle zwischen der
analogen Eingangsteil-Schaltung 10 und einer folgenden
Netzwerkvorrichtungsschaltung.
-
Von
der folgenden Netzwerkvorrichtungsschaltung mittels der analogen
Eingangsteil-Schaltung 10 empfangene digitale Datenausgangssignale
werden von der Digital-I/O-Schaltung 28 empfangen. Die
digitalen Datenausgangssignale werden von einem Digital-/Analog-(D/A-)Wandler 30 in
ein analoges Sendesignal umgewandelt. Das analoge Sendesignal wird
von einem anderen VGA 32 geformt. Der VGA 32 wirkt
als ein Sendeabschwächer
mit einstellbarer Verstärkung,
um Flexibilität
bei der Einstellung der Sendeenergie der analogen Eingangsteil-Schaltung 10 zu
ermöglichen.
Das abgeschwächte
Signal wird ferner von einem Filter 34 geformt. Das gefilterte
abgeschwächte
Sendesignal wird wahlweise durch einen Sendeschalter 36 geleitet,
bevor es durch die elektronische Hybridschaltung 18 und
die Schaltung 14 zu der Telefonleitung 12 gesendet
wird.
-
Eine
Funktion der I/O-Schaltung 28 besteht im Liefern der Rückkopplungssignale
an den VGA 20, den VGA 24 und den VGA 32.
Die Rückkopplungssignale
werden von den VGAs 20, 24 und 32 zum
Variieren der Verstärkung
dieser Verstärker
verwendet.
-
2 zeigt
zusätzlich
eine schematische Ansicht des VGA 24. Der VGA 24 ist
ein in Standard-CMOS implementierter programmierbarer Verstärker. Die
Verstärkung
des VGA 24 wird durch Variieren eines Eingangsabschwächers oder
einer ersten wählbaren
Impedanz und einer mit einer Rückkopplungsimpedanz 48 verbundenen
zweiten wählbaren
Impedanz 46 eingestellt. Wie in 2 dargestellt,
sind die erste wählbare
Impedanz 44 und die zweite wählbare Impedanz 46 Dauerpotentiometer
mit Gesamtwiderstandswerten von R1 bzw.
R2. Die Potentiometer sind ein veranschaulichendes
Ausführungsbeispiel
der Erfindung und dem Fachmann ist klar, daß die wählbaren Impedanzen 44, 46 mit
diskreten einheitlichen oder uneinheitlichen abgegriffenen Widerstandsketten,
die, wie in den 3 und 4 dargestellt
und nachfolgend ausführlicher
beschrieben ist, mit CMOS-Strukturen betätigt werden, implementiert
werden können.
Alternativ können
die Impedanzen 44, 46 mit anderen Widerstands-
oder Schaltbauteilen implementiert werden, wobei sich äquivalente
Ergebnisse ergeben, und sie werden als im Rahmen der Erfindung liegend
angesehen. Die Rückkopplungsimpedanz 48 hat
einen festgelegten Wert oder RF.
-
Die
erste wählbare
Impedanz 44 und die zweite wählbare Impedanz 46 werden
durch die Rückkopplung
von der digitalen I/O-Schaltung 28 gesteuert. Genauer gesagt,
die digitale I/O-Schaltung 28 weist eine digitale Überwachungsschaltung 50 auf,
die dem VGA 24 eine Rückkopplung
liefert. Die digitale Überwachungsschaltung 50 überwacht
den digitalen Ausgang des A/D-Wandlers 26 oder
DOUT Die digitale Überwachungsschaltung 50 sammelt
Informationen und Statistiken in Bezug auf den Wert von DOUT, die zur Einstellung der dem VGA 24 zugeführten Rückkopplung
verwendet werden. Die Statistiken und Informationen enthalten Signalausgangspegel
des A/D-Wandlers 26. Falls der Ausgang des A/D-Wandlers 26 ständig am
oder nahe dem oberen Ende des dynamischen Bereichs des A/D-Wandlers 26 ist,
kann V0 den A/D-Wandler 26 sättigen und
die digitale Überwachungsschaltung 50 liefert
dem VGA 24 eine Rückkopplung,
um VI zu dämpfen oder die aktuelle Verstärkungseinstellung
des VGA 24 zu verringern. Ist dagegen DOUT ständig geringer
als der volle dynamische Bereich des A/D-Wandlers 26, liefert
die digitale Überwachungsschaltung
eine Rückkopplung
an den VGA 24, um VI zu verstärken und
so Vorteil aus dem vollen dynamischen Bereich des A/D-Wandlers 26 zu
ziehen. Befindet sich der digitale Ausgang des A/D-Wandlers 26 z.B.
ständig
innerhalb der ersten 60% des dynamischen Bereichs des A/D-Wandlers,
liefert die digitale Überwachungsschaltung 50 dem
VGA 24 eine Rückkopplung,
so daß die
Verstärkung
des VGA 24 erhöht
wird, um das dem A/D-Wandler 26 zugeführte Signal zu verstärken. Die
obenstehenden Statistiken und Informationen über DOUT werden
durch Überwachen des
durchschnittlichen Signalwerts von DOUT und
Feststellen, ob das durchschnittliche Signal für eine gewisse Zeit, wie beispielsweise
1,0 msec bis 1,0 μsec,
innerhalb eines bestimmten dynamischen Bereichs ist, gesammelt.
Dem Fachmann ist klar, daß andere
statistische und/oder Signalpegelabtastverfahren angewandt werden können und
als im Rahmen der Erfindung liegend angesehen werden. Als detaillierteres
Beispiel stellt die folgende Tabelle eine Abtastverstärkungsbestimmungsverweistabelle
dar. Der Faktor, um den die Verstärkung zu erhöhen ist,
ist konservativ gewählt,
um die Verstärkung
des VGA 24 nicht innerhalb kurzer Zeit übermäßig zu erhöhen, wodurch der A/D-Wandler 26 gesättigt würde.
-
-
-
Die
von der digitalen Überwachungsschaltung 50 erzeugten
Rückkopplungssignale
können
auch verwendet werden, um die analoge Eingangsteil-Schaltung 10 bei
der Wiedergewinnung von Signalen, die unter Verwendung unterschiedlicher
Standards, wie beispielsweise Impulspositionsmodulation (PPM) und
frequenzdiverse Quadraturamplitudenmodulation (QAM), moduliert worden
sind, zu unterstützen.
Dementsprechend ist die digitale I/O-Schaltung 28 mit einer
Modulationserkennungs- und -rückkopplungsschaltung
oder einer QAM/PPM RxGAIN-Wählschaltung 52 (1)
versehen. Der Signalmodulationstyp wird von der QAM/PPM RxGAIN-Wählschaltung 52 erkannt
und es wird ein entsprechendes Verstärkungsrückkopplungssignal für den Modulationstyp
(RxGAIN) erzeugt, um die Verstärkung des
VGA 24 zur Koordination mit der Leistungshüllkurve des
Modulationstyps einzustellen. Das Verstärkungsrückkopplungssignal für den Modulationstyp,
RxGAIN, wird in das Rückkopplungssignal faktorisiert,
das von der digitalen Überwachungsschaltung 50 erzeugt
wird, um festzustellen, ob der volle dynamische Bereich des A/D-Wandlers 26 ausgenutzt
wird.
-
Die
QAM/PPM RxGAIN-Wählschaltung 52 nimmt
die digitalen Abtastwerte von dem A/D-Wandler 26 bzw. DOUT und bearbeitet die digitalen Abtastwerte
mit einem Hilbert-Transformator. Unter Anwendung bekannter Techniken
trennt der Hilbert-Transformator ein I-Kanal-Signal bzw. I und ein
Q-Kanal-Signal bzw.
G von den digitalen Abtastwerten. Das I-Kanal-Signal und das Q-Kanal-Signal werden
in einen Hüllkurvendetektor
eingegeben, der unter Anwendung bekannter Techniken die Quadratwurzel
der Summe aus I2 + Q2 berechnet
und ein dafür
repräsentatives
Hüllkurvensignal
erzeugt. Das I-Kanal-Signal
und das Q-Kanal-Signal sind auch mit einer Entzerr- und Trenneinrichtung
zur Wiedergewinnung der QAM-modulierten Daten verbunden, während das
Hüllkurvensignal
zur Wiedergewinnung der PPM-modulierten Daten mit einer Dekodierschaltung
verbunden ist. Das Hüllkurvensignal
ist auch sowohl mit einer QAM-Automatikverstärkungssteuerungs-(AGC-)Schaltung
und als auch mit einer PPM AGC-Schaltung verbunden. Die QAM AGC-Schaltung
ist zur Erzeugung eines QAM-Verstärkungswerts (QAM RxGain) wirksam,
während
die PPM AGC-Schaltung zur Erzeugung eines PPM-Verstärkungswertes
(PPM RxGain) wirksam ist. Ein von einem Verstärkungswählsignal gesteuerter Multiplexer
ist zum Wählen
eines der QAM RxGain- und PPM RxGain-Signale wirksam. Das gewählte Verstärkungssignal,
entweder QAM RxGain oder PPM RxGain, von dem Multiplexer wird in
entweder digitaler oder analoger Form in die digitale Überwachungsschaltung 50 eingegeben.
Das Hüllkurvensignal
wird ebenfalls in ein Tiefpaßfilter
eingegeben, um ein gefiltertes Hüllkurvensignal
zu erzeugen, das seinerseits mit einer Trägerabtastschaltung zum Erkennen
des Vorhandenseins eines kontinuierlichen Trägers (z.B. QAM-Trägers) verbunden
ist und das oben erwähnte
Verstärkungswählsignal
zur Steuerung des Multiplexers erzeugt.
-
Wie
weiterhin aus 2 hervorgeht, ist der VGA 24 ein
Stromrückkopplungsverstärker mit
einer Verstärkungskomponente
oder ein Operationsverstärker 60.
Der Operationsverstärker
hat einen ersten Eingang oder nicht-invertierenden Eingang 62,
an den V1 durch die erste wählbare Impedanz 44 angelegt
wird. Der Operationsverstärker 60 hat
einen zweiten oder invertie renden Eingang 64, der mit einem
Ausgang 66 des Operationsverstärkers 60 durch die
Rückkopplungsimpedanz 48 verbunden
ist. Der nicht-invertierende Eingang ist ebenfalls mit einem ersten
Anschluß 68 der
zweiten wählbaren
Impedanz 46 verbunden. Ein zweiter Anschluß 70 der
zweiten wählbaren
Impedanz 46 ist mit Masse oder einer anderen Referenzspannung
verbunden. Die Eingangsspannung für den VGA 24 oder
VI ist mit einem ersten Anschluß 72 der
ersten wählbaren Impedanz 44 verbunden.
Ein zweiter Anschluß 74 der
ersten wählbaren
Impedanz 44 ist mit Masse oder einer anderen Referenzspannung
verbunden. Ein Ausgang 76 der ersten wählbaren Impedanz 44 ist
mit dem nicht-invertierenden Eingang 62 des Operationsverstärkers 60 verbunden.
Der Ausgang 66 des Operationsverstärkers 60 ist mit einem
Eingang des A/D-Wandlers 26 verbunden.
-
Wie
erwähnt,
hat die erste wählbare
Impedanz 44 einen Gesamtwiderstandswert von R1.
Ein oder mehrere erste Rückkopplungssignale
steuern die erste wählbare
Impedanz 44 derart, daß ein
Teil von R1 zwischen dem zweiten Anschluß 74 und
dem Ausgang 76 der ersten wählbaren Impedanz 44 wählbar ist.
Dieser Teil von R1 oder αR1 stellt
einen Prozentsatz der zwischen den zweiten Anschluß 74 und
den Ausgang 78 geschalteten Impedanz dar. Der Ausgleich
von R1 oder (1 – α)R1 stellt
den Prozentsatz von R1 dar, der zwischen den
ersten Anschluß 72 und
den Ausgang 76 geschaltet ist. Ein oder mehrere zweite
Rückkopplungssignale steuern
die zweite wählbare
Impedanz 46 derart, daß ein
Teil von R1 zwischen dem invertierenden
Eingang 64 oder dem ersten Anschluß 68 und dem zweiten
Anschluß 70 vorhanden
ist. Dieser Teil von R2 bzw. βR2 ist der Betrag der Impedanz zwischen dem
ersten Anschluß 68 und
dem zweiten Anschluß 70.
Wie für
den Fachmann ersichtlich, kann die Verstärkung des VGA 24 durch
folgende Gleichung ausgedrückt
werden.
-
-
In 3 ist
ein Ausführungsbeispiel
der ersten wählbaren
Impedanz 44 detaillierter dargestellt. Die erste wählbare Impedanz 44 weist
eine Widerstandskette 80 oder einen anderen Typ von Spannungsteiler
und einen Multiplexer 82 auf. Die Widerstandskette 80 hat
einen Gesamtimpedanzwert von R1 und besteht
aus einer Reihe von einzelnen Widerständen 84. Der Multiplexer 82 wählt aus,
welcher Teil der Widerstandskette 80 zwischen den ersten
Anschluß 72 und
den Ausgang 76 geschaltet wird, oder (1 – α)R1, wodurch auch der Teil der Widerstandskette 80 bestimmt
wird, der zwischen den zweiten Anschluß 74 und den Ausgang 76 geschaltet
wird, oder αR1. Die Wahl erfolgt dadurch, daß eine Reihe
von Abgriffen 85 mit dem Ausgang 76 verbunden wird.
Dem Fachmann ist klar, daß die
Reihe einzelner Widerstände 84,
die die Widerstandskette 80 bilden, nicht denselben Impedanzwert
haben müssen.
Die Impedanzwerte der Widerstände 84 können gleich
sein, linear miteinander in Beziehung stehen oder nicht-linear,
z.B. logarithmisch, miteinander in Beziehung stehen. Die Anzahl
der einzelnen Widerstände 84 und
ihre Impedanzwerte können
eingestellt werden, so daß sich
nahezu jede gewünschte Übertragungskurve
ergibt. Tatsächlich
sind die eigentlichen Werte der einzelnen Widerstände 84 weniger
wichtig als der Prozentsatz der Impedanz über und unter dem gewählten Abgriff 85 der
ersten wählbaren
Impedanz 44.
-
Der
Multiplexer 82 wird von einer oder mehreren Rückkopplungsleitungen
von der digitalen Überwachungsschaltung 50 aus
gesteuert. Die Rückkopplungsleitungen
liegen in Form von Multiplexerwählleitungen oder α select vor
und werden zur Steuerung oder Betätigung des Multiplexers 82 verwendet.
Der Multiplexer 82 ist eine potentielle Fehlerquelle für den VGA 24.
Daher ist es wünschenswert,
die Erzeugung eines Spannungsabfalls über dem Schaltmechanismus des
Multiplexers 82 zu vermeiden. Daher ist der Schaltmechanismus
des Multiplexers 82 eine Reihe von MOS-Transistoren, die
von den α select-Rückkopplungsleitungen
von der digitalen Überwachungsschaltung 50 gesteuert
werden. Die Rückkopplungssignale
oder α select
sind digitale Signale zum Ermöglichen
einer digitalen Steuerung des VGA 24. Auf dem Fachgebiet
sind NMOS- und CMOS-Implementierungen von Multiplexern bekannt,
die zum Empfang digitaler Wählsignale
ausgebildet sind und einen einer Vielzahl von Abgriffen oder Eingängen mit
einem einzelnen Ausgang multiplexen oder verbinden. Beispiele für derartige
Multiplexer sind in Donald G. Fink und Donald Christiansen, Electronics
Engineers Handbook, 3. Ausgabe, 1989, Seiten 16: 49–53, die
hiermit durch Bezugnahme Bestandteil der Anmeldung werden, beschrieben.
-
Gemäß 4 ist
auch die zweite wählbare
Impedanz mit einer Widerstandskette 86 versehen, die aus einer
Reihe einzelner Widerstände 88 oder
einem anderen Spannungsteilertyp und einem Multiplexer 90 zum Verbinden
eines einer Reihe von Abgriffen 92 mit dem ersten Anschluß 68 besteht. Ähnlich wie
die erste wählbare
Impedanz 44 empfängt
die zweite wählbare
Impedanz 46 eine Rückkopplung
von der digitalen Überwachungsschaltung 50 in
Form von β select-Leitungen,
um zu bestimmen, welcher Teil der Widerstandskette 86 zwischen
den ersten Anschluß 68 und
den zweiten Anschluß 70 der
zweiten wählbaren
Impedanz 46 geschaltet wird, oder βR2.
Die Impedanzwerte der einzelnen Widerstände 88 können gleich
sein, linear oder nicht-linear
miteinander in Beziehung stehen. Es sei darauf hingewiesen, daß die digitale Überwachungsschaltung 50 die α select-
und β select-Rückkopplungssignale so koordiniert,
daß die
erste wählbare
Impedanz 44 und die zweite wählbare Impedanz 46 einzeln
oder zusammen eingestellt werden können, um den VGA 24 mit
der gewünschten
Verstärkung,
Abschwächung
oder einfachen Verstärkung
zu versehen. Derselbe Typ von MOS-Multiplexer, der für die erste
wählbare
Impedanz 44 verwendet wird, kann bei der zweiten wählbaren
Impedanz 46 verwendet werden.
-
Es
sei darauf hingewiesen, daß durch
Verwendung zweier wählbarer
Impedanzen 44, 46, die dadurch steuerbar sind,
daß die
digitale Überwachungsschaltung 50 die
Verstärkung
des Verstärkers
einstellt, ein hoher Grad an Verstärkungssteuerung mit einer geringen
Anzahl einzelner Widerstände
in den Widerstandsketten 80, 86 möglich ist.
Die digitale Überwachungsschaltung
kann mit einem Mikroprozessor, einer Vergleichsschaltung oder dergleichen implementiert
werden. Die digitale Überwachungsschaltung
ist mit vorbestimmten α-
und β select-Rückkopplungswerten
zur Einstellung der einen oder beider wählbarer Impedanzen 44, 46 konfiguriert
oder programmiert, um eine gewünschte
Verstärkung
des VGA 24 zu erreichen. Die digitale Überwachungsschaltung 50 kann
beispielsweise mit einem Speicher zum Speichern einer Verweistabelle
mit α- und β select-Rückkopplungswerten
versehen sein.
-
Um
für eine
stabile Verstärkung
des Spannungssignals VI bei einer konstanten
Bandbreite zu sorgen, ist der Operationsverstärker 60 des VGA 24 als
Stromrückkopplungsverstärker implementiert,
um die Vorzüge einer
konstanten Bandbreite mit Schleifenverstärkung zu erreichen. Es ist
möglich,
daß die
analoge Eingangsteil-Schaltung zum Kommunizieren mit anderen Vorrichtungen
mit mehr als einer Bandbreite verwendet wird. Unter Berücksichtigung
dessen kann der VGA 24 mit einem mit dem Verstärker 60 verbundenen
wählbaren Kompensationskondensatornetzwerk 94 (5)
eingestellt werden. Der Operationsverstärker 60 ist mit einem Kompensationsknoten 96 (2)
versehen, der über
einen Multiplexer 100 mit einem einer Vielzahl von Kondensatoren 98 verbunden
ist. Die Kondensatoren 98 weisen jeweils einen unterschiedlichen
Kapazitätswert auf,
der einer entsprechenden Kompensation für den Verstärker 60 entspricht,
um die Schleifenverstärkung bei
einer wählbaren
konstanten Bandbreite zu liefern. Der Multiplexer 100 ist
vom selben Typus wie die bei den ersten und zweiten wählbaren
Impedanzen 44, 46 verwendeten Multiplexer 82, 90.
Der Multiplexer 100 wird durch Kompensationswählrückkopplungsleitungen
oder comp.select gesteuert, gesteuert entweder durch einen Bandbreitenmonitor
in der digitalen Überwachungsschaltung 50,
der elektronischen Hybridschaltung 18 oder einer separaten
Bandbreitenüberwachungsschaltung,
die mit der Empfangsseite der analogen Eingangsteil-Schaltung 10 verbunden
ist, gesteuert sind. Das wählbare
Kompensationskondensatornetzwerk 94 und die variable Verstärkungsfähigkeit
des VGA 24 ermöglichen
es diesem, ein analoges Spannungssignal an den A/D-Wandler 26 zu
liefern, das den dynamischen Bereich des A/D-Wandlers 26 maximiert, wenn
die Amplitude des analogen Signals VI variiert
und die Bandbreite des empfangenen Signals variiert.
